DE2166898A1

DE2166898A1 - Unipol-empfangsantenne mit verstaerker fuer zwei frequenzbereiche

Info

Publication number: DE2166898A1
Application number: DE19712166898
Authority: DE
Inventors: Spaeter Genannt Werden Wird
Original assignee: Meinke hans Heinrich profdr
Current assignee: LINDENMEIER, HEINZ, PROF. DR.-ING., 8033 PLANEGG,
Priority date: 1971-03-31
Filing date: 1971-03-31
Publication date: 1976-08-26
Also published as: DE2166898C2

Description

24.3.1976

Unipo!-Empfangsantenne mit Verstärker für zwei Frequenzbereiche

Die Erfindung bezieht sich auf eine Unipol-Empfangsantenne mit Verstärker für 2 durch eine Frequenzlücke getrennte Frequenzbereiche, wobei der erste Frequenzbereich sehr breit ist und niedrigere Frequenzen enthält und der zweite Frequenzbereich wesentlich schmäler ist und wesentlich höhere Frequenzen enthält, und die Ünipol-Empfangsantenne so kurz ist, daß sie zumindest in dem ersten Frequenzbereich wie eine nahezu-frequenzunabhängige Kapazität mit sehr kleinem Wirkwiderstand wirkt, und die Eingangsschaltung des Verstärkers aus einem dreipoligen, verstärkenden Element und einer Gegenkopplungsschaltung besteht und der Eingang des Verstärkers wie die ^

Serienschaltung der Steuerstrecke des dreipoligen, verstärkenden Elements und eines durch die Gegenkopplungsschaltung erzeugten Gegenkopplungszweipols wirkt, und der bzw. die Übertragungswege für beide Frequenzbereiche an einen bzw. zwei Anschlüsse hinter dem dreipoligen, verstärkenden Element, d.h. an Ausgangsanschlüsse des dreipoligen verstärkenden Elements angeschlossen sind.

Bei der beispielhaften Anwendung der Erfindung für den Rundfunkempfang ist der erste Frequenzbereich der sogenannte Lang-Mittel-Kurzwellenbereich, abgekürzt LMK-Bereich genannt, zwischen etwa 150 kHz und 20 MHz und der zweite Frequenzbereich * der Ultrakurzwellenbereich, abgekürzt UKW-Bereich genannt, zwischen etwa 85 bis 110 MHz.

Es ist bekannt, daß ein kurzer Unipol in einem sehr großen Frequenzbereich nahezu unabhängig von der Frequenz mit einem dreipoligen, verstärkenden Element zusammenwirken kann, wenn der Eingangsleitwert der an den Unipol angeschlossenen, elektronischen Schaltung im wesentlichen aus einer Kapazität besteht und der Eingangswirkleitwert relativ klein gegenüber diesem kapazitiven Blindleitwert ist und der Verstärkungsfaktor annähernd unabhängig von der Frequenz ist.

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In dem Aufsatz von H.Meinke, Aktive Antennen, Wachrichtentechnische Zeitschrift, Band 19 (1966), Seiten 697-7o5, dort insbesondere Bild 3, und in dem Aufsatz von H.Meinke, Aktive Empfangsantennen, Internationale elektronische Rundschau, Band 23 (1969), S.141-144, dort insbesondere Bild la, ist ein an die kurze Unipolantenne angeschlossener Verstärker beschrieben, der aus einer Triode, besteht, deren Gitter und Kathode die Eingangsanschlüsse des Verstärkers bilden. Die Impedanz der Steuerstrecke Gitter-Kathode ist die Eingangsimpedanz des Verstärkers und besteht aus einer nahezu frequenzunabhängigen Kapazität C„ und einem Eingangswirkleitwert G , der bei Hochfrequenz klein gegenüber dem kapazitiven Blindleitwert des CL, ist. Es erscheint naheliegend, die Triode in neuzeitlicher Technologie durch einen Transistor oder eine bekannte Kombination von Transistoren, die als Ganzes wie ein dreipoliges, verstärkendes Element wirkt, zu ersetzen.

