JPS6212478B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、電子時計に関し、特にその電気機械
変換機構としてのパルスモータの駆動方式に関す
る。

水晶振動子を時計標準振動子としたいわゆる水
晶腕時計が実用化されて以来、その高精度、高信
頼性から広く普及するに至つた。その間、この水
晶腕時計の技術革新はめざましく、その消費電力
についても当初20数μｗ必要としたものが現在で
は５μｗ程度で実現できるようになつた。しかし
ながら現状の消費電力５μｗの内訳を見ると水晶
振動子の発振、分周等回路関係で1.5〜２μｗ、
パルスモータで３〜3.5μｗと、かなりアンバラ
ンスが目立つ、即ち電気機械変換機構の消費電力
が全体の消費電力の６〜７割もしめているわけで
今後さらに低電力化を図つていくためにはこのパ
ルスモータの低消費電力化が効果的でありそうで
ある。しかし現状のパルスモータの変換効率はか
なり高くこれ以上の効率アツプはかなり困難であ
る。ただ従来のパルスモータは、カレンダー機構
の如き耐付加機構、温度、磁気等の耐環境、振
動、衝撃等の耐外乱等の要求から最悪状態でも充
分に作動する様に設計されてきた。そのため一定
の駆動条件で一定負荷に耐える性能がモータに要
求されていたのであるが、実際に時計体がこの様
な負荷状態にあるのは一日の内４〜５時間程度で
ほかの20時間はほとんど無負荷状態である。

即ち時計体が常に無負荷状態であれば、モータ
ー機構はそれほど大きな負荷に耐える様な設計を
する必要はなく、その場合には消費電力もかなり
低減できるのであるが、時計は短時間ではあるが
厳しい環境になるので、これを保証するために大
電力を供給して大駆動出力を得るパルスモータを
用いる必要があつた。

本発明は、パルスモータの駆動方式を負荷が小
さいときには少ない電力で駆動し、負荷が大きい
ときは大電力で駆動することにより上述の不合理
性を改め、パルスモータで消費する電力を大幅に
低減するものである。しかもこの様な駆動方式を
機械的接点等を含まず信頼性のある全電子的な手
段で構成するとともにモーターの種類、量産によ
るバラツキ等にも対処できる安定な駆動を実現し
たものである。

以下、本発明につき説明する。

第１図は、電子腕時計用パルスモータの一例で
あり、図において１は２極に着磁された永久磁石
性のローターで、このローター１をはさんでステ
ータ２，３が対向して配置されているが、これら
のステータ２，３はそれぞれコイル４を巻いた継
鉄５に接続して１組のステータを構成している。
ステータ２，３は、ローター１が一定方向に回転
できる様にローター１の中心に対しステータ２，
３の円孤部２ａ，３ａを偏心させ、ローター１の
静止時の磁極（ＮおよびＳ）位置をステータ２，
３の一方にずらしている。この種のパルスモータ
は従来から実用化されており第２図に示す様な回
路ブロツクで駆動されていた。１０は水晶振動子
であり、発振回路１１により駆動され、その周波
数は分周器１２により分周され、波形整形器１３
で適当な時間間隔で適当な時間幅の180゜位相の
異なる２つのパルスが成形される。

その一例として、2″毎7.8secのパルスを考え以
下これについて説明していく。このパルスを
CMOSインバーターで構成されるドライバー１
４，１５に入力し、その出力をコイル４の端子４
ａ，４ｂに供給する第３図はこのドライバー部の
詳細図であり、一方のインバーター１４の入力端
子１６に１８なる信号を印加すると矢印１９で示
す様に電流が流れ、逆に他方のインバーター１５
の入力端子１７に同様の信号を印加すると矢印１
９と対称的なルートに電流が流れる。即ち両イン
バーターの入力端子１６，１７に交互に信号を印
加することによりコイル４に流れる電流を交互に
反転させることができ、具体的には１秒毎に交互
に反転する7.8ｍsecの電流コイル４に流すことが
できる。このような駆動回路により第１図のステ
ツプモータのステータ２，３にはＮ極、Ｓ極が交
互に発生し、ローター１の磁極と反撥、吸引によ
りローター１を180゜ずつ回転させることができ
る。そしてこのローター１の回転は中間車６を介
して４番車７に伝達され、さらに３番車８、２番
車９、さらには図示しないが筒カナ、筒車、カレ
ンダー機構に伝達され、時針、分針、秒針、カレ
ンダー等からなる指示機構を作動させる。

