JPS607480B2 - パルスモ−タの動作検出回路 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、パルスモータの動作検出回路に関し、特に電
子腕時計の電気機械変去逸機構としてのパルスモータの
駆動方式に関する。

本発明の目的は、かかるパルスモータの低消費電力化に
ある。本発明の目的はまた、低消費電力駆動時に起りう
る誤動作を検出し、或いは予期して瞬時に補正すること
にあり、秒針の動作等、時計の外観的動作において誤動
作或いは補正等が感知されない制御方式を提供すること
にある。水晶振動子を時間標準振動子としたいわゆる水
晶腕時計が実用化されて以来、その高精度、高信頼性か
ら広く普及するに至った。

その間、この水晶腕時計の技術革新はめご・ましく、そ
の消費電力についても当初２項致しＷ必要としたものが
現在では５ｒＷ程度で実現できるようになってきた。し
かしながら現状の消費電力５仏Ｗの内訳を見ると水晶振
動子の発振、分周等回路関係で１．５〜２ムＷ、パルス
モータで３〜３．５仏Ｗと、かなりアンバランスが目立
つ、即ち電気機械変換機構の消費電力が全体の消費電力
の６〜７割もしみているわけで今後さらに低電力化を図
っていくためにはこのパルスモータの低電力化が効果的
でありそうである。しかも現状のパルスモータの変換効
率はかなり高く、これ以上の効率アップはかなり困難で
ある。ただ従来のパルスモータは、カレンダー機構の如
き耐付加機構、温度、磁気等の耐環境、振動衝撃等の耐
外乱等の要求から最悪状態でも充分に作動する様に設計
されてきた。そのため一定の駆動条件で一定負荷に耐え
る性能がモータに要求されていたのであるが、実際に時
計体がこの様な負荷状態にあるのは一日の内でも４〜５
時間程度で他の２胡時間は殆んど無負荷状態にある。即
ち、時計体が常に無負荷状態にあれば、モータ機構はそ
れ程大きな負荷に耐える様な設計をする必要がなく、そ
の場合には消費電力もかなり低減できるのであるが、時
計は短時間ではあるが厳しい環境になるので、これを保
証するために大電力を供給して大出力を得るパルスモー
タを用いる必要があった。本発明は、パルスモ−夕の駆
動方式を負荷が小さいときには少ない電力で駆動し、負
荷が大きいときには大電力で駆動することにより上述の
不合理性を改め、パルスモータで消費する電力を大幅に
低減するものである。

しかもこの様な駆動方式を機械的接点などを含まず信頼
性のある全電子的な手段で構成するとともにモータの種
類、量産によるバラッキ等にも対処できる安定な駆動を
実現したものである。以下、本発明につき説明する。

第１図は、電子腕時計用パルスモー夕の１例であり、図
において１は２極に着磁された永久磁石製のローターで
、このローターーをはさんでステータ２，３が対向して
配置されているが、これらのステータ２，３はそれぞれ
コイル４を巻いた継鉄５に接続して１組のステータを構
成している。

ステータ２，３は、ロー夕一１が一定方向に回転できる
ようにローター１の中心に対してステーター２，３の円
弧部２ａ，３ａを、偏心させ、ローターーの静止時の磁
極（ＮおよびＳ）位置をステーター２，３の一方にずら
している。この種のパルスモーターは従来から実用化さ
れており第２図に示す様な回路ブロックで駆動されてい
た。１０は水晶振動子であり、発振回路１１により駆動
され、その周波数は分筒器１２により分周され、波形整
形器１３で適当な時間間隔で適当な時間幅の１８０ｏ位
相の異なる２つのパルスが形成される。

