JP2007074818A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 インバータが矩形波出力動作に移行した場合や、昇圧コンバータが非昇圧動作に移行した場合にも、ＤＣリンクコンデンサへの流入電流が抑制され、小さなＤＣリンクコンデンサで安定したモータ駆動が実現できる小形な電力変換装置を得ることを目的としている。
【解決手段】 第１のインバータ４と昇圧コンバータ２とが駆動状態で第２のインバータ５が回生状態であるときに、第１のインバータ４が矩形波出力動作に移行した場合、
第２のインバータ５のパルス電流がゼロとなる期間の中心と、昇圧コンバータ２のパルス電流出力期間の中心とが一致するように、インバータのキャリア信号と昇圧コンバータのキャリア信号との位相差を調整する。
【選択図】 図１０

Description

本発明は、直流電源の電圧を昇圧する昇圧コンバータと、この昇圧コンバータに接続されたＤＣリンクコンデンサと、このＤＣリンクコンデンサに接続されそれぞれの負荷との間で交流電力の授受（駆動および回生）を行う複数のインバータとを備えた電力変換装置に係り、特に、上記ＤＣリンクコンデンサに流入するパルス電流の実効値を抑制する技術に関する。

従来の電力変換装置では、ＤＣリンクコンデンサの電流を最小化し装置を小形化するために、２つのインバータを駆動するためのキャリア信号を同期させ、位相を０度あるいは１８０度に設定したり、さらには、昇圧コンバータのキャリア信号もインバータのキャリア信号に同期させ、２つのインバータからのパルス電流と昇圧コンバータからのパルス電流とを相殺するような位相に設定している（例えば、特許文献１と２参照）。

特公平８−３４６９５号公報（４頁右欄２３行〜５頁右欄２１行、図１〜４） 特開２００４−１８７４６８号公報（段落００１７〜００７６）

ところで、ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御のインバータは、そのキャリア信号の周期によるパルス出力動作を行う本来のＰＷＭ動作とは異なり、その電圧利用率を上げる目的で、電圧指令信号の周期によるパルス出力を含む矩形波出力動作を行う場合がある。
このような電力変換装置にあっては、一方のインバータがＰＷＭ方式による駆動から矩形波方式による駆動へ移行した場合、もう一方のインバータからのパルス電流と昇圧コンバータからのパルス電流が強めあうような位相関係になる（後述する実施の形態で更に詳しく説明する）ため、ＤＣリンクコンデンサの電流が増大し、そのために容量の大きなコンデンサが必要になるといった課題や、ＤＣリンクコンデンサの容量が小さな場合はインバータの入力電圧の変動が大きくなり、負荷であるモータ駆動電流を安定化させることができないといった課題があった。

また、昇圧コンバータは、例えば、負荷であるモータの誘起電圧レベルが低い場合に、昇圧コンバータの高電圧側スイッチ素子を常時オンしてその入出力端子間を常時通電状態とする非昇圧動作モードをとる場合がある。
このように、昇圧コンバータが非昇圧動作モードに移行した場合、両モータで同時に駆動あるいは回生する場合、両インバータのキャリア信号の位相差を０度あるいは１８０度に設定していると、ＤＣリンクコンデンサの電流が増大し（後述する実施の形態で更に詳しく説明する）、そのために容量の大きなコンデンサが必要になるといった課題や、ＤＣリンクコンデンサの容量が小さな場合はインバータの入力電圧の変動が大きくなりモータ駆動電流を安定化させることができないといった課題があった。

この発明は、上記のような課題を解決するためになされたものであり、インバータが矩形波出力動作に移行した場合や、昇圧コンバータが非昇圧動作に移行した場合にも、ＤＣリンクコンデンサへの流入電流が抑制され、小さなＤＣリンクコンデンサで安定したモータ駆動が実現できる小形な電力変換装置を得ることを目的としている。

第１の発明に係る電力変換装置は、スイッチ素子のＰＷＭ動作で直流電源の電圧を昇圧する昇圧コンバータ、この昇圧コンバータの昇圧側端子に接続されたＤＣリンクコンデンサ、およびこのＤＣリンクコンデンサに接続されスイッチ素子のＰＷＭ動作でそれぞれの負荷との間で交流電力の授受（駆動および回生）を行う複数のインバータを備え、昇圧コンバータのＰＷＭキャリア信号とインバータのＰＷＭキャリア信号とを同期させて運転する電力変換装置において、
複数のインバータの一部が、キャリア信号の周期によるパルス出力動作から電圧指令信号の周期によるパルス出力を含む矩形波出力動作に移行した場合、昇圧コンバータのＰＷＭキャリア信号とインバータのＰＷＭキャリア信号との位相差を調整することにより、複数のインバータの残部と昇圧コンバータとからＤＣリンクコンデンサに流入するパルス電流和の実効値を抑制するようにしたものである。

