JP4724694B2 - 電波レーダ装置 - Google Patents

Description

本発明は、例えば自動車等の車両に搭載して、自車両の周辺に存在する種々のターゲットの距離や相対速度などを測定する計測装置であって、高い距離分解能を簡易なハードウエアで実現した電波レーダ装置に関するものである。

自動車用のミリ波レーダは、ミリ波帯の電波を放射して他車や障害物などのターゲットからの反射波を受信して電波の伝播時間、反射波の強度、周波数のドップラーシフト量などを検出し、その結果から、ターゲットまでの距離や相対速度を計測するものであり、いくつかの方式がある。

特許文献１は、自動車用のミリ波レーダの代表的な方式である二周波ＣＷ（Continuous Wave）方式を示している。この二周波ＣＷ方式のレーダは、受信周波数のドップラーシフトからターゲットの相対速度を計測し、二つの周波数における受信信号の位相情報から、ターゲットまでの距離を計測するものである。

二周波ＣＷ方式の原理を、図１８を参照して説明する。一つの発信器を用いる場合、図１８（Ａ）に示すように、二つの周波数ｆ１とｆ２を、交互に切換えながら送信する。従来技術の自動車用レーダでは、周波数ｆ１とｆ２とを時間的に切換える周波数は、１００ｋＨｚ程度であり、２つの周波数ｆ１とｆ２との差分f_devは、３００ｋＨｚ程度である。

受信側では、それぞれの送信周波数ｆ１、ｆ２における受信信号を高速フーリエ変換（ＦＦＴ：Fast Fourier Transformation）処理して、受信されたビート信号の周波数スペクトラムを得る。図１８（Ｂ）は受信周波数スペクトルの例を示す。ターゲットが存在する場合、周波数スペクトル上で、ターゲットの相対速度に相当する周波数（ドップラー周波数）のところに、図１８（Ｂ）に示されたような信号（ターゲット情報）が現れる。

ドップラー周波数を利用するレーダ方式である二周波ＣＷ方式では、二つの送信周波数ｆ１、ｆ２のそれぞれについて、ターゲット情報を得ることができ、このようにして得られた周波数スペクトルの情報から、相対速度の異なる複数ターゲットを分離検出することが可能であり、分離検出した各ターゲットについて、その相対速度Rateは、ドップラー周波数ftから次式により計算される。

ここで、fc：送信周波数、c：光速である。

図１８（C）は、二周波ＣＷ方式における二つの受信信号の周波数スペクトルの情報の位相と振幅のベクトル表示を示す。ここで、二つのパワースペクトルｆ１、ｆ２の位相角の差θは、ターゲットまでの距離に比例する。

パワースペクトルｆ１、ｆ２をそれぞれ、複素数のSignal(1)、Signal(2)で表すと、送信周波数ｆ１とｆ２の差分f_devが既知であることから、距離Rangeは、二つの周波数の位相差θから、次式により計算される。

ここで、f_dev = ｆ2−ｆ1、θ=arg (Signal(1)) −arg(Signal(2))、c：光速である。

上記のようにして、二周波ＣＷ方式のレーダは、ターゲットとの相対速度をドップラー周波数から計算し、ターゲットまでの距離を位相角から計算する。

特許文献２は、測定対象物からの反射波のドップラーシフトを利用して、複数のターゲットを分離検出する距離計測装置に関するものであり、そこに開示された距離計測装置は、電波を放射し、測定対象物からの反射波を受信し、測定対象物を検出する距離計測装置において、第１の周波数の信号を所定の時間以上連続送信し、第１の周波数から所定の周波数差を持つ第２の周波数の信号を所定の時間以上連続送信し、第１の周波数から上記所定の周波数差の２以上の整数倍の周波数差を持つ信号を、１以上の整数であるＮ個の周波数の信号にわたり送信する送信手段と、上記第１の周波数信号、第２の周波数信号、Ｎ個の周波数信号のそれぞれの送信周波数における上記測定対象物からの反射波のドップラー周波数を計測する受信手段と、複数の測定対象物のそれぞれを分離して検出する検出処理手段と、を備えることを特徴としている。

特許第３２０３６００号公報 特許第３７４６２３５号公報

上記のドップラーシフトを利用するレーダ装置では、レーダとターゲットとの距離が時間変化しない相対速度がゼロの状態においては、ドップラー周波数がゼロとなり、ターゲットを検知できないという課題があった。

