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Patentbeschreibung Rauscharmer linearer Antennenverstärker Der Verstärker
nach der vorliegenden Erfindung ist sehr rauscharm und linear. Eine bevorzugte Anwendung
ist das direkte Zusammenwirken des Verstärkers mit einem Empfangsmonopol, der kurz
gegen die Betriebswellenlängen ist, In diesem Fall ist die Kombination von Antenne
und Verstärker auch nahezu frequenzunabhängig. Insbesondere entsteht so eine aktive
Empfangsantenne, die für Frequenzen oberhalb 100 kHz frequenzunabhängig in einem
sehr großen Frequenzbereich empfängt und in Kombination mit diesem Verstärker hinsichtlich
der Ausgangsspannung und des signal-Rauschverhältnisses gleiche Qualität ergibt
wie eine wesentlich größere Stabantenne üblicher Bauart.
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Es ist bekannt, daß ein kurzer Monopol in einem sehr großen Frequenzbereich
nahezu unabhängig von der Frequenz mit einem dreipoligen, verstärkenden elektronischen
Element nach dem Schema von Fig. 1 zusammenwirken kann, wenn der Eingangsleitwert
der angeschlossenen elektronischen Schaltung im wesentlichen aus einer Kapazität
C SE besteht und der Eingangswirkleitwert GE relativ klein gegenüber diesem kapazitiven
Blindleitwert ist. Z.B. H.Meinke, Aktive Antennen, Nachrichtentechn.Z. 19 (1966),
Bild 3, oder H.Meinke, Aktive Empfangsantennen, Elektronische Pundschau 23 (1969),
Bild 1. Beispiele geeigneter elektronischer Elemente sind gitterstromfreie Hochvalcuumröhren
oder Feldeffektransistore.
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Nach Fig.1 wirkt ein kurzer Empfangsmonopol wie eine Signalquelle
mit der Signalspannung Us = E . heff, deren Innenwiderstand aus der Antennenkapazität
CA und einem sehr kleinen Wirkwiderstand RA besteht.E = elektrische Feldstärke am
Ort der
Antenne = effektive Höhe des Monopols. Der Eingangsleitwert
des elektronischen Elements ist eine Kapazität CE mit einem parallelen, sehr kleinen
Jirkleitwert GE. Zum CE addieren sich in der Praxis Fußpunktskapazitäten der Antenne
und Zuleitungskapazitäten und gegebenenfalls Kapazitäten zusätzlich eingebauter
Schaltelemente. Solange man die Wirkkomponenten RA und GE in der Schaltung von fig.
1 vornachlässigen kann, entsteht die Steuerspannung U1 an den Eingangsklemmen 1
und 2 des Elements aus der Antennenspannung Us durch eine nahezu frequenzunabhängige
Teilung in dem aus CA und CE bestehenden Spannungsteiler
Liegt zwischen den Ausgangsklemmen 3 und 4 des Verstärkers ein hinreichend frequenzunabhängiger
Lastwiderstand , so ist die Verstärkung nahezu frequenzunabhängig und die Spannung
U2 an R nahezu frequenzunabhängig proportional der Antennenspannung US, der Empfang
also frequenzunabhängig.
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Nachdem die breitbandige Signalübertragung gegeben ist, müssen für
dieses Empfangssystem die Bedingungen für optimales Signal-Rauschverhältnis und
für optimale Linearität hinzugefügt werden. Die folgende Beschreibung bezieht sich
auf einen Feldeffekttransistor als Beispiel. Die beschriebene Erfindung läßt sich
naturgemäß auf alle elektronischen Elemente anwenden, die ein gleichartiges Verhalten
zeigen.