また、第２の発明に係る電力変換装置は、スイッチ素子のＰＷＭ動作で直流電源の電圧を昇圧する昇圧コンバータ、この昇圧コンバータの昇圧側端子に接続されたＤＣリンクコンデンサ、およびこのＤＣリンクコンデンサに接続されスイッチ素子のＰＷＭ動作でそれぞれの負荷との間で交流電力の授受（駆動および回生）を行う複数のインバータを備え、昇圧コンバータのＰＷＭキャリア信号とインバータのＰＷＭキャリア信号とを同期させて運転する電力変換装置において、
昇圧コンバータが、その入出力端子間を常時通電状態とする非昇圧動作に移行した場合、複数のインバータの一部のＰＷＭキャリア信号と複数のインバータの残部のＰＷＭキャリア信号との位相差を調整することにより、複数のインバータからＤＣリンクコンデンサに流入するパルス電流和の実効値を抑制するようにしたものである。

第１の発明に係る電力変換装置においては、インバータの一部が矩形波出力動作に移行した場合にＤＣリンクコンデンサに流入するパルス電流の実効値を効果的に抑制して当該コンデンサの小型化が実現する。

また、第２の発明に係る電力変換装置においては、昇圧コンバータが非昇圧動作に移行した場合にＤＣリンクコンデンサに流入するパルス電流の実効値を効果的に抑制して当該コンデンサの小型化が実現する。

実施の形態１．
図１は、本発明の実施の形態１による電力変換装置の構成を示す図である。直流電源であるバッテリ１の高電圧端子と昇圧コンバータ２の端子ＤＣｂｈとが接続され、低電圧端子と昇圧コンバータ２の端子ＤＣｂｌとが接続されている。ＤＣリンクコンデンサ３の一方の端子は、昇圧コンバータ２の端子ＤＣｐと第１のインバータ４の直流電圧端子ＩＮＶ１ｐと第２のインバータ５の端子ＩＮＶ２ｐとに接続され、もう一方の端子は、昇圧コンバータ２の端子ＤＣｎと第１のインバータ４の直流電圧端子ＩＮＶ１ｎと第２のインバータ５の端子ＩＮＶ２ｎとに接続されている。
負荷である第１のモータジェネレータ６は、発電機あるいは駆動モータとして動作し、その第１のモータジェネレータ６の３相ケーブルは、第１のインバータ４の交流端子ＩＮＶ１ｕ、ＩＮＶ１ｖ、ＩＮＶ１ｗにそれぞれ接続され、第２のモータジェネレータ７の３相ケーブルは、第２のインバータ５の交流端子ＩＮＶ２ｕ、ＩＮＶ２ｖ、ＩＮＶ２ｗにそれぞれ接続されている。
昇圧コンバータ２および第１のインバータ４、第２のインバータ５は、それぞれ、制御ユニット８により形成されるゲート信号により動作し、それぞれ、直流電圧の昇圧と、交流電力の授受（駆動および再生）を行う。

図２に昇圧コンバータ２の回路構成を示す。直流電圧端子ＤＣｐとＤＣｎとの間に配置されたスイッチ素子ＳＨ、ＳＬの直列体と、バッテリ電圧端子ＤＣｂｈとＤＣｂｌとの間に配置された、入力電圧を平滑するためのコンデンサＣｉｎと、スイッチ素子の接続点と電圧端子ＤＣｂｈとの間に設けられたチョークコイルＬとから構成されている。スイッチ素子の直列体は、制御ユニット８から入力されるゲート信号により、電圧端子ＤＣｐとスイッチ素子の接続点との接続および電圧端子ＤＣｎと接続点との接続を制御している。それぞれのスイッチ素子は、半導体スイッチ素子（ＩＧＢＴ）とダイオードの並列接続体とからなっている。

図３に第１、第２のインバータ４、５の回路構成を示す。図中、ｋは１か２を示し、１の場合は第１のインバータ４、２の場合は第２のインバータ５の構成要素を示す。それぞれの交流端子ＩＮＶｋｕ、ＩＮＶｋｖ、ＩＮＶｋｗと高圧側の直流電圧端子ＩＮＶｋｐとの接続を制御する、高圧側スイッチ素子ＳｕＨｋ、ＳｖＨｋ、ＳｗＨｋと、低圧側の直流電圧端子ＩＮＶｋｎとの接続を制御する、低圧側スイッチ素子ＳｕＬｋ、ＳｖＬｋ、ＳｗＬｋとで構成されている。スイッチ素子は、半導体スイッチ素子（ＩＧＢＴ）とダイオードとの並列接続体となっている。それぞれのスイッチ素子は、制御ユニット８から入力されるゲート信号により駆動される。

