JPH023152B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、電子時計に関し、特にその電気機械
変換機能としてのパルスモータの駆動方式に関す
る。本発明の目的は、かかるパルスモータの低消
費電力化にある。本発明の目的はまた、低消費電
力駆動時に起こりうる誤動作を検出し、或いは予
期して瞬時に補正することにあり、秒針の動作等
時計の外観的動作において誤動作或いは補正等が
感知されない制御方式を提供することにある。

水晶振動子を時計標準振動子としたいわゆる水
晶腕時計が実用化されて以来、その高精度、高信
頼性から広く普及するに至つた。その間、この水
晶腕時計の技術革新はめざましく、その消費電力
についても当初20数μW必要としたものが現在で
は5μW程度で実現できるようになつてきた。し
かしながら現状の消費電力μWの内訳を見ると水
晶振動子の発振、分周等回路関係で1.5〜2μW、
パルスモータで３〜3.5μWと、かなりアンバラン
スが目立つ、即ち電気機械変換機構の消費電力が
全体の消費電力の６〜７割もしめているわけで今
後さらに低電力化を図つていくためにはこのパル
スモータの低電力化が効果的でありそうである。
しかし現状のパルスモータの変換効率はかなり高
くこれ以上の効率アツプはかなり困難である。た
だ従来のパルスモータは、カレンダー機構の如き
耐付加機構、温度、磁気等の耐環境、振動衝撃等
の耐外乱等の要求から最悪状態でも充分に作動す
る様に設計されてきた。そのため一定の駆動条件
で一定負荷に耐える性能がモータに要求されてい
たのであるが、実際に時計体がこの様な負荷状態
にあるには一日の内でも４〜５時間程度で他の20
時間はほとんど無負荷状態にある。即ち時計体が
常に無負荷状態にあれば、モータ機構はそれ程大
きな負荷に耐える様な設計をする必要がなく、そ
の場合には消費電力もかなり低減できるのである
が、時計は短時間ではあるが厳しい環境になるの
で、これを保証するために大電力を供給して大駆
動出力を得るパルスモータを用いる必要があつ
た。

本発明は、パルスモータの駆動方式を負荷が小
さいときには少ない電力で駆動し、負荷が大きい
ときは大電力で駆動することにより上述の不合理
性を改め、パルスモータで消費する電力を大巾に
低減するものである。しかもこの様な駆動方式を
機械的接点などを含まず信頼性のある全電子的な
手段で構成すると共にモータの種類、量産による
バラツキ等にも対処できる安定な駆動を実現した
ものである。

以下、本発明につき説明する。

第１図は、電子腕時計用パルスモータの一例で
あり、図においては１は２極に着磁された永久磁
石製のローターで、このローター１をはさんでス
テータ２，３が対向して配置されているが、これ
らのステータ２，３はそれぞれコイル４を巻いた
継鉄５に接続して１組のステータを構成してい
る。ステータ２，３は、ローター１が一定方向に
回転できる様にローター１の中心に対しステータ
２，３の円弧部２ａ，３ａを偏心させ、ローター
１の静止時の磁極（Ｎ及びＳ）位置をステータ
２，３の一方にずらしている。この種のパラレル
モータは従来から実用化されており第２図に示す
様な回路ブロツクで駆動されていた。１０は水晶
振動子であり、発振回路１１により駆動され、そ
の周波数は分周器１２により分周され、波形整形
器１３で適当な時間間隔で適当な時間幅の180゜位
相の異なる２つのパルスが成形される。