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Für optimales Signal-Pauschverhältnis werden 2 Maßnahmen ergriffen:
1. Möglichst hohe Signalspannung U1 am Eingang des Transistors.
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Da dieser Verstärker zusammen mit einer Quelle mit sehr kleinem CA,
d.h. im Betriebsfrequenzbereich hochohmigem Innenwiderstand betrieben werden soll,
muß nach Gl. (1) zur Erzielung größtmöglicher Signalspannung U1 CE möglichst klein
sein. Beim Zusammenschalten mit einem kurzen Monopol muß daher alles vermieden werden,
was zusätzlich Kapazität zwischen den Anschlüssen 1 und 2 erzeugen kann. Die Anordnung
nach
der vorliegenden Erfindung integriert daher den Eingangstransistor mit kürzesten
Zuleitungen mit dem Monopol, vermeidet Fußpunktskapazitäten der Antenne und alle
solchen Schaltelemente zwischen Antenne und Transistor (z. B. Leitungen und Tiefpaßfilter),
die eine Erhöhung der Kapazität CE zur Folge hätten. Es zeigt sich, daß solche Maßnahmen
für den rauscharmen Empfang niedrigerer Frequenzen mit kleinem Monopolen von entscheidender
Bedeutung sind und daß nur so eine Verkleinerung der Antenne ohne Qualitätseinbuße
möglich wird. Hierin besteht der Unterschied gegenüber einem Antennenverstärker,
wie er von K.H.Müller in Elektronische Rundschau 25 (1971), S.45-47 beschrieben
wurde und in dem absichtlich der Empfang niedriger Frequenzen durch kapazitätsbehaftete
Filter verhindert wird.
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2. Wahl des optimalen Arbeitspunktes des Transistors. Wegen der mit
wachsendem Transistor-Gleichstrom wachsenden Linearität des Verstärkers würde man
hohe Gleichströme vorziehen. Dem steht entgegen, daß das Sig1zal-Pauschverhältnis,
das der Transistor in der Schaltung von Fig. 1 ererzeugt, bei größeren Strömen deutlich
schlechter wird. Fig. 2 zeigt eine typische, gemessene kurve für Signal-Rauschverhältnis
S/N eines bestimmten Feldeffekttransistors in Abhängigkeit vom Drain-Gleichstrom
ID für eine Schaltung nach ig.1. Als Bezugspunkt 0 d3 ist hier das SA: für das ID
mit kleinstem S/N gewählt. Mit wachsendem Strom kommt man dann an eine Grenze, oberhalb
derer das Signal-Rauschverhältnis deutlich schlechter wird. Einer der Gründe hierfür
ist, daß die elektronische Eingangskapazität C E mit wachsendem Strom wächst und
dadurch die Signalspannung U1 nach Gl.(1) abnimmt. Der Arbeitspunkt des Transistors
wird vorteilhaft auf diejenige Grenze des Gleichstroms gelegt, oberhalb derer das
Rauschen deutlich ansteigt, z.B. das Signal-Rauschverhältnis um etwa 1 dB schlechter
ist als im günstigsten Punkt. Die Rauscharmut des Verstärkers ist bei kurzen Monopolen
die entscheidende Forderung und begrenzt den zulässigen Drainstrom nach oben hin.
Dies ist zwar hinsichtlich
der Linearität nicht die optimale Lösung.
Daher muß die dann verbleibende Nichtlinearität durch andersartige Maßnahmen, die
später noch beschrieben werden, ausreichend verbessert werden. Dieser optimale Arbeitspunkt
des Transistors ist beim Feldeffekttransistor in Kombination mit einer sehr kurzen
Antenne nur wenig frequenzabhängig und erleichtert so die Schaffung einer aktiven
Antenne, die in einem sehr großen Frequenzbereich bei gegebener Feldstärke E nicht
nur ein nahezu frequenzunabhängiges Ausgangssignal, sondern gleichzeitig ein nahezu
frequenzunabhängiges Signal-Rauschverhältnis gibt. Hier liegt der technische Fortschritt
gegenüber der Anmeldung P 2021331.4, in der eine aktive Antenne mit Hilfe eines
bipolaren Transistors geschaffen wird. Entsprechend den Ausführungen dieser früheren
Anmeldung ist beim bipolaren Transistor der rauschoptimale Gleichstrom IEopt frequenzabhängig,
weil in der Formel für diesen Gleichstrom der Innenwiderstand zi # 1/# CA der Antenne
vorkommt und dieser frequenzabhängig ist. Bei bipolarem Eingangstransistor wird
der einzustellende rauschoptimale Gleichstrom nur für eine bestimmte Frequenz des
Übertragungsbereichs optimal eingestellt und ist dann für wesentlich niedrigere
Frequenzen oder wesentlich höhere Frequenzen nicht mehr optimal. Wählt man z.B.