ここで、インバータ４、５および昇圧コンバータ２の動作について説明する。図４にインバータのＰＷＭ方式による動作波形を示す。図中には、インバータのキャリア信号波形、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相それぞれの基本波信号（電圧指示信号）波形（同図（ａ））、キャリア信号と基本波信号との比較演算に基づいて生成されるゲート信号（直流高電圧側スイッチ素子のゲート信号）波形（同図（ｂ））、モータジェネレータ６、７のＵ相、Ｖ相、Ｗ相に流れる電流波形（同図（ｃ））、およびインバータ４、５への入力電流波形（同図（ｄ））が示されている。なお、直流低電圧側スイッチ素子のゲート信号は、高圧側スイッチ素子のゲート信号の反転信号となる。

そして、キャリア信号と基本波信号との比較により形成されたゲート信号に基づいて各スイッチ素子がオンオフすることにより、印加電圧時間の変化を利用して、交流電圧端子には基本波信号と同様な形状の交流電圧が印加された状態と同じになる（交流電圧端子を見るとパルス状の電圧であるが、平均的な電圧として滑らかな交流電圧が印加されたようになる）。更に、基本波信号の振幅、位相を変化させることにより、モータジェネレータ６、７に流れる電流の大きさ、方向を自在に変化することができる。その結果として、インバータ４、５の直流電圧端子に流出入する電流は、図のようにパルス状の電流となる。
なお、インバータ４、５のキャリア信号のゼロ−ピーク値と基本波信号の振幅値との比（基本波振幅値／インバータキャリアゼロ−ピーク値）を変調率と呼ぶ。また、相電流と基本波信号との位相差をφとした場合のｃｏｓφを力率と呼ぶ。

図５にインバータの矩形波方式による動作波形を示す。なお、この方式は、上述のＰＷＭ方式と比較して１周期当りの交流端子と直流端子との接続時間が長くなるため、モータジェネレータ６、７への平均的な印加電圧を大きくすることができるメリットがある。主に、モータジェネレータ６、７の高速回転域のモータ誘起電圧が大きな領域で、電流を大きくしたい場合に有効な方法である。

図中には、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のゲート信号（直流高電圧側スイッチ素子のゲート信号）波形（同図（ａ））、モータジェネレータ６、７のＵ相、Ｖ相、Ｗ相に流れる電流波形（同図（ｂ））、およびインバータ４、５への入力電流波形（同図（ｃ））が示されている。なお、直流低電圧側スイッチ素子のゲート信号は、高圧側スイッチ素子のゲート信号の反転信号となる。
図のように、ゲート信号に基づいた電圧がそれぞれの交流電圧端子に印加され、モータジェネレータ６、７の電流が制御される。その結果として、インバータ４、５の直流電圧端子に流入する電流は、図のように直流状の電流となる。

図６に、矩形波方式の、図５とは異なる条件でのインバータ４、５の動作波形を示す。上述のＰＷＭ方式において、変調率を２（＞１）に設定した場合である。図中、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の基本波信号およびインバータキャリア信号波形（同図（ａ））、各相のゲート信号（直流高電圧側スイッチ素子のゲート信号）波形（同図（ｂ））、モータジェネレータ６、７のＵ相、Ｖ相、Ｗ相に流れる電流波形（同図（ｃ））、およびインバータ４、５への入力電流波形（同図（ｄ））が示されている。
上記の矩形波方式（図５）と比較すると、ゲート信号が１パルスから３パルスになっていることがわかる。この矩形波方式は、モータジェネレータ６、７への平均的な印加電圧を低下させ、電流を上記矩形波方式よりも抑えたい場合に有効である。インバータ４、５の直流電圧端子に流入する電流は、上記矩形波方式と比較すると若干乱れは生じているが、直流状の電流となる。

以上のように、図５に示したものは矩形波１パルスの場合、図６に示したものはＰＷＭ過変調矩形波の場合の動作波形である。更に、図６に示した変調率以上の条件においては、変調率が大きければ大きいほど、インバータ４、５の直流電圧端子の入出力電流は、図５に示した矩形波１パルスのそれと近い形状の直流状になる。また、１以上２未満の変調率条件においても、乱れは大きくなるが直流状の電流となる。また、ＰＷＭ方式の延長線上の複数パルス矩形波方式の他に、あらかじめ決められたゲート信号パターンで動作させる複数パルス矩形波方式というものもある。
本願明細書においては、ＰＷＭ動作のキャリア信号周期よりも長い、電圧指令信号（基本波信号）周期による矩形波パルス出力を含む、従って、図５、図６の場合を含む動作を、矩形波方式による動作、または、矩形波出力動作と定義する。