その一例として、２″毎７．８の蛾のパルスを考え以下
これについて説明していく。このパルスをＣＭＯＳイン
バーターで構成されるドライバー１４，１５に入力し、
その出力をコイル４の端子４ａ，４ｂに供給する。第３
図はこのドライバー部の詳細図であり、一方のィンバー
タ−１４の入力端子１６に１８なる信号を印加すると矢
印１９で示す様に電流が流れ、逆に他方のインバーター
１５の入力端子１７に同様の信号を印加すると矢印１９
と対称的なルートに電流が流れる。即ち両ィンバータの
入力端子１６，１７に交互に信号を印加することにより
コイル４に流れる電流を交互に反転させることができ、
具体的には１秒毎に交互に反転する７．８ｍｓ的の電流
をコイル４に流すことができる。このような駆動回路に
より第１図のステップモーターのステーター２，３には
Ｎ極、Ｓ極が交互に発生し、ローター１の磁極と反発、
吸引によりローター１を１８０ｏずつ回転させることが
できる。そしてこのローター１の回転は中間車６を介し
て４番車７に伝達され、さらに３番車８、２番車９、さ
らには図示しないが筒カナ、筒車、カレンダー機構に伝
達され、時針、分針、秒針、カレンダー等からなる指示
機構を作動させる。第１図のパルスモータは、原理的に
は以上の説明の如く作動し、これを電子腕時計用の変換
機構として用いてきた。第３図のドライブ回路において
、端子１７にハイレベル信号を端子１６に信号１８を印
加して矢印１ ９の如く電流を流したときＭＯＳトラン
ジスタ１５にはチャネルインピーダンスによって駆動電
流に基づく電圧降下が生じ端子４ｂでこの電流に相当す
る信号波形を検出することができる。

その電流波形は、例えば第４図の如くになる。第４図で
区間Ａは駆動区間でこの場合７．８ｍＳｅｃ、この区間
Ａで流れる電流がモーター駆動で消費される複雑な形状
を示すのは、駆動回路によって印加された電圧に基づい
て生ずる電流の他に駆動されたローターの回転によって
コイルに譲起電流が重畳されるためである。区間Ｂは、
駆動パルス印加後の区間で、ローターは慣性による回転
と安定位置に停止する迄の振動をなう、このときこの区
間は第３図の駆動用インバーター４，１５のＰチャンネ
ルＭＯＳトランジスタがＯＮになっているためコイル４
とこのトランジスタとのループで前記ロ−夕−の動きに
応じたコイル４への誘起電流が流れる。第４図の区間Ｂ
の波形が脈動しているのはこのためである。従ってこの
駆動電流波形、及び駆動後の誘起電流波形が形状とロー
ターの回転位置とはほぼ対応をつけることができる。さ
て、第４図の波形２０と波形２０′は、一連の波形であ
り、これはローターへの負荷が非常に少ない場合である
。

波形２２と波形２２′も一連の波形であって、この場合
。ータ−への負荷が大きく、ローターの作動限界に近い
状態であり、波形２１、波形２１′は許容最大負荷の約
１／２の負荷をかけた場合である。この様に負荷を変化
させたときの電流波形をよく観察すると、負荷が大きく
なるに従って波形が右へ延びていくことがわかる。これ
は負荷の増大に従ってローターの回転が遅くなるためで
あり、安定位置に停止するまでのローター振動周波数が
低く、且つ振幅が小さくなる事を実験的に確めている。
この現象を逆に考えると、ローターへの負荷が常に、無
負荷状態にあるならば、駆動パルス幅は７．８のｓｅｃ
よりもっと短いパルス幅で駆動できると理解される。事
実パルス幅を短くしても、モーターは作動し、出力トル
クは減少する。この状況を第５図に示す。第５図は、駆
動パルス幅を変化させたときの出力トルク特性Ｔと消費
電力特性１を表わしたものである。前述の駆動パルス幅
７．８仇鮒は、この図でＰ２に相当する。即ちパルス幅
Ｐ２で出力トルクはＬであり、消費電力は−である。こ
の出力トルクＴ２は前述の様に時計体の遭遇する負荷に
充分耐えられる様に設定される。ところがローターにか
かる負荷が小さいか無視できる程度であればもっと出力
トルクは小さくてよく、駆動パルス幅も短くでき、従っ
て消費電力も少なくできる。例えば、Ｐ，のパルス幅で
駆動すれば、出力トルクＴ，で消費電力も１，で済む。
本発明はこの点に着目し、ロータ−にかかる負荷を検出
するこをにより、無負荷時もしくは負荷が小さいときは
狭いパルス幅で駆動し、大きい負荷がかかったときには
広いパルス幅で駆動しようとするもので合理的で低電力
化を図るものである。前にも述べたように無負荷状態に
ある方が圧倒的に多いので低電力化の効果は非常に大き
い。例えば、第５図の如く無負荷時（２０時間）はＰ，
のパルス幅で負荷時（４時間）はＰ２のパルス幅で駆動
し、１，／１２＝１／２であるとすると、平均消費電力
は、・＝・．Ｘ鰐十・２×４＝髪；２：。