第１図のパルスモータは、原理的には以上の説
明の如く作動し、これを電子腕時計用の変換機構
として用いてきた。

第３図のドライブ回路において、端子１７にハ
イレベル信号を端子１６に信号１８を印加して矢
印１９の如く電流を流したときMOSトランジス
タ１５にはチヤンネルインピーダンスによつて駆
動電流に基づく電圧降下が生じ端子４ｂでこの電
流に相当する信号波形を検出することができる。
その電流波形は、例えば第４図の如くになる。第
４図で区間Ａは駆動区間でこの場合7.8ｍsec、こ
の区間Ａで流れる電流がモーター駆動で消費され
る電流である。この区間Ａでの電流波形が図の如
く複雑な形状を示すのは、駆動回路によつて印加
された電圧に基づいて生ずる電流の他の駆動され
たローターの回転によつてコイルに、誘起電流が
重畳されるためである。区間Ｂは、駆動パルス印
加後の区間で、ローターは慣性による回転と安定
位置に停止する迄の振動を行う。このときこの区
間は第３図の駆動用インバータ１４，１５のＰチ
ヤンネルMOSトランジスタがONになつているた
めコイル４とこのトランジスタとのループで前記
ローターの動きに応じたコイル４への誘起電流が
流れる。第４図の区間Ｂの波形が脈動しているの
はこのためである。従つてこの駆動電流波形、及
び駆動後の誘起電流波形の形状とローターの回転
位置とはほぼ対応をつけることができる。

さて、第４図の波形２０と波形２０′は、一連
の波形であり、これはローターへの負荷が非常に
少ない場合である。波形２２と波形２２′も一連
の波形であつて、この場合ローターへの負荷が大
きくローターの作動限界に近い状態であり、波形
２１、波形２１′は許容最大負荷の約1/2の負荷を
かけた場合である。この様に負荷を変化させたと
きの電流波形をよく観察すると、負荷が大きくな
るのに従つて波形が右に延びていくことがわか
る。これは負荷の増大に従つてローターの回転が
遅くなるためであり、安定位置に停止するまでの
ローター振動周波数が低く、且つ振幅が小さくな
る事を実験的に確かめている。この減少を逆に考
えると、ローターへの負荷が常に無負荷状態にあ
るならば、駆動パルス幅は7.8ｍsecよりもつと短
いパルス幅で駆動できると理解される。

事実パルス幅を短くしても、モーターは作動
し、駆動力、即ち出力トルクは減少する。この状
況を第５図に示す。第５図は駆動パルス幅を変化
させたときの出力トルク特性Ｔと消費電力特性Ｉ
を表わしたものである。前述の駆動パルス幅7.8
ｍsecはこの図でP₂に相当する。即ちパルス幅P₂
で出力トルクはT₂であり、消費電力はI₂である。
この出力トルクT₂は前述の様に時計体の遭遇す
る負荷に充分耐えられる様に設定される。