Breitbandige Empfangssysteme der beschriebenen Art empfangen neben dem gewünschten Signal noch viele andere unerwünschte Signale. Es werden daher in dem dreipoligen verstärkenden Element durch Nichtlinearität viele unerwünschte Störsignale auf der Empfangsfrequenz in bekannter Weise erzeugt, z.B. durch Kreuzmodulation. Breitbandige, elektronische Antennen benötigen daher durchweg Linearisierungsmaßnahmen, um die Störsignale hinreichend klein zu halten. Der Eingang des Verstärkers besteht dabei aus dem dreipoligen, verstärkenden EIe- w ment und einer Gegenkopplungsschaltung. Jede Gegenkopplungsschaltung wirkt so, daß sie einen Gegenkopplungszweipol schafft, der in Serie zur Steuerstrecke des dreipligen, verstärkenden Elements an die Quellelektrode (Source, Emitter) des Transistors angeschlossen ist und an dem ein Teil der vom Unipol zugeführten Steuerwechselspannung liegt.

Ein Antennenverstärker für die gaaannten 2 Frequenzbereiche muß insgesamt einen extrem großen Frequenzbereich, bei Rundfunkempfang beispielsweise von 150 kHz bis 110 MHz, verstärken. Dies macht wegen der Frequenzabhängigkeit der Transistoren und mancher anderer Schaltungsbestandteile gewisse Schwierigkeiten. Es wird daher der Verstärker für beide Frequenzbe-

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reiche verschieden gestaltet. In der deutschen AS 1919 sind zwei getrennte Übertragungswege für diese Frequenzbereiche vorgesehen und am Ausgang der passiven Unipol-Antenne durch 2 Filter die Signale der beiden Frequenzbereiche getrennt und die Signale jedes Frequenzbereichs getrennt verarbeitet. Durch eine solche Trennung der beiden Frequenzbereiche bereits hinter der Unipol-Antenne entsteht der im Folgenden beschriebene Nachteil:

Beim Empfang eines Signals im LMK-Bereich liegt der Eingangswiderstand des UKW-Filters parallel zum Eingang des LMK-Filters, also mit seinen unvermeidlichen Kapazitäten parallel zur Steuerstrecke des LMK-Eingangstransistors. Jegliche solche· Parallelkapazität vermindert das am LMK-Transistor erscheinende Signal und verschlechtert dement- f sprechend das Signal-Rauschverhältnis. Wenn man daher die Signale beider Frequenzbereiche am Ausgang der Unipol-Antenne nicht durch Filter trennt, sondern alle Signale zunächst durch das gleiche dreipolige, verstärkende Element verstärken'läßt, kann die kritische Schaltung am Eingang dieses Elements mit minimaler Parallelkapazität gebaut werden und ergibt bestmöglichen Empfang, zumindest im LMK-Bereich.

Da bei Transistoren der Verstärkungsfaktor mit wachsender Frequenz abnimmt, wird der für alle Betriebsfrequenzen gemeinsame Eingangstransistor des Verstärkers im UKW-Bereich eine merklich geminderte Verstärkung und ein schlechteres I

Signal-Rauschverhältnis ergeben, falls dies nicht durch geeignete Maßnahmen verhindert wird.

Aufgabe der Erfindung ist es daher, den Verstärker so zu gestalten, daß der Verstärkungsfaktor des Verstärkereingangs im zweiten Frequenzbereich entsprechend vergrößert wird, ohne daß das Rauschen im zweiten Frequenzbereich erhöht wird und ohne daß dadurch der Verstärkungsfaktor und die Gegenkopplung für Signale des ersten Frequenzbereichs merklich verändert wird.

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Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß zwischen dem Anschluß des Unipols und dem Steueranschluß des dreipoligen verstärkenden Elements eine Induktivität solcher Größe liegt, daß der aus der Unipol-Kapazität und dieser Induktivität gebildete Serienresonanzkreis eine Resonanzfrequenz in der Nähe des zweiten Frequenzbereichs oder innerhalb des zweiten Frequenzbereichs besitzt, und die Gegenkopplungsschaltung so gestaltet ist, daß die von ihr erzeugte Gegenkopplung im ersten Frequenzbereich nahezu frequenzunabhängig wirkt und im zweiten Frequenzbereich merklich kleiner als im ersten Frequenzbereich ist.