‐５８２となり、常時Ｐ２のパルス幅で駆動した従来の
方式に比し、６０％以下の電力で済み大幅な低電力化が
はかれる。ところで今、上で「負荷を検出して…・・・
一と簡単に述べたが、この負荷の検出方法が本発明の大
きなポイントであることは云うまでもない。

次にこの負荷の検出方法について述べる。第４図のコイ
ルに流れる電流波形を見ると、負荷の増大とともに、こ
の電流波形が変化することがわかる。即ち駆動区間Ａで
は極大，極４・になる位置が負荷の増大とともに右へシ
フトしている。この点に着目して負荷の大きさを知るこ
とができるが、この波形の変化は極めて少なく量産のバ
ラツキを吸収することがむずかしく、又、極めて微妙な
制御をしなければならない。そこで本発明は、駆動パル
ス印加後の区間Ｂに着目した。

この区間Ｂにおいても負荷の増大につれて、例えば最初
に極小値をとる点は右へシフトしている。しかも区間Ａ
の波形の変化量に比し、数情の変化量が得られる。従っ
て、この区間Ｂにおける誘起電流波形によって負荷の大
小を検出することは、上述の区間Ａに比し容易で、信頼
性も高くなる。この現象は、駆動パルス幅を短くしたと
きも同様で、第６図にその状況を示す。この第６図に示
した駆動は第４図に比し、駆動パルス幅が狭いため小さ
な負荷に耐えるのみであるが無負荷時の駆動電流波形２
３、同じく駆動後の誘起電流波形２３′と作動限界負荷
時の駆動電流波形２４、同じく駆動後の譲起電流波形２
４′との関係は、第４図と同様である。ところでこの誘
起電流波形は、先述のとおり、第３図のドライブ回路に
おけるＭＯＳトランジスタ１ ４又は１ ５のチャンネ
ルインピーダンスによって、その大きさがさまり、普通
は大きくても数十のＶ程度である。そのためそのままで
は検出回路に、高感度、高精度のものが必要となり、検
出が比較的むずかしい。検出をより容易にするには誘起
電流波形をより大きくしてやる必要がありそれにはドラ
イブ回路のインピーダンスを高くするのが簡単である。
ところが、第３図におけるＭＯＳトランジスタ１ ４又
は１５のチャンネルインピーダンスを高くする訳にはい
かない。というのはそれを高くすると第４図における区
間Ａでは電流が流れなくてはならないにもかかわらず、
電流が流れにくくなってしまうからである。そこで本発
明においてはドライブ回路を第１３図に示す構成として
いる。第１３図１０７，１０８は第３図における１４，
１５と対応するトランジスタであり、それぞれのトラン
ジスタと並列にチャンネルインピーダンスの高いトラン
ジスタ１０９，１１０が結合されており、第４図に示す
区間Ａにおいては従来の回路と同様に１０８又は１０７
のトランジスタがＯＮ状態にあり、区間Ｂにおいては従
来の回路では第３図１４，１５がＯＮ状態であったが、
本発明においては１０９と１０８又は１１０と１０７が
ＯＮ状態となる。例えば検出端子が１１７である場合に
は検出端子は区間Ａにおいては１０８、そして区間Ｂに
おいては１１０のそれぞれのトランジスタを通してＶｏ
ｏと短絡され、区間Ｂにおいてはトランジスタ１１０の
チャンネルインピーダンスが大きいためにソース，ドレ
ィン間の電圧降下が大きくなり、譲起電流波形は第１５
図に示すように区間Ｂにおいては数百ｍＶ〜数Ｖの出力
を得ることが可能となる。

