JPS63746B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、電子時計に関し、特にその電気機械
変換機構としてのパルスモータの駆動方式に関す
る。本発明の目的は、かかるパルスモータの低消
費電力化にある。本発明の目的はまた、低消費電
力駆動時に起こりうる誤動作を検出し、或は予期
して瞬時に補正することにあり、秒針の動作等時
計の外観的動作において誤動作或いは補正等が感
知されない制御方式を提供することにある。

水晶振動子を時間標準振動子としたいわゆる水
晶腕時計が実用化されて以来、その高精度、高信
頼性から広く普及するに到つた。その間、この水
晶腕時計の技術革新はめざましく、その消費電力
についても当初20数μW必要としたものが現在で
は5μW程度で実現できるようになつてきた。し
かしながら現状の消費電力5μWの内訳を見ると
水晶振動子の発振、分周等回路関係で1.5〜2μW、
パルスモータで３〜3.5μWと、かなりアンバラン
スが目立つ、即ち電気機械変換機構の消費電力が
全体の消費電力の６〜７割もしめているわけで今
後さらに低電力化を図つていくためにはこのパル
スモータの低電力化が効果的でありそうである。
しかし現状のパルスモータの変換効率はかなり高
くこれ以上の効率アツプはかなり困難である。た
だ従来のパルスモータは、カレンダー機構の如き
耐付加機構、温度、磁気等の耐環境、振動衝撃等
の耐外乱等の要求から最悪状態でも充分に作動す
る様に設計されてきた。そのため一定の駆動条件
で一定負荷に耐える性能がモータに要求されてい
たのであるが、実際に時計体がこの様な負荷荷状
態にあるのは一日の内でも４〜５時間程度で他の
20時間はほとんど無負荷状態にある。即ち時計体
が常に無負荷状態にあれば、モーター機構はそれ
程大きな負荷に耐える様な設計をする必要がな
く、その場合には消費電力もかなり低減できるの
であるが、時計は短時間ではあるが厳しい環境に
なるので、これを保証するために大電力を供給し
て大駆動出力を得るパルスモータを用いる必要が
あつた。

本発明は、パルスモータの駆動方式を負荷が小
さいときには少ない電力で駆動し、負荷が大きい
ときは大電力で駆動することにより上述の不合理
性を改め、パルスモータで消費する電力を大巾に
低減するものである。しかもこの様な駆動方式を
機械的接点などを含まず信頼性のある全電子的な
手段で構成するとともにモーターの種類、量産に
よるバラツキ等にも対処できる安定な駆動を実現
したものである。

以下、本発明につき説明する。

第１図は、電子腕時計用パルスモータの一例で
あり、図において１は２極に着磁された永久磁石
製のローターで、このローター１をはさんでステ
ータ２，３が対向して配置されているが、これら
のステータ２，３はそれぞれコイル４を巻いた継
鉄５に接続して１組のステータを構成している。
ステータ２，３は、ローター１が一定方向に回転
できる様にローター１の中心に対しステータ２，
３の円弧部２ａ，３ａを偏心させ、ローター１の
静止時の磁極（ＮおよびＳ）位置をステータ２，
３の一方にずらしている。この種のパルスモータ
は従来から実用化されており第２図に示す様な回
路ブロツクで駆動されていた。１０は水晶振動子
であり、発生回路１１により駆動され、その周波
数は分周器１２により分周され、波形整形器１３
で適当な時間間隔で適当な時間幅の180゜位相の異
なる２つのパルスが成形される。