Fig.l zeigt das Prinzip der Unipol-Antenne mit Verstärker: 1 und 2 sind die Anschlüsse der Unipol-Antenne mit Gegengewicht, die als Signalquelle für den ersten Frequenzbereich die Antennenkapazität C, und den kleinen Wirkwiderstand FL und die Leerlaufspannung E · h « besitzt: E = elektrische Feldstärke, h. _ff = effektive Höhe des Unipols. L ist die vorgeschaltete Induktivität nach der Erfindung, die zwischen dem Unipol-Anschluß 1 und der Steuerelektrode 3 des dreipoligen, verstärkenden Elements T₁ liegt. 4 ist die Quellelektrode des T., und der frequenzabhängige Gegenkopplungszweipol Z-. erscheint zwischen den Anschlüssen 2 und 4. Die Ausgangsanschlüsse des T₁ sind 4 und 5. Der oder die Übertragungswege für die beiden Frequenzbereiche werden an diese Ausgangsanschlüsse angeschlossen, entweder beide Übertragungswege gemeinsam an einen dieser Punkte oder getrennt an je einen dieser Anschlüsse.

Die Kombination von C, und L₁ ergibt im Zweiten Frequenzbereich einen gegenüber dem 1/ (&rC,.Werkleinerten Blindwiderstand, und wirkt z.B. wie eine scheinbar vergrößerte Antennenkapazität

C =

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Durch diese Verkleinerung des Innenwiderstandes,der das dreipolige, verstärkende Element speisenden Quelle im zweiten Frequenzbereich erreicht man im zweiten Frequenzbereich eine höhere Signalspannung am Eingang des dreipoligen, verstärkenden Elements, wodurch die Verminderung des Verstärkungsfaktors des oder der Transistoren bei höheren Frequenzen ganz oder teilweise kompensiert wird.

Das dreipolige verstärkende Element kann auch eine an sich bekannte dreipolige, verstärkende Kombination von mehreren Transistoren sein, sofern diese Kombination ein geeignetes Hochfrequenz-Verhalten zeigt, insbesondere hinsichtlich der Eingangsimpedanz des Verstärkers und der Möglichkeit einer Gegenkopplung. Fig.2 zeigt als Beispiel eine Kombination i

eines Feldeffekttransistors T₂ mit einem bipolaren Transistors T₃, die beide zusammen wieder wie ein verstärkender Dreipol mit den Anschlüssen 3, 4 und 5 wirken. Die für die Erfindung unwesentlichen Gleichstromzuführungen sind in Fig.2 nicht gezeichnet.

In Fig.2 ist ferner ein Ausführungsbeispiel einer Gegenkopplungsschaltung gezeichnet, die es ermöglicht, die Gegenkopplung im ersten Frequenzbereich weitgehend frequenzunabhängig und merklich größer als im zweiten Frequenzbereich zu machen. Die Gegenkopplungsschaltung besteht aus einem Widerstand R₁ und einem ihm parallelgeschalteten, frequenzabhängigen Zweipol Z₂. Der Widerstand R. ergibt eine nahezu | frequenzunabhängige Gegenkopplung im ersten Frequenzbereich, wenn ihmrrequenzabhängiger Zweipol Z₂ parallelgeschaltet ist, der im ersten Frequenzbereich einen wesentlich kleineren Leitwert als das bereits vorhandene R. besitzt. Die Gegenkopplung ist im zweiten Frequenzbereich kleiner als im ersten Frequenzbereich, wenn das Z₂ so gestaltet ist, daß sein Scheinwiderstand im zweiten Frequenzbereich merklich kleiner als R₁ ist. Im Beispiel der Fig.2 besteht dieser parallelgeschaltete Zweipol aus der Kapazität C₂, der Induktivität L₂ und dem Widerstand R₃. Die Resonanzfrequenz dieses .·

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Serienresonanzkreises liegt erfindungsgemäß im zweiten Frequenzbereich, so daß die Impedanz des parallelgeschalteten Zweipols bei hinreichend kleinem C. im ersten Frequenzbereich größer als R. und bei hinreichend kleinem R- im zweiten Frequenzbereich merklich kleiner als R. ist. Überdeckt die Bandbreite des Serienresonanzkreises den ganzen UKW-Bereich, so ist R₂ angenähert der Gegenkopplungszweipol im UKW-Bereich. Das größere R. ergibt die größere, nahezu frequenzunabhängige Gegenkopplung im LMK-Bereich und das kleinere R₂ die kleinere Gegenkopplung im UKW-Bereich.