その大きさはトランジスタ１０９，１１０のチャンネル
インピーダンスを変化させることにより自由に設定でき
るがあまり高くするとコイルに電流が流れにくくなり、
ローターの回転によってコイルに譲起する電圧が電流と
して消費されないためにローターのエネルギーがコイル
で減衰せず、ローターにブレーキがかからなくなって２
秒送り等の原因となるので、適切な値をとる必要がある
。しかしながら検出が完了した時点において直ちに１０
７及び１０８がＯＮ状態となるように制御することによ
り、チャンネルインピーダンスをかなり高くしても実用
上差支えないという実験結果も得ており、これはそれ程
意識する必要のある問題ではない。又、この他の方法と
して、第１４図に示すような回路でも全く同じ動作が可
能となる。この場合はチャンネルインピーダンスを抵抗
素子とするのではなく別に抵抗１１５，１１６を駆動ト
ランジスタと並列に入れたものである。この方法におい
てもトランジスタ１１３及び１１４を１０９，１１０と
同様に制御することにより第１５図のような出力をコイ
ル端に得ることができる。第１５図において、波形ｌｉ
８，１１９及び１２川まそれぞれ第４図における２０′
，２１′及び２２′と対応する波形である。負荷の検出
は上述の方法で行なうが、本発明の構成は通常モーター
へは無賃荷時を想定した狭い駆動パルスで駆動し、常に
駆動後の議起電流波形で負荷の大きさを検出し、負荷が
小さいときは「始めの狭い駆動パルス幅での駆動を継続
する。負荷が増加してきて狭い駆動パルス幅での駆動の
限界に近づいてきた場合、次の駆動から一定時間広い駆
動パルス幅で駆動し、その後、当初の狭い駆動パルス幅
での駆動にもどす。本発明は概略この様な構成であるが
第７図のブロック図によりさらに詳説する。第７図は、
本発明の構成を示すブロック図であり、２５は時間標準
振動子、２６は発振回路、分周回路等を含む回路、２７
はパルスモーター駆動回路、２８はパルスモーターでこ
こまでの構成は従来の電子腕時計と同じである。２９は
負荷検出回路で第４図，第６図で説明した様に駆動パル
ス印加後の誘起電流波形により負荷を検出する。

３０は制御回路で負荷検出回路２９で検出した負荷の状
態に応じてパルスモーター２８の駆動を制御する回路で
、通常無負荷時は狭い駆動パルスを負荷時には広い駆動
パルスを供給するように制御する。この制御方式を第８
図につき説明する。第８図は駆動パルスの状態を示した
もので、先のパルスモーターの項で述べたように供給さ
れるこの状態をパルス３１，３２の様に示した。パルス
３１，３２は無負荷状態の狭いパルス幅である。パルス
３１，３２を印加後、第７図の検出回路が負荷状態を検
出するが、無負荷又は小さな負荷状態である。即ちパル
ス３１後の負荷検出は無負荷と判定したので、次のパル
ス３２は狭いパルス幅となり、パルス３２後の負荷検出
も無負荷と判定したので次のパルス３３も狭いパルス幅
となる。そしてパルス３３後の負荷検出では、有負荷状
態と判定した。この場合パルス３３後、数１０の縦後に
、広いパルス幅の第２の駆動パルス３４がパルス３３と
同じ犠牲（即ち同じ電流方向）で印加される。

その後の一定パルス数については広いパルス幅のパルス
３５，３６が印加され、その後再び始めの狭いパルス幅
のパルス３７，３８……が印加される。パルス３３とパ
ルス３４の関係を説明すると、パルス３３の駆動で負荷
が大きいことを検出すると数ｌｏｗ船後に広いパルス幅
のパルス３４が印加される。これはパルス３３後の負荷
検出で負荷が大きいと判定するが、このときローターが
作動したかどうかの判定はむずかしい、というのは、第
６図の譲起電流波形は負荷の増加とともに右へシフトす
るとともに減衰する。そしてローターが作動しなかった
ときは、譲記電流が出ないのであるが負荷が限界に近い
ときローターがやっと作動する状態との区別がつきにく
い。負荷が徐々に増加する場合は、負荷が大きいと判定
してもそのときのパルス３３ではローターは作動してい
るし、負荷が急激で狭いパルス幅では駆動できない大き
さになるとパルス３３ではローターは作動しない。この
両者の判別するのは困難である。そこでパルス印加後の
負荷の検出は多少余裕をもつように設定するのが簡単で
ある。本構成では、パルス幅３４を印加する、パルス３
３でローターが作動したときは、パルス３４はパルス３
３と同方向のパルスであるため、このパルス３４は逆相
のパルスになり、ローターは回転しない。又、パルス３
３でローターが作動しなかったときはパルス３４で駆動
される。このとき数１０の鮒遅れてローターが駆動され
ることになるがこれが秒針の作動として目に判別される
ことはなく、これを原因とした見苦しさを必配する必要
は全くない。次に負荷の検出後、広いパルス幅のパルス
３５，３６を一定パルス数継続させる構成にした理由は
、ローターにかかる負荷として最も大きいのは、カレン
ダー機構であって、これは３〜４時間継続するので直ち
に狭いパルス幅に戻すとまた負荷状態と判断し、これを
繰り返すと作動毎に２つのパルスを供給することになり
、消費電力が増大し、低電力化の意義がなくなる。又、
ローターにかかる負荷はカレンダ−機構だけでなく、磁
場、低温、外乱等の単発的な負荷もある。この様な場合
には、広いパルス幅の継続パルス数はなるべく少ない方
が望ましい。この様な現象を考慮して、継続パルス数は
数１町砂〜数１０分に設定することが望はましい。以上
が、本発明の構成であるが、次に本発明の具体的実施例
につき説明する。