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beim bipolaren Transistor den Gleichstrom optimal für die niedrigsten
Frequenzen des Übertragungsbereichs, so wird dadurch das Rauschen für die höheren
Frequenzen naturgemäß ungünstiger, und es entsteht eine obere Frequenzgrenze für
die Brauchbarkeit der Antenne. Dagegen ist beim Feldeffektransistor der für die
Schaltung von Fig. 1 optimale Gleichstrom nur sehr wenig frequenzabhängig, so daß
Antennen, die mit Feldeffekttransistoren als Eingangsstufe integriert sind, einen
wesentlich größeren Frequenzbereich optimalen Rauschens als bipolare Transistoren
nach unserer früheren Anmeldung ergeben.
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Der rauschmäßige Unterschied zwischen Feldeffekttransistor und bipolarem
Transistor wird an Hand von Fig.3 erläutert.
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Es ist bekannt, daß das Transistorrauschen durch 2 äquivalente Rauschquellen
am Transistoreingang beschrieben werden
kann, eine Rauschspannungsquelle
UR und eine Rauschstromquelle iR Die Rauschstromquelle erzeugt am Innenwiderstand
Zi der Signalquelle eine Rauschapannung iRZi.uR und iR bilden zusammen die äquivalente
Rauschspannung, die das Transistorrauschen bei vorgegebener Eingangsschaltung beschreibt.
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Da Zi = 1/# CA frequenzabhängig ist, während uR und iR bei niedrigeren
Frequenzen nahezu frequenzunabhängig sind, ist die Frequenzabhängigkeit des Transistorrauschens
durch iRZi gegeben. Die sehr geringe Frequenzabhängigkeit des Rauschens des Feldeffekttransistors
(und auch der gitterstromfreien Hochvakuumröhren) erklärt sich dadurch, daß ihre
Rauschstromquelle zur sehr klein, insbesondere wesentlich kleiner als bei bipolaren
Transistoren ist. Die vorliegende Erfindung bezieht sich daher allgemein auf solche
verstärkenden, elektronischen Elemente, bei denen das Transistorrauschen vorzugsweise
durch eine Rauschspannungsquelle uR beschrieben wird und die Wirkung der Rauschstromquelle
iR in Kombination mit dem Antennenwiderstand demgegenüber klein ist.
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Breitbandige Empfangssysteme der beschriebenen Art empfangen neben
dem gewünschten Signal noch sehr viele andere unerwünschte Signale, weil Eingangsfilter
mit Querkapazität in der Eingangsschaltung zwischen Antenne und Transistoreingang
erfindungsgemäß wegen der Verminderung der Signalspannung nicht zugelassen sind.
Es werden daher im Transistor durch Nichtlinearität sehr viele unerwünschte Störsignale
auf der Empfangsfrequenz in bekannter Weise erzeugt, z.B. durch Kreuzmodulation.
Breitbandige, elektronische Antennen benötigen daher immer Linearisierungsmaßnahmen,
um die Störsignale hinreichend klein zu halten. Hierzu verwendet man im vorliegenden
Fall eine Gegenkopplung, die in dem sehr großen Frequenzbereich der Antenne hinreichend
frequenzunabhängig wirkt und gleich zeitig so rauscharm ist, daß das zusätzliche
Rauschen der Gegenkopplungsschaltung kleiner ist als das Rauschen der in Fig. 1
dargestellten Schaltungsteile. Verwendet man zur Gegenkopplung in bekannter Weise
den in Fig.3 gezeichneten Widerstand R1, so ist diese Gegenkopplung bei rauscharmem
Empfang nicht brauchbar, weil das Rauschen des R1 im Eingangskreis des Transistors
liegt
und dieses R1 relativ groß sein muß, wenn es ausreichende Linearität erzeugen soll.