Die Gegenkopplungsschaltung ist wegen der in ihnen enthaltenen Widerstände eine zusätzliche Rauschquelle der Eingangsscfrltung des Verstärkers, die den ohne Gegenkopplung möglichen, rauscharmen Empfang verschlechtert. Da zur Erzielung einer ausreichenden Gegenkopplung im LMK-Bereich das R. relativ groß sein muß, kann eine Gegenkopplung, die im ersten Frequenzbereich mit Hilfe des R₁ erfolgt, stark rauschen. Wenn man erfindungsgemäß im UKW-Bereich eine merklich kleinere Gegenkopplung verwendet und dies wegen der an sich geringeren Linear!tätsforderungen im UKW-Bereich auch zulässig ist, ist das durch die Gegenkopplung erzeugte Zusatzrauschen im UKW-Bereich im allgemeinen kein Problem. Die weitere Ausgestaltung der Erfindung betrifft daher die Verminderung des Rauschens der Gegenkopplung im LMK-Bereich.

Fig.3 zeigt ein Ausführungsbeispiel, bei dem als dreipoliges, verstärkendes Element nur ein einzelner Transistor T₁ gezeichnet ist. T₁ besitzt eine UKW-Gegenkopplung aus C₂, L₂ und R₂ wie in Fig.2. Der zum .Ausgang des Verstärkers führende UKW-Übertragungsweg ist in diesem Beispiel an den Punkt 5 angeschlossen, der LMK-Übertragungsweg an den Punkt Der UKW-übertragungsweg besitzt ein Filter F, das die UKW-Signale durchläßt und die LMK-Signale sperrt. Das Filter F ist in diesem Beispiel als Hochpaßfilter mit der Induktivität Lr und der Kapazität C₅ dargestellt. Zur Erzielung einer rauscharmen Gegenkopplung im LMK-Bereich ist in Fig.3 der LMK-Gegenkopplungswiderstand R₁ durch einen vorgeschalteten

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bipolaren Transistor T₄ ergänzt, dessen hochfrequenter Emitterstrom des dreipoligen verstärkenden Elements T ist am Punkt 4 aufgeteilt in seinen Gleichstrom, der über einen für Wechselstrom praktisch undurchlässigen Stromweg, dargestellt durch den Widerstand R fließt, und einen hochfrequenten LMK-Signalstrom, der über den Kondensator CU fließt, und einen hochfrequenten UKW-Signalstrom, der über den Resonanzkreis C₂, L₂, R₂ fließt. Stromwege, über die kein LMK-Strom fließt, tragen prinzipiell nichts zum LMK-Rauschen bei. Das LMK-Rauschen der Gegenkopplungsschaltung wird daher lediglich von denjenigen Stromwegen zwischen den Punkten 4 und 2 verursacht, die die LMK-Ströme führen. Im Beispiel der Fig.3 ist dies der LMK-Stromweg über die Basis- ^ Emitterstrecke des zusätzlichen Transistors T₄ und den Ge- ™ genkopplungswiderstand R..

In jeder für die Erfindung geeigneten Schaltung des Transistors T₄ erzeugt R. die geforderte Gegenkopplung für T., sobald der hochfrequente LMK-Stromanteil des Emitterstroms des Transistors T₁ durch R. fließt. Maßgebend für das Ausmaß der Gegenkopplung des T. ist die LMK-Signalspannung, die zwischen den Punkten 4 und 2 entsteht, in Beispiel der Fig.3 also im wesentlichen die LMK-Signalspannung, die an R. entsteht. In jeder Schaltungskombination aus T₄ und R. ist daher bei gleicher LMK-Gegenkopplung des T. der Gegenkopplungswiderstand R. kleiner als bei Abwesenheit des T₄, wenn durch ^ das vorgeschaltete T₄ eine weitere Verstärkung des LMK-Signals erfolgt, also der LMK-Emitterwechselstrom des T₄ größer ist als der LMK-Emitterwechselstrom des T.. Das kleinere R, erzeugt ein entsprechend kleineres LMK-Rauschen der Gegenkopplungsschaltung im Eingangskreis des Verstärkers. Je grosser die Verstärkung durch T₄ ist, desto kleiner wird bei gleicher LMK-Gegenkopplung das R₁, desto kleiner der Rauschbeitrag der Gegenkopplungsschaltung zum LMK-Rauschen des Verstärkereingangs.