第９図は、本発明になる時計の負荷検出回路及び駆動パ
ルス制御回路の一例である。第９図中、２５は発振回路
、２６は分周回路であり、２７は第１３図、第１４図に
示した駆動回路、２９はモーター負荷状態検出回路であ
る。以下、回路素子について順次説明していく。

３９のＮＡＮＤＧＡＴＥ出力は無負荷状態のモーターを
駆動する際の狭いパルスを作る為のクロツクであり、例
えば１秒信号の立下りに対して５の雌遅れたクロックバ
ルスを発生する。

この時デイレイフリップフロツプ４２は、入力の１秒信
号を５仇柵遅らせて出力する事になり、ゲート４６の出
力に５ｍｓ的幅の狭パルスが発生する。フリツプフロツ
プは、１２８ＨＺをクロツク入力するデイレイフリツプ
フロツプで４４の出力は入力１秒信号に対し７．８ｍｓ
ｅｃ遅れる。従って、ゲート４７の出力に７．８凧的幅
のパルスが得られ、これを有負荷時の駆動用広パルスと
する。ゲート４０は、駆動パルス印加直後にローター動
作によって生ずる電流波形の極小部分が現われるまでの
時間に対し、無負荷状態を判別するパルスを発生する為
のクロックであり、４２，４４と同様の動作によってフ
リツプフロツプ４３によってゲート１４８の出力に判定
規準パルスを得る。第１０図５８は、ゲート４８出力の
駆動パルスに相当し、５９はゲート１４８出力の判定規
準パルスに相当する。

ゲート４１は、補性パルス発生回路であって、パルス幅
は７．８仇Ｓｅｃの広パルス、発生位置は、ゲート４６
或いは４７のパルスに対して、例えば３０の欄遅れる。
第１０図６６にその例を示す。ゲート４１の入力端子５
７は、後述する補正信号であって、該補正信号がＨＩＧ
則こなった場合のみ４１の出力に補正パルスを発生し、
後段に供給する。ゲート３９，４０，４１の入力信号は
、前記パルスを得る為の信号で、カウンタ２６の出力を
適当に組み合せる。ゲート４８，４９は上記パルスを駆
動用回路２７，１５に対して分離、１秒おきに交互に出
力させる回路である。回路２７は、第１３図又は第１４
図に示したような構造となっており、上記パルスの他に
説明は省くが先述したような動作を行なうためのパルス
が各ゲートに供給される。ゲート５川ま、カウン夕５２
が零の状態において補正パルスが４１の出力端子に発せ
られた場合に、カウンタ５２にカウント入力を一発送り
込むものである。５２がカウントを始めると、以後カウ
ンタ５２の出力がすべて零に戻るまでゲート５０はＯＦ
Ｆ状態となる。

ゲート５０の出力によって５２が、カウント状態に入る
と５１のゲート開き以後５２の出力がすべて零になるま
で２秒信号をカウント信号として５２に送り続ける。カ
ゥンタ５２は、前述した如く、数１硯砂〜数１び分の間
で適当に設定されておりモーターが有負荷状態にある事
を検出してから、上記時間幅だけ広いパルス駆動信号を
出力し続ける為のタイマーとなる。４７は、カウンタ５
２の出力を、ゲート入力としており、５２がカウント状
態にある間、広パルスを後段に出力するものである。

