JPS6245507B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、電子時計に関し、特にその電気機械
変換機構の駆動方式に関する。本発明の目的はか
かる変換機構の低電力化をはかるとともに高信頼
化をも達成することにある。

水晶振動子を時間標準振動子としたいわゆる水
晶腕時計が実用化されて以来、その高精度、高信
頼性から広く普及するに至つた。その間、この水
晶腕時計の技術革新はめざましく、その消費電力
についても当初20数μＷ必要としたものが現在で
は５μＷ程度で実現できるようになつてきた。し
かしながら現状の消費電力５μＷの内訳を見ると
水晶振動子の発振、分周等回路関係で1.5〜２μ
Ｗ、電気機械変換機構で３〜3.5μＷと、かなり
アンバランスが目立つ、即ち電気機械変換機構の
消費電力が全体の消費電力の６〜７割もしめてい
るわけで今後さらに低電力化を図つていくために
はこの電気機械変換機構の低電力化が効果的であ
りそうである。しかし現状の電気機械変換機構の
変換効率はかなり高くこれ以上の効率アツプはか
なり困難である。ただ従来の電気機械変換機構
は、カレンダー機構の如き耐付加機構、温度、磁
気等の耐環境、振動衝撃等の耐外乱等の要求から
最悪状態でも充分に作動する様に設計されてき
た。そのため一定の駆動条件で一定負荷に耐える
性能が変換機構に要求されていたのであるが、実
際に時計体がこの様な負荷状態にあるのは一日の
内でも４〜５時間程度で他の20時間は殆んど無負
荷状態にある。即ち、時計体が常に無負荷状態に
あれば、交換機構はそれ程大きな負荷に耐える様
な設計をする必要がなく、その場合には消費電力
もかなり低減できるのであるが、時計は短時間で
はあるが厳しい環境になるので、これを保証する
ために大電力を供給して大出力を得る変換機構を
用いる必要があつた。

本発明は、変換機構の駆動方式を負荷が小さい
ときには少ない電力で駆動し、負荷が大きいとき
は大電力で駆動することにより上述の不合理性を
改め、変換機構で消費する電力を大幅に低減する
ものである。しかもこの様な駆動方式を機械的接
点などを含まず信頼性のある全電子的な手段で構
成するとともに変換機構の種類、量産によるバラ
ツキ等にも対処できる安定な駆動を実現したもの
である。

以下、本発明につき説明するが、まず電子時計
に用いられている電気機械変換機構の一例として
ステツプモーター及びその作動、さらにこのステ
ツプモーターにもとづき、本発明の考え方を説明
し続いて実施例につき詳説する。

第１図は、従来用いられてきた電子腕時計用モ
ーターの１例であり、図において１は２極に着磁
された永久磁石製のローターで、このローター１
をはさんでステーター２，３が対向して配置され
ているが、これらのステーター２，３はそれぞれ
コイル４を巻いた継鉄５に接続して１組のステー
ターを構成している。

ステーター２，３は、ローター１が一定方向に
回転できる様にローター１の中心に対しステータ
２，３の円弧部２ａ，３ａを偏心させ、ローター
１の静止時の磁極（ＮおよびＳ）位置をステータ
２，３の一方にずらしている。この種のステツプ
モーターは従来から実用化されており第２図に示
す様な回路ブロツクで駆動されていた。１０は水
晶振動子であり、発振回路１１により駆動され、
その周波数は分周器１２により分周され、波形整
形器１３で適当な時間間隔で適当な時間幅の180
゜位相の異なる２つのパルスが成形される。