その一例として、2″毎7.8ｍsecのパルスを考え
以下これについて説明していく。このパルスを
CMOSインバーターで構成されるドライバー１
４，１５に入力し、その出力をコイル４の端子４
ａ，４ｂに供給する。第３図はこのドライバー部
の詳細図であり、一方のインバーター１４の入力
端子１６に１８なる信号を印加すると矢印１９で
示す様に電流が流れ、逆に他方のインバーター１
５の入力端子１７に同様の信号を印加すると矢印
１９と対称的なルートに電流が流れる。これはコ
イル両端と正電極の間を接続するトランジスタ１
４ａ，１５ａがＰチヤンネルMOSトランジスタ
により形成され、コイル両端と負電極の間を接続
するトランジスタ１４ｂ，１５ｂがＮチヤンネル
MOSトランジスタから形成されているためであ
る。即ち両インバーターの入力端子１６，１７に
交互に信号を印加することによりコイル４に流れ
る電流を交互に反転させることができ、具体的に
は１秒毎に交互に反転する7.8ｍsecの電流コイル
４に流すことができる。このような駆動回路によ
り第１図のスツプモータのステータ２，３にはＮ
極、Ｓ極が交互に発生し、ローター１と磁極と反
発、吸引によりローター１を180゜ずつ回転させる
ことができる。そしてこのローター１の回転は中
間車６を介して４番車７に伝達され、更に３番車
８、２番車９、さらには図示しないが筒カナ、筒
車、カレンダー機構に伝達され、時針、分針、
針、カレンダー等からなる指示機構を作動させ
る。

第１図のパルスモータは、原理的には以上の説
明の如く作動し、これを電子腕時計用の変換機構
として用いてきた。

第３図のドライブ回路において、端子１７にハ
イレベル信号を端子１６に信号１８を印加して矢
印１９の如く電流を流したときMOSトランジス
タ１５にはチヤンネルインピーダンスによつて駆
動電流に基づく電圧降下が生じ端子４ｂでこの電
流に相当する信号波形を検出することができる。
その電流波形は、例えば第４図の如くになる。第
４図で区間Ａは駆動区間でこの場合7.8ｍsec、こ
の区間Ａで流れる電流がモータ駆動で消費される
電流である。この区間Ａでの電流波形が図の如く
複雑な形状を示すのは、駆動回路によつて印加さ
れた電圧に基づいて生ずる電流の他に駆動された
ローターの回転によつてコイルに、誘起電流が重
畳されるためである。区間Ｂは、パルス状の駆動
信号（以下駆動パルス）印加後の区間で、ロータ
ーは慣性による回転と安定位置に停止する迄の自
由減衰振動を行う、このときこの区間は第３図の
駆動用インバーター１４，１５のＰチヤンネル
MOSトランジスタがONになつているためコイ
ル４とこのトランジスタ１４ａ，１５ａとのルー
プで前記ローターの動きに応じたコイル４への誘
起電流が流れる。第４図の区間Ｂの波形が脈動し
ているのはこのためである。従つてこの駆動電流
波形、及び駆動後の誘起電流波形の形状とロータ
ーの回転位置とはほぼ対応をつけることができ
る。