その一例として、2″毎7.8m secのパルスを考え
以下これについて説明していく。このパルスを
CMOSインバーターで構成されるドライバー１
４，１５に入力し、その出力をコイル４の端子４
ａ，４ｂに供給する。第３図はこのドライバー部
の詳細図であり、一方のインバーター１４の入力
端子１６に１８なる信号を印加すると矢印１９で
示す様に電流が流れ、逆に他方のインバータ１５
の入力端子１７に同様の信号を印加すると矢印１
９と対称的なルートに電流が流れる。これはコイ
ル両端と正電極の間を接続するトランジスタ１４
ａ，１５ａがＰチヤンネルMOSトランジスタに
より形成され、コイル両端と負電極の間を接続す
るトランジスタ１４ｂ，１５ｂがＮチヤンネル
MOSトランジスタから形成されているためであ
る。即ち両インバーターの入力端子１６，１７に
交互に号を印加することによりコイル４に流れる
電流を交互に反転させることができ、具体的には
１秒毎に交互に反転する7.8m secの電流コイル
４に流すことができる。このような駆動回路によ
り第１図のステツプモータのステータ２，３には
Ｎ極，Ｓ極が交互に発生し、ローター１の磁極と
反発、吸引によりローター１を180゜ずつ回転させ
ることができる。そしてこのローター１の回転は
中間車６を介して４番車７に伝達され、さらに３
番車８，２番車９，さらには図示しないが筒カ
ナ、筒車、カレンダー機構に伝達され、時計、分
針、秒針、カレンダー等からなる指示機構を作動
させる。

第１図のパルスモータは、原理的には以上の説
明の如く作動し、これを電子腕時計用の変換機構
として用いてきた。

第３図のドライブ回路において、端子１７にハ
イレベル信号を端子１６に信号１８を印加して矢
印１９の如く電流を流したときMOSトランジス
タ１５にはチヤンネルインピーダンスによつて駆
動電流に基く電圧降下が生じ端子４ｂでこの電流
に相当する信号波形を検出することができる。そ
の電流波形は、例えば第４図の如くになる。第４
図で区間Ａは駆動区間でこの場合7.8m sec、こ
の区間Ａで流れる電流がモーター駆動で消費され
る電流である。この区間Ａでの電流波形が図の如
く複雑な形状を示すのは、駆動回路によつて印加
された電圧にもとづいて生ずる電流の他に駆動さ
れたローターの回転によつてコイルに、誘起電流
が重畳されるためである。区間Ｂは、パルス状の
駆動信号（以下駆動パルス）印加後の区間で、ロ
ーターは慣性による回転と安定位置に停止する迄
の自由減衰振動を行う、このときこの区間は第３
図の駆動用インバータ１４，１５のＰチヤンネル
MOSトランジスタがONになつているためコイ
ル４とこのトランジスタ１４ａ，１５ａとのルー
プで前記ローターの動きに応じたコイルへの誘起
電流が流れる。第４図の区間Ｂの波形が脈動して
いるのはこのためである。従つてこの駆動電流波
形、及び駆動後の誘起電流波形の形状とローター
の回転位置とほぼ対応をつけることができる。

さて、第４図の波形２０と波形２０′は、一連
の波形であり、これはローターへの負荷が非常に
少ない場合である。波形２２と波形２２′も一連
の波形であつて、この場合ローターへの負荷が大
きくローターの作動限界に近い状態であり、波形
２１，２１′は許容最大負荷の約1/2の負荷をかけ
た場合である。この様に負荷を変化させたときの
電流波形をよく観察すると、負荷が大きくなるに
従つて波形が右へ延びていくことがわかる。これ
は負荷の最大に従つてローターの回転が遅くなる
ためであり、安定位置に停止するまでのローター
振動周波数が低く、且つ振幅が小さくなる事を実
験的に確めている。この現象を逆に考えると、ロ
ーターへの負荷が常に、無負荷状態にあるなら
ば、駆動パルス幅は7.8m secよりもつと短いパ
ルス幅で駆動できると理解される。事実パルス幅
を短くしても、モーターは作動し、駆動力、即ち
出力トルクは減少する。この状況を第５図に示
す。第５図は、駆動パルス幅を変化させたときの
出力トルク特性Ｔと消費電力特性Ｉを表わしたも
のである。前述の駆動パルス幅7.8m secはこの
図でP₂に相当する。即ちパルス幅P₂で出力トル
クはT₂であり、消費電力はI₂である。この出力ト
ルクT₂は前後の様に時計体の遭遇する負荷に充
分耐えられる様に設定される。ところがローター
にかかる負荷が小さいか無視できる程度であれば
もつと出力トルクは小さくてよく、駆動パルス幅
も短くでき、従つて消費電力も少なくできる。例
えば、P₁のパルス幅で駆動すれば、出力トルク
T₁で消費電力もI₁で済む、本発明はこの点に着目
し、ローターにかかる負荷を検出することによ
り、無負荷時もしくは負荷が小さいときは狭いパ
ルス幅で駆動し、大きい負荷がかかつたときには
広いパルス幅で駆動しようとするもので合理的で
低電力化を図るものである。前にも述べたように
無負荷状態にある方が圧倒的に多いので低電力化
の効果は非常に大きい。例えば、第５図の如く無
負荷時（20時間）はP₁のパルス幅で負荷時（４
時間）はP₂のパルス幅で駆動し、I₁／I₂＝1/2で
あるとすると、平均消費電力は Ｉ＝I₁×20＋I₂×４／24＝14／24I₂≒0.58I₂ となり、常時P₂のパルス幅で駆動した従来の方
式に比し、60％以下の電力で済む。又第５図にお
いては、従来の電気機械変換機構の特性を示すも
のであるため、効率ηのピークがP₁のパルス幅
に合わせて作られているのがわかる。これを効率
ηのピークがP₁付近にくるように電気機械変換
機構の設計をすることにより、I₁／I₂の比は更に
大きくなり、大幅は低電力化がはかれる。

