JP2013110832A - スイッチング電源装置 - Google Patents

Abstract

【課題】入力電圧が高い電源に対して好適で高い変換効率が得られるスイッチング電源装置を得る。
【解決手段】トランスＴ１は一次巻線と二次巻線４４Ａとを有し、共振コイルＬｒ１は一次巻線の一端にその一端が接続され、共振コンデンサＣｉ１は一次巻線の他端にその一端が接続される。第１スイッチング回路１０は共振コイルＬｒ１の他端と直流電源１５０の＋端子とに接続され、第２スイッチング回路２０は共振コンデンサＣｉ１の他端と直流電源１５０の−端子とに接続される。補助スイッチング回路３０は共振コイルＬｒ１の他端と共振コンデンサＣｉ１の他端とに接続され、信号生成部５０Ａは、第１スイッチング回路１０及び第２スイッチング回路２０に供給するスイッチング信号と補助スイッチング回路３０に供給する補助スイッチング信号とを生成する。スイッチング信号は補助スイッチング信号がＬＯＷになっているときにＨＩなる。
【選択図】図１

Description

本発明は、入力電圧が高い電源に対して好適で高い変換効率が得られるスイッチング電源装置に関する。

一般的に、スイッチング電源装置が備えるスイッチング素子は、ターンオン時とターンオフ時にスイッチング損失を生じる。スイッチング損失が生じると、サージ電圧が発生してノイズの原因となったり、スイッチング素子が発熱してスイッチング電源装置の小型化を阻止する原因となったりする。

このため、下記の特許文献１に示すスイッチング電源装置は、主スイッチとはオン、オフを逆の周期で行なう補助スイッチを設けてスイッチング素子のゼロ電圧スイッチングを実現している（実用新案登録請求の範囲の記載）。また、下記の特許文献２に示すスイッチング電源装置は、各半導体スイッチを共振させる回路を採用してスイッチング素子のスイッチング損失を減少させている（段落００４５の記載）。

実開平４−７２８８３号公報 特開平１０−２９５０７８号公報

ところが、従来のスイッチング電源装置は、入力電圧が３００Ｖ程度の電源に対して好適なものがほとんどである。従来のスイッチング電源装置は、この入力電圧で使用した場合に最大の変換効率（入力電力に対する出力電力の割合）を得るための工夫がされている。現在では、入力電圧が３００Ｖよりも高い、たとえば６００Ｖの電圧の電源に対して使用するものが多くなりつつある。入力電圧が高い電源に対して使用するスイッチング電源装置には、入力電圧に応じた特別な工夫が必要になる。

たとえば、従来のスイッチング電源装置を入力電圧が高い電源に適用すると、その構成部品の耐圧を上げることになるため、高い変換効率が得られなくなる。これは、スイッチング電源装置の構成部品の耐圧を上げると、高耐圧の部品ほど損失が大きくなる傾向があるからである。スイッチング電源装置を入力電圧が高い電源に対して好適なものとし高い変換効率を得るためには、回路構成に特別な工夫を加える必要がある。

本発明は、このような従来の要請に応えるためになされたものであり、入力電圧が高い電源に対して好適で高い変換効率が得られるスイッチング電源装置の提供を目的とする。

上記目的を達成するための本発明に係るスイッチング電源装置は、トランス、共振コイル、共振コンデンサ、第１スイッチング回路、第２スイッチング回路、補助スイッチング回路及び信号生成部を備える。

トランスは一次巻線と二次巻線とを有し、共振コイルは前記一次巻線の一端にその一端が接続され、共振コンデンサは前記一次巻線の他端にその一端が接続される。

第１スイッチング回路は前記共振コイルの他端と直流電源の一方の極性の端子とに接続され、第２スイッチング回路は前記共振コンデンサの他端と前記直流電源の他方の極性の端子とに接続される。

補助スイッチング回路は前記共振コイルの他端と前記共振コンデンサの他端とに接続され、信号生成部は、前記第１スイッチング回路及び前記第２スイッチング回路に供給するスイッチング信号と前記補助スイッチング回路に供給する補助スイッチング信号とを生成する。前記スイッチング信号は前記補助スイッチング信号がＬＯＷになっているときにＨＩになり、前記補助スイッチング信号は前記スイッチング信号がＬＯＷになっているときにＨＩになる。

前記スイッチング信号がＬＯＷになり前記第１スイッチング回路及び前記第２スイッチング回路がＯＦＦした後、前記補助スイッチング信号がＨＩになり前記補助スイッチング回路がＯＮするまでの間、前記一次巻線、前記共振コイル、前記共振コンデンサ及び前記補助スイッチング回路によって電流閉回路を形成する。

このため、前記電流閉回路に前記トランスに蓄積された磁束をリセットするためのリセット電流が流れる。

本発明に係るスイッチング電源装置によれば次のような効果を奏する。
・第１スイッチング回路と第２スイッチング回路を電源に対して直列に接続しているので、第１スイッチング回路と第２スイッチング回路の耐圧を下げることができる。このため、スイッチング電源装置は、高電圧（たとえば６００Ｖ程度の高電圧）の電源でも使用できる。

・第１スイッチング回路と第２スイッチング回路の耐圧を下げることができるため、第１スイッチング回路と第２スイッチング回路の損失を低減できる。

・共振コイルと共振コンデンサとで形成される共振回路によって、トランスに蓄積された磁束をリセットできる。このため、トランスに蓄積された磁束をリセットするためのリセット回路が不要になり、部品点数の削減とリセット回路分の損失を低減できる。

・共振回路によって、第１スイッチング回路と第２スイッチング回路のスイッチング損失がなくなる。このため、スイッチング時に発生するサージ電圧の大きさが低減できる。

・第１スイッチング回路、第２スイッチング回路及び補助スイッチング回路のスイッチング損失がなくなりサージ電圧の大きさが低減できるため、これらの回路の構成部品として、耐圧の低い汎用的かつ安価な部品が使用できる。