ところがローターにかかる負荷が小さいか無視
できる程度であればもつと出力トルクは小さくて
よく、駆動パルス幅も短くでき、従つて消費電力
も少なくできる。例えば、P₁のパルス幅で駆動す
れば、出力トルクT₁で消費電力もI₁で済む、本発
明はこの点に着目し、ローターにかかる負荷を検
出することにより、無負荷時もしくは負荷が小さ
いときは狭いパルス幅で駆動し、大きい負荷がか
かつたときには広いパルス幅で駆動しようとする
もので合理的で低電力化を図るものである。前に
も述べたように無負荷状態にある方が圧倒的に多
いので低消費電力化の効果は非常に大きい。例え
ば、第５図の如く無負荷時（20時間）はP₁のパル
ス幅で負荷時（４時間）はP₂のパルス幅で駆動
し、I₁／I₂＝1/2であるとすると平均消費電力は Ｉ＝Ｉ_１×２０＋Ｉ_２×４／２４＝１４／２４I₂≒
0.58I₂ となり、常時P₂のパルス幅で駆動した従来の方式
に比し、60％以下の電力で済み大幅な低消費電力
化がはかれる。

ところで今、上で「負荷を検出して……」と簡
単に述べたが、この負荷の検出方法が本発明の大
きなポイントであることはいうまでもない。次に
此の負荷検出方法について述べる。第４図のコイ
ルに流れる電流波形を見ると、負荷の増大ととも
に、この電流波形が変化することがわかる。即ち
駆動区間Ａでは極大、極小になる位置が負荷の増
大とともに右へシフトしている。この点に着目し
て負荷の大きさを知ることができるが、この波形
の変化量は極めて少なく量産のバラツキを吸収す
ることはむずかしく、又、極めて微妙な制御をし
なければならない。

そこで本発明は、駆動パルス印加後の区間Ｂに
着目した。この区間Ｂにおいても負荷の増大につ
れて、例えば最初の極小値をとる点は右へシフト
している。しかも区間Ａの波形の変化量に比し、
数倍の変化量を得られる。従つて、この区間Ｂに
おける誘起電流波形によつて負荷の大小を検出す
ることは、上述の区間Ａに比し容易で、信頼性も
高くなる。この減少は、駆動パルス幅を短くした
ときも同様で、第６図にその状況を示す。この第
６図に示した駆動は第４図に比し、駆動パルス幅
が狭いため小さな負荷に耐えるのみであるが無負
荷時の駆動電流波形２３、同じく駆動後の誘起電
流波形２３′と作動限界負荷時の駆動電流波形２
４、同じく駆動後の誘起電流波形２４′との関係
は、第４図と同様である。負荷の検出は上述の方
法で行うが、本発明の構成は通常モーターへは無
負荷時を想定した狭い駆動パルスで駆動し、常に
駆動後の誘起電流波形で負荷の大きさを検出し、
負荷が小さいときは、初めの狭い駆動パルス幅で
の駆動を継続する。負荷が増加してきて、狭い駆
動パルス幅での駆動の限界に近づいてきた場合、
次の駆動から一定時間広い駆動パルス幅で駆動
し、その後、当初の狭い駆動パルス幅での駆動に
もどす。本発明は概略この様な構成であるが第７
図のプロツク図によりさらに詳説する。

第７図は、本発明の構成を示すブロツク図であ
り、２５は時間標準振動子を含む発振回路、２６
は分周回路等を含む回路、２７はパルスモーター
駆動回路。２８はパルスモーターでここまでの構
成は従来の電子腕時計と同じである。２９は負荷
検出回路で第４図、第６図で説明した様に駆動パ
ルス印加後の誘起電流波形により負荷を検出す
る。３０は制御回路で負荷検出回路２９で検出し
た負荷の状態に応じてパルスモーター２８の駆動
を制御する回路で、通常無負荷時は狭い駆動パル
スを負荷時には広い駆動パルスを供給するように
制御する。この制御方式を第８図につき説明す
る。第８図は駆動パルスの状態を示したもので、
先のパルスモーターの項で述べたように供給され
るこの状態をパルス３１，３２の様に示した。パ
ルス３１，３２は無負荷状態の狭いパルス幅であ
る。パルス３１，３２を印加後。第７図の検出回
路が負荷状態を検出するが、無負荷又は小さな負
荷状態である。即ちパルス３１後の負荷検出は無
負荷と判定したので、次のパルス３２は狭いパル
ス幅となり、パルス３２後の負荷検出も無負荷と
判定したので次のパルス３３も狭いパルス幅とな
る。そしてパルス３３後の負荷検出では、有負荷
状態と判定した。この場合パルス３３後、数10ｍ
sec後に、実効値の大きな広いパルス幅の第２の
駆動パルス３４がパルス３３と同じ極性（即ち同
じ電流方向）で印加される。