Beschreibt man das Rauschen des Transistors durch die Rauschquelle uR, so definiert
man in bekannter weise einen äquivalenten Rauschwiderstand Rä des Transistors durch
B = Bandbreite To = zimmertemperatur
Ist R1 in Fig. 2 größer als das Rä des Transistors, so bestimmt R1 das Rauschen
der Eingangsschaltung. Dies ist jedoch nicht erwünscht, weil man sich dadurch weit
vom bestmöglichen Signal-Rauschverhältnis des Systems entfernt. Wir verwenden daher
erfindungsgemäß eine Gegenkopplung mittels eines @@polaren Transistors T2 nach Fig.4.
Der Widerstand R1 dien hier lediglich zur Zuführung der Gleichspannung zum Feldeffekttransistor
T1. Er ist so groß zu wählen, daß der Hochfrequenzstrom des T1 im wesentlichen über
die Koppelkapazität Ck und den Transistor T2 fließt und nur zum kleinsten Teil über
R1. Der Gegenkopplungswiderstand ist jetzt der Widerstand R2 in Serie zu T2. R2
ist dann bei gleicher Gegenkopplung wesentlich kleiner als R1 in Fig.3, weil durch
den vorgeschalteten Transistor T2 eine weitere Verstärkung erfolgt ist.
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Der-Eingangskreis der Schaltung, der von der Quelle gespeist wird,
läuft bei ausreichend hohem R1 in Fig. 4 über die Punkte 1 bis 5. Das rauschen dieses
Eingangskreises besteht aus dem Rauschen der Signalquelle selbst (formal dargestellt
durch das Rauschen des Strahlungswiderstandes RA mit einer bestimmten Rauschtemperatur
TA), dem Rauschen des Transistors T1 (beispielsweise dargestellt durch einen äquivalenten
Rauschwiderstand
R@@ in Serie zum Transistoreingang), dem Rauschen
des Transistors T2 (dargestellt durch einen äquivalenten Rauschwiderstand Rd2) und
das Rauschen des R2. Mit wachsendem R2 wächst die Gegenkopplung, d.h. die Linearität,
aber auch der Rauschbeitrag des R2. Erfindungsgemäß wird R2 so gewählt, daß auch
hier ein optimaler Kompromiss zwischen Linearität und Rauschen entsteht. Rauschmäßig
sieht dieses Optimum so aus, daß R2 = Räf1 + Rä2 gemacht wird. Ein R2 dieser Größe
erhöht die Rauschspannung des Eingangskreises gegenüber dem reinen Transistorrauschen
nur um den Faktor 2, d.h. um einen normalerweise tragbaren Faktor. Die mit Hilfe
eines R2 dieser Größe erreichte Gegenkopplung reicht erfahrungsgemäß aus, um den
Linearitätsforderungen für solche Antennenverstärker zu entsprechen. )1enn die so
erreichte Linearität besser ist als die geforderte, kann man die Gegenkopplung verringern,
R2 verkleinern und so das Rauschen des Systems vermindern. Es entspricht daher dem
Grundgedanken der Erfindung, wenn man in denjenigen Fällen, in denen die Linearität
die geforderten Werte übertrifft, das P2 etwas kleiner macht als es dem oben angegebenen
Wert entspricht. Das kleinere R2 ergibt nicht nur kleineres Rauschen des zingangskreises,
sondern auch größere Verstärkung des T2, was in vielen Fällen vorteilhaft sein kann.
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Das ìiutzsignal kann dem Verstärker zwischen den Punkten 4 und 5 entnommen
werden. In diesem Fall kann der Widerstand R2 der Eingangswiderstand des nachfolgenden
Empfängers sein oder der Eingangswiderstand einer Leitung, die durch den Eingangswiderstand
des nachfolgenden Empfängers reflexionsarm abgeschlossen ist. In diesen Fällen kann
man sich also den Einbau eines gesonderten Widerstandes R ersparen.