実施形態１に係るスイッチング電源装置の回路図である。 図１の第１及び第２スイッチング回路のタイミングチャートである。 図１の補助スイッチング回路のタイミングチャートである。 図１の整流回路のタイミングチャートである。 図１の整流回路のタイミングチャートである。 図１のスイッチング電源装置のタイミングチャートの各モードに対応した電流経路図である。 図１のスイッチング電源装置のタイミングチャートの各モードに対応した電流経路図である。 図１のスイッチング電源装置のタイミングチャートの各モードに対応した電流経路図である。 図１のスイッチング電源装置のタイミングチャートの各モードに対応した電流経路図である。 図１のスイッチング電源装置のタイミングチャートの各モードに対応した電流経路図である。 実施形態２に係るスイッチング電源装置の回路図である。 図１２のスイッチング電源装置のタイミングチャートである。 図１２のスイッチング電源装置のタイミングチャートである。 実施形態３に係るスイッチング電源装置の回路図である。 図１４のスイッチング電源装置のタイミングチャートである。

以下に、本発明に係るスイッチング電源装置の実施形態を、［実施形態１］−［実施形態３］に分けて説明する。［実施形態１］は、２つのスイッチング回路を直列に接続したスイッチング電源装置である。［実施形態２］は、実施形態１のスイッチング電源装置を２つ並列に接続したスイッチング電源装置である。［実施形態３］は、実施形態２のスイッチング電源装置の整流を同期して行わせたスイッチング電源装置である。

［実施形態１］
（回路の構成）
図１は実施形態１に係るスイッチング電源装置１００の回路図である。スイッチング電源装置１００は直流電源１５０の直流電圧を降圧または昇圧してＶ０の直流電圧を出力する。本実施形態では６００Ｖの電圧の直流電源１５０を接続する。

スイッチング素子Ｑ１、ダイオードＤｉ１、コンデンサＣＡ１は第１スイッチング回路１０を形成する。スイッチング素子Ｑ２、ダイオードＤｉ２、コンデンサＣＡ２は第２スイッチング回路２０を形成する。スイッチング素子ＱＡ１、ダイオードＤｄ１、コンデンサＣＳＷ１は補助スイッチング回路３０を形成する。

トランスＴ１は一次巻線４２と二次巻線４４とを有する。一次巻線４２と二次巻線４４はスイッチング電源装置１００の一次側と二次側を絶縁する。

共振コイルＬｒ１の一端は一次巻線４２の一端に接続する。共振コンデンサＣｉ１の一端は一次巻線４２の他端に接続する。

第１スイッチング回路１０は共振コイルＬｒ１の他端と直流電源１５０の＋側の端子に接続する。第２スイッチング回路２０は共振コンデンサＣｉ１の他端と直流電源１５０の−側の端子に接続する。補助スイッチング回路３０は共振コイルＬｒ１の他端と共振コンデンサＣｉ１の他端に接続する。コンデンサＣ１は直流電源１５０の＋端子と−端子に接続する。なお、共振コイルＬｒ１に要求されるインダクタンスの値が小さければ、共振コイルＬｒ１をトランスＴ１の漏れインダクタンスを利用することができる。この場合、スイッチング電源装置１００の部品を削減することができる。

したがって、第１スイッチング回路１０と第２スイッチング回路２０とは直流電源１５０に対して直列に接続され、コンデンサＣ１は直流電源１５０に対して並列に接続される。

信号生成部５０は、スイッチング素子Ｑ１とＱ２にスイッチング信号を供給し、スイッチング素子ＱＡ１に補助スイッチング信号を供給する。スイッチング信号は補助スイッチング信号がＬＯＷになっているときにＨＩになり、補助スイッチング信号はスイッチング信号がＬＯＷになっているときにＨＩになる。

トランスＴ１の二次巻線４４にはダイオードＤ１、Ｄ２、コイルＬ１、コンデンサＥＬＣ１を接続する。ダイオードＤ１、Ｄ２、コイルＬ１、コンデンサＥＬＣ１は整流回路６０を形成する。整流回路６０は一般的に用いられている回路であり、二次巻線４４に流れる電流を整流し平滑化して直流電圧Ｖ０を出力する。

（回路の動作）
図２は、図１の第１及び第２スイッチング回路１０、２０のタイミングチャートである。図３は、図１の補助スイッチング回路３０のタイミングチャートである。図４及び図５は、図１の整流回路６０のタイミングチャートである。図６から図１０は、図１のスイッチング電源装置のタイミングチャートの各モードに対応した電流経路図である。これらのタイミングチャート及び電流経路図を参照しながらスイッチング電源装置１００の回路の動作を説明する。

図２から図４に示すように、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のゲートには、タイミングチャートで示すような矩形波のスイッチング信号が、それぞれ同一のタイミングで印加される。また、スイッチング素子ＱＡ１には、タイミングチャートに示すような矩形波の補助スイッチング信号が印加される。

スイッチング信号は、補助スイッチング信号がＬＯＷになっている間の任意の時間ＨＩになる。補助スイッチング信号は、スイッチング信号がＬＯＷになっている間の任意の時間ＨＩになる。

したがって、図２のタイミングチャートに示すように、スイッチング電源装置１００は、スイッチング信号がＬＯＷで補助スイッチング信号がＨＩのとき、スイッチング信号と補助スイッチング信号の両方がＬＯＷのとき、スイッチング信号がＨＩで補助スイッチング信号がＬＯのときの３つの状態を有する。次に、これら３つの状態での回路の動作を、図２から図４のタイミングチャートに示す９つのモードに分けて、図１から図１０を参照しながら説明する。

１.モード１<Ｑ１.Ｑ２：ＯＮ、ＱＡ１：ＯＦＦ>
スイッチング信号がＨＩで補助スイッチング信号がＬＯＷのとき（Ｑ１.Ｑ２：ＯＮ、ＱＡ１：ＯＦＦ）には、図６Ａに示す経路に電流が流れる。つまり図１に示した、直流電源１５０の＋端子から第１スイッチング回路１０、共振コイルＬｒ１、トランスＴ１の一次巻線４２、共振コンデンサＣｉ１、第２スイッチング回路２０、直流電源１５０の−端子を結ぶ経路に電流が流れる。その結果、トランスＴ１の二次巻線４４に電圧が誘起され、トランスＴ１の二次巻線４４の＋の出力端子からダイオードＤ１、コイルＬ１、＋の出力端子、−の出力端子、トランスＴ１の二次巻線４４の−の出力端子を結ぶ経路に電流が流れる。

モード１におけるスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のドレイン−ソース間電圧は、図２のタイミングチャートに示すようにＶｆになる。Ｖｆの電圧は、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の順方向に電流が流れているときにスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２で発生する電圧降下である。したがって、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２には、流れる電流の大きさに応じてタイミングチャートに示すようなＶｆの影響による順方向損失が発生する。