ところで今、上で「負荷を検出して…」と簡単
に述べたが、この負荷の検出方法が本発明の大き
なポイントであることはいうまでもない。次にこ
の負荷の検出方法について述べる。第４図のコイ
ルに流れる電流波形を見ると、負荷の増大ととも
に、この電流波形が変化することがわかる。即ち
駆動区間Ａでは極大，極小になる位置が負荷の増
大とともに右へシフトしている。この点に着目し
て負荷の大きさを知ることができるが、この波形
の変化量は極めて少なく量産のバラツキを吸収す
ることがむづかしく、又、極めて微少な制御をし
なければならない。

そこで本発明は、駆動パルス印加後の区間Ｂに
着目した。この区間Ｂにおいても負荷の増大につ
いて、例えば最初に極小値をとる点は右へシフト
している。しかし区間Ａの波形の変化量に比し、
数倍の変化量が得られる。従つて、この区間Ｂに
おける誘起電流波形によつて負荷の大小を検出す
ることは、上述の区間Ａに比し容易で、信頼性も
高くなる。この現象は、駆動パルス幅を短くした
ときも同様で、第６図にその状況を示す。この第
６図に示した駆動は第４図に比し、駆動パルス幅
が狭いため小さな負荷に耐えるのみであるが無負
荷時の駆動電流波形２３、同じく駆動後の誘起電
流波形２３′と作動限界負荷時の駆動電流波形２
４同じく駆動後の誘起電流波形２４′との関係は、
第４図と同様である。負荷の検出は上述の方法で
行うが、本発明の構成は通常モーターへは無負荷
時を想定した狭い駆動パルスで駆動し、常に駆動
後の誘起電流波形で負荷の大きさを検出し、負荷
が小さいときは、始めの狭い駆動パルス幅での駆
動を継続する。負荷が増加してきて、狭い駆動パ
ルス幅での駆動の限界に近づいてきた場合、次の
駆動から一定時間広い駆動パルス幅で駆動し、そ
の後、当初の狭い駆動パルス幅での駆動にもど
す。本発明は概略この様な構成であるが第７図の
ブロツク図によりさらに詳説する。