その後の一定パルス数については広いパルス幅
のパルス３５，３６が印加され、その後再び初め
の狭いパルス幅のパルス３７，３８…………が印
加される。パルス３３とパルス３４の関係を説明
すると、パルス３３の駆動で負荷が大きいことを
検出すると数10ｍsec後に広いパルス幅のパルス
３４が印加される。これはパルス３３後の負荷検
出で負荷が大きいと判定するが、このときロータ
ーが作動したかどうかの判定は難しい、というの
は第６図の誘起電流波形は負荷の増加ともに右へ
シフトするとともに減衰する。そしてローターが
作動しなかつたときは、誘起電流が出ないのであ
るが負荷が限界に近いときローターがやつと作動
する状態との区別がつきにくい。負荷が徐々に増
加する場合は、負荷が大きいと判定してもそのと
きのパルス３３ではローターが作動しているし、
負荷が急激で狭いパルス幅では駆動できない大き
さになるとパルス３３ではローターは作動しな
い。

この両者を判別するのは困難である。そこでパ
ルス印加後の負荷の検出は多少余裕をもつように
設定するのが簡単である。本構成では、パルス３
４を印加する。パルス３３でローターが作動した
ときは、パルス３４はパルス３３と同方向のパル
スであるため、このパルス３４は逆相のパルスに
なり、ローターは回転しない。又、パルス３３で
ローターが作動しなかつたときはパルス３４で駆
動される、このとき数10ｍsec遅れてローターが
駆動されることになるが、これが秒針の作動とし
て目に判別されることはなく、これを原因とした
見苦しさを心配する必要は全くない。以下パルス
３４を補正パルスと称する。次に負荷の検出後、
広いパルス幅のパルス３５，３６を一定のパルス
数継続させる構成にした理由は、ローターにかか
る負荷として最も大きいのは、カレンダー機構で
あつて、これは３〜４時間継続するので直ちに狭
いパルス幅にもどすとまた負荷状態と判断し、こ
れを繰り返すと作動毎に２つのパルスを供給する
ことになり、消費電力が増大し、低消費電力化の
意義がなくなる。又、ローターにかかる負荷はカ
レンダー機構だけでなく、磁場、低温、外乱等の
単発的な負荷もある。この様な場合には、広いパ
ルス幅の継続パルス数はなるべく少ない方が望ま
しい。この様な現象を考慮して、継続パルス数は
数10秒〜数10分に設定することが望ましい。以上
が本発明の構成であるが、次に本発明の具体的実
施例につき説明する。第９図は、本発明になる時
計の負荷検出回路及び駆動パルス制御回路の一例
である。第９図中２５は発振回路、２６は分周回
路であり、２８はモーター、２７は駆動回路、２
９はモーター負荷検出回路、３０は制御回路であ
り、各々第７図のブロツク図と番号の対応をとつ
てある。以下、回路素子について順次説明してい
く。