また、モード１におけるスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のドレイン−ソース間電流は、図２のタイミングチャートに示すように、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２がＯＮした後少しの時間が経過してから直線的に急上昇し、その後は緩慢に上昇する。

モード１におけるスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の寄生ダイオードＤｉ１、Ｄｉ２及びコンデンサＣＡ１、ＣＡ２の電圧は図２のタイミングチャートに示すようにＶｆになる。また、それらの電流はスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２がＯＮであるので図２のタイミングチャートに示すように０である。

また、モード１におけるスイッチング素子ＱＡ１の電圧は図３のタイミングチャートに示すように一定の電圧である。この電圧は、共振コイルＬｒ１、トランスＴ１の一次巻線４２、共振コンデンサＣｉ１で形成される直列回路の両端にかかる電圧と同一の電圧である。モード１におけるスイッチング素子ＱＡ１の電流は、スイッチング素子ＱＡ１がＯＦＦであるので、図３のタイミングチャートに示すように０である。モード１におけるスイッチング素子ＱＡ１の寄生ダイオードＤｄ１の電圧と電流及びコンデンサＣＳＷ１の電圧と電流も、スイッチング素子ＱＡ１の電圧及び電流と同じである。

一方、モード１における整流回路６０のダイオードＤ１の電圧は図４のタイミングチャートに示すようにＶｆであり、その電流は出力端子に接続される負荷（図示せず）に流れる一定の大きさの電流である。モード１におけるダイオードＤ１の電流は、ダイオードＤ１の順方向に流れるので、図４のタイミングチャートに示すようなＶｆの影響による順方向損失が発生する。

また、モード１における整流回路６０のダイオードＤ２の電圧は図４のタイミングチャートに示すように、ほぼ一定の電圧であるが、その電圧はダイードＤ２の逆方向にかかっているためダイードＤ２に流れる電流は０である。したがって、ダイオードＤ２の順方向損失は発生しない。

ここで、整流回路６０の動作を図５のタイミングチャートを参照して簡単に説明しておく。トランスＴ１の二次巻線４４に誘導される電圧は、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２に印加するスイッチング信号と同一の周波数で変動する。その電圧の大きさは出力電圧の２倍以上である。整流回路６０を構成するダイオードＤ１とＤ２は図５に示すように交互に電圧の印加と導通を繰り返す。このため、コイルＬ１には図５に示すようにダイオードＤ１とＤ２に流れる電流が合成されて流れる。

２.モード２<Ｑ１.Ｑ２：ＯＮからＯＦＦ、ＱＡ１：ＯＦＦ>
スイッチング信号がＨＩで補助スイッチング信号がＬＯＷの状態から、スイッチング信号と補助スイッチング信号とが共にＬＯＷの状態（Ｑ１.Ｑ２：ＯＦＦ、ＱＡ１：ＯＦＦ）に移行すると、まず、図６Ｂに示す経路に電流が流れる。

つまり図１に示した、直流電源１５０の＋端子からコンデンサＣＡ１、共振コイルＬｒ１、トランスＴ１の一次巻線４２、共振コンデンサＣｉ１、コンデンサＣＡ２、直流電源１５０の−端子を結ぶ経路に電流が流れる。その結果、トランスＴ１の二次巻線４４に電圧が誘起され、トランスＴ１の二次巻線４４の＋の出力端子からダイオードＤ１、コイルＬ１、＋の出力端子、−の出力端子、トランスＴ１の二次巻線４４の−の出力端子を結ぶ経路に電流が流れる。

モード２ではスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２がＯＦＦした瞬間にコンデンサＣＡ１、ＣＡ２に電流が流れるので、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の損失が低減される。

３.モード３<Ｑ１.Ｑ２：ＯＦＦ、ＱＡ１：ＯＦＦ>
モード２の状態でコンデンサＣＡ１、ＣＡ２の充電が完了すると、モード３に移行し、一次巻線４２で発生する電圧により、図７Ａに示す経路に電流が流れる。つまり、トランスＴ１の一次巻線４２、共振コンデンサＣｉ１、補助スイッチング回路３０のダイオードＤｄ１、共振コイルＬｒ１を結ぶ経路に電流が流れる。

トランスＴ１の二次側では、二次巻線４４及びコイルＬ１で発生する電圧により、図７Ａに示すように、トランスＴ１の二次巻線４４の＋の出力端子からダイオードＤ１、コイルＬ１、＋の出力端子、−の出力端子、トランスＴ１の二次巻線４４の−の出力端子及びダイオードＤ２を結ぶ２つの経路に電流が流れる。

モード２におけるスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のドレイン−ソース間電圧は、図２のタイミングチャートに示すように、コンデンサＣＡ１、ＣＡ２の充電が進むに連れてＶｆから直線的に上昇する。

また、モード２及び３におけるスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のドレイン−ソース間電流は、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２がＯＦＦするため、図２のタイミングチャートに示すように０になる。したがって、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の損失も、図２のタイミングチャートに示すように０である。

モード２におけるスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の寄生ダイオードＤｉ１、Ｄｉ２及びコンデンサＣＡ１、ＣＡ２の電圧は図２のタイミングチャートに示すようにＶｆから直線的に上昇する。

また、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の寄生ダイオードＤｉ１、Ｄｉ２の電流は、寄生ダイオードＤｉ１、Ｄｉ２にその順方向に対して逆向きの電圧が印加されているので図２のタイミングチャートに示すように０である。一方、コンデンサＣＡ１、ＣＡ２の電流はスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２がＯＦＦした瞬間から急上昇し、その後、コンデンサＣＡ１、ＣＡ２の充電が進むに連れてほぼ直線的に下降する。

また、モード２におけるスイッチング素子ＱＡ１の電圧は図３のタイミングチャートに示すように直線的に減少する。この電圧は、共振コイルＬｒ１、トランスＴ１の一次巻線４２、共振コンデンサＣｉ１で形成される直列回路の両端にかかる電圧と同一の電圧である。モード２におけるスイッチング素子ＱＡ１の電流は図３のタイミングチャートに示すように０である。モード２におけるスイッチング素子ＱＡ１の寄生ダイオードＤｄ１の電圧と電流もスイッチング素子ＱＡ１の電圧及び電流と同じである。