第７図は、本発明の構成を示すブロツク図であ
り、発振回路、２６は分周回路等を含む回路、２
７はパルスモーター駆動回路、２８はパルスモー
ターでここまでの構成は従来の電子腕時計と同じ
である。２９は負荷検出回路で第４図，第６図で
説明した様に駆動パルス印加後の誘起電流波形に
より負荷を検出する、３０は制御回路で負荷検出
回路２９で検出した負荷の状態に応じてパルスモ
ーター２８の駆動を制御する回路で、通常無負荷
時は狭い駆動パルスを負荷時には広い駆動パルス
を供給するように制御する。この制御方式を第８
図につき説明する。第８図は駆動パルスの状態を
示したもので、先のパルスモーターの項で述べた
ように供給されるこの状態をパルス３１，３２の
様に示した。パルス３１，３２は無負荷状態の狭
いパルス幅である。パルス３１，３２を印加後、
第７図の検出回路が負荷状態を検出するが、無負
荷又は小さな負荷状態である。即ちパルス３１後
の負荷検出は無負荷と判定したので、次のパルス
３２は狭いパルス幅となり、パルス３２後の負荷
検出も無負荷と判定したので次のパルス３３も狭
いパルス幅となる。そしてパルス３３後の負荷検
出では、有負荷状態と判定した。この場合パルス
３３後、数10m sec後に、広いパルス幅の第２の
駆動パルス３４がパルス３３と同じ極性（即ち同
じ電流方向）で印加される。その後の一定パルス
数については広いパルス幅のパルス３５，３６が
印加され、その後再び始めの狭いパルス幅のパル
ス３７，３８…が印加される。パルス３３とパル
ス３４の関係を説明すると、パルス３３の駆動で
負荷が大きいことを検出すると数10m sec後に広
いパルス幅のパルス３４が印加される。これはパ
ルス３３後の負荷検出で負荷が大きいと判定する
が、このときローターが作動したかどうかの判定
はむずかしい、というのは第６図の誘起電流波形
は負荷の増加とともに右へシフトするとともに減
衰する。そしてローターが作動しなかつたとき
は、誘起電流が出ないのであるが負荷が限界に近
いときローターがやつと作動する状態との区別が
つきにくい。負荷が徐々に増加する場合は、負荷
が大きいと判定してもそのときのパルス３３では
ローターは作動しているし、負荷が急激で狭いパ
ルス幅では駆動できない大きさになるとパルス３
３ではローターは作動しない。この両者を判別す
るのは困難である。そこでパルス印加後の負荷の
検出は多少余裕をもつように設定するのが簡単で
ある。本構成では、パルス３４を印加する。パル
ス３３でローターが作動したときは、パルス３４
はパルス３３と同方向のパルスであるため、この
パルス３４は逆相のパルスになり、ローターは回
転しない。又、パルス３３でローターが作動しな
かつたときはパルス３４で駆動される、このとき
数10m sec遅れてローターが駆動されることにな
るが、これが秒針の作動として目に判別されるこ
とはなく、これを原因とした見苦しさを心配する
必要は全くない。次に負荷の検出後、広いパルス
３５，３６を一定パルス数継続させる構成にした
理由は、ローターにかかる負荷として最も大きい
のは、カレンダー機構であつて、これは３〜４時
間継続するので直ちに狭いパルス幅に戻すとまた
負荷状態と判断し、これを繰り返すと作動毎に２
つのパルスを供給することになり、消費電力が増
大し、低電力化の意義がなくなる。又、ローター
にかかる負荷はカレンダー機構だけでなく、磁
場、低温、外乱等の単発的な負荷もある。この様
な場合には、広いパルス幅の継続パルス数はなる
べく少ない方が望ましい。この様な現象を考慮し
て、継続パルス数は数10秒〜数10分に設定するこ
とが望ましい。以上が、本発明の構成であるが、
次に本発明の具体的実施例につき説明する。第９
図は、本発明になる時計の負荷検出回路及び駆動
パルス制御回路の一例である。第９図中２５は発
振回路、２６は分周回路であり、２８はモーター
（コイルのみが描かれている）、２７は駆動回路、
２９はモーター負荷状態検出回路であり、各々第
７図のブロツクと対応している。駆動回路は第３
図に提示したものを用いている。以下、回路素子
について順次説明していく。３９のNAND
GATE出力は無負荷状態のモーターを駆動する
際の狭いパルスを作る為のクロツクであり、例え
ば１秒信号の立下りに対して5m sec遅れたクロ
ツクパルスを発生する。この時デイレイフリツプ
フロツプ４２は、入力の１秒信号を5m sec遅ら
せて出力する事になり、ゲート４６の出力に5m
sec幅の狭パルスが発生する。フリツプフロツプ
４４は128Hzをクロツク入力とするデイレイフリ
ツプフロツプで４４の出力は入力１秒信号に対し
て7.8m sec遅れる。従つて、ゲート４７の出力
に7.8m sec幅のパルスが得られ、これを有負荷
時の駆動用広パルスとする。ゲート４０は、駆動
パルス印加直後にローター動作によつて生ずる電
流波形の極小部分が現われるまでの時間に対し、
無負荷状態と有負荷状態を判別するパルスを発生
する為のクロツクであり、４２，４４と同様の動
作によつて４３のデイレイフリツプフロツプを用
いることによりゲート４８の出力に判定規準パル
スを得る。