３９のNAND GATE出力は無負荷状態のモー
ターを駆動する際の狭いパルスを作る為のクロツ
クであり、例えば１秒信号の立下りに対して５ｍ
sec遅れたクロツクパルスを発生する。この時デ
イレイフリツプフロツプ４２は、入力の１秒信号
を５ｍsec遅らせて出力する事になり、ゲート４
６の出力に５ｍsec幅の狭いパルスが発生する。
フリツプフロツプ４４は128Hzをクロツク入力と
するデイレイフリツプフロツプ４４の出力は入力
１秒信号に対して7.8ｍsec遅れる。従つて、ゲー
ト４７の出力に7.8ｍsec幅のパルスが得られ、こ
れを有負荷時の駆動用広パルスとする。ゲート４
０は、駆動パルス印加直後にローター動作によつ
て生ずる電流波形の極小部分が現れるまでの時間
に対し、無負荷状態と有負荷状態を判別するパル
スを発生する為のロツクであり、４２，４４と同
様の動作によつて４３と４８の出力に判定基準パ
ルスを得る。

第１０図５８は、ゲート４６の出力狭パルスに
相当し、５９はゲート４８出力の判定基準パルス
に相当する。ゲート４１は、補正パルス用の回路
であつて、パルス幅7.8ｍsecの広パルス、発生位
置は、ゲート４６或いは４７のパルスに対して、
例えば30ｍsec遅れる。第１０図６６にその例を
示す。ゲート４１の入力端子５７は、後述する補
正信号であつて、該補正信号がHIGHになつた場
合のみ４１の出力に補正パルス信号を発生し後段
に供給する。ゲート３９，４０，４１の入力信号
は、前記パルスを得る為の信号で、分周回路２６
の出力を適当に組み合わせる。ゲート８９，４９
は、上記パルスを駆動用インバータ１４，１５に
対して分離、１秒おきに交互に出力させる回路で
ある。ゲート５０は、カウンタ５２が雰の状態に
おいて補正パルスが４１の出力端子に発せられた
場合に、カウンタ５２にカウント入力を一発送り
込むものである。５２がカウントを始めると、以
後カウンタ５２の出力が全て雰にもどるまでゲー
ト５０はOFF状態となる。ゲート５０の出力に
よつて５２が、カウント状態に入ると５１のゲー
トが開き以後５２の出力が全て雰になるまで２秒
信号をカウント信号として５２に送り続ける。カ
ウンタ５２は、前述した如く、数10秒〜数10分の
間で適当に設定されており、モーターが有負荷状
態にある事を検出してから、上記時間幅だけ広い
駆動信号を出力し続ける為のタイマーとなる。４
７は、カウンタ５２の出力をゲート入力としてお
り、５２がカウント状態にある間、広パルスを後
段に出力するものである。第９図ブロツク２９
は、駆動パルス印加後のモーターの動作状態より
モーター負荷を検出する回路の一例である。５
３，５４はトランスミツシヨンゲートであつて、
駆動用インバータ１４，１５の出力を駆動信号に
応じて交互に選択する。

５３，５４の出力は結合されてコンデンサを介
し、微分増幅器５５に入力される。５３，５４の
出力信号の内、無負荷状態の波形と有負荷状態の
波形をそれぞれ第１０図６０，６１に示す。微分
回路は、この場合ピーク検出器として動作し、微
分回路出力を更に２個のインバータを通して得た
信号は各ピークで反転する矩形波となり、６０に
対しては６２，６１に対しては６４の信号が得ら
れる。

インバータの出力はCR時定数回路により遅延
されてナンドゲート５６の一方の入力となり、ま
た２個のインバータの中間の出力をナンドゲート
５６の他方の入力とすることにより、第１０図の
信号６３と６５を得る。信号６３は出力波形６０
に対応し、信号６５は出力波形６１に対応してい
る。出力波形６０，６１と信号６３，６５を比較
すると信号６２，６３のパルスが出力波形の所定
のピーク位置を示していることは明確である。負
荷状態の検出はこの信号６３，６５のパルス位置
が前述の判定基準パルス５９の内側にあるか外側
にあるかで判断され、前者の場合を無負荷状態と
判定し、後者を有負荷状態と判定する。従つて信
号６３は無負荷状態を示し、信号６５は有負荷状
態を示すことになる。