その一例として、2′毎7.8m secのパルスを考え
以下これについて説明していく。このパルスを
CMOSインバーターで構成されるドライバー１
４，１５に入力し、その出力をコイル４の端子４
ａ，４ｂに供給する。第３図はこのドライバー部
の詳細図であり、一方のインバーター１４の入力
端子１６に１８なる信号を印加すると矢印１９で
示す様に電流が流れ、逆に他方のインバーター１
５の入力端子１７に同様の信号を印加すると矢印
１９と対称的なルートに電流が流れる。即ち両イ
ンバーターの入力端子１６，１７に交互に信号を
印加することによりコイル４に流れる電流を交互
に反転させることができ、具体的には１秒毎に交
互に反転する7.8m secの電流コイル４に流すこ
とができる。このような駆動回路により第１図の
ステツプモーターのステーター２，３にはＮ極、
Ｓ極が交互に発生し、ローター１の磁極と反撥、
吸引によりローター１を180゜ずつ回転させるこ
とができる。そしてこのローター１の回転は中間
車６を介して４番車７に伝達され、さらに３番車
８，２番車９さらには図示しないが筒カナ、筒
車、カレンダー機構に伝達され、時計、分針、秒
針、カレンダー等からなる指示機構を作動させ
る。

第１図のパルスモーターは、原理的には以上の
説明の如く作動し、これを電子腕時計の変換機構
として用いてきた。

第３図のドライブ回路において、端子１７にハ
イレベル信号を端子１６に信号１８を印加して矢
印１９の如く電流を流したときMOSトランジス
タ１５にはチヤンネルインピーダンスによつて駆
動電流に基く電圧降下が生じ端子４ｂでこの電流
に相当する信号波形を検出することができる。そ
の電流波形は、例えば第４図の如くになる。第４
図で区間Ａは駆動区間でこの場合7.8m sec、こ
の区間Ａで流れる電流がモーター駆動で消費され
る電流である。この区間Ａでの電流波形が図の如
く複雑な形状を示すのは、駆動回路によつて印加
された電圧にもとづいて生ずる電流の他に駆動さ
れたローターの回転によつてコイルに誘起電流が
重畳されるためである。区間Ｂは、駆動パルス印
加後の区間で、ローターは慣性による回転と安定
位置に停止する迄の振動を行う、このときこの区
間は第３図の駆動用インバーター１４，１５のＰ
チヤンネルMOSトランジスタがONになつている
ためコイル４とこのトランジスタとのループで前
記ローターの動きに応じたコイル４への誘起電流
で流れる。第４図の区間Ｂの波形が脈動している
のはこのためである。従つてこの駆動電流波形及
び駆動後の誘起電流波形の形状とローターの回転
位置とはほぼ対応をつけることができる。

さて、第４図の波形２０と波形２０′は、一連
の波形であり、これはローターへの負荷が非常に
少ない場合である。波形２２と波形２２′も一連
の波形であつて、この場合ローターへの負荷が大
きくローターの作動限界に近い状態であり、波形
２１、波形２１′は許容最大負荷の約1/2の負荷を
かけた場合である。

この様に負荷を変化させたときの電流波形をよ
く観察すると、負荷が大きくなるに従つて波形が
右へ延びていくことがわかる。これは負荷の増大
に従つてローターの回転が遅くなるためであり、
安定位置に停止するまでのローター振動周波数が
低く、且つ振幅が小さくなる事を実験的に確めて
いる。この現象を逆に考えると、ローターへの負
荷が常に、無負荷状態にあるならば、駆動パルス
幅は7.8m secよりもつと短いパルス幅で駆動で
きると理解される。事実パルス幅を短くしても、
モーターは作動し、出力トルクは減少する。