さて、第４図の波形２０と波形２０′は、一連
の波形であり、これはローターへの負荷が非常に
少ない場合である。波形２２と波形２２′も一連
の波形であつて、この場合ローターへの負荷が大
きくローターの作動限界に近い状態であり、波形
２１、波形２１′は許容最大負荷の約1/2の負荷を
かけた場合である。この様に負荷を変化させたと
きの電流波形をよく観察すると、負荷が大きくな
るに従つて波形が右へ延びていくことがわかる。
これは負荷の増大に従つてローターの転が遅くな
るためであり、安定位置に停止するまでのロータ
ー振動周波数が低く、且つ振幅が小さくなる事を
実験的に確かめている。この現象を逆に考える
と、ローターへの負荷が常に、無負荷状態にある
ならば、駆動パルス幅は7.8ｍsecよりもつと短い
パルス幅で駆動できると理解される。事実パルス
幅を短くしても、モータは作動し、駆動力、即ち
出力トルクは減少する。この状況を第５図に示
す。第５図は、駆動パルス幅を変化させたときの
出力トルク特性Ｔと消費電力特性Ｉを表したもの
である。前述の駆動パルス幅7.8ｍsecは、この図
でP₂に相当する。即ちパルス幅P₂で出力トルク
はT₂であり、消費電力はI₂である。この出力トル
クT₂は前述の様に時計体の遭遇する負荷に充分
耐えられる様に設定される。ところがローターに
かかる負荷が小さいか無視できる程度であればも
つと出力トルクは小さくてよく、駆動パルス幅も
短くでき、従つて消費電力も小なくできる。例え
ば、P₁のパルス幅で駆動すれば、出力トルクT₁
で消費電力もI₁で済む、本発明はこの点に着目
し、ローターにかかる負荷を検出することによ
り、無負荷時もしくは負荷が小さいときは狭いパ
ルス幅で駆動し、大きい負荷がかかつたときには
広いパルス幅で駆動しようとするもので合理的で
低電力化を図るものである。前にも述べたように
無負荷状態にある方が圧倒的に多いので低電力化
の効果は非常に大きい。例えば、第５図の如く無
負荷時（20時間）はP₁のパルス幅で負荷時（４
時間）はP₂のパルス幅で駆動し、I₁／I₂＝１／２
であるとすると、平均消費電力は Ｉ＝I₁×20＋I₂×４／24＝14／24＝I₂≒0.58I₂ となり、常時P₂のパルス幅で駆動した従来の方
式に比し、60％以下の電力で済む。又第５図にお
いて、例えば最初に極小値をとる点は右へシフト
している。しかも区間Ａの波形の変化量に比し、
数倍の変化量が得られる。従つて、この区間Ｂに
おける誘起電流波形によつて負荷の大小を検出す
ることは、上述の区間Ａに比し容易で、信頼性も
高くなる。この現象は、駆動パルス幅を短くした
ときも同様で、第６図にその状況を示す。この第
６図に示した駆動は第４図に比し、駆動パルス幅
が狭いため小さな負荷に耐えるのみであるが無負
荷時の駆動電流波形２３、同じく駆動後の誘起電
流波形２３′と作動限界負荷時の駆動電流波形２
４、同じく駆動後の誘起電流波形２４′との関係
は、第４図と同様である。負荷の検出は上述の方
法で行うが、本発明の構成は通常モータへの無負
荷時を想定した狭い駆動パルスで駆動し、常に駆
動後の誘起電流波形で負荷の大きさを検出し、負
荷が小さいときは、始めの狭い駆動パルス幅での
駆動を継続する。負荷が増加してきて、狭い駆動
パルス幅での駆動の限界に近づいてきた場合、次
の駆動から一定時間広い駆動パルス幅で駆動し、
その後、当初の狭い駆動パルス幅での駆動にもど
す。本発明は概略この様な構成であるが第７図の
ブロツク図によりさらに詳説する。