第９図ブロック２９は、駆動パルス印加後のモーターの
動作状態よりモーター負荷を検出する回路の一例である
。５３，５４は、トランスミッションゲートであってコ
イル端に発生する出力を駆動信号に応じて交互に選択す
る。

５３，５４の出力は、結合されてコンデンサを介し、微
分増幅器５５に入力される。

５３，５４の出力信号の内、無負荷状態の波形と有負荷
状態の波形をそれぞれ第１０図６０，６１に示す。

微分回路は、この場合ピーク検出器として動作し「微分
回路出力を更にインバーター１２１，１２２を通して得
た信号は、各ピークで反転する短形波となり、６０１こ
対しては６２，６１に対しては６４の信号が得られる。
６２及び６４の信号において「駆動パルス印加後の立下
り位置を検出する回路がゲート５６であって出力信号と
して６３，６５を得る。

この立下り位置が前記判定基準パルス５９の内に含まれ
る状態を無負荷状態と判定し「パルス５９の内に含まれ
ない場合を有負荷状態と判定する。６５は明らかに有負
荷状態と判定され５７はＨＩＧＨとなる。

この結果、波形６１の場合に対しては、補正パルス６６
が引き続いて印加され、６６によってｏーチーの回転は
完結する。但し、前述した如く６６が印加される以前に
ローターの回転が完結している場合も含まれる。補正パ
ルス６６は、また、ゲート５０を介してカウンタ５２に
入力これ、５１のゲートをＯＮ状態にして５２をカウン
ト状態にする。以後、一定時間ゲート４７をＯＮ状態に
保ち広パルス駆動信号を供給し続ける。広パルスが供給
されている間、５７は、ＬＯＷ状態にあり、補正パルス
は出力されない。これは、広パルス駆動時では、モータ
ーは充分な出力トルクがあるものと考えられるからであ
る。

ここでフリップフロップ出力５７について詳述する。

ＮＡＮＤゲート１２５と１２６で構成されるフリツプフ
ロツプの出力５７は、ＮＡＮＤゲート１２４の出力によ
って１秒毎にセットされ１の状態となる。この時のセッ
トパルス幅は１秒信号なのでパルス幅は１′２砂である
。軽負荷状態においては常に１秒毎にゲート５６の出力
パルスがそのままゲート１２２，１２３を通過して、フ
リツプフロツプに印加され出力５７を０にする。従って
、フリップフロップは軽負荷状態では１秒毎にセット・
リセットが繰り返されることになり、ゲート４１から補
正パルスは出力されない。仮に重負荷状態が検出される
とゲート５６の検出出力パルスは第１０図の６６の様に
なりゲート４８の出力パルス５９から外れることになる
。従って検出出力パルス６５はゲート１２２で阻止され
ることになり、この時フリツプフロツプは１秒信号によ
ってセットされたままとなり、出力５７は１の状態を保
つのでゲート４１から補正パルス６６が出力されること
になる。尚、ゲート１２２に出力される※印の信号は、
フリップフロップ４４からの信号で、１秒信号を７．８
ｍｓｅｃ遅延させた信号であり、モータの駆動パルス発
生中に検出回路系統が作動しないようにしている。

またゲート１２３に入力される＊印の出力はカウンタ５
２の出力信号であり、カウンタが作動して広パルスが供
給されている間は補正パルスが出力されないようにする
ものである。このような本発明の構成では、モータ駆動
パルス発生後の一定時間のみ検出出力パルスが通過する
ようゲートを構成してあるので、次のようなメリットを
もつ。即ち、例えば軽負荷状態の際のゲート５６の出力
は第１０図６３で示すように２個の検出パルスが発生す
る場合もあるし、また外部衝撃によってロータが振動し
たときにも検出パルスが発生するので、もし常時検出回
路系統を作動させておくと、ロータの重負荷とは無関係
に補正パルスが出力される倶れがあり、その場合余分な
消費電力が使われることになって、低消費電力化といっ
た本来の目的から逆行するといった問題をもつ。しかし
本発明の構成では上述した如く、駆動パルスの一定の時
間のみ検出回路系統が作動するものなので、２個目の検
出出力パルスや衝撃時の検出出力パルスはゲート１２２
で阻止されることになり、かかる問題は全く解消されて
いる。以上本発明の実施例につき詳述したが、本発明は
ここで述べた実施例に限定されるものではなく種々の改
良変更応用が可能である。例えばパルスモーターはここ
で述べたパルスモータに限定されるものではない。モー
ター以外の変換機構でもよいし、パルスモーターの内第
１１図に示すパルスモーターであっても全く同じ構成で
実現できる。第１１図のパルスモーターは、ローター１
００が永久磁石で作られ、ステーター１０１は第１図と
違ってギャップのない１体型であるとともにローターの
静的位置と定めるためのノツチ１０２，１０３が形成さ
れている。１０４は駆動コイルである。