この状況を第５図に示す。第５図は、駆動パル
ス幅を変化させたときの出力トルク特性Ｔと消費
電力特性Ｉを表わしたものである。前述の駆動パ
ルス幅7.8m secは、この図でP₂に相当する。即
ちパルス幅P₂で出力トルクはT₂であり、消費電
力はI₂である。この出力トルクT₂は前述の様に時
計体の遭遇する負荷に充分耐えられる様に設定さ
れる。ところがローターにかかる負荷が小さいか
無視できる程度であればもつと出力トルクは小さ
くてよく、駆動パルス幅も短くでき、従つて消費
電力も少なくできる。例えば、P₁のパルス幅で駆
動すれば、出力トルクT₁で消費電力もI₁で済む、
本発明はこの点に着目し、ローターにかかる負荷
を検出することにより、無負荷時もしくは負荷が
小さいときは狭いパルス幅で駆動し、大きい負荷
がかかつたときには広いパルス幅で駆動しようと
するもので合理的で低電力化を図るものである。
前にも述べたように無負荷状態にある方が圧倒的
に多いので低電力化の効果は非常に大きい。例え
ば、第５図の如く無負荷時（20時間）はP₁のパル
ス幅で負荷時（４時間）はP₂のパルス幅で駆動
し、I₁／I₂＝1/2であるとすると、平均消費電力は Ｉ＝Ｉ_１×２０＋Ｉ_２×４／２４＝１４／２４I₂≒0.
58I₂ となり、常時P₂のパルス幅で駆動した従来の方式
に比し、60％以下の電力で済み大幅な低電力化が
はかれる。

ところで今、上で「負荷を検出して……」と簡
単に述べたが、この負荷の検出方法が本発明の大
きなポイントであることは云う迄もない。次にこ
の負荷の検出方法について述べる。第４図のコイ
ルに流れる電流波形を見ると、負荷の増大ととも
に、この電流波形が変化することがわかる。即ち
駆動区間Ａでは極大、極小になる位置が負荷の増
大とともに右へシフトしている。この点に着目し
て負荷の大きさを知ることができるが、この波形
の変化量は極めて少なく量産のバラツキを吸収す
ることがむづかしく、又、極めて微妙な制御をし
なければならない。

そこで本発明は、駆動パルス印加後の区間Ｂに
着目した。この区間Ｂにおいても負荷の増大につ
れて、例えば最初に極小値をとる点は右へシフト
している。しかも区間Ａの波形の変化量に比し、
数倍の変化量が得られる。この区間Ｂにおける誘
起電流波形によつて負荷の大小を検出すること
は、上述の区間Ａに比し容易で、信頼性も高くな
る。この現象は、駆動パルス幅を短くしたときも
同様で、第６図にその状況を示す。この第６図に
示した駆動は第４図に比し、駆動パルス幅が狭い
ため小さな負荷に耐えるのみであるが無負荷時の
駆動電流波形２３、同じく駆動後の誘起電流波形
２３′と作動限界負荷時の駆動電流波形２４、同
じく駆動後の誘起電流波形２４′との関係は、第
４図と同様である。負荷の検出は上述の方法で行
うが、本発明の構成は通常モーターへは無負荷時
を想定した狭い駆動パルスで駆動し、常に駆動後
の誘起電流波形で負荷の大きさを検出し、負荷が
小さいときは、始めの狭い駆動パルス幅での駆動
を継続する。負荷が増加してきて、狭い駆動パル
ス幅での駆動の限界に近ずいてきた場合、次の駆
動から一定時間広い駆動パルス幅で駆動し、その
後、当初の狭い駆動パルス幅での駆動にもどす。
本発明は概略この様な構成であるが第７図のブロ
ツク図によりさらに詳説する。

第７図は、本発明の構成を示すブロツク図であ
り、２５は時間標準振動子、２６は発振回路、分
周回路等を含む回路、２７はパルスモーター駆動
回路、２８はパルスモーターでここまでの構成は
従来の電子腕時計と同じである。２９は負荷検出
回路で第４図、第６図で説明した様に駆動パルス
印加後の誘起電流波形により負荷を検出する。３
０は制御回路で負荷検出回路２９で検出した負荷
の状態に応じてパルスモーター２８の駆動を制御
する回路で、通常無負荷時は狭い駆動パルスを負
荷時には広い駆動パルスを供給するように制御す
る。