また、同一速度に複数ターゲットが存在する場合には、それらを分離して距離を高精度に検出することが困難であったいう課題もあった。

上記の課題を解決するため、本発明の距離計測装置は、電波を放射し、測定対象物からの反射波を受信し、該受信信号をＡ／Ｄ変換し、該変換信号を信号処理して、該測定対象物を検出する距離計測装置において、前記Ａ／Ｄ変換のサンプル周波数と同期したタイミングで、前記放射する送信電波の送信周波数を切り替える。

また、上記の距離計測装置において、前記送信の各周波数は、Ａ／Ｄ変換周期（周波数の逆数）で連続送信する。

また、上記の距離計測装置において、予め定められた任意のパターンに基づいて送信周波数を切り替える機能が備えられている。

また、上記の距離計測装置において、前記送信周波数を切り替える手段は、所定の周期で実行されるフーリエ変換処理を用いて、該フーリエ変換の周期を一つの単位とする任意のパターンで送信周波数を切り替える。

また、上記の距離計測装置において、前記任意のパターンは、ＦＦＴ（Fast Fourier Transform）処理に用いられるバタフライ演算のパターンである。

また、上記の距離計測装置において、前記任意のパターンが予め記憶され、受信時に該記憶された任意のパターンに基づいて受信信号の並べ替えがなされた後、前記フーリエ変換処理が実施される。

また、上記の距離計測装置において、前記任意のパターンは、疑似雑音符号に基づくパターンである。

また、上記の距離計測装置において、前記任意のパターンは、所定の周波数差を保ちながら周波数が段階的に切り替えられるものである。

また、上記の距離計測装置において、前記送信信号を切り替える際に、前回の送信周波数と今回の送信周波数の差を、所定の周波数差以下に制限する。

また、上記の距離計測装置において、受信時に受信信号を通過させるか否かを切り替えるゲート機能が備えられ、送信信号を切り替えた時点から所定の時間は、受信信号を通過させない。

また、上記の距離計測装置において、前記所定の時間は、送信信号を生成する発信器が、周波数変化後に安定化するまでの時間である。

また、上記の距離計測装置において、送信信号を生成する電圧制御発振器の入力電圧対周波数特性（Ｖ−ｆ特性）が予め記憶され、該入力電圧対周波数特性から、所定の周波数を生成するために必要な電圧が演算され、またはテーブルで参照される方式により、所定の周波数を送信するために必要な電圧が算出される。

本発明によれば、相対速度がゼロの状態でもターゲットを検知可能となり、さらに、同一速度に複数ターゲットが存在する場合には、それらを分離して距離を高精度に検出することができる。

本発明を実施するための最良の形態を、以下、図１から図１７を参照して説明する。以下の実施例は、本発明に係るレーダ装置を自動車用の距離計測装置に適用した例であるが、本発明は、これに限定されるものではない。

図１は、本発明に係るレーダ装置のブロック図を示す。図１において、発信部１８は、変調部１７からの変調信号に基づく発信周波数で送信信号を生成し、生成された高周波信号は、送信アンテナ１０から放射される。自動車用の距離計測装置では、高周波信号として、通常、７６ＧＨｚ帯または２４ＧＨｚ帯のミリ波帯または準ミリ波帯の信号が用いられている。車両や障害物などのターゲット（測定対象物）から反射されて返ってくる電波信号は、受信アンテナ１１で受信され、ミキサ１２で周波数変換を施される。発信部１８の出力信号の一部は、方向性結合部を介してミキサ１２へ供給され、この発信部１８からの信号と、受信アンテナ１１からの受信信号とのミキシングによって、ビート信号が生成される。

レーダ方式が直接ベースバンドに変換するホモダイン方式の受信系の場合、ミキサ１２から出力されるビート信号は、ドップラー周波数である。そして、ミキサ１２から出力されるビート信号は、アナログ回路部１３からＡ／Ｄコンバータ１４に供給されてディジタル信号に変換された後、ＦＦＴ（高速フーリエ変換）処理部２に供給される。このＦＦＴ処理部２では、Ａ／Ｄ変換された一連のデータを、複素数フーリエ変換処理することにより、ビート信号の周波数スペクトラムを振幅と位相の情報として計測する。