一方、モード２−４における整流回路６０のダイオードＤ１の電圧は図４のタイミングチャートに示すようにＶｆであり、その電流は直線的に減少する。モード２−４におけるダイオードＤ１の電流は、ダイオードＤ１の順方向に流れるので、図４のタイミングチャートに示すようなＶｆの影響による順方向損失が発生する。ただし、この損失はダイオードＤ１に流れる電流の減少とともに減少する。

また、モード２及び３における整流回路６０のダイオードＤ２の電圧は図４のタイミングチャートに示すようにＶｆに低下する。一方、ダイオードＤ２に流れる電流は直線的に上昇する。したがって、ダイオードＤ２の順方向損失は電流の上昇とともに増加する。

モード２では、前述のように、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のスイッチング損失が無損失化される。また、スイッチング時にスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２で発生するサージ電圧の大きさを低減できる。このように、スイッチング損失を低減し、サージ電圧の大きさを低減できるので、第１スイッチング回路１０と第２スイッチング回路２０の構成部品として、耐圧の低い汎用的な安価な部品を使用できる。

また、モード２及び３では、図７Ｂ、図８Ａ、図１に示したように、トランスＴ１の一次巻線４２に蓄積された磁束をリセットするためのリセット電流Ｉｒが補助スイッチング回路３０に流れる。

しかし、このリセット電流Ｉｒは、補助スイッチング回路３０を循環するのみで、直流電源１５０側には流出しない。このため、リセット電流Ｉｒによる損失を低減することができる。

前述の特許文献２の回路の場合には、電源を含む電流経路を通じてリセット電流Ｉｒが流れる。リセット電流Ｉｒは入力電源側に流出することになるので、たとえばその電流経路に存在するダイオードに順方向損失が発生する。

また、特許文献２の回路のように、リセット電流Ｉｒを電源側に流すための回路が不要になり、部品点数の削減とその回路で発生する損失が低減できる。

このように、モード２及び３では、スイッチング信号がＬＯＷになり第１スイッチング回路１０及び第２スイッチング回路２０がＯＦＦした後、補助スイッチング信号がＨＩになる。補助スイッチング回路３０がＯＮするまでの間、一次巻線４２及び補助スイッチング回路３０によって電流閉回路を形成し、電流閉回路にトランスＴ１に蓄積された磁束をリセットするためのリセット電流Ｉｒを流すことになる。

４.モード４<Ｑ１.Ｑ２：ＯＦＦ、ＱＡ１：ＯＦＦからＯＮ>
スイッチング信号と補助スイッチング信号とが共にＬＯＷの状態からスイッチング信号がＬＯＷで補助スイッチング信号がＨＩの状態<Ｑ１.Ｑ２：ＯＦＦ、ＱＡ１：ＯＮ>に移行すると、図７Ｂに示す経路に電流が流れる。

つまり、トランスＴ１の一次巻線４２、共振コンデンサＣｉ１、補助スイッチング回路３０のスイッチング素子ＱＡ１、共振コイルＬｒ１を結ぶ経路に電流が流れる。

トランスＴ１の二次側では、二次巻線４４及びコイルＬ１で発生する電圧により、図７Ｂに示すように、トランスＴ１の二次巻線４４の＋の出力端子からダイオードＤ１、コイルＬ１、＋の出力端子、−の出力端子、トランスＴ１の二次巻線４４の−の出力端子及びダイオードＤ２を結ぶ２つの経路に電流が流れる。

モード４では、スイッチング素子ＱＡ１の寄生ダイオードＤｄ１に電流が流れている状態でスイッチング素子ＱＡ１がＯＮになる。寄生ダイオードＤｄ１に電流が流れている状態では寄生ダイオードＤｄ１の端子間電圧とスイッチング素子ＱＡ１のソース−ドレイン間電圧はＶｆになっている。このため、スイッチング素子ＱＡ１がＯＮする時にはゼロボルトスイッチング（ＺＶＳ）が実現される。

５.モード５<Ｑ１.Ｑ２：ＯＦＦ、ＱＡ１：ＯＮ>
モード４の状態で二次巻線４４から電圧が出力されなくなると、モード５に移行し、図８Ａに示す経路に電流が流れる。つまり図１に示した、共振コンデンサＣｉ１、一次巻線４２、共振コイルＬｒ１、補助スイッチング回路３０のスイッチング素子ＱＡ１を結ぶ経路に電流が流れる。この電流はコンデンサＣｉ１が放電するために流れる。したがって、モード５で流れる電流はモード４のときに流れている電流とは反対方向になる。トランスＴ１の二次側では、コイルＬ１で発生する電圧により、図８Ａに示すように、コイルＬ１、＋の出力端子、−の出力端子、ダイオードＤ２を結ぶ経路に電流が流れる。

６.モード６<Ｑ１.Ｑ２：ＯＦＦ、ＱＡ１：ＯＮ>
トランスＴ１の一次側及び二次側で形成される電流経路は図８Ｂの通りであり、モード５と同一である。

モード４から６におけるスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のドレイン−ソース間電圧は、図２のタイミングチャートに示すように一定の電圧である。また、モード４から６におけるスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のドレイン−ソース間電流は、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２がＯＦＦであるため、図２のタイミングチャートに示すように０になる。したがって、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の損失も、図２のタイミングチャートに示すように０である。

モード４から６におけるスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の寄生ダイオードＤｉ１、Ｄｉ２及びコンデンサＣＡ１、ＣＡ２の電圧は図２のタイミングチャートに示すように一定の電圧である。また、モード４から６におけるスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の寄生ダイオードＤｉ１、Ｄｉ２及びコンデンサＣＡ１、ＣＡ２の電流は、図２のタイミングチャートに示すように０になる。

また、モード４から６におけるスイッチング素子ＱＡ１の電圧は図３のタイミングチャートに示すように逆方向の電圧が発生した後にＶｆになる。逆方向の電圧が発生するのは、モード４で逆方向に電流が流れるからである。モード４から６におけるスイッチング素子ＱＡ１の電流は図３のタイミングチャートに示すように一旦逆方向に流れたのちに徐々に上昇し一定の電流値で安定する。

モード４から６におけるスイッチング素子ＱＡ１の寄生ダイオードＤｄ１の電圧は、図３のタイミングチャートに示すようにスイッチング素子ＱＡ１の電圧と同じく一旦逆方向の電圧が発生した後にＶｆになる。また、スイッチング素子ＱＡ１の寄生ダイオードＤｄ１の電流は図３のタイミングチャートに示すように急激に流れたのちに徐々に減少し０になる。