この制御方式を第８図につき説明する。第８図
は駆動パルスの状態を示したもので、先のパルス
モーターの項で述べたように供給されるこの状態
をパルス３１，３２の様に示した。パルス３１，
３２は無負荷状態の狭いパルス幅である。パルス
３１，３２を印加後、第７図の検出回路が負荷状
態を検出するが、無負荷又は小さな負荷状態であ
る。即ちパルス３１後の負荷検出は無負荷と判定
したので、次のパルス３２は狭いパルス幅とな
り、パルス３２後の負荷検出も無負荷と判定した
ので次のパルス３３も狭いパルス幅となる。そし
てパルス３３後の負荷検出では、有負荷状態と判
定した。この場合パルス３３後、数10m sec後
に、広いパルス幅の第２の補正パルス３４がパル
ス３３と同じ極性（即ち同じ電流方向）で印加さ
れる。その後の一定パルス数については広いパル
ス幅のパルス３５，３６が印加され、その後再び
始めの狭いパルス幅のパルス３７，３８……が印
加される。パルス３３とパルス３４の関係を説明
するとパルス３３の駆動で負荷が大きいことを検
出すると数10m sec後に広いパルス幅のパルス３
４が印加される。これはパルス３３後の負荷検出
で負荷が大きいと判定するが、このときローター
が作動したかどうかの判定はむづかしい、という
のは第６図の誘起電流波形は負荷の増加とともに
右へシフトするとともに減衰する。そしてロータ
ーが作動しなかつたときは、誘起電流が出ないの
であるが負荷が限界に近いときローターがやつと
作動する状態との区別がつきにくい。負荷が徐々
に増加する場合は、負荷が大きいと判定してもそ
のときのパルス３３ではローターは作動している
し、負荷が急激で狭いパルス幅では駆動できない
大きさになるとパルス３３ではローターは作動し
ない。この両者を判別するのは困難である。そこ
でパルス印加後の負荷の検出は多少余裕をもつよ
うに設定するのが簡単である。本構成では、パル
ス３４を印加する。パルス３３でローターが作動
したときは、パルス３４はパルス３３と同方向の
パルスであるため、このパルス３４は逆相のパル
スになり、ローターは回転しない。又、パルス３
３でローターが作動しなかつたときはパルス３４
で駆動される。このとき数10m sec遅れてロータ
ーが駆動されることになるが秒針の作動として目
に判別されることはなく、これを原因とした見苦
しさを必配する必要は全くない。次に負荷の検出
後、広いパルス幅のパルス３５，３６を一定パル
ス数継続させる構成にした理由は、ローターにか
かる負荷として最も大きいのは、カレンダー機構
であつて、これは３〜４時間継続するので直ちに
狭いパルス幅に戻すとまた負荷状態と判断し、こ
れを繰り返すと作動毎に２つのパルスを供給する
ことになり、消費電力が増大し、低電力化の意義
がなくなる。又、ローターにかかる負荷はカレン
ダー機構だけでなく、磁場、低温、外乱等の単発
的な負荷もある。この様な場合には、広いパルス
幅の継続パルス数はなるべく少ない方が望まし
い。この様な現象を考慮して、継続パルス数は数
10秒〜数10分に設定することが望ましい。以上
が、本発明の構成であるが、次に本発明の具体的
実施例につき説明する。第９図は、本発明になる
時計の負荷検出回路及び駆動パルス制御回路の一
例である。

第９図中２５は発振回路、２６は分周回路であ
り、２８はモーター、２７は駆動回路、２９はモ
ーター負荷検出回路、３０は制御回路であり、第
７図の構成と対応している。以下、回路素子につ
いて順次説明していく。３９のNAND GATE出
力は無負荷状態のモーターを駆動する際の狭いパ
ルスを作る為のクロツクであり、例えば１秒信号
の立下りに対して5m sec遅れたクロツクパルス
を発生する。この時デイレイフリツプフロツプ４
２は、入力の１秒信号を5m sec遅らせて出力す
る事になり、ゲート４６の出力に5m sec幅の狭
いパルスが発生する。

フリツプフロツプ４４及びNANDゲート４７は
有負荷状態のモータを駆動する際の広パルスを発
生する回路である。この時のパルス幅を例えば
7.8m secとする。フリツプフロツプのクロツク
入力端子には128Hzのパルスが供給されている。
フリツプフロツプの入力端子に供給される１秒信
号は128Hzのクロツクによつて7.8m sec遅れて出
力されることになり、ゲート４６と同様な動作に
よつてゲート４７には7.8m sec幅の広パルスが
発生する。