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Das Nutzsignal kann dem Verstärker auch zwischen den Punkten und 5
entnommen werden. Die wäre ein Ausgang mit höherem Innenwiderstand und entsprechend
höherer Nutzspannung. Man kann aber auch beide Verstärkerausgänge gleichzeitig für
verschiedene Zwecke verwenden, wobei beide Ausgänge voneinander in gewissem Umfang
bereits entkoppelt sind, weil sie an verschiedene ltu11te angeschlossen sind. Man
kann beispielsweise aus beiden ausgängenverschiedene Frequenzbänder entnehmen und
und
eine Aufteilung des gesamten Frequenzbandes in zwei Frequenzbänder erreichen.
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Die genannten Ausgangswiderstände können parallel zu einem abgestimmten
Parallelresonanzkreis liegen, wie dies in Fig.4 für ein Beispiel schematisch gezeichnet
ist. Dieser Kreis besitzt eine Abstimmbarkeit im ganzen Betriebsfrequenzbereich,
was in Fig.4 beispielsweise durch eine variable Kapazität schematisch dargestellt
ist. Ein solcher Resonanzkreis ist sehr vorteilhaft; denn er filtert das gewünschte
Signal aus und verkleinert die Amplituden unerwünschter Signale und vermindert so
die nichtlinearen Effekte in den nachfolgenden Verstärkerstufen. Dieser Parallelresonanzkreis
kann der abgestimmte Eingangskreis des nachfolgenden Empfängers sein.
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Entsprechend der vorhergehenden Beschreibung muß der siderstand R1
in Fig.4 sehr groß sein. Durch ihn fließt der Gleichstrom des T1, der wegen der
beschriebenen Rauschoptimierung nicht sehr klein ist. An R1 entsteht daher eine
relativ hohe Gleichspannung. Wenn der Transistor T1 seinen vorgeschriebenen Strom
führen soll; bedeutet dies eine relativ hohe Gleichspannung am Punkt 7 der Fig.3.
Eine solch hohe Spannung bedeutet zu hohen Aufwand oder in manchen Fällen eine nicht
tragbare Forderung, z.B. wenn die Antenne mit Verstärker an einem Kraftfahrzeug
montiert ist und nur die Autobatterie zur Stromversorgung verfügbar ist. Man kann
die am Punkt 7 erforderliche Betriebsspannung dadurch nennenswert reduzieren, daß
man P1 durch eine Transistorschaltung nach Fig.5 ersetzt.
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Der Transistor T3 ist ausgangsseitig hochohmig, weil bekanntermassen
Änderungen der Kollektorspannung nur sehr kleine Änderungen des Kollektorstroms
zur Folge haben. Er erreicht die in der Schaltung von Fig.4 erforderliche Hochohmigkeit
bei gegebenem Gleichstrom Ico bei wesentlich kleineren Gleichspannungen als der
einfache Jiderstand R1 aus Fig.3. Daher kann man am Punkt 7 bei gleichem Gleichstrom
eine kleinere Gleichspannung verwenden. Die Widerstände R5 und R6 dienen zur Einstellung
der Basisgleichspannung des T3. R5 ist durch eine Kapazität C überbrückt, damit
hier keine hochfrequenten Steuerspannungen entstehen. Der Widerstand R4 dient zur
Gegenkopplung
des T3. Da zwischen den Punkten 2 und 5 eine hochfrequente
Signalspannung liegt, wird das Ico auch kleine, von dieser Signalspannung erzeugte
Hochfrequenzströme enthalten. Diese fliessen auch durch R4 und erzeugen dort eine
Gegenkopplung, die diese Hochfrequenzströme vermindert, also den Stromweg über T3
für die Hochfrequenz noch undurchlässiger macht.