第７図は、本発明の構成を示すブロツク図であ
り、２５は発振回路、２６は分周回路等を含む回
路、２７はパルスモータ駆動回路、２８はパルス
モータでここまでの構成は従来の電子腕時計と同
じである。２９は負荷検出回路で第４図、第６図
で説明した様に駆動パルス印加後の誘起電流波形
により負荷を検出する。３０は制御回路で負荷検
出回路２９で検出した負荷の状態に応じてパルス
モータ２８の駆動を制御する回路で、通常無負荷
時は狭い駆動パルスを負荷時には広い駆動パルス
を供給するように制御する。この制御方式を第８
図につき説明する。第８図は駆動パルスの状態を
示したもので、先のパルスモータの項で述べたよ
うに供給されるこの状態をパルス３１，３２の様
に示した。パルス３１，３２は無負荷状態の狭い
パルス幅である。パルス３１，３２を印加後、第
７図の検出回路が負荷状態を検出するが、無負荷
又は小さな負荷状態である。即ちパルス３１後の
負荷検出は無負荷と判定したので、次のパルス３
２は狭いパルス幅となり、パルス３２後の負荷検
出も無負荷と判定したので次のパルス３３も狭い
パルス幅となる。そしてパルス３３後の負荷検出
では、有負荷状態と判定した。この場合パルス３
３後、数10ｍsec後に、広いパルス幅の第２の駆
動パルス３４がパルス３３と同じ極性（即ち同じ
電流方向）で印加される。この後の一定パルス数
については広いパルス幅のパルス３５，３６が印
加され、その後再び始めの狭いパルス幅のパルス
３７，３８…が印加される。パルス３３とパルス
３４の関係を説明すると、パルス３３の駆動で負
荷が大きいことを検出すると数10ｍsec後に広い
パルス幅のパルス３４が印加される。これはパル
ス３３後の負荷検出で負荷が大きいと判断する
が、このときローターが作動したかどうかの判定
は難しい、というのは第６図の誘起電流波形は負
荷の増加と共に右へシフトすると共に減衰する。
そしてローターが作動しなかつたときは、誘起電
流が出ないのであるが負荷が限界に近いときロー
ターがやつと作動する状態との区別がつきにく
い。負荷が徐々に増加する場合は、負荷が大きい
と判定してもそのときのパルス３３ではローター
は作動しているし、負荷が急激で狭いパルス幅で
は駆動できない大きさになるとパルス３３ではロ
ーターは作動しない。この両者を判別するのは困
難である。そこでパルス印加後の負荷の検出は多
少余裕をもつように設定するのが簡単である。本
構成では、パルス３４を印加する。パルス３３で
ローターが作動したときには、パルス３４はパル
ス３３と同方向であるため、このパルス３４は逆
相のパルスになり、ローターは回転しない。又、
パルス３３でローターが作動しなかつたときはパ
ルス３４で駆動される。このとき10ｍsec遅れて
ローターが駆動されることになるが、これが秒針
の作動として目に判別されることはなく、これを
原因とした見苦しさを心配する必要は全くない。
次に負荷の検出後、広いパルス幅のパルス３５，
３６を一定パルス数継続させる構成にした理由
は、ローターにかかる負荷として最も大きいの
は、カレンダー機構であつて、これは３〜４時間
継続するので直ちに狭いパルス幅に戻すとまた負
荷状態と判断し、これを繰り返すと作動毎に２つ
のパルスを供給することになり、消費電力が増大
し、低電力化の意義がなくなる。又、ローターに
かかる負荷はカレンダー機構でだけでなく、磁
場、低温、外乱等の単発的な負荷もある。この様
な場合には、広いパルス幅の継続パルス数はなる
べく少ない方が望ましい。この様な現象を考慮し
て、継続パルス数は数10秒〜数10分に設定するこ
とが望ましい。以上が、本発明の構成であるが、
次に本発明の具体的実施例につき説明する。第９
図は、本発明になる時計の負荷検出回路及び駆動
パルス制御回路の一例である。第９図中２５は発
振回路、２６は分周回路であり、２８はモータ
（コイルのみが描かれている）、２７は駆動回路、
２９はモータ負荷状態検出回路であり、各々第７
図のブロツクと対応している。駆動回路は第３図
に提示したものを用いている。以下、回路素子に
ついて順次説明していく。３９のNAND GATE
出力は無負荷状態のモータを駆動する際の狭いパ
ルスを作る為のクロツクであり、例えば１秒信号
の立下りに対して５ｍsec遅れたクロツクパルス
を発生する。この時デイレイフリツプフロツプ４
２は、入力の１秒信号を５ｍsec遅らせて出力す
る事になり、ゲート４６の出力に５ｍsec幅の狭
パルスが発生する。フリツプフロツプ４４は128
Hzをクロツク入力とするデイレイフリツプフロツ
プで４４の出力は入力１秒信号に対し7.8ｍsec遅
れる。従つて、ゲート４７の出力に7.8ｍsec幅の
パルスが得られ、これを有負荷時の駆動用広パル
スとする。ゲート４０は、駆動パルス印加直後に
ローター動作によつて生ずる電流波形の極小部分
が現れるまでの時間に対し、無負荷状態と有負荷
状態を判別するパルスを発生する為のクロツクで
あり、４２，４４と同様の動作によつて４３のデ
イレイフリツプフロツプを用いることによりゲー
ト４８の出力に判定基準ゲートを得る。