以上１１０の枠で囲まれた素子、フリツプフロ
ツプ４２，４４、NANDゲート３９，４７，４６
等によつてパルス発生回路を構成している。尚、
NANDゲート４７は後述するカウンタ５２からの
信号により狭パルスと広パルスを選択するゲート
である。ゲート４０，４８及びフリツプフロツプ
４３はモータが無負荷状態であるか有負荷状態で
あるかを判別する負荷判定の為の基準パルスを発
生する回路である。

ゲート４０の出力パルスをクロツク信号とする
フリツプフロツプ４３と１秒信号によつて前記ゲ
ート４６或は４７と同様な動作のもとに負荷判定
基準パルスがゲート４８の出力に得られる。

ゲート４８の出力の基準パルスによつて後記す
るゲート５６の負荷検出信号を判定する。

負荷検出に係る各ゲートの出力信号の相関を第
１０図に示す。以下第１０図と共に第９図の動作
を説明する。

第１０図５８は、ゲート４６の出力狭パルスに
相当し、５９はゲート４８出力の判定規準パルス
に相当する。ゲート４１は、補正パルス発生回路
であつて、パルス幅は7.8m secの広パルス、発
生位置は、ゲート４６或は４７のパルスに対し
て、例えば30m sec遅れる。第１０図６６にその
例を示す。ゲート４１の入力端子５７は、後述す
る補正信号であつて、該補正信号がHIGHになつ
た場合のみ４１の出力に補正パルスを発生し、後
段に供給する。ゲート３９，４０，４１の入力信
号は、前記パルスを得る為の信号で、カウンタ２
６の出力を適当に組み合せる。ゲート８９，４９
は、上記パルスを駆動用インバータ１４，１５に
対して分離、１秒おきに交互に出力させる回路で
ある。ゲート５０は、カウンタ５２が零の状態に
おいて補正パルスが４１の出力端子に発せられた
場合に、カウンタ５２にカウント入力を一発送り
込むものである。５２がカウントを始めると、以
後カウンタ５２の出力がすべて零に戻るまでゲー
ト５０はOFF状態となる。ゲート５０の出力に
よつて５２が、カウント状態に入ると５１のゲー
トが開き以後５２の出力がすべて零になるまで２
秒信号をカウント信号として５２に送り続ける。
カウンタ５２は、前述した如く、数10秒〜数10分
の間で適当に設定されており、モーターが有負荷
状態にある事を検出してから、上記時間幅だけ広
パルス駆動信号を出力し続ける為のタイマーとな
る。４７は、カウンタ５２の出力を、ゲート入力
としており、５２がカウント状態にある間、広パ
ルスを後段に出力するものである。第９図ブロツ
ク２９は、駆動パルス印加後のモーターの動作状
態よりもモーター負荷を検出する回路の一例であ
る。

５３，５４は、トランスミツシヨンゲートであ
つて、駆動用インバーター１４，１５の出力を駆
動信号に応じて交互に選択する。

５３，５４の出力は結合されてコンデンサを介
し、微分増幅器５５に入力される。５３，５４の
出力信号の内、無負荷状態の波形と有負荷状態の
波形をそれぞれ第１０図６０，６１に示す。尚、
出力信号６０は無負荷状態であり、第４図の誘起
電流２０′、第６図の誘起波形２３′に相当する。
出力信号６１は重負荷状態であり、第４図、第６
図の誘起電流波形中、作動限界時の誘起電流波形
２２′，２４′近傍の波形に相当する。もちろん負
荷状態の判定基準の設定は設計者によつて任意に
設定できる。誘起電流波形６０，６１はコンデン
サ５５ａによりピーク位置（遷移点）で正負の反
転をする微分信号に変換される。その電圧信号を
インバータ５５を通過させて信号６２と６４を得
ている。そのため信号６２は誘起電流波形６０の
ピークの位置で反転する矩形波となり、信号６４
は誘起電流波形６１のピークの位置で反転する矩
形波となる。尚、ピーク位置と反転位置を明確に
するために、誘起電流波形６０，６１のピーク位
置にａ〜ｆの符号を符し、それに対応させて信号
６２と６４の反転位置にa′〜e′、a″，b″，f″を符
した。