図７に昇圧コンバータ２の駆動（昇圧）動作および回生（降圧）動作のＰＷＭ方式における動作波形を示す。図中、キャリア信号および電圧指示信号波形（同図（ａ））、各スイッチ素子のゲート信号波形（同図（ｂ）（ｃ））、ＤＣｐ、ＤＣｎ端子の電流波形（同図（ｄ））を示す。電圧指示信号とキャリア信号とを比較することにより、低圧側スイッチ素子のゲート信号を形成する。高圧側スイッチ素子のゲート信号は、その反転信号となる。
そして、電圧指示信号を大きくすると、低電圧側スイッチ素子のオン時間が長くなり、直流端子ＤＣｐ−ＤＣｎ間電圧が大きくなる。スイッチ素子がオンオフすることにより、チョークコイルＬへのエネルギ蓄積および放出を繰り返し、エネルギをバッテリ１からインバータ４、５へ、またはインバータ４、５からバッテリ１へと移行する。図に示したように、直流電圧端子ＤＣｐ、ＤＣｎに流れる電流はパルス状になる。

次に、本発明の実施の形態１の動作について説明する。本発明では、第１、第２のインバータ４、５、昇圧コンバータ２を駆動するためのキャリア信号の関係は、図８に示すように、Ａ、Ｂ、Ｃの３つのモードからなる。そして、それぞれのモードは、表１に示すインバータ４、５、昇圧コンバータ２の動作状態により選択される。表１におけるインバータの駆動状態というのは、エネルギがＤＣリンクコンデンサ３からモータジェネレータ６、７へ移行している状態であり、回生状態というのは、モータジェネレータ６、７からＤＣリンクコンデンサ３へ移行している状態である。
また、昇圧コンバータ２の駆動状態というのは、バッテリ１からＤＣリンクコンデンサ３へエネルギが移行している状態であり、回生状態はその逆である。

キャリア信号の関係について説明する。モードＡは、特許文献２に記載されている１アーム式昇圧コンバータの場合の内容と同じものである。第１、第２のインバータ４、５のキャリア信号は同一とし、昇圧コンバータ２のキャリア信号は、周波数をインバータキャリア信号の２倍とし互いに同期させ、三角波の谷をインバータキャリアの山谷と一致させる位相関係としている（図８（ａ））。
また、後述するように（図１０（ｂ））、昇圧コンバータ２からの電流のゼロ電流期間の中心（キャリアの谷）とインバータ５からの電流のゼロ電流期間の中心（キャリアの山谷）とが一致するような位相の関係としている。

モードＢは、第１、第２のインバータ４、５のキャリア信号は同一とし、昇圧コンバータ２のキャリア信号は、周波数をインバータキャリア信号の２倍とし互いに同期させ、三角波の山をインバータキャリアの山谷と一致させる位相関係としている（図８（ｂ））。
また、後述するように（図１０（ｃ））、昇圧コンバータ２からの電流のパルス電流出力期間の中心（キャリアの山）とインバータ５からの電流のゼロ電流期間の中心（キャリアの山谷）が一致するような位相の関係としている。

モードＣは、昇圧コンバータ２の高電圧側スイッチ素子を常時オンの動作状態にして非昇圧動作となる場合であって、第１のインバータ４のキャリア信号と第２のインバータ５のキャリア信号との周波数を同じとし、位相差が９０度となるような関係としている（図８（ｃ））。
また、後述するように（図１１（ｂ））、第１のインバータ４からの電流のゼロ電流期間の中心（キャリアの山谷）と第２のインバータ５からの電流のパルス電流出力期間の中心（キャリアの中心）とが一致するような位相の関係としている。

モードＢを選択する場合は、表１に示したように、昇圧コンバータ２はＰＷＭ方式、第１、第２のインバータ４、５のどちらか一方だけが矩形波方式、他方はＰＷＭ方式で駆動され、インバータの一方が駆動で他方が回生である動作状態のときであり、モードＣを選択する場合は、昇圧コンバータ２の高電圧側スイッチ素子が常時オン、第１、第２のインバータ４、５両方ともＰＷＭ方式で駆動あるいは回生の動作状態のときである。従来技術と同じモードＡを選択する場合は、上記以外の動作状態のときである。

次に、本発明でモードＢを採用した場合の効果を説明する。第１のインバータ４が矩形波方式でモータ駆動し、第２のインバータ５がＰＷＭ方式