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Im Beispiel der Fig.3 wird der zum Ausgang des Verstärkers führende LMK-Weg an die Ausgangsanschlüsse des T₄ angeschlossen, um die in T. erfolgende LMK-Verstärkung auszunutzen.

Entsprechend der vorhergehenden Beschreibung muß der Widerstand des Gleichstromweges für Wechselströme sehr groß sein. Stellt man diesen Gleichstromweg durch einen ohmschen Widerstand R dar, so entsteht an R eine relativ hohe Gleichspannung, weil der Gleichstrom des T. wegen der Rauscheigenschaften der Transistoren nicht sehr klein gemacht werden kann. Eine hohe Gleichspannung bedeutet hohen Aufwand oder in manchen Fällen eine nicht tragbare Forderung, z.B. wenn die Antenne mit Verstärker an einem Kraftfahrzeug montiert ist und nur die Autobatterie zur Stromversorgung verfügbar ist. Man kann die an R erforderliche Betriebsspannung dadurch nennenswert reduzieren, daß man R als eine Transistorschaltung nach Fig.4 ausbildet . Der Transistor T₅ ist ausgangsseitig hochohmig, weil bekanntermaßen Änderungen der Kollektorspannung hur sehr kleine Änderungen des Kollektorstroms zur Folge haben. T,- erreicht die in der Schaltung von Fig.3 erforderliche Hochohmigkeit bei gegebenem Gleichstrom I bei wesentlich kleineren Gleichspannungen als der einfache Widerstand R . Die Widerstände R_c und R,-

O OO

dienen zur Einstellung der Basisgleichspannung des Tj-. Rr ist durch eine Kapazität C₄ überbrückt, damit hier keine hochfrequenten Steuerspannungen entstehen. Der Widerstand R₄ dient zur Gegenkopplung des T₅. Da zwischen den Punkten 2 und 4 eine hochfrequente Signalspannung liegt, wird das

I auch kleine, von dieser Signalspannung erzeugte Hochco

frequenzströme enthalten. Diese fließen durch R. und erzeugen dort eine Gegenkopplung, die diese Hochfrequenzströme vermindert, also den Stromweg über T₅ für die Hochfrequenz noch undurchlässiger macht. Ferner bildet R₄ auch für die in der Emitter leitung fliessenden Rauschströme des T_n- eine Gegenkopplung, so daß der Stromweg des I auch sehr rausch-

CO

arm wird. Die in Fig.4 gezeichnete Schaltung ergibt also in mehrfacher Hinsicht einen technischen Fortschritt im Rahmen der vorliegenden Erfindung.

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In einer vorteilhaften Ausbildung der Erfindung liegt für die Verbesserung der Wirkung des T₅ im UKW-Bereich eine Serieninduktivität L-. in Serie zu T₅ wie in der Schaltung von Fig.5. Der Transistor T₅ wird bei diesen hohen Frequenzen nicht mehr hochohmig sein, weil er eine Emitter-Kollektoa?-Kapazität C_E_, besitzt und deren Blindwiderstand mit wachsender Frequenz abnimmt. L_ wird so dimensioniert, daß die Serienresonanz zwischen L₃ und C-_c in der Mitte der Frequenzlücke zwischen dem LMK-Bereich und dem UKW-Bereich liegt, so daß dieser Resonanzkreis im UKW-Bereich bereits oberhalb seiner Resonanz betrieben wird und der Widerstand des T,--Kreises im UKW-Bereich im wesentlich durch das hohe UrL₃ bestimmt wird. So erreicht man, daß dieser Schaltungszweig auch im Bereich sehr hoher Frequenzen hochohmig bleibt.

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Claims

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/ l.)Unipol-Empfangsantenne mit Verstärker für 2 durch eine ^-^ Frequenzlücke getrennte Frequenzbereiche, wobei der erste Frequenzbereich sehr breit ist und niedrigere Frequenzen enthält und der zweite Frequenzbereich wesentlich schmäler ist und wesentlich höhere Frequenzen enthält, und die Unipol-Empfangsantenne so kurz ist, daß sie zumindest in dem ersten Frequenzbereich wie eine nahezu frequenzunabhängige Kapazität (C-) mit sehr kleinem Wirkwiderstand (R.) wirkt, und die Eingangsschaltung des Verstärkers aus einem dreipoligen, verstärkenden Element (T.) und einer Gegenkopplungsschaltung besteht und der Eingang des Verstärkers wie die Serienschaltung der Steuerstrecke des dreipoligen, verstärkenden Elements und eines durch die Gegenkopplungsschaltung erzeugten Gegenkopplungszweipols (Z.) wirkt, und der bzw. die Übertragungswege für ' beide Frequenzbereiche an einen bzw. zwei Anschlüsse hinter dem dreipoligen, verstärkenden Element, d.h. an Ausgangsanschlüsse (4,5) des dreipoligen verstärkenden Elements angeschlossen sind, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen dem Anschluß (1) des Unipols und dem Steueranschluß (3) des dreipoligen verstärkenden Elements eine Induktivität (L.) solcher Größe