次に補正パルスの発生手段について述べる。ゲ
ート１０４はゲート５６の出力となる負荷検出信
号と、ゲート４８の出力となる判定基準パルス信
号５９、及びデイレイフリツプフロツプ４４の出
力となる１秒信号を7.8ｍsec遅延させた信号とを
入力としている。尚デイレイフリツプフロツプ４
４の出力信号は禁止ゲートとなるゲート１０４に
おいて検出可能期間を決定するマスク信号として
働く。以上の構成により無負荷のときの検出信号
（第１０図６３）はゲート１０４を通過するが、
有負荷のときの検出信号６５は禁止される。ライ
ン５７はゲート１０７と１０８によに形成される
フリツプフロツプの出力であり、ゲート１０６及
び１０５によりセツト入力が形成される。ゲート
１０６に入力される１秒信号はフリツプフロツプ
の初期セツト状態を決定するものであり、負荷検
出状態のとき出力５７を必ずＨに設定しておく。
この状態で無負荷状態を検出した信号がゲート１
０４を通過するとゲート１０５，１０６を通つて
フリツプフロツプをリセツトして出力５７をＬ状
態にする。

しかし重負荷のときにはリセツト信号が入らな
いので出力はＨにセツトされたままとなる。出力
５７がＨのままでいるとゲート４１が補正パルス
信号を発生する状態となるため駆動回路用のゲー
ト４８もしくは８９を通つてコイルに補正パルス
が供給される。尚ゲート１０５の他方の入力はカ
ウンタ５２が作動開始すると同時に検出信号の通
過を禁止する信号を入力されている。尚、補正パ
ルスはゲート４１により通常の駆動パルスより大
きなパルス幅に設定されるとともに、重負荷状態
が検出された駆動パルスを同極性のパルスが供給
される。即ちNANDゲート９０と９１及びNAND
ゲート９２と９３にはゲート信号として２秒信号
が印加され、特にNANDゲート９０，９１はイン
バータ９４を介しているためにNADゲート９
２，９３とは逆極性の２秒信号が印加されてい
る。

これにより、ORゲート９５を通過した通常の
駆動パルス用信号はNANDゲート９０とNANDゲ
ート９２を１秒毎に交互に通過して駆動回路に供
給される。また、駆動パルス印加後にコイルに発
生する誘起電流から重負荷状態が検出されると前
述の如く補正パルス６６が駆動パルスから数10ｍ
sec遅れて出力される。

補正パルス信号はNANDゲート９１及び９３に
入力されるが、NANDゲート９１と９３は各々ゲ
ート９０と９２のゲート信号を共用しているため
に、補正パルスは駆動パルスと同極性のパルスと
してコイルに供給される。この結果、波形６１の
場合に対しては、補正パルス６６が引き続いて印
加され、６６によつてローターの回転は完結す
る。但し、前述の如く６６が印加される以前にロ
ーターの回転が完結している場合も含まれる。補
正パルス信号は、また、ゲート５０を介してカウ
ンタ５２に入力され、５１のゲートをON状態に
して５２をカウント状態にする。以後、一定時間
ゲート４７をON状態に保ち広パルス駆動信号を
供給し続ける。広パルスが供給されている間、５
７はLOW状態にあり、補正パルスは出力されな
い。これは、広パルス駆動時ではモーターは充分
な出力トルクがあるものと考えられるからであ
る。

以上の如く本実施例においては、通常の駆動パ
ルスの波形成形回路は第９図中９９の枠で囲まれ
ており、５ｍsecパルス幅の駆動パルスを前述の
如くデイレイフリツプフロツプ４２とゲート３９
及びゲート４６、インバータ９６で形成し、又、
7.8ｍsecパルス幅の駆動パルスを、128Hzのクロ
ツク信号を有するデユレイフリツプフロツプ４４
とゲート４７及びインバータ９６で形成する。又
負荷検出回路として第９図で示される負荷検出回
路２９が用いられる。補正パルス発生回路は、第
９図中９８の枠で囲まれており、フリツプフロツ
プの出力５７を入力とするゲート４１と、ゲート
４１の出力を駆動パルスと同極性の補正パルスと
なるよう駆動回路に供給するゲート９１，９３と
により形成される。