図２は、上記の距離計測装置における送信信号の周波数パターンの一例を示すものであり、これを用いた距離計測装置が実施例１である。ここでは、Ａ／Ｄサンプル周期と同期させて、ＦＦＴ周期内で階段状に周波数が減少する送信波が用いられている。図１のブロック図に示された変調部１７は、任意パターン生成処理部４からの指令値に基づいて、発信部１８を制御する電圧を生成し、発信部１８に送る。発信部１８は、入力電圧に基づいて、図２に示された変化幅Δfで階段状に減少する所定の周波数を生成し、アンテナ１０から放射する。そして、ターゲットで反射された信号は、受信アンテナ１１で受信され、ミキサ１２で低周波のビート信号に変換され、アナログ回路部１３で増幅された後、Ａ／Ｄコンバータ１４においてディジタルデータに変換される。
送信信号Sn_t(t)は、次式により表される。

ここで、At：送信信号の振幅、fn：送信周波数、φ_n：初期位相である。

受信信号は、ターゲットまでの距離の遅延があるため、次式で示される。

ここで、Ar：受信信号の振幅、τ：距離による遅延時間である。

ミキサ１２から出力されるビート信号は次式となる。

送信周波数を、Ａ／Ｄサンプル周期と同期して、階段状に変化させる場合の送信信号は、次の式で表現できる。

ここでf0は、送信周波数の初期値であり、ｎは、０からＦＦＴのサンプル総数までカウントアップする整数である。Δfは、上記のとおり、周波数の変化幅である。
以上より、受信のビート信号は次式となる。

図３は、Ａ／Ｄサンプル周期でサンプリングされた受信のビート信号の一例を示すものであり、この波形は、ターゲットまでの距離と相対速度、送信周波数の階段状のステップによって定まる正弦波である。送信周波数を階段状ステップに変化させながら送信しているので、ターゲットまでの距離が変化しない場合、図３に示されているように、各ステップにおいて、計測データをつなぐ正弦波となる。サンプルした受信データを、ＦＦＴ周期分だけ蓄積してＦＦＴ処理を施すと、図４に示されているように、ターゲットまでの距離に応じた周波数ピーク信号が表れる。図４の例では、周波数fpのポイントに、ターゲットからの反射信号が表れ、この周波数fpは、ターゲットまでの距離と相対速度、および送信周波数の階段状ステップによって定まる関数となる。

ターゲットまでの距離が変化しない場合、すなわち相対速度がゼロの場合、ターゲットまでの距離Rangeは、ターゲットからの反射のピーク信号周波数fpから、次式により求めることができる。

上式において、ｎ・Δfは、階段状の送信周波数の傾きを示す。例えば、ＦＦＴ周期を１００ｍｓとし、１MHzずつ１０００ポイント、１０００ＭＨｚにわたって階段状に送信周波数を変化させる場合、(ｎ・Δf)／Ｔ＝１０００ＭＨｚ／secとなる。

この送信波を用いて、もし受信のターゲットの周波数がfp＝１０００Ｈｚの場合、ターゲットまでの距離は式（９）から１５ｍと算出される。

実施例１において、発信部１８は、通常、図５に示されたような発信部固有の入力電圧対周波数特性（Ｖ−ｆ特性）を有する。このＶ−ｆ特性を予め記憶部１９へ記憶しておき、この記憶しておいたＶ−ｆ特性を用いて、所定の周波数を生成するために必要な制御電圧を演算するか、またはテーブル参照し、これを発信部１８に入力する。こうして、発信部１８の特性にかかわらず、所定の送信周波数を送信することができる。

図２に示す例では、発信周波数の変化幅をΔfとし、発信周波数をf_０からf_ｎまで等間隔で階段状に変化する周波数を設定する。次に、図５に示したＶ−ｆ特性から、f_０からf_ｎまでの周波数を送信するために必要な電圧Ｖ_０からＶ_ｎを予め計測しておき、記憶部１９に記憶しておく。信号処理部の任意パターン生成処理部４は、記憶部１９に記憶しておいた電圧Ｖ_０からＶ_ｎの情報に基づき、変調部１７を経て発振部へ入力される制御電圧を設定する。このように発信部１８に変調信号を入力することで、周波数の変化幅Δfを保ちつつ、送信周波数を切替えながら送信することができる。

図６と図７を参照して実施例２について説明する。実施例１では、図２に示した送信周波数が時間とともに階段状に変化する送信周波数を用いたが、実施例２では、図６に示されているとおり、送信周波数をＡ／Ｄサンプル周期と同期させて変化させるが、その送信周波数のパターンは、ＦＦＴ周期において、任意のランダムなパターンの送信周波数を用いる。