インバータの出力はCR時定数回路により遅延
されてナンドゲート５６の一方の入力となり、ま
た２個のインバータの中間の出力をナンドゲート
５６の他方の入力とすることにより、第１０図の
信号６３と６５を得る。信号６３は出力波形６０
に対応し、信号６５は出力波形６１に対応してい
る。出力波形６０，６１と信号６３，６５を比較
すると信号６３，６５のパルスが出力波形の所定
のピーク位置を示していることは明確である。負
荷状態の検出はこの信号６３，６５のパルス位置
が前述の判定基準パルス５９の内側にあるが外側
にあるかで判断され前者の場合を無負荷状態と判
定し、後者を有負荷状態と判定する。従つて信号
６３は無負荷状態を示し、信号６５は有負荷状態
を示すことになる。尚、ナンドゲートの出力信号
６３と６５は負方向にパルスが出る。

次に補正パルスの発生手段について述べる。ゲ
ート１０４はゲート５６の出力となる負荷検出信
号と、ゲート４８の出力となる判定基準パルス信
号５９、及びデイレイフリツプフロツプ４４の出
力となる１秒信号を7.8m sec遅延させた信号と
を入力としている。尚デイレイフリツプフロツプ
４４の出力信号はゲート１０４において検出可能
期間を決定するマスク信号として動く。以上の構
成により無負荷のときの検出信号（第１０図６
３）はゲート１０４を通過するが、有無荷のとき
の検出信号６５は禁止される。即ちゲート１０４
が判定回路２００を構成している。ライン５７は
ゲート１０７と１０８により形成されるフリツプ
フロツプの出力であり、ゲート１０６及び１０５
によりセツト入力が形成される。ゲート１０６に
入力される１秒信号はフリツプフロツプの所期セ
ツト状態を決定するものであり、負荷検出状態の
とき出力５７を必ずＨに設定しておく。この状態
で無負荷状態を検出した信号がゲート１０４を通
過するとゲート１０５，１０６を通つてフリツプ
フロツプをリセツトして出力５７をＬ状態にす
る。しかし重負荷のときにはリセツト信号が入ら
ないので出力５７はＨにセツトされたままとな
る。出力５７がＨのままでいると補正パルス発生
するゲート４１が補正パルスを通過する状態とな
るため、駆動回路用のゲート４８もしくは４９を
通つてコイルに補正パルスが供給される。尚ゲー
ト１０５の他方の入力はカウンタ５２が作動開始
すると同時に検出信号の通過を禁止する信号が入
力されている。又、ゲート１０４の※印の信号は
駆動電流がコイルに印加している間は検出信号を
禁止する信号であり、フリツプフロツプ４４から
出力されている。従つてゲート１０４はゲート４
８の出力とフリツプフロツプ４４の出力とを入力
とすることにより、ゲート５６からの負荷検出信
号が所定時間内に発生したときに軽負荷状態を判
定する判定回路となる。

この結果、波形６１の場合に対しては、補正パ
ルス６６が引き続いて印加され、６６によつてロ
ーターの回転は完結する。但し、前述した如く６
６が印加される以前にローターの回転が完結して
いる場合も含まれる。補正パルス６６は、また、
ゲート５０を介してカウンタ５２に入力され、５
１のゲートをON状態にして５２をカウント状態
にする。以後、一定時間ゲート４７をON状態に
保ち広パルス駆動信号を供給し続ける。広パルス
が供給されている間、５７はLOW状態にあり、
補正パルスは出力されない。これは、広パルス駆
動時では、モーターは充分な出力トルクがあるも
のと考えられるからである。