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Ferner bildet R4 auch für die in der Emitterleitung fliessenden Rauschströme
des T3 eine Gegenkopplung, so daß der Stromweg des Ico auch sehr rauscharm wird
im Vergleich zum Rauschen des R1 in der einfacheren Schaltung von Fig.3. Die in
Fig. 5 gezeichnete Schaltung von T3 und R4 ergibt also in mehrfacher Hinsicht einen
technischen Fortschritt im Rahmen der vorliegenden Erfindung.
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Falls eine zusätzliche Konstanthaltung des Gleichstroms Ico erforderlich
ist, wird die Schaltung von Fig.5 dahingehend abgewandelt, daß nach Fig.6 der Widerstand
R5 durch eine Zenerdiode ersetzt wird. Die Diode D stellt eine sehr konstante Gleichspannung
an der Basis des T3 ein.
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Die Spannungsteilerschaltung von Fig.1 ermöglicht das Arbeiten in
einem so großen Frequenzband, daß ein gewisses Absinken der Ausgangsspannung U2
des Verstärkers mit wachsender Frequenz bei manchen Transistortypen entsteht, weil
bekanntlich die Transistorverstärkung bei höheren Frequenzen kleiner wird. Um diesen
Verstärkungsabfall auszugleichen, kann man zwischen Monopol und Transistor eine
kleine Induktivität L1 in Serie zur Antennenkapazität CA legen, siehe Fig.7. Solange
die Kombination von CA und L1 unterhalb ihrer Serienresonanzfrequenz betrieben wird,
wirkt die Kombination wie ein gegenüber dem 1/ # CA verkleinerter Blindwiderstand,
d.h. wie ein scheinbar vergrößertes CA, nämlich als
In Gl. (1) muß man dann CA durch C'A ersetzen, und es vergößert
sich dementsprechend die Steuerspannung U1 durch das Hinzufügen des L1, und zwar
mit wachsender Frequenz immer mehr, weil in Gl.(4) das # im Nenner steht. Dadurch
kann man den Verstärkungsabfall des Transistors bei passender Wahl des L1 recht
gut kompensieren. Es war dadurch beispielsweise möglich, kurze Breitbandmonopole
mit einer unteren Frequenz grenze von 150 kHz bis herauf-zu 100 MHz verwendbar zu
machen.
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Dieses L1 ist naturgemäß sowohl in der Schaltung von Fig.4 (siehe
Fig.7) wie auch in der abgewandelten Schaltung von Fig.5 anwendbar. Falls man bei
sehr hohen Frequenzen besonders guten Empfang will, kann man L1 auch so wählen,
daß die Kombination von L1 und CA ihre Resonanzfrequenz bei einer sehr hohen Frequenz
noch innerhalb des Betriebsfrequenzbereichs hat. Bei dieser Resonanzüberhöhung verz
ichtet man auf die Frequenzunabhängigkeit bei sehr hohen Frequenzen zugunsten eines
besonders hohen Ausgangssignals in der Umgebung der Resonanzfrequenz.
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Bei der speziellen Anwendung dieser Antenne mit Verstärker für den
Rundfunkempfang arbeitet sie einerseits im sogenannten Lang-Mittel-Kurz-Bereich
(abgekürzt LMK) zwischen etwa 150 kHz und 20 MHz und im Ultrakurzwellenbereich (UKW)
zwischen etwa 85 bis 105 MHz. Die nicht für Runkfunk benutzte Frequenzlücke von
20 bis 85 Mllzkann man zu einer Verbesserung der Schaltung von Fig. 5 im UKW-Bereich
ausnützen. Alle im Folgenden beschriebenen Schaltungen beziehen sich auf Rundfunk-Empfangsantennen
mit dieser Frequenzlücke. Erfindungsgemäß werden UKW-Resonanzfilter in den Verstärker
eingebaut, die den UKW-E,[famg verbessern, ohne den LMK-Empfang zu beeinflussen.