受信された信号は、図１に示されたＡ／Ｄコンバータ１４でディジタル信号に変換された後、同じく並べ替え処理部３において、各サンプル信号の順序が並べ替えられる。並べ替え処理部３は、送信時のパターンが既知であるので、Ａ／Ｄ変換されたデータを、送信時の周波数が階段状に変化する場合と同様の順番に並べ替える。この並べ替えたデータをＦＦＴ処理部２においてＦＦＴ処理することにより、実施例１に場合と同様の処理が可能となる。

図６の上の図に示した送信周波数の任意のパターンは、具体的には、Ｍ系列符号やGold系列符号といった、疑似雑音符号を用いる。また、任意のパターンを、図１の記憶部１９に記憶しておく。このような疑似雑音符号を用いることで、一連の送信周波数の途中に、何らかの干渉波が存在した場合、その干渉波の影響を小さくすることができるというメリットがある。

実施例２における一連の信号処理の流れを、図７を用いて説明する。ステップ１００において、任意のパターンで電波を送信する。ステップ１０１において、ターゲットで反射されて返ってくる信号を受信し、Ａ／Ｄコンバータでディジタルデータへ変換する。ＦＦＴ処理をするサンプル数以上のＡ／Ｄサンプルデータを蓄え、ステップ１０２において、送信時の任意のパターンを用いて受信したＡ／Ｄサンプルデータの順番を並べ替える（図６の下の図参照）。ステップ１０３において、これら一連のデータをＦＦＴ演算する。最後にステップ１０４において、ＦＦＴ処理の結果得られたターゲットからの反射のピーク信号を計測し、ピーク信号の周波数・振幅・位相の情報からターゲットまでの距離と相対速度を演算する。

実施例３は、送信周波数が階段状に変化して連続する２組のデータをＦＦＴ処理する場合であり、図８は、それに用いられる送信周波数のパターンを示す。図８（Ａ）は、図２と同様に、送信する周波数を、Ａ／Ｄサンプル周期と同期させて階段状に変化させる方式の送信周波数を示しており、ＦＦＴ周期２周期分（Ｔ１、Ｔ２）のデータを示している。式（９）を用いて説明した実施例１では、ターゲットまでの距離が変化しない場合であったが、ターゲットと相対速度がある場合、ターゲットからの反射のピーク信号周波数は、距離と相対速度の成分が合成されたものとなる。ＦＦＴ区間における送信周波数の平均値をfcとすると、ピーク信号の周波数fpは、

である。時刻Ｔ１におけるピーク信号の周波数fp1と、時刻Ｔ２におけるピーク信号の周波数fp2 の差分Δfpは、

であり、時刻Ｔ１から時刻Ｔ２にかけての相対速度の変化は微小とすると、距離の変化量は次のとおり表される。

また、Δfp は、次式で表される。

相対速度Rateは、時刻Ｔ１から時刻Ｔ２にかけての周波数の差分Δfp を用いて、次式により求められる。

上式を、再び（１０）式へ代入することで、距離を求めることができる。

以上のように、連続する２つのＦＦＴ処理結果をもちいることで、ターゲットまでの距離と相対速度を求めることができる。

次の実施例について、図９と図１０を用いて説明する。レーダとターゲットとの距離が時間的に変動する場合、ターゲットからの反射のピーク信号の周波数fpには、距離の変動（相対速度）に伴うドップラー周波数も含まれる。このドップラー周波数の成分（相対速度）と距離を分離して計測するため、２周波ＣＷ方式の原理を利用する。送信信号は、図９に示すように、微小な周波数差f_devだけ離れた上側周波数と下側周波数を送信する。各周波数は、図２に示したのと同様に、周波数変化幅をΔfとして、階段状に周波数が変化する。図９の場合、Ａ／Ｄサンプル周期を２倍と高速化し、一つのＦＦＴ周期の区間で上側周波数と下側周波数の２つの周波数のデータを取得できるようにしている。これら取得したデータを上側周波数と下側周波数に分離して並べ替えると、図９の下側に示すように、送信周波数が階段状に変化する２つのデータ列を得ることができる。この場合のＡ／Ｄ変換後のデータの例を図１０に示す。図１０では、Ａ／Ｄ変換後のデータを、上側周波数と下側周波数に分離してつないでおり、これら２つの受信信号は、周波数が同じで位相が異なる２つの信号として観測される。