ピーク検出回路としては、５５の微分増幅回路
の他に様々な方式が考えられる。第１８図は、遅
延回路を用いたピーク検出回路のブロツク図で図
中５３，５４はトランスミツシヨンゲート、８０
は第９図５５に代る一般的な増幅器、８１は遅延
回路、８２は８０及び８１の出力を入力する比較
器である。増幅器８０の一例を第１３図又は第１
４図示す。前述したモーター駆動検出波形２３，
２４等は実質的に電源レベル付近に発生する数
mv〜数10mV程度の信号である為、抵抗６６，６
７で分圧し、増幅器の入力動作レベルに変換して
やる。端子６８には、第１６図７６の波形が現わ
れる。第１４図は、第１３図を改良した回路であ
つて、抵抗６７の代りにMOSトランジスタを挿
入し、増幅器入力レベルが動作レベルになる様ト
ランジスタ６９のチヤンネルインピーダンスを制
御してやる帰環回路をもつ、ブロツク７０は出力
レベルを検出する回路である。第１５図は遅延回
路８１の簡単な実施例であつて、７１，７３はト
ランスミツシヨンゲート、７２，７４は負荷コン
デンサである。この場合、端子６８の入力信号７
６は出力端子において７７の如く遅延する。第１
７図は、この波形を模型的に表わしたもので、入
力信号７６はトランスミツシヨンゲート７１によ
つて、コンデンサ７２に伝えられ７２の端子電圧
波形は７９となる。更に、トランスミツシヨンゲ
ート７３によつて出力端子７５には、波形７７が
表われる。比較器８２は波形７６と７７が入力さ
れる時、７８に示す矩形信号を出力する。

遅延回路としては第１５図が適しているが、他
に入力信号周波数が比較的低いため、バケツリレ
ー型データー転送素子等も適する。

本発明における負荷検出方式は時計体に加わる
磁界或は衝撃等に対しても有効な動作をすること
が確められている。第１９図は直流磁界をパルス
モーターのコイル方向に加えた場合の検出電流波
形である。８３は外部磁界がモーター内コアに誘
起する磁場と駆動用磁場の方向が相反する場合で
あり、８４は両磁場が同方向にある場合である。
８３，８４において、波形８５，８６は外部磁場
が零にあり、ほぼ同一波形とみなせる。８７，８
８は外部磁界が40Gaussの時の波形である。波形
より８３の方向の動作は外部磁界が強くなる程動
作しにくくなり、負荷が大きくなつた場合の動作
と同一特性を示す。従つて本発明になる時計回路
にあつては外部磁界の影響に対しても有効な動を
示し、実験的に外部磁界に対する強度が従来の時
計と何ら変らない事が確認されている。第１９図
８７の場合、波形の極小位置が判定基準パルス以
後に現われるため、８７′で示す補正信号が加わ
つている。耐衝撃性にについても以上の説明から
本発明が有効な効果をもつものであることは極め
て容易に類推されよう。

第１１図のパルスモーターは、ローター１００
が永久磁石で作られ、ステータ１０１は第１図と
違つてギヤツプのない一体型であり、１０１は磁
極を決める最狭部でありロータＡを包囲する円孔
部１０１ｂには静的位置を定めるための異形部と
なるノツチ１０２，１０３が形成されている。１
０４は駆動コイルである。この様なパルスモータ
ーは、ステータ１０１が接続しているため、駆動
後の誘起電流は第１２図に示すように、第４図、
第６図に比し若干異なる。しかし無負荷時の波形
１０５，１０５′、負荷時の波形１０６，１０
６′の関係は基本的には同様であり、同じ方式で
実現できることが理解されよう。１本ステーター
を用いた場合ローターとステーターの間隙が常に
一定に保たれるため安定した誘起電流が量産性良
く得られるものである。