本発明においては補正パルスが駆動パルスの発
生から20ｍsec以上遅れて出力されるようゲート
４１で設定されている。尚20ｍsec以上としたの
は第２０図によつて説明される。

第２０図は駆動パルス印加後ロータの動きを示
すが、この約20ｍsecまではロータの動きが大き
く、この位置で補正パルスが印加されると、ロー
タの逆転、もしくは２ステツプ駆動される恐れが
ある。更に、第７図と対比させたとき、第７図の
制御回路３０は、補正パルス発生回路９８、波形
成形回路９９、及びカウンタ５２を含んでいる。

ピーク検出回路としては、５５の微分増幅回路
の他に、様々な方式が考えられる。第１８図は、
遅延回路を用いたピーク検出回路のブロツク図
で、図中５３，５４はトランスミツシヨンゲー
ト、８０は第９図５５に代る一般的な増幅器、８
１は遅延回路、８２は８０及び８１の出力を入力
する比較器である。増幅器８０の一例を第１３図
又は第１４図に示す。前述したモーター駆動検出
波形２３，２４等の実質的に電源レベル付近に発
生する数ｍｖ〜数10ｍｖ程度の信号である為、抵
抗１６６，１６７で分圧し、増幅器の入力動作レ
ベルに変換してやる。端子１６８には、第１６図
７６の波形が現れている。第１４図は、第１３図
を改良した回路であつて、抵抗１６７の代りに
MOSトランジスタを挿入し、増幅器入力レベル
が動作レベルになる様にトランジスタ１６９のチ
ヤンネルインピーダンスを制御してやる帰還回路
をもつ、ブロツク１７０は出力レベルを検出する
回路である。第１５図は遅延回路８１の簡単な実
施例であつて、１７１，１７３はトランスミツシ
ヨンゲート、１７２，１７４は負荷コンデンサで
ある。

この場合、端子１６８の入力信号７６は出力端
子において７７の如く遅延する。第１７図は、こ
の波形を模型的に表したもので、入力信号７６は
トランスミツシヨンゲート１７１によつて、コン
デンサ１７２に伝えられ１７２の端子電圧波形は
７９となる。更に、トランスミツシヨンゲート１
７３によつて出力端子１７５には、波形７７が表
われる。比較器８２は波形７６と７７が入力され
る時、７８を示す短形信号を出力する。

遅延回路としては第１５図が適しているが、他
に入力信号周波数が比較的低いため、バケツリレ
ー型データ転送素子も適する。

本発明における負荷検出方式に時計体に加わる
磁界或いは衝撃等に対しても有効な動作をするこ
とが確められている。第１９図は直流磁界をパル
スモーターのコイル方向に加えた場合の検出電流
波形である。８３は外部磁界がモーター内コアに
誘起する磁場と駆動用磁場の方向が相反する場合
であり、８４は両磁場が同方向にある場合であ
る。８３，８４において、波形８５，８６は外部
磁場が雰であり、ほぼ同一波形とみなせる。８
７，８８は外部磁界が40Gaussの時の波形であ
る。波形より８３の方向の動作は外部磁界が強く
なるほど動作しにくくなり、負荷が大きくなつた
場合の動作と同一特性を示す。従つて本発明にな
る時計回路にあつては外部磁界の影響に対しても
有効な動作を示し、実験的に外部磁界に対する強
度が従来の時計と代らない事が確認されている。

第１９図８７の場合、波形の極小位置が判定基
準パルス以後に現れるため、８７′で示す補正信
号が加わつている。耐衝撃性についても以上の説
明から本発明が有効な効果をもつものであること
は極めて容易に類推されよう。