一方、モード４−５における整流回路６０のダイオードＤ１の電圧は図４のタイミングチャートに示すようにＶｆであり、その電流はモード２、３の状態から引き続き直線的に減少し０になる。ダイオードＤ１に電流が流れているときには図４のタイミングチャートに示すように順方向損失が発生する。ただし、この損失はダイオードＤ１に流れる電流の減少とともに減少する。

また、モード４−６における整流回路６０のダイオードＤ２の電圧は図４のタイミングチャートに示すようにＶｆである。一方、ダイオードＤ２に流れる電流はモード２、３の状態から引き続き直線的に上昇し一定値の電流が流れる。したがって、ダイオードＤ２の順方向損失は図４のタイミングチャートに示すように電流の大きさに応じて変化する。

７.モード７<Ｑ１.Ｑ２：ＯＦＦ、ＱＡ１：ＯＮからＯＦＦ>
このモードは、ＱＡ１がＯＮからＯＦＦになりコンデンサＣＡ１、ＣＡ２に電流が流れた後、Ｄｉ１、Ｄｉ２に電流が流れるモードである。スイッチング信号がＬＯＷで補助スイッチング信号がＨＩの状態からスイッチング信号と補助スイッチング信号とが共にＬＯＷの状態<Ｑ１.Ｑ２：ＯＦＦ、ＱＡ１：ＯＦＦ>に移行すると、図９Ａに示す経路に電流が流れる。

つまり図１に示した、トランスＴ１の一次巻線４２から共振コイルＬｒ１、第１スイッチング回路１０の寄生ダイオードＤｉ１、コンデンサＣ１、第２スイッチング回路２０の寄生ダイオードＤｉ２、共振コンデンサＣｉ１を結ぶ経路に電流が流れる。なお、スイッチング素子ＱＡ１がＯＦＦしたときには、コンデンサＣｓｗ１に電流が流れる。一方、トランスＴ１の二次側では、コイルＬ１で発生する電圧により、図９Ａに示すように、コイルＬ１、＋の出力端子、−の出力端子、ダイオードＤ２を結ぶ経路に電流が流れる。

モード７におけるスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のドレイン−ソース間電圧は、図２のタイミングチャートに示すように、ダイオードＤｉ１と同じ逆方向のＶｆの電圧が発生する。また、モード７におけるスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のドレイン−ソース間電流は、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２がＯＦＦであるため、図２のタイミングチャートに示すように０になる。したがって、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の損失も、図２のタイミングチャートに示すように０である。

モード７におけるスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の寄生ダイオードＤｉ１、Ｄｉ２及びコンデンサＣＡ１、ＣＡ２の電圧は図２のタイミングチャートに示すように、ダイオードＤｉ１、Ｄｉ２と同じＶｆの電圧である。また、モード７におけるスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の寄生ダイオードＤｉ１、Ｄｉ２及びコンデンサＣＡ１、ＣＡ２の電流は、図２のタイミングチャートに示すように急激に上昇し徐々に減少する。

また、モード７におけるスイッチング素子ＱＡ１の電圧は図３のタイミングチャートに示すようにＶｆから直線的に上昇する。モード７におけるスイッチング素子ＱＡ１の電流は図３のタイミングチャートに示すように０である。したがって、スイッチング素子ＱＡ１の損失は０である。

モード７におけるスイッチング素子ＱＡ１の寄生ダイオードＤｄ１の電圧は、図３のタイミングチャートに示すようにスイッチング素子ＱＡ１の電圧と同じくＶｆから直線的に上昇する。また、スイッチング素子ＱＡ１の寄生ダイオードＤｄ１の電流は図３のタイミングチャートに示すように０である。

一方、モード７における整流回路６０のダイオードＤ１の電圧は図４のタイミングチャートに示すようにＶｆであり、その電流は徐々に上昇する。

また、モード７における整流回路６０のダイオードＤ２の電圧は図４のタイミングチャートに示すようにＶｆである。一方、ダイオードＤ２の電流は徐々に減少する。したがって、ダイオードＤ１の順方向損失が徐々に増加し、ダイオードＤ２の順方向損失が徐々に減少する。

８.モード８<Ｑ１.Ｑ２：ＯＦＦからＯＮ、ＱＡ１：ＯＦＦ>
スイッチング信号と補助スイッチング信号とが共にＬＯＷの状態からスイッチング信号がＨＩで補助スイッチング信号がＬＯＷの状態<Ｑ１.Ｑ２：ＯＮ、ＱＡ１：ＯＦＦ>に移行すると、図９Ｂに示す経路に電流が流れる。

つまり図１に示した、トランスＴ１の一次巻線４２から共振コイルＬｒ１、第１スイッチング回路１０のスイッチング素子Ｑ１、コンデンサＣ１、第２スイッチング回路２０のスイッチング素子Ｑ２、共振コンデンサＣｉ１を結ぶ経路に電流が流れる。一方、トランスＴ１の二次側では、コイルＬ１で発生する電圧により、図９Ｂに示すように、コイルＬ１、＋の出力端子、−の出力端子、ダイオードＤ２を結ぶ経路に電流が流れる。

９.モード９<Ｑ１.Ｑ２：ＯＮ、ＱＡ１：ＯＦＦ>
スイッチング素子Ｑ１のスイッチング信号がＨＩで補助スイッチング信号がＬＯＷのとき（Ｑ１.Ｑ２：ＯＮ、ＱＡ１：ＯＦＦ）には、図１０に示す経路に電流が流れる。つまり図１に示した、直流電源１５０の＋端子から第１スイッチング回路１０、共振コイルＬｒ１、トランスＴ１の一次巻線４２、共振コンデンサＣｉ１、第２スイッチング回路２０、直流電源１５０の−端子を結ぶ経路に電流が流れる。

トランスＴ１の二次側では、二次巻線４４及びコイルＬ１で発生する電圧により、図１０に示すように、トランスＴ１の二次巻線４４の＋の出力端子からダイオードＤ１、コイルＬ１、＋の出力端子、−の出力端子、トランスＴ１の二次巻線４４の−の出力端子及びダイオードＤ２を結ぶ２つの経路に電流が流れる。

モード８におけるスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のドレイン−ソース間電圧は、図２のタイミングチャートに示すように０である。

また、モード８におけるスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のドレイン−ソース間電流は、図２のタイミングチャートに示すように逆方向に流れる。したがって、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の損失も０である。