以上の如く本発明の構成によれば、コイルに発
生する誘起電流を検出する負荷検出回路をコイル
端部に接続するとともに、負荷検出回路はパルス
信号が印加終了後にコイルに発生する誘起電流を
検出するよう構成され、且つ、負荷検出回路は所
定の値の誘起電流に応じて負荷検出信号を出力す
るとともに、所定の時間内に負荷検出信号が発生
したときのみ軽負荷状態と判定する判定回路を有
するので、次のような効果を有する。

ａ 本発明以前誘起電流を負荷として検出する方
式はコイルに駆動パルスが印加されているとき
に、駆動パルスと逆向する誘起電圧により駆動
パルスの電流値が変化するのを検出していた。
しかしローターが駆動電流によつて強制的に駆
動されるときは、軽負荷時と重負荷時の間に誘
起電流の値の十分の差が得られず、確実で安定
した負荷検出をすることができないといつた問
題を含んでいた。本発明はパルス印加終了後ロ
ーターが所定の角度回転し、減衰振動している
ときの誘起電流値が供給電圧値に影響を受けず
軽負荷時と重負荷時の間に大きな差があること
に着目し、パルス印加終了後にコイルに発生す
る誘起電流を負荷検出手段により検出すること
により、極めて高精度の負荷検出が可能となつ
たものである。

ｂ 本発明の負荷検出回路は駆動電流印加後にコ
イルに発生する誘起電流を負荷として検出する
とともに、その検出信号が所定の時間内に発生
したとき軽負荷状態を検出するものであり、ロ
ーターの減衰振動によつて生じる誘起電流のピ
ーク位置のズレが負荷に応じて大きく変化する
ので検出精度を高めるメリツトを有する。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来の電子腕時計のパルスモーターの
例を示す図。第２図、第３図は従来の回路構成を
示す図で、第４図は従来の時計におけるパルスモ
ーター駆動コイルの電流波形を示す図。第５図は
パルスモーターの駆動パルス幅に対する出力トル
クと消費電力の関係図。第６図は従来の駆動パル
スよりも狭いパルス幅で、モーターを駆動した場
合のコイル電流波形図。第７図は本発明になる時
計の回路ブロツクを表わす図。第８図は本発明に
なる回路によるモータ駆動パルスのタイムチヤー
トを示す図。第９図は第８図のブロツク回路の一
具体例を示す図。第１０図は第９図における負荷
検出部のタイムチヤート例を示す図。第１１図は
本発明に係る電子腕時計のパルスモーターの例を
示す図。第１２図は第１１図のパルスモーターに
おける狭パルス駆動時のコイル電流波形図。第１
３図〜第１８図は第９図における負荷検出部の別
の例を示す図。第１９図は本発明になる電子腕時
計に直流磁界を印加した場合のコイル電流波形の
変化を示す図。 ２５…発振回路、２６…分周回路、２７…駆動
回路、２８…モーター、２９…モーター負荷検出
回路、２００…判定回路、３０…制御回路、３１
〜３３…狭パルス駆動信号、３４…補正信号、３
５…広パルス駆動信号、５９…負荷判定基準パル
ス、６０…無負荷時検出信号、６１…有負荷時検
出信号。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 発振回路２５、前記発振回路の出力信号を分
   周する分周回路２６、前記分周回路の出力信号に
   より作動する駆動回路２７、前記駆動回路により
   駆動されるステツプモーター２８、及び前記ステ
   ツプモーターにより駆動される輪列を有する電子
   時計において、コイル端に接続され駆動パルス印
   加後にローターの振動に応じて前記コイルに発生
   する誘起電流を検出するとともに前記誘起電流が
   所定の値になつたとき負荷検出信号を出力する負
   荷検出回路２９、前記分周回路と前記駆動回路の
   間に接続され、通常駆動用の駆動パルスを形成
   し、前記負荷検出回路が重負荷を検出したとき検
   出直前の前記駆動パルスと同極性で前記駆動パル
   スより駆動力の大きな補正パルスを出力する制御
   回路３０とを備えており、前記負荷検出回路は前
   記駆動パルス印加後の所定期間内に負荷検出信号
   が出力されたとき軽負荷と判断する判定回路２０
   ０を備えたことを特徴とする電子時計。