これら２つの信号、上側周波数と下側周波数のそれぞれにたいしてＦＦＴ処理を施すことで、図１１（Ａ）に示すスペクトル情報が得られる。スペクトル情報には、ターゲットからの反射信号がピーク信号として表れる。ピーク信号が表れる周波数は、式（１０）で示したように、距離と相対速度の成分が合成されたものとなる。

上側周波数のスペクトル情報から得られたピーク信号の位相角と、下側周波数のピーク信号の位相角との差分を図１１（Ｂ）に示す。これらの位相角情報は、２周波ＣＷ方式と同様のパワースペクトル情報となるため、（２）式で示した２周波ＣＷ方式と同じ計算方法にて、距離Rangeを算出することができる。算出した距離情報Rangeと、計測したピーク信号の周波数fpとから、（１０）式を用いて相対速度Rateの値を求めることができる。上側周波数と下側周波数の差分は、車間距離制御などに用いられる自動車用の遠距離レーダでは３００ＫＨｚ程度である。

次に、２周波ＣＷ方式の原理を利用する別の方式について、図１２を用いて説明する。図１２では、送信の信号を、上側周波数と下側周波数の２つを一組として送信することは図９の例と同じであるが、これら一組の周波数を、ＦＦＴ周期を基準とする任意のパターンで変調しながら送信する方式である。受信された信号は、Ａ／Ｄコンバータ１４でディジタル信号に変換された後、上側周波数、下側周波数をそれぞれ分離して並べ替える。上側周波数、下側周波数のそれぞれは、送信時の周波数が階段状に変化するのと同様の順番に、受信したＡ／Ｄデータを並べ替えられる。図１２の下段に、階段状に並べ替えられたデータの概念を示す。このようにして並べ替えた後、図１１で説明したのと同様の、２周波ＣＷ方式の原理を利用する処理を施すことで、ターゲットまでの距離と相対速度を算出することができる。

次の実施例について、図１３と図１４を用いて説明する。ここで説明する方式は、ＦＭＣＷ（Frequency Modulation Continuous Wave）方式のレーダの計測原理を用いている。図１３に示すように、送信周波数をＡ／Ｄサンプル周期と同期させて変化させるが、その送信周波数のパターンを、ＦＦＴ周期を基準とする、ある任意のパターンとする。ＦＦＴの２周期にわたり、任意のパターンを送信する。図１３では、第一のＦＦＴ周期と、第二のＦＦＴ周期で、送信する周波数の任意パターンを変化させた例を示している。

次に受信された信号は、Ａ／Ｄコンバータ１４でディジタル信号に変換された後、並べ替え処理部３で、各サンプル信号を並べ替える。並べ替え処理部３は、送信時の任意のパターンが既知であるので、送信時の周波数が階段状に変化するのと同様の順番に、受信したＡ／Ｄデータを並べ替える。このときに、最初のＦＦＴ区間では、階段状の周波数変化が下りとなるように並べ替え、次のＦＦＴ区間では階段状の周波数変化が上りとなるよう、データを並べ替える。これら並べ替えた一連のデータをＦＦＴ処理部２へ入力しＦＦＴ処理する。ＦＦＴ処理した結果のスペクトラム波形の例を図１４に示している。図１４では、上り区間のＦＦＴ結果と、下り区間のＦＦＴ結果の例を示している。上り区間のＦＦＴで得られたターゲット情報のピーク信号の周波数をfp+ 、同様に下り区間のピーク信号の周波数をfp- とすると、それぞれの周波数は、ターゲットまでの距離Rangeと相対速度Rateから、次の式で表される。