第１０図５８は、ゲート４６の出力狭パルスに
相当し、５９はゲート４８の出力の判定基準パル
スに相当する。ゲート４１は、パルス状の補正信
号（以下補正パルス）用の回路であつて、パルス
幅は7.8ｍsecの広パルス、発生位置は、ゲート４
６或いは４７のパルスに対して、例えば30ｍsec
遅れる。第１０図のパルス６６にその例を示す。
ゲート４１の入力端子５７は、後述する補正信号
であつて、該補正信号がHIGHになつた場合のみ
４１の出力に補正パルスを発生し後段に供給す
る。ゲート３９，４０，４１の入力信号は、前記
パルスを得る為の信号で、分周回路２６の出力を
適当な組み合わせる。ゲート８９，４９は、上記
パルスを駆動用インバーター１４，１５に対して
分離、１秒おきに交互に出力される回路である。
ゲート５０は、カウンタ５２が零の状態において
補正パルスが４１の出力端子に発せられた場合に
カウンタ５２にカウント入力を一発送り込むもの
である。５２がカウントを始めると、以後カウン
タ５２の出力がすべて零に戻るまでゲート５０は
OFF状態となる。ゲート５０の出力によつて５
２が、カウント状態に入ると５１のゲートが開き
以後５２の出力がすべて零になるまで２秒信号を
カウント信号として５２に送り続ける。カウンタ
５２は、前述した如く、数10秒〜数10分の間で適
当に設定されており、モータが有負荷状態にある
事を検出してから、上記時間幅だけ広パルス駆動
信号を出力し続ける為のタイマーとなる。４７
は、カウンタ５２の出力を、ゲート入力としてお
り、５２がカウント状態にある間に、広パルスを
後段に出力するものである。第９図ブロツク２９
は、駆動パルス印加後のモータの動作状態よりモ
ータ負荷を検出する負荷検出回路の一例である。
インバーター１４と１５の具体的な構成は第３図
に示した通りであり、駆動信号が印加され終つた
後は第３図のトランジスタ１４ａと１５ａがON
状態となり、コイルの両端を短絡させてループを
形成させる手段となるものである。５３，５４
は、トランスミツシヨンンゲートであつて、駆動
用インバーター１４，１５の出力を駆動信号に応
じて交互に選択する。

５３，５４の出力は結合されてコンデンサを介
し、微分増幅器５５に入力される。５３，５４の
出力信号の内、無負荷状態と有負荷状態の波形を
それぞれ第１０図６０，６１に示す。微分回路
は、この場合ピーク検出器として動作し、微分回
路出力を更に２個のインバーターを通して得た信
号は各ピークで反転する短波形となり、６０に対
しては６２，６１に対しては６４の信号が得られ
る。

インバーターの出力はCR時定数回路により遅
延されてナンドゲート５６の１方の入力となり、
また２個のインバーターの中間の出力をナンドゲ
ート５６の他方の入力とすることにより、第１０
図の信号６３と６５を得る。信号６３は出力波形
６０に対応し信号６５は出力波形６１に対応して
いる。出力波形６０，６１と信号６３，６５を比
較すると信号６２，６３のパルスが出力波形の所
定のピーク位置を示していることは明確である。
負荷状態の検出はこの信号６３，６５のパルス位
置が前述の判定基準パルス５９の内側にあるか外
側にあるかで判断され、前者の場合を無負荷状態
と判定し、後者を有負荷状態と判定する。従つて
信号６３は無負荷状態を示し、信号６５は有負荷
状態を示すことになる。尚ナンドゲートの出力信
号６３と６５は負方向にパルスが出る。