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Zunächst wird die [irkung einer Serieninduktivität L2 in Serie
zu T3 in der Schaltung von Fig. 8 beschrieben. Der Transistor T3 wird bei diesen
hohen Frequenzen nicht mehr hochohmig sein, weil er eine Emitter-Collector-Kapazität
CEC besitzt wld dessen Widerstand mit wachsender Frequenz abnimmt. Für den Empfang
im UKW-Bereich fügt man daher wie in $Fig. 8 in Serie zu T3 eine Induktivität L2
ein. L2 wird so dimensioniert, daß die Serienresonanz zwischen L2 und CEB in der
Mitte der oben genannten
Frequenzlücke liegt, so daß dieser Resonanzkreis
im UKW-Bereich bereits oberhalb seiner Resonanz liegt und der Widerstand des T3-Kreises
dort im wesentlichen schon durch das hohe # L2 bestimmt wird. So erreicht man, daß
dieser Schaltungszweig auch im Bereich sehr hoher Frequenzen Hochohmig bleibt, während
dieses L2 bei den niedrigeren Frequenzen des LMK-Bereichs nahezu wirkungslos ist
und der Zustand der Schaltung von Fig.8 bei niedrigen Frequenzen wie die einfache
Schaltung der Fig.5 ist.
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In einer weiteren vorteilhaften Ausführungsform des Verstärkers soll
die Gegenkopplung mit R2 in Fig. 3 nur bei LMK wirksam sein. Bei UKW möchte man
eine geringere Gegenkopplung mit kleinerem R'2, um höhere Verstärkung im Transistor
T2 zu erreichen, was bei den hohen UKW-Frequenzen oft dringend nötig ist.
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Andererseits kann man bei UKW mit geringeren Linearitätsforderungen
auskommen, weil die Bandbreite dieses Bereich kleiner ist und die Störmöglichkeiten
durch Nichtlinearität insgesamt geringer sind. In der Anordnung nach Fig. 9 liegt
daher parallel zu dem bei niedrigeren Frequenzen wirksamen K2 ein Serienre-Sonanzkreis
aus C3 L3 und R'2 < R2. Die Resonanzfrequenz des aus C3 und L3 gebildeten Serienresonanzkreises
soll in der Mitte des UKW-Bandes liegen und die Bandbreite dieses Resonanzkreises
so groß sein, daß im ganzen UKW-Bereich das kleinere R'2 des Serienresonanzkreises
als Gegenkopplungs- Widerstand wirdsam wird. Im LMK-Bereich ist dieser Nesonanzkreis
bei hinreichend kleinem C3 so hochohmig, daß dort nur das R2 wirkt.
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für den Fall, daß der Frequenzbereich des Empfangs in zwei, durch
eine größere Frequenzlücke getrennte Frequenzbereiche aufgeteilt ist, kann man nichtlineare
Erscheinungen im Transistor T2 dadurch vermindern, daß man die Schaltung von Fig.
4 nur für den niederfrequenteren LMK-Bereich verwendet, während man für den UKW-Bereich
nicht mehr den Weg über T2, sondern einen getrennten Weg verwendet. es wurden bereits
in der Anmeldung P 1919 749.0-35 zwei getrennte Wege für LMK und UKW vorgeschlagen,
uiid zwar nach dem in ig.10 vorgeschlagenen Schema. Hierbei sollten hinter der passiven
Antenne durch 2 Filter die Signale in 2 Frequenzbereiche aufgeteilt werden und in
jedem
Einzelweg jeder Bereich getrennt verstärkt werden. Abweichend
hiervon werden im vorliegenden Fall zunächst alle Frequenzbereiche gemeinsam durch
den Transistor T1 verstärkt und die Auftrennung der beiden Wege erst am Ausgang
des T1 vorgenommen.
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Durch diese gemeinsame Vorverstärkung ergibt sich folgender Vorteil.
Bei der Auftrennung in 2 Wege nach Fig.1O liegt beispielsweise beim Empfang einer
Frequenz im LMK-Bereich der Eingangswiderstand des UKW-Filters parallel zum Eingangswiderstand
des LMK-Filters. Da das UKW-Filter ein Bandpass ist, ist es unvermeidbar, daß der
Eingangswiderstand des UKW-Filters kapazitive Bestandteile enthält, die sich beim
Empfang einer Frequenz aus dem LMK-Bereich parallel zum CE aus Fig. 1 legen.