以上本発明の実施例につき詳説したが、本発明
においては負荷が大きくなつた時に駆動パルスに
続いて印加する実効値の大きな補正パルスをロー
ターの回転振動が安定してから、即ち狭パルスの
印加よりも20ｍsec以上遅れて（実施例において
は約30ｍsec）印加することにより、例えば狭パ
ルスから広パルスへの切換を極めて安定した動作
で行わせ信頼性を高めている。本発明はここで述
べた実施例に限定されるものではなく種々の改
良、変更、応用が可能である。例えば、パルスモ
ーターはここで述べたパルスモーターに限定され
るものではない。モーター以外の変換機構でもよ
いし、パルスモーターの内第１１図に示すパルス
モーターであつても全く同じ構成で実現出来る。
第１１図のパルスモーターは、ローター２００が
永久磁石で作られ、ステーター２０１は第１図と
違つてギヤツプのない一体型であるとともにロー
ターの静止位置を定めるためのノツチ２０２，２
０３が形成されている。２０４は駆動コイルであ
る。この様なパルスモーターは、ステーター２０
１が接続しているため、駆動後の誘起電流は第１
２図に示すように、第４図、第６図に比し若干異
なる。しかし、無負荷時の波形２０５，２０
５′、負荷時の波形２０６，２０６′の関係は基本
的には同様であり、同じ方式で実現できることが
理解されよう。

【図面の簡単な説明】

第１図は電子腕時計のパルスモーターの一例を
示す図。第２図、第３図は従来の回路構成を示す
図で第４図は時計におけるパルスモーター駆動コ
イルの電流波形を示す図。第５図はパルスモータ
ーの駆動パルス幅に対する出力トルクと消費電力
の関係図。第６図は従来の駆動パルスよりも狭い
パルス幅で、モーターを駆動した場合のコイル電
流波形図。第７図は本発明になる時計の回路ブロ
ツクを表す図。第８図は本発明になる回路による
モーター駆動パルスのタイムチヤート例を示す
図。第９図は第８図のブロツク回路の一具体例を
示す回路図。第１０図は第９図におけるタイムチ
ヤート例を示す図。第１１図は本発明に係る電子
腕時計のパルスモーターの例を示す図。第１２図
は第１１図のパルスモーターにおける狭パルス駆
動時のコイル電流波形図。第１３図〜第１８図は
第９図における負荷検出部の別の例を示す図。第
１９図は本発明になる電子腕時計に直流磁界を印
加した場合のコイル電流波形の変化を示す図。第
２０図は測定グラフを示す。 ２５……発振回路、２６……分周回路、２７…
…駆動回路、２８……モーター、２９……モータ
ー負荷検出回路、３０……制御回路、３１〜３３
……狭パルス駆動信号、３４……補正信号、３５
……広パルス駆動信号、５９……負荷判定基準パ
ルス、６０……無負荷時検出信号、６１……有負
荷時検出信号、９８……補正パルス発生回路、９
９……波形成形回路。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 発振回路２５、前記発振回路の出力信号を分
   周する分周回路２６、前記分周回路の出力信号に
   もとずいて作動する駆動回路２７、コイルと永久
   磁石ロータとステータからなり前記駆動回路によ
   つて駆動されるパルスモータ−とを有する電子時
   計において、前記コイルに発生する誘起電流を検
   出する負荷検出回路２９と、前記分周回路２６と
   前記駆動回路２７の間に接続され前記負荷検出回
   路の出力信号にもとづいて前記パルスモータ−の
   駆動を制御する制御回路３０とを備え、前記制御
   回路３０は前記分周回路の信号により前記駆動回
   路の駆動パルスを成形する波形成形回路９９と、
   前記負荷検出回路が重負荷状態を検出したとき前
   記駆動パルスにひきつづいて前記駆動パルスより
   実効値が大きくしかも前記駆動パルスと同極性で
   且つ前記駆動パルスより20ｍsec以上遅れて出力
   される補正パルスを成形する補正パルス発生回路
   ９８とを備えたことを特徴とする電子時計。