モード８及び９におけるスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の寄生ダイオードＤｉ１、Ｄｉ２及びコンデンサＣＡ１、ＣＡ２の電圧は図２のタイミングチャートに示すように０である。

また、モード８及び９におけるスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の寄生ダイオードＤｉ１、Ｄｉ２の電流は０である。モード８及び９におけるコンデンサＣＡ１、ＣＡ２の電流は、図２のタイミングチャートに示すように０になる。

また、モード８及び９におけるスイッチング素子ＱＡ１の電圧は図３のタイミングチャートに示すように一定の電圧である。モード８及び９におけるスイッチング素子ＱＡ１の電流は図３のタイミングチャートに示すように０である。モード８及び９におけるスイッチング素子ＱＡ１の寄生ダイオードＤｄ１の電圧と電流もスイッチング素子ＱＡ１の電圧及び電流と同じである。

一方、モード８及び９における整流回路６０のダイオードＤ１の電圧は図４のタイミングチャートに示すようにＶｆであり、その電流は直線的に増加する。モード８及び９におけるダイオードＤ１の電流は、ダイオードＤ１の順方向に流れるので、図４のタイミングチャートに示すようなＶｆの影響による順方向損失が発生する。

また、モード８及び９における整流回路６０のダイオードＤ２の電圧は図４のタイミングチャートに示すようにＶｆである。一方、ダイオードＤ２に流れる電流は直線的に低下する。したがって、ダイオードＤ２の順方向損失は電流の低下とともに減少する。

モード８では、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のゼロボルトスイッチングを実現できるので、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２でスイッチング損失は発生しない。

モード９ではスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の電流方向が逆方向から順方向に転じ電流が増加する。スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のソース−ドレイン間電圧はＶｆであるため、電流の増加にしたがって損失が増加する。

以上のように、モード９まで回路の動作が進むと、図６Ａで示すモード１の動作に移行し、モード１の回路の動作に戻る。本実施形態に係るスイッチング電源装置１００は、以上のモード１から９を繰り返し行って、トランスＴ１の二次側から一定電圧の直流を出力する。

以上のように、本実施形態に係るスイッチング電源装置１００によれば、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２がＯＮするときには、補助スイッチング回路３０の共振動作によって、ダイオードＤｉ１、Ｄｉ２に電流が流れるので、ゼロボルトスイッチングが実現できる。また、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２がＯＦＦするときには、コンデンサＣＡ１、ＣＡ２に電流が流れるので、スイッチング素子でのスイッチング損失の低減とサージ電圧の発生が阻止できる。このため、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のスイッチング損失が０になる。

補助スイッチング回路３０の動作によって、スイッチング素子ＱＡ１のゼロボルトスイッチングが実現でき、スイッチング損失の低減とサージ電圧発生が阻止できる。

トランスＴ１に蓄積された磁束をリセットするためのリセット電流Ｉｒを直流電源側に流さないので、直流電源側へのリップルノイズ流出量を減少させることができ、コンデンサＣ１の小型化と回路損失の低減を図ることができる。

［実施形態２］
（回路の構成）
図１１は実施形態２に係るスイッチング電源装置２００の回路図である。スイッチング電源装置２００は２つのスイッチング電源装置を並列に接続して形成する。２つのスイッチング電源装置は交互に動作し直流電源１５０の直流電圧を降圧または昇圧してＶ０の直流電圧を出力する。

スイッチング電源装置２００は、図１に示したスイッチング電源装置１００と同一の構成を有するスイッチング電源装置１００Ａにスイッチング電源装置１００Ｂを並列に接続している。スイッチング電源装置１００Ｂは、一次側の構成がスイッチング電源装置１００Ａと同一である。スイッチング電源装置１００Ｂは、スイッチング電源装置１００Ａの整流回路６０（図１参照）の大部分を共用する。スイッチング電源装置１００ＢのトランスＴ２の二次側は、スイッチング電源装置１００ＡのトランスＴ１の二次側と並列に接続される。

したがって、第１スイッチング電源装置１００Ａと第２スイッチング電源装置１００Ｂの一次側は直流電源１５０に並列に接続され、第１スイッチング電源装置１００Ａと第２スイッチング電源装置１００Ｂの二次側はそれぞれのトランスの二次側に並列に接続される。

第１スイッチング電源装置１００Ａと第２スイッチング電源装置１００Ｂとが有するそれぞれのトランスＴ１、Ｔ２の二次巻線４４Ａ、４４Ｂと出力端子との間に、整流用のダイオードＤ１、リップル電圧を平滑化するコイルＬ１及び出力電圧を平滑化するコンデンサＥＬＣ１が接続される。

第１スイッチング電源装置１００Ａの信号生成部５０Ａと第２スイッチング電源装置１００Ｂの信号生成部５０Ｂとがそれぞれ生成するスイッチング信号と補助スイッチング信号は、一方の信号生成部（たとえば５０Ａ）が生成するスイッチング信号と補助スイッチング信号の位相が、他方の信号生成部（たとえば５０Ｂ）が生成するスイッチング信号と補助スイッチング信号の位相に対して１８０度ずれている。

このため、第１スイッチング電源装置１００ＡがトランスＴ１の二次巻線４４Ａから出力する電流の整流と、第２スイッチング電源装置１００ＢがトランスＴ２の二次巻線４４Ｂから出力する電流の整流とが交互に行われる。

第１スイッチング電源装置１００Ａと第２スイッチング電源装置１００Ｂを交互に動作させると、トランスの巻数比を小さくすることができる。このため、トランスの二次巻線の巻数を少なくでき、トランスが小型化できる。

図１１では、第１スイッチング電源装置１００Ａと第２スイッチング電源装置１００Ｂの信号生成部５０Ａ、５０Ｂを別々に設けたが、１つの信号生成部に一体化してもよい。その場合、一体化した信号生成部から第１スイッチング電源装置１００Ａ用のスイッチング信号と補助スイッチング信号、及び、第２スイッチング電源装置１００Ｂ用のスイッチング信号と補助スイッチング信号は別々に出力する。

第１スイッチング電源装置１００Ａと第２スイッチング電源装置１００Ｂの信号生成部を一体化すると、信号生成部を形成する部品点数が少なくなり、信号生成部の小型化、軽量化、効率化に寄与できる。