この様なパルスモーターは、ステータ−１０１が接続し
ているため、駆動後の誘起電流は第１２図に示すように
、第４図、第６図に比し若干異なる。しかし、無負荷時
の波形１０５，１０５′、負荷時の波形１０６，１０６
′の関係は基本的には同様であり、同じ方式で実現でき
ることが理解されよう。かように本発明によれば、駆動
パルス印加後ロータ回転中に、電磁駆動コイルと抵抗成
分素子によってループを形成し、その抵抗成分素子端子
の電圧値で負荷状態を検出するものなので、駆動コイル
に生じた誘起電圧を確実に検出して作動の確実化を図る
ことができ、また更に検出手段が、駆動パルス印加後の
誘起電圧を検出する第１の期間と、第１の期間に引き続
いて誘起電圧を検出しない第２の期間とを有するゲート
回路を備えているので、パルス印加後の誘起電圧を検出
した後は衝撃等によってロータが移動し譲起電圧が発生
しても検出手段が誤差勤することは皆無であり、作動の
確実化が一貫して達成され、低消費電力化に寄与するこ
と大である。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明に係る電子腕時計のパルスモーターの例
を示す。 第２図、第３図は従来の回路構成を示し、第４図は従来
の時計におけるパルスモーター駆動コイルの電流波形を
示す。第５図はパルスモーターの駆動パルス幅に対する
出力トルクと消費電力の関係図である。第６図は従来の
駆動パルスよりも狭いパルス幅で、モーターと駆動した
場合のコイル電流波形である。第７図は本発明になる時
計の回路ブロックを表わす。第８図は本発明になる回路
によるモータ駆動パルスのタィミチャート例である。第
９図は第８図のブロック回路の一具体例。第１０図は第
９図における負荷検出部のタイムチャート例である。第
ｉｌ図は本発明に係る電子腕時計のパルスモーターの例
を示す。第１２図は第１１図のパルスモーターにおける
パルス駆動時のコイル電流波形である。第１３図、第１
４図は本発明による駆動回路を示すものである。第１５
図は第１３図又は第１４図の回路構成によってコイル端
子に得られる波形を示すものである。２５・・・・・・
発振回路、２６・・・・・・分周回路、２７・・・・・
・駆動回路、２８…・・・モー夕、２９・・・・・・モ
ータ負荷検出判定回路、３０・・・・・・制御回路、３
１〜３３・・…・狭パルス駆動信号、３４…・・・補正
信号、３５・・・・・・広パルス駆動信号、５９・・・
・・・負荷判定基準パルス、６０・・・・・・無負荷時
検出信号。 第２図第１図 第３図 第４図 第５図 第６図 第７図 第８図 第９図 第１０図 第１１図 第１２図 第１３図 第１４図 第１５図

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 電磁駆動コイル、ステータ及びロータからなるパル
   スモータを有する電子時計において、モータ駆動パルス
   を前記電磁駆動コイルに印加後、且つ、ロータの運針中
   に、前記電磁駆動コイルおよび抵抗成分素子によってル
   ープを形成し、前記電磁駆動コイルに発生する誘起電圧
   を前記抵抗成分素子端子に生ずる電圧値により検出する
   手段を設け、前記検出手段の出力に応じてモータ駆動パ
   ルス波形を制御するとともに、前記検出手段は少なくと
   も前記駆動パルス印加後の前記誘起電圧を検出する第１
   の期間と、第１の期間に引き続いて前記誘起電圧を検出
   しない第２の期間とを有するゲート回路を備えたことを
   特徴とするパルスモータの動体検出回路。