liegt, daß der aus der Unipol-Kapazität (C-) und dieser Induktivität gebildete Serienresonanzkreis eine Resonanzfrequenz in der Nähe des zweiten Frequenzbereichs oder innerhalb des zweiten Frequenzbereichs besitzt, und die Gegenkopplungsschaltung so gestaltet ist, daß die von ihr erzeugte Gegenkopplung im ersten Frequenzbereich nahe zu frequenzunabhängig wirkt und im zweiten Frequenzbereich merklich kleiner als im ersten Frequenzbereich ist.

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2. Antenne nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das dreipolige verstärkende Element eine Kombination mehrerer Transistoren derart ist, daß der Quellwechselstrom des im Element enthaltenen ersten Transistors (T₃) durch mindestens einen weiteren Transistor (T^) verstärkt ist und so der Quellwechselstrom der dreipoligen Transistorkombination den Quellwechselstrom des ersten Transistors und den durch die nachfolgenden Transistoren verstärkten Strom enthält.
3. Antenne nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Gegenkopplungszweipol (Z₁) aus der Parallelschalt eines Widerstandes (R₁) und einer frequenzabhängigen

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Impedanz (Z₃) besteht und diese Impedanz so gestaltet ist, daß ihr Scheinwiderstand im ersten Frequenzbereich merklich größer und im zweiten Frequenzbereich merklich kleiner als der Widerstand (R.) ist.
4. Antenne nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die dem Widerstand (R₁) parallelgeschaltete Impedanz (Z₃) aus der Serienschaltung einer Kapazität (C₂), einer Induktivität (L₂) und eines Widerstandes (R₃) besteht und die Resonanzfrequenz dieses Serienresonanzkreises im zweiten Frequenzbereich liegt.
5. Antenne nach Anspruch 1 _r dadurch gekennzeichnet, daß die Gegenkopplungsschaitung so gestaltet ist, daß der Quell- " gleichstrom des dreipoligen, verstärkenden Elements über einen zusätzlichen Gleichstromweg (R ), der für hochfrequente Wechselströme nahezu undurchlässig ist, geführtist und parallel dazu ein Serienresonanzkreis nach Anspruch 4 für die hochfrequenten Wechselströme des zweiten Frequenzbereichs liegt und parallel dazu ein Wfichselstromweg für Signale des ersten Frequenzbereichs, bestehend aus der Serienschaltung einer Kapazität (C₃), der Basis-Emitters trecke eines bipolaren Transistors (T₄) und eines Widerstandes (R₁) liegt (Fig.3).

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6. Antenne nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß in dem für hochfrequente Wechselströme nahezu undurchlässige Gleichstromweg (R ) die Kollektor-Emitterstrecke eines bipolaren Transistors (T₅) liegt.
7. Antenne nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß der für hochfrequente Wechselströme nahezu undurchlässige Gleichstromweg die Serienschaltung der Kollektor-Emitter strecke eines bipolaren Transistors (T₅) und eines Widerstandes (R.) ist und die Basis-Emitterstrecke dieses Transistors durch eine parallele Kapazität (C₄) für hochfrequente Spannungen nahezu kurzgeschlossen ist.
8. Antenne nach Anspruch 6 oder 7, dadurch gekennzeichnet, daß in Serie zu der im Gleichstromweg enthaltenen Kollektor-Emitterstrecke des Transistors (T₅) eine Induktivität (Lo) liegt und diese Induktivität so gewählt ist, daß die Resonanzfrequenz des durch diese Induktivität und die Emitter-Kollektor-Kapazität (C_EC) des Transistors (Tg) gebildeten Resonanzkreises in der Frequenzlücke zwischen dem ersten und zweiten Frequenzbereich liegt.

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