（回路の動作）
図１２及び図１３は、図１１のスイッチング電源装置２００のタイミングチャートである。図１２はトランスＴ１の一次側の、図１３はトランスＴ２の二次側の構成部品の波形を示す。

図１２に示すように、信号生成部５０Ａからスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２をＯＮ、ＯＦＦさせるためのスイッチング信号１を出力する。また、信号生成部５０Ｂからスイッチング素子Ｑ３、Ｑ４をＯＮ、ＯＦＦさせるためのスイッチング信号２を出力する。スイッチング信号１と２のＯＮ、ＯＦＦのタイミングは１８０度逆位相であるために、スイッチング電源装置１００Ａと１００Ｂは交互に動作する。このため、コンデンサＣ１に流れる電流は、スイッチング信号１、２のＯＮ、ＯＦＦの周波数の２倍の周波数になる。なお、コンデンサＣ１はリップル電圧を低減するために設けてある。

図１２では補助スイッチング信号を記載していないが、スイッチング信号１と２と同じく、スイッチング素子ＱＡ１とＱＡ２とでは、ＯＮ、ＯＦＦのタイミングは１８０度逆位相である。

図１３に示すように、スイッチング電源装置１００Ａと１００Ｂは交互に動作するので、トランスＴ１とトランスＴ２の二次巻線４４Ａ、４４Ｂから出力される二次電圧は交互にＯＮ、ＯＦＦする。また、ダイオードＤ１にかかる電圧とダイオードＤ３にかかる電圧も交互にＯＮ、ＯＦＦする。このため、ダイオードＤ２の電圧の周波数は、ダイオードＤ１とダイオードＤ３の電圧の周波数の２倍になる。コイルＬ１に流れる電流は、ダイオードＤ１、Ｄ２、Ｄ３に流れる電流の合成になるため、図に示すようなリップル電圧が抑えられた波形になる。

したがって、スイッチング電源装置１００Ａと１００Ｂが交互に動作することによって、入力電源のリップル電圧を低減するためのコンデンサＣ１、出力電圧のリップル電圧を平滑するためのコイルＬ１、平滑用コンデンサＥＬＣ１の電流の周波数は、スイッチング信号１、２のＯＮ、ＯＦＦの周波数の２倍の周波数になる。

第１スイッチング電源装置１００Ａと１００ＢのトランスＴ１、Ｔ２の二次巻線は、出力電圧Ｖ０をスイッチング素子Ｑ１−Ｑ４のデューティー比で割った回数を巻回する必要がある。本実施形態では、ダイオードＤ１とＤ３が交互に導通するため、フライホイールダイオードＤ２にはスイッチング信号の２倍の周波数で電圧が発生する。このため、第１スイッチング電源装置１００Ａと第２スイッチング電源装置１００ＢのトランスＴ１、Ｔ２の二次巻線の必要巻回数は、出力電圧Ｖ０をスイッチング素子Ｑ１−Ｑ４のデューティー比に比例した回数に低減できる。

したがって、本実施形態のスイッチング電源装置２００によれば、第１スイッチング電源装置１００Ａと第２スイッチング電源装置１００Ｂとが１８０度の逆位相で動作するので、トランスＴ１、Ｔ２の一次／二次の巻数比を小さくすることができる。このため、トランスの二次巻線の巻数が少なくなり、トランスＴ１、Ｔ２が小型化できる。

トランスＴ１、Ｔ２の二次側の電圧を低く設定できるので、整流用のダイオードＤ１、Ｄ３、フライホイールダイオードＤ２を低耐圧のものに置き換えることができる。このため、これらのダイオードの順方向損失が小さくなる。

第１スイッチング電源装置１００Ａと第２スイッチング電源装置１００Ｂとが１８０度の逆位相で動作するので、入出力のリップル周波数がスイッチング信号の周波数の２倍になって、脈動が減少する。このため、リップル電圧を平滑化するコイルＬ１、出力電圧を平滑化するコンデンサＥＬＣ１を小型化、軽量化できる。

［実施形態３］
（回路の構成）
図１４は実施形態３に係るスイッチング電源装置３００の回路図である。スイッチング電源装置３００は実施形態２のスイッチング電源装置２００の整流を同期して行わせるための構成を備える。

スイッチング電源装置３００は、第１スイッチング電源装置１００Ａが有するトランスＴ１の二次巻線４４Ａの一端と出力端子との間で直列に接続される第１同期スイッチング回路９２を有する。また、第２スイッチング電源装置１００Ｂが有するトランスＴ２の二次巻線４４Ｂの一端と出力端子との間で直列に接続される第２同期スイッチング回路９４を有する。さらに、出力端子に並列に接続される第３同期スイッチング回路９６を有する。

また、スイッチング電源装置３００は、第１から第３同期スイッチング回路９２、９４、９６に供給して効率的な整流を行わせるための同期整流信号を生成する同期整流信号生成部２５０を有する。

このように構成すると、第１から第３同期スイッチング回路が同期整流信号によって一定のタイミングでＯＮ、ＯＦＦを繰り返すので、効率的な整流を実現できる。

図１４では、第１スイッチング電源装置１００Ａと第２スイッチング電源装置１００Ｂの信号生成部５０Ａ、５０Ｂ及び同期整流信号生成部２５０を別々に設けたが、信号生成部５０Ａ、５０Ｂ及び同期整流信号生成部２５０を一体化して１つの信号生成部としてもよい。その場合、一体化した信号生成部から第１スイッチング電源装置１００Ａ用のスイッチング信号と補助スイッチング信号、第２スイッチング電源装置１００Ｂ用のスイッチング信号と補助スイッチング信号、第１から第３同期スイッチング回路９２、９４、９６用の同期整流信号が別々に出力される。

第１スイッチング電源装置１００Ａと第２スイッチング電源装置１００Ｂの信号生成部５０Ａ、５０Ｂと同期整流信号生成部２５０が一体化されて１つになると、信号生成部５０Ａ、５０Ｂと同期整流信号生成部２５０を形成する部品点数が少なくなり、信号生成部と同期整流信号生成部の小型化、軽量化、効率化に寄与できる。

（回路の動作）
図１５は、図１４のスイッチング電源装置のタイミングチャートである。

スイッチング電源装置１００Ａの信号生成部５０Ａからはスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２に対して図示するような矩形波のスイッチング信号１が印加される。また、同期整流信号生成部２５０からは、第１同期スイッチング回路９２のスイッチング素子Ｑ５に対してスイッチング信号１と同じタイミングでＨＩ、ＬＯＷを繰り返す同期整流信号１が印加される。