第１０図５８は、ゲート４６の出力狭パルスに
相当し、５９はゲート４８出力の判定規準パルス
に相当する。ゲート４１は、パルス状の補正信号
（以下補正パルス）用の回路であつて、パルス幅
は7.8m secの広パルス、発生位置は、ゲート４
６或は４７のパルスに対して、例えば30m sec遅
れる。第１０図のパルス６６にその例を示す。ゲ
ート４１の入力端子５７は、後述する補正信号で
あつて、該補正信号がHIGHになつた場合のみ４
１の出力に補正パルスを発生し後段に供給する。
ゲート３９，４０，４１の入力信号は、前記パル
スを得る為の信号で、分周回路２６の出力を適当
に組み合せる。ゲート８９，４９は、上記パルス
を駆動用インバータ１４，１５に対して分離、１
秒おきに交互に出力させる回路である。ゲート５
０は、カカウンタ５２が零の状態において補正パ
ルスが４１の出力端子に発せられた場合にカウン
タ５２にカウント入力を一発送り込むものであ
る。５２がカウントを始めると、以後カウンタ５
２の出力がすべて零にもどるまでゲート５０は
OFF状態となる。ゲート５０の出力によつて５
２が、カウント状態に入ると５１のゲートが開き
以後５２の出力がすべて零になるまで２秒信号を
カウント信号として５２に送り続ける。カウンタ
５２は、前述した如く、数10秒〜数10分の間で適
当に設定されており、モーターが有負荷状態にあ
る事を検出してから、上記時間幅だけ広パルス駆
動信号を出力し続ける為のタイマーとなる。４７
は、カウンタ５２の出力を、ゲート入力としてお
り、５２がカウント状態にある間、広パルスを後
段に出力するものである。第９図ブロツク２９
は、駆動パルス印加後のモーターの動作状態より
モーター負荷を検出する負荷検出回路の一例であ
る。インバータ１４と１５の具体的な構成は第３
図に示した通りであり、駆動信号が印加され終つ
た後は第３図のトランジスタ１４ａと１５ａが
ON状態となり、コイルの両端を短絡させてルー
プを形成させる手段となるものである。５３，５
４は、トランスミツシヨンゲートであつて、駆動
用インバータ１４，１５の出力方向に応じて交互
に選択する。

両端を短絡させたコイルに発生する誘起電流の
検出出力はトランスミツシヨンゲート５３，５４
を通過したコンデンサを介して、微分増幅器５５
に入力される。５３，５４の出力信号の内、無負
荷状態の波形と有負荷状態の波形をそれぞれ第１
０図６０，６１に示す。微分回路は、この場合ピ
ーク検出器として動作し、微分回路出力を更に２
個のインバータを通して得た信号は各ピークで反
転する矩形波となり、６０に対しては６２，６１
に対しては６４の信号が得られる。

インバータの出力はCR時定数回路により遅延
されてナンドゲート５６の１方の入力となり、ま
た２個のインバータの中間の出力をナンドゲート
５６の他方の入力とすることにより、第１０図の
信号６３と６５を得る。信号６３は出力波形６０
に対応し、信号６５は出力波形６１に対応してい
る。出力波形６０，６１と信号６３，６５を比較
すると信号６２，６３のパルスが出力波形の所定
のピーク位置を示していることは明確である。負
荷状態の検出はこの信号６３，６５のパルス位置
が前述の判定基準パルス５９の内側にあるか外側
にあるかで判断され、前者の場合を無負荷状態と
判定し、後者を有負荷状態と判定する。従つて信
号６３は無負荷状態を示し、信号６５は有負荷状
態を示すことになる。尚ナンドゲートの出力信号
６３と６５は負方向にパルスが出る。