これらのピーク信号の周波数を求めることから、ＦＭＣＷ方式と同様に、次の式によって、ターゲットまでの距離と相対速度を算出することができる。

次の実施例について、図１５を用いて説明する。
時間領域データを周波数領域データへ変換するための高速アルゴリズムとしてＦＦＴ処理がよく利用される。ＦＦＴには、多くのアルゴリズムがあるが、基数２の時間間引き型（radix-2 decimation in time）での計算では、時間領域のデータをあらかじめ並べ替えておき、バタフライ演算を繰り返すことで、周波数領域のデータを順序どおりに出力することができる。例えば、８個のデータをＦＦＴ処理する場合、時間領域の入力データ（x0, x1, x2, x3, x4, x5, x6, x7）を、（x0, x4, x2, x6, x1, x5, x3, x7）という順番に並べ替えてＦＦＴ処理を施すことで、周波数領域では周波数の順番（X0, X1, X2, X3, X4, X5, X6, X7）に出力される。そこで、図１５に示す本発明方式でも、送信する周波数を、バタフライ演算に適するように、あらかじめ順番を並べ替えておく。図１５では、８つの周波数を切替えながら送信する例を示しており、（ｆ0, ｆ4, ｆ2, ｆ6, ｆ1, ｆ5, ｆ3, ｆ7）という周波数を送信する。受信した信号を、Ａ／Ｄコンバータ１４でディジタル信号に変換し、その順番のままＦＦＴ処理を施すことで、必要なデータの並べ替えを省略でき、演算時間を短縮することができる。

次の実施例について、図１６を用いて説明する。これまでに、図６ほかを用いた実施例の説明において、送信する周波数を、Ａ／Ｄサンプル周期と同期させて変化させるが、その送信周波数のパターンを、ＦＦＴ周期を基準とする、ある任意のパターンとする例について述べた。図１６の実施例では、ＦＦＴ周期をさらに分割し、その分割した時間のなかでは周波数を変化させる帯域を制限する方式を示している。ある時間内で周波数遷移する量を制限することで、あるひとつの周波数から、次の周波数へ遷移する時間を短縮し、遷移後の周波数安定性を向上することができる。

次の実施例について、図１７を用いて説明する。図１７（Ａ）では、受信のアナログ回路部の中に、増幅器３１、受信ゲート３０、サンプルホールド回路３２を持つ例について述べている。送信周波数をステップ的に変化させる場合、発信部１８の特性によっては、図１７（Ｂ）に示すように、送信周波数の指令値に対し、実際の送信周波数が少しオーバーシュートする場合がある。このような送信周波数のオーバーシュートの影響を少なくするため、受信のアナログ回路に、受信ゲート３０を持つ。

図１７（Ｂ）に示すように、送信周波数の指令値が遷移してから所定の時間幅Δtだけ経過してから受信ゲートをONとする。また、次の周波数の遷移を指令する少し前に、受信ゲートをOFFとする。受信ゲートがONとなっている時間区間の信号を、サンプルホールド回路３２でホールドしておき、Ａ／Ｄコンバータでディジタルデータへ変換する。このように受信ゲートの機能をアナログ回路へ付加することで、送信周波数の指令値の切替えに伴う、送信周波数のオーバーシュートやアンダーシュートといった周波数ハンチングの影響を除去することができ、精度の高い計測が可能となる。

本発明は、前方車両との車間距離を計測する距離計測装置に利用可能であるほか、車両の前方、側方、後方に存在する各種ターゲットの位置、方角、相対速度を計測する車載レーダ、更に、例えば、道路の交通量を計測したり、特定の場所を監視したりするための地上レーダなどに幅広く利用することが可能である。

本発明に係るレーダ装置のブロック図を示す。 本発明の実施例１の距離計測装置で用いる送信信号の周波数切り替えパターンを示す。 Ａ／Ｄサンプル周期でサンプリングされた受信のビート信号の一例を示す。 ＦＦＴ処理結果のスベクトル波形と周波数ピーク信号の一例を示す。 発振器の入力電圧対周波数特性（Ｖ−ｆ特性）の一例を示す。 本発明の実施例２の距離計測装置で用いる送信信号のランダムの周波数切り替えパターンとＡ／Ｄサンプルデータの順番を並べ替えた後のパターンを示す。 実施例２における信号処理の信号処理のフローチャートである。 実施例３について、（Ａ）は、ＦＦＴ周期２周期分（Ｔ１、Ｔ２）の送信信号の階段状の周波数切り替えパターンを示し、（Ｂ）は、各周期におけるＦＦＴ処理結果のスペクトル波形を示す。 実施例４における、２周波ＣＷ方式の原理に基づく微小の周波数差を持つ２つの送信周波数を切替えながら階段状に変化する送信信号のパターンと、Ａ／Ｄ変換後に分離され並べ替えられたデータを示す。 実施例４におけるＡ／Ｄ変換後の受信信号における２つの送信周波数の振幅の例を示す。 実施例４について、（Ａ）は、ＦＦＴ処理結果のスペクトル波形を示し、（Ｂ）は、受信信号における２つのパワースペクトルを複素平面上に示す。 実施例５について、２周波ＣＷ方式の原理に基づく微小の周波数差を持つ２つの送信周波数を切替えながらランダムに変化する送信信号のパターンと、Ａ／Ｄ変換後に分離され並べ替えられたデータを示す。 ＦＭＣＷ方式の原理に基づき、任意のパターンで送信周波数を変化させる場合の図 ＦＭＣＷ方式の原理に基づき、任意のパターンで送信周波数を変化させる場合の、スペクトル波形の図 送信周波数を切り替える任意のパターンが、ＦＦＴでバタフライ演算に用いられるパターンである図 送信周波数を任意のパターンで切替える際に、周波数帯域を分割して、変動する周波数の幅を制限させる方式での送信周波数の図 受信回路に、受信信号をON/OFFするゲートを付加した場合の図 従来の２周波ＣＷ方式のレーダでの、送信信号と受信スペクトラム信号の例