同様に、スイッチング電源装置１００Ｂの信号生成部５０Ｂからはスイッチング素子Ｑ３、Ｑ４に対して図示するような矩形波のスイッチング信号２が印加される。また、同期整流信号生成部２５０からは、第２同期スイッチング回路９４のスイッチング素子Ｑ６に対してスイッチング信号２と同じタイミングでＨＩ、ＬＯＷを繰り返す同期整流信号２が印加される。

さらに、同期整流信号生成部２５０からは、第３同期スイッチング回路９６のスイッチング素子Ｑ７に対して、同期整流信号１と同期整流信号２が共にＬＯＷのときにだけＨＩになる同期整流信号３が印加される。

なお、スイッチング電源装置１００Ａのスイッチング素子ＱＡ１には補助スイッチング信号１が、スイッチング電源装置１００Ｂのスイッチング素子ＱＡ２には補助スイッチング信号２がそれぞれ印加される。

同期整流信号１−３がこのようなタイミングでＨＩ、ＬＯＷを繰り返すと、スイッチング電源装置１００Ａの整流とスイッチング電源装置１００Ｂの整流を同期させることができ、効率的に直流電圧を出力させることができる。

実施形態３にかかるスイッチング電源装置３００によれば、同期整流信号１−３によって二次側の電流経路が形成されるので、整流回路に無駄な電流を流さなくて済み、変換効率が向上する。

なお、実施形態１のスイッチング電源装置では、整流回路６０にダイオードを用いたが、これらのダイオードをＭＯＳＦＥＴに置き換えて同期整流をしても良い。ダイオードをＭＯＳＦＥＴに置き換えて同期整流を実現すれば、ダイオードよりも順方向損失を少なくすることができ、変換効率をさらに向上させることができる。

１０ 第１スイッチング回路、
２０ 第２スイッチング回路、
３０ 補助スイッチング回路、
４２ 一次巻線、
４４、４４Ａ、４４Ｂ 二次巻線、
５０、５０Ａ、５０Ｂ 信号生成部、
６０ 整流回路、
１００、２００、３００ スイッチング電源装置、
１５０ 直流電源、
２５０ 同期整流信号生成部。

Claims (8)

1. 一次巻線と二次巻線とを有するトランスと、
   前記一次巻線の一端にその一端が接続される共振コイルと、
   前記一次巻線の他端にその一端が接続される共振コンデンサと、
   前記共振コイルの他端と直流電源の一方の極性の端子とに接続される第１スイッチング回路と、
   前記共振コンデンサの他端と前記直流電源の他方の極性の端子とに接続される第２スイッチング回路と、
   前記共振コイルの他端と前記共振コンデンサの他端とに接続される補助スイッチング回路と、
   前記第１スイッチング回路及び前記第２スイッチング回路に供給するスイッチング信号と前記補助スイッチング回路に供給する補助スイッチング信号とを生成する信号生成部と、を有し、
   前記スイッチング信号は前記補助スイッチング信号がＬＯＷになっているときにＨＩになり、前記補助スイッチング信号は前記スイッチング信号がＬＯＷになっているときにＨＩになり、
   前記スイッチング信号がＬＯＷになり前記第１スイッチング回路及び前記第２スイッチング回路がＯＦＦした後、前記補助スイッチング信号がＨＩになり前記補助スイッチング回路がＯＮするまでの間、前記一次巻線、前記共振コイル、前記共振コンデンサ及び前記補助スイッチング回路によって電流閉回路を形成し、
   前記電流閉回路に前記トランスに蓄積された磁束をリセットするためのリセット電流を流すことを特徴とするスイッチング電源装置。
2. 請求項１に記載の構成を有する第１スイッチング電源装置と、
   前記第１スイッチング電源装置と同一の構成を有する第２スイッチング電源装置と、
   を有し、
   前記第１スイッチング電源装置と前記第２スイッチング電源装置の一次側は直流電源に並列に接続され、
   前記第１スイッチング電源装置と前記第２スイッチング電源装置の二次側は出力端子に並列に接続され、
   前記第１スイッチング電源装置と前記第２スイッチング電源装置は交互に動作することを特徴とするスイッチング電源装置。
3. 前記第１スイッチング電源装置と前記第２スイッチング電源装置とが有するそれぞれのトランスの二次巻線と前記出力端子との間に、整流用のダイオード、出力電圧を平滑化するリアクトル及び出力電圧を平滑化するコンデンサが接続され、
   前記第１スイッチング電源装置の信号生成部と前記第２スイッチング電源装置の信号生成部とがそれぞれ生成するスイッチング信号と補助スイッチング信号は、一方の信号生成部が生成するスイッチング信号と補助スイッチング信号の位相が、他方の信号生成部が生成するスイッチング信号と補助スイッチング信号の位相に対して１８０度ずれていることを特徴とする請求項２に記載のスイッチング電源装置。
4. 前記第１スイッチング電源装置が有するトランスの二次巻線の一端と前記出力端子との間で直列に接続される第１同期スイッチング回路と、
   前記第２スイッチング電源装置が有するトランスの二次巻線の一端と前記出力端子との間で直列に接続される第２同期スイッチング回路と、
   前記出力端子に並列に接続される第３同期スイッチング回路と、
   前記第１から第３同期スイッチング回路に供給して効率的な整流を行わせる同期整流信号を生成する同期整流信号生成部と、
   をさらに有することを特徴とする請求項２または３に記載のスイッチング電源装置。
5. 前記第１スイッチング回路、前記第２スイッチング回路及び前記補助スイッチング回路は、同一の回路要素を用いた同一の回路に形成されることを特徴とする請求項１から４のいずれかに記載のスイッチング電源装置。
6. 前記第１スイッチング電源装置と前記第２スイッチング電源装置の信号生成部は、一体化されていることを特徴とする請求項２から５のいずれかに記載のスイッチング電源装置。
7. さらに、前記同期整流信号生成部は、前記第１スイッチング電源回路と前記第２スイッチング電源回路が有するそれぞれの信号生成部と一体化されていることを特徴とする請求項６に記載のスイッチング電源装置。
8. 前記共振コイルは、前記トランスの漏れインダクタンスで代用することを特徴とする請求項１から７のいずれかに記載のスイッチング電源装置。