次に補正パルスの発生手段について述べる。ゲ
ート１０４はゲート５６の出力となる負荷検出信
号と、ゲート４８の出力となる判定基準パルス信
号５９、及びデイレイフリツプフロツプ４４の出
力となる１秒信号を７，８ｍ sec遅延させた信
号とを入力している。尚デイレイフリツプフロツ
プ４４の出力信号はゲート１０４において検出可
能期間を決定するマスク信号として働く。以上の
構成により無負荷のときの検出信号（第１０図６
３）はゲート１０４を通過するが、有無荷のとき
の検出信号６５は禁止される。ライン５７はゲー
ト１０７と１０８により形成されるフリツプフロ
ツプの出力であり、ゲート１０６および１０５に
よりセツト入力が形成される。ゲート１０６に入
力される１秒信号はフリツプフロツプの所期セツ
ト状態を決定するものであり、負荷検出状態のと
き出力５７を必ずＨに設定しておく。この状態で
無負荷状態を検出した信号がゲート１０４を通過
するとゲート１０５，１０６を通つてフリツプフ
ロツプをリセツトして出力５７をＬ状態にする。
しかし重負荷のときにはリセツト信号が入らない
ので出力５７はＨにセツトされたままとなる。出
力５７がＨのままでいると補正パルスを発生する
ゲート４１が補正パルス用信号を通過する状態と
なるため駆動回路用のゲート８９もしくは４９を
通つてコイルに補正パルスが供給される。尚ゲー
ト１０５の他方の入力はカウンタ５２が作動開始
すると同時に検出信号の通過を禁止する信号が入
力されている。尚、補正パルスはゲート４１によ
り通常の駆動パルスより大きなパルス幅に設定さ
れるとともに、以下に示す構成により負荷状態が
検出された駆動パルスと同極性のパルスが供給さ
れる。即ちNANDゲート９０と９１および
NANDゲート９２と９３にはゲート信号として
２秒信号が印加され、特にNANDゲート９０，
９１はインバータ９４を介しているために
NANDゲート９２，９３とは逆極性の２秒信号
が印加されている。

これにより、ORゲート９５を通過した通常駆
動用のパルスはNANDゲート９０とNANDゲー
ト９２を１秒毎に交互に通過して駆動回路に供給
される。また、駆動パルス印加後にコイルに発生
する誘起電流から重負荷状態が検出されると前述
の如く補正パルス６６が駆動パルスから数10m
sec遅れて出力される。

ゲート４１から出力される補正パルスは
NANDゲート９１および９３に入力されるが、
NANDゲート９１と９３は各々ゲート９０と９
２のゲート信号を共用しているために、補正パル
スは駆動パルスと同極性のパルスとして駆動回路
から供給される。この結果、波形６１の場合に対
しては、補正パルス６６が引き続いて印加され、
６６によつてローターの回転は完結する。但し、
前述した如く６６が印加される以前にローターの
回転が完結している場合も含まれる。ゲート４
１，９０，９１，９２，９３及びインバータ９４
を含めて補正パルス発生回路９８と称する。

補正パルス６６を発生させるゲート４１からの
信号は、また、ゲート５０を介しててカウンタ５
２に入力され、５１のゲートをON状態にして５
２をカウント状態にする。以後、一定時間ゲート
４７をON状態に保ち広パルス駆動信号を供給し
続ける。広パルスが供給されている間、５７は
LOW状態にあり、補正パルスは出力されない。
これは、広パルス駆動時では、モーターは充分な
出力トルクがあるものと考えられるからである。