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Es ist bereits eingangs erörtert worden, daß beim Zusammenwirken des
Verstärkers mit kurzen Monopolen jegliche Kapazität parallel zu CE das Signal vermindert
und das Signal-Rauschverhältnis verschlechtert. Wenn man daher die Aufteilung in
zwei Wege nach Fig. 10 erst am Aisgang des Transistors T1 vornimmt, kann die kritische
Schaltung am Eingang des T1 mit minimalem CE gebaut werden und ergibt bestmögliches
Signal-Rauschverhältnis. Am Ausgang des T1, d.h. bei verstärktem Signal ist der
Einbau von Filtern und ihrer Zusatzkapazitäten nicht mehr von besonderem Einfluß
auf das Signal-Rauschverhältnis.
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Eine vorteilhafte Form der Auftrennung in zwei Wege zeigt Fig.11.
Während der LMK-Weg weiterhin wie in Fig.4 und ihren bereits beschriebenen Varianten
über T2 läuft, wird der UKW-Weg am Collector des T1 abgenommen. Die Verwendung zweier
verschiedener Transistoranschlüsse für die beiden Wege ergibt eine einfache und
zusätzliche Entkopplung zwischen beiden Wegen ohne besonderen Filteraufwand.
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Wenn man den LMK-Weg zur Vermeidung von nichtlinearen Störungen durch
starke UKW-Signale weitgehend von UKW-Signalen befreien will, verwendet man den
in Fig. 11 gezeichneten Serienresonanzkreis aus C4, L4 und R8. Die Resonanzfrequenz
dieses Kreises soll in der Mitte des UKW-Frequenzbereichs liegen und seine Bandbreite
so groß sein, daß der Resonanzkreis im ganzen UKW-Frequenzbereich hinreichend niederohmig
ist.
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Die Frequenzabhängigkeit der Signale im UKW-Zweig hängt ab: 1. vom
Innenwiderstand der Antenne, d.h. vorzugsweise von der Antennenkapazität CA 2. von
dem in Fig.7 gezeichneten L1 3. von der Eingangskapazität CE des T1 4. von der Rückkopplung
im Transistor T1, vorzugsweise bedingt durch die Kapazität C12 zwischen den Punkten
1 und 2 der Fig. 11 5. von der Frequenzabhängigkeit des Filters, das im Zuge des
UKW-Weges eingebaut ist. Dieses Filter ist erfindungsgemäß im einfachsten Fall ein
Hochpaß und enthält wie in Fig. 11 eine Querinduktivität L5 und eine Serienkapazität
C5 und ist mit einem Widerstand Rg belastet. Die genannten Induktivitäten und Kapazitäten
lassen sich so dimensionieren, daß für den LMK-Bereich eine sehr gute Sperre entsteht.
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In einer speziellen Ausführungsform lassen sich L1, C4, L4, L5 und
C5 zusammen mit der gegebenen Rückkopplung durch C12 so dimensionieren, daß das
Empfangssystem als Ganzes für den ganzen UKW-Bereich eine Bandfilterkurve mit ausreichender
Bandbreite und fast frequenzunabhängigem Signal besitzt.
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In einer verbesserten Ausführungsform können der Monopol und die genannten
Filter so dimensioniert werden, daß der Antennenwiderstand so an den Eingang des
Transistors T1 transformiert wird, daß dort breitbandig eine brauchbare Rauschanpassung
im UKW-Bereich besteht und daher das Rauschen des Transistors T1 innerhalb des UKW-Bereichs
dem theoretischen Rauschminimum sehr nahe kommt. Antennen mit der beschriebenen
Bandfilterwirkung und Rauschanpassung im UKW-Bereich sind bereits realisiert worden
und zeigen in Kombination mit sehr kleinen Monopolen ausgezeichnete Resultate hinsichtlich
kleinen Rauschens und geringer nichtlinearer Effekte.