符号の説明

１ ‥ 信号処理部
２ ‥ ＦＦＴ処理部
３ ‥ 並べ替え処理部
４ ‥ 任意パターン生成処理部
１０ ‥ 送信アンテナ
１１ ‥ 受信アンテナ
１２ ‥ ミキサ
１３ ‥ 受信のアナログ回路部
１４ ‥ 受信のＡ／Ｄコンバータ
１７ ‥ 変調部
１８ ‥ 発信部
１９ ‥ 発信部の制御信号

Claims (11)

1. 電波を放射し、測定対象物からの反射波を受信し、該受信信号をＡ／Ｄ変換し、該変換信号を信号処理して、該測定対象物を検出する距離計測装置において、
   前記Ａ／Ｄ変換のサンプル周波数と同期したタイミングで、前記放射する送信電波の送信周波数を切り替える際に、フーリエ変換処理を実行する所定の周期を変えずに、該周期を更に分割し、分割した時間毎に異なる周波数帯域を設定し、かかる分割した時間の中で設定した該周波数帯域の範囲内で、前回の送信周波数と今回の送信周波数の差を、所定の周波数差以下に制限することを特徴とする距離計測装置。
2. 請求項１に記載された距離計測装置において、
   前記送信の各周波数は、Ａ／Ｄ変換周期（すなわち周波数の逆数）で連続送信することを特徴とする距離計測装置。
3. 請求項１又は２に記載された距離計測装置において、
   予め定められた任意のパターンに基づいて送信周波数を切り替える機能が備えられていることを特徴とする距離計測装置。
4. 請求項３に記載された距離計測装置において、
   前記送信周波数を切り替える手段は、所定の周期で実行されるフーリエ変換処理を用いて、該フーリエ変換の周期を一つの単位とする任意のパターンで送信周波数を切り替えることを特徴とする距離計測装置。
5. 請求項４に記載された距離計測装置において、
   前記任意のパターンは、ＦＦＴ（Fast Fourier Transform）処理に用いられるバタフライ演算のパターンであることを特徴とする距離計測装置。
6. 請求項３に記載された距離計測装置において、
   前記任意のパターンが予め記憶され、受信時に該記憶された任意のパターンに基づいて受信信号の並べ替えがなされた後、前記フーリエ変換処理が実施されることを特徴とする距離計測装置。
7. 請求項３に記載された距離計測装置において、
   前記任意のパターンは、疑似雑音符号に基づくパターンであることを特徴とする距離計測装置。
8. 請求項３に記載された距離計測装置において、
   前記任意のパターンは、所定の周波数差を保ちながら周波数が階段状に切り替えられるものであることを特徴とする距離計測装置。
9. 請求項１から８のいずれかの請求項に記載された距離計測装置において、
   受信時に受信信号を通過させるか否かを切り替えるゲート機能が備えられ、送信信号を切り替えた時点から所定の時間は、受信信号を通過させないことを特徴とする距離計測装置。
10. 請求項９に記載された距離計測装置において、
    前記所定の時間は、送信信号を生成する発信器が、周波数変化後に安定化するまでの時間であることを特徴とする距離計測装置。
11. 請求項１から８のいずれかの請求項に記載された距離計測装置において、
    送信信号を生成する電圧制御発振器の入力電圧対周波数特性（Ｖ−ｆ特性）が予め記憶され、該入力電圧対周波数特性から、所定の周波数を生成するために必要な電圧が演算され、またはテーブルで参照される方式により、所定の周波数を送信するために必要な電圧が算出されることを特徴とする距離計測装置。

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