以上の如く本実施例においては、通常の駆動パ
ルスの波形成形回路は第９図中９９の枠で囲まれ
ており、5m secパルス幅の駆動パルスに対して
はデイレイフリツプフロツプ４２とゲート３９お
よびゲート４６、インバータ９６で形成され、ま
た7.8m secパルス幅の駆動パルスに対しては、
128H₂のクロツク信号を有するデイレイフリツプ
フロツプ４４とゲート４７およびインバータ９６
で形成される。また負荷検出回路として第９図で
示される負荷検出回路２９が用いられ、補正パル
ス発生回路は、前述の如く第９図中９８の枠で囲
まれている。更に、第７図と対比させたとき、第
７図の制御回路３０は、補正パルス発生回路９
８、波形成形回路９９を含んでおり、検出回路２
９の出力信号に応じて、補正パルスを含めて駆動
力の異なる駆動信号を選択的に出力するよう構成
されている。

ピーク検出回路としては、５５の微分増幅回路
の他に、様々な方式が考えられる。増幅器の一例
を第１３図又は第１４図に示す。前述したモータ
ー駆動検出波形２３，２４等は実質的に電源レベ
ル付近に発生する数mV〜数10mV程度の信号で
ある為、抵抗１６６，１６７で分圧し、増幅器の
入力動作レベルに変換してやる。端子１６８に
は、第１６図７６の波形が現われる。第１４図
は、第１３図を改良した回路でつて、抵抗１６７
の代りにMOSトランジスタを挿入し、増幅器入
力レベルが動作レベルになる様にトランジスタ１
６９のチヤンネルインピーダンスを制御してやる
帰環回路をもつ。ブロツク１７０は出力レベルを
検出する回路である。以上の如く本発明によれ
ば、駆動パルス印加終了後コイルの両端を短絡さ
せローターの自由減衰振動にともなつてコイルに
発生する誘起電流を検出する負荷検出回路を備え
たものであり、コイル両端を短絡させてコイルに
発生する誘起電流を検出することによりローター
負荷を正確に安定して検出でき、しかも格別な部
品を用いることなく正確な検出を達成し得るもの
であつて、低コストで量産性に優れた負荷検出装
置を時計に組込むことを可能にし、長期に渡つて
安定したパルスモータの作動を確保したものであ
る。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明に係る電子腕時計のパルスモー
ターの例を示す図。第２図，第３図は従来の回路
構成を示す図で第４図は従来の時計におけるパル
スモーター駆動コイルの電流波形を示す図。第５
図はパルスモーターの駆動パルス幅に対する出力
トルクと消費電力の関係図である。第６図は従来
の駆動パルスよりも狭いパルス幅で、モーターを
駆動した場合のコイル電流波形図である。第７図
は本発明になる時計の回路ブロツクを表わす図。
第８図は本発明になる回路によるモーター駆動パ
ルスのタイムチヤート例を示す図。第９図は第８
図のブロツク回路の一具体例を示す図。第１０図
は第９図における負荷検出部のタイムチヤート例
を示す図。第１１図は本発明に係る電子腕時計の
パルスモーターの例を示す図。第１２図は第１１
図のパルスモーターにおける狭パルス駆動時のコ
イル電流波形図である。第１３図〜第１７図は第
９図における負荷検出部の別の例を示す図であ
る。 ２５…発振回路、２６…分周回路、２７…駆動
回路、２８…モーター、２９…負荷検出回路、３
０…制御回路、３１〜３３…狭パルス駆動信号、
３４…補正信号、３５…広パルス駆動信号、５９
…負荷判定基準パルス、６０…無負荷時検出信
号、６１…有負荷時検出信号。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 発振回路２５、前記発振回路の出力信号を分
   周する分周回路２６、前記分周回路の出力信号に
   基づいて作動する駆動回路２７、コイルとロータ
   ー及びステータからなり前記駆動回路２７により
   駆動されるパルスモータ２８を備えた電子時計に
   おいて、前記パルスモータへの駆動信号印加終了
   後前記コイルの両端を短絡させる手段１４ａ，１
   ５ａ、前記コイル端に接続され前記コイルの両端
   が短絡したときに前記ローターの自由減衰振動に
   ともなつて前記コイルに発生する誘起電流を検出
   する負荷検出回路２９を備えたことを特徴とする
   電子時計。