次に補正パルスの発生手段について述べる。ゲ
ート１０４はゲート５６の出力となる負荷検出信
号と、ゲート４８の出力となる判定基準パルス信
号５９、及びデイレイフリツプフロツプ４４の出
力となる１秒信号を7.8ｍsec遅延させた信号とを
入力としている。尚デイレイフリツプフロツプ４
４の出力信号はゲート１０４において検出可能期
間を決定するマスク信号として働く。以上の構成
により無負荷のときの検出信号（第１０図６３）
はゲート１０４を通過するが、有無荷のときの検
出信号６５は禁止される。ライン５７はゲート１
０７と１０８により形成されるフリツプフロツプ
の出力であり、ゲート１０６及び１０５によりセ
ツトされる入力が形成される。ゲート１０６に入
力される１秒信号はフリツプフロツプの所期セツ
ト状態を決定するものであり、負荷検出状態のと
き出力５７を必ずＨに設定しておく。この状態で
無負荷状態を検出した信号がゲート１０４を通過
するとゲート１０５，１０６を通つてフリツプフ
ロツプをリセツトして出力５７をＬ状態にする。
しかし重負荷のときにはリセツト信号が入らない
ので出力５７はＨにセツトされたままとなる。出
力５７がＨのままでいると補正パルスを発生する
ゲート４１が補正パルスを通過する状態となるた
め駆動回路用のゲート４８もしくは４９を通つて
コイルに補正パルスが供給される。尚ゲート１０
５の他方の入力はカウンタ５２が作動開始すると
同時に検出信号の通過を禁止する信号が入力され
ている。尚、補正パルスはゲート４１により通常
の駆動パルスより大きなパルス幅に設定されると
共に、正負荷状態が検出された駆動パルスと同極
性のパルスが供給される。即ちNANDゲート９
０と９１及びNANDゲート９２と９３にはゲー
ト信号として２秒信号が印加され、特にNAND
ゲート９０，９１はインバーター９４を介してい
るためにNANDゲート９２，９３とは逆極性の
２秒信号が印加されている。

これにより、ORゲート９５を通過した通常の
駆動パルスはNANDゲート９０とNANDゲート
９２を１秒毎に交互に通過して駆動回路に供給さ
れる。また、駆動パルス印加後にコイルに発生す
る誘起電流から重負荷状態が検出されると前述の
如く補正パルス６６が駆動パルスから数10ｍsec
遅れて出力される。

ゲート４１から出力される補正パルス信号は
NANDゲート９１及び９３に入力されるが、
NANDゲート９１と９３は各々ゲート９０と９
２のゲート信号を共用しているために、補正パル
スは駆動パルスと同極性のパルスとして駆動回路
から供給される。この結果、波形６１の場合に対
しては、補正パルス６６が引き続いて印加され、
６６によつてローターの回転は完結する。但し、
前述した如く６６が印加される以前にローターの
回転が完結している場合も含まれる。ゲート４
１，９０，９１，９２，９３及びインバーター９
４を含めて補正パルス発生回路９８と称する。

補正パルス６６を発生させるゲート４１からの
信号は、また、ゲート５０を介してカウンタ５２
に入力され、５１のゲートをON状態にして５２
をカウント状態にする。以後、一定時間ゲート４
７をON状態に保ち広パルス駆動信号を供給し続
ける。広パルスが供給されている間、５７は
LOW状態にあり、補正パルスは出力されない。
これは、広パルス駆動時では、モータは充分な出
力トルクがあるものと考えられるからである。

以上の如く本実施例においては、通常の駆動パ
ルスの波形成形回路は第９図中９９の枠で囲まれ
ており、５ｍsecパルス幅の駆動パルスに対して
はデイレイフリツプフロツプ４２とゲート３９及
びゲート４６、インバーター９６で形成され、ま
た7.8ｍsecパルス幅の駆動パルスに対しては、
128Hzのクロツク信号を有するデイレイフリツプ
フロツプ４４とゲート４７及びインバーター９６
で形成される。また負荷検出回路として第９図で
示される負荷検出回路２９が用いられ、補正パル
ス発生回路は、前述の如く第９図中９８の枠で囲
まれている。更に、第７図と対比させたとき、第
７図の制御回路３０は、補正パルス発生回路９
８、波形成形回路９９を含んでおり、検出回路２
９の出力信号に応じて、補正パルスを含めて駆動
力の異なる駆動信号を選択的に出力するよう構成
されている。

ピーク検出回路としては、５５の微分増幅回路
の他に、様々な方式が考えられる。増幅器の一例
を第１３図又は第１４図に示す。前述したモータ
駆動検出波形２３，２４等は実質的に電源レベル
付近に発生する数ｍＶ〜数10ｍＶ程度の信号であ
る為、抵抗１６６，１６７で分圧し、増幅器の入
力動作レベルに変換してやる。端子１６８には、
第１６図７６の波形が現れる。第１４図は、第１
３図を改良した回路であつて、抵抗１６７の代わ
りにMOSトランジスタを挿入し、増幅器入力レ
ベルが動作レベルになる様にトランジスタ１６９
のチヤンネルインピーダンスを制御してやる帰環
回路をもつ、ブロツク１７０は出力レベルを検出
する回路である。

以上の如く本発明によれば、駆動パルス印加終
了後コイルの両端を短絡させローターの自由減衰
振動にともなつてコイルに発生する誘起電流を検
出する負荷検出回路を備えたものであり、コイル
両端を短絡させてコイルに発生する誘起電流を検
出することによりローター負荷を正確に安定して
検出でき、しかも格別な部品を用いることなく正
確な検出を達成し得るものであつて、低コストで
量産性に優れた負荷検出装置を時計に組込むこと
を可能にし、長期に渡つて安定したパルスモータ
の作動を確保したものである。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明に係る電子腕時計のパルスモー
タの例を示す図。第２図、第３図は従来の回路構
成を示す図で、第４図は従来の時計におけるパル
スモータ駆動コイルの電流波形を示す図。第５図
はパルスモータの駆動パルス幅に対する出力トル
クと消費電力の関係図である。第６図は従来の駆
動パルスよりも狭いパルス幅で、モータを駆動し
た場合のコイル電流波形図である。第７図は本発
明になる時計の回路ブロツクを表す図。第８図は
本発明になる回路によるモータ駆動パルスのタイ
ムチヤート例を示す図。第９図は第８図のブロツ
ク回路の一具体例を示す図。第１０図は第９図に
おける負荷検出部のタイムチヤート例を示す図。
第１１図は本発明に係る電子腕時計のパルスモー
タの例を示す図。第１２図は第１１図のパルスモ
ータにおける狭パルス駆動時のコイル電流波形図
である。第１３図〜第１７図は第９図における負
荷検出部の別の例を示す図である。 ２５……発振回路、２６……分周回路、２７…
…駆動回路、２８……モータ、２９……モータ負
荷検出判定回路、３０……制御回路、３１〜３３
……狭パルス駆動信号、３４……補正信号、３５
……広パルス駆動信号、５９……負荷判定基準パ
ルス、６０……無負荷時検出信号、６１……有負
荷時検出信号。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 発振回路２５、前記発振回路の出力信号を分
   周する分周回路２６、前記分周回路の出力信号に
   基づいて作動する駆動回路２７、コイルとロータ
   ー及びステータからなり前記駆動回路２７により
   駆動されるパルスモータ２８を備えた電子時計に
   おいて、前記パルスモータへの駆動信号印加終了
   後前記コイルの両端を短絡させる手段１４ａ，１
   ５ａ、前記コイル端に接続され前記コイルの両端
   が短絡したときに前記ローターの自由減衰振動に
   ともなつて前記コイルに発生する誘起電流を検出
   する負荷検出回路２９、前記分周回路２５と前記
   駆動回路２７の間に接続されると共に前記負荷検
   出回路２９によつて制御され、通常時前記駆動信
   号を出力し、前記負荷検出回路が重負荷状態を検
   出したとき前記駆動信号にひきつづいて前記駆動
   信号より駆動力が大きく前記駆動信号と同極性の
   補正信号を出力する制御回路３０を備えたことを
   特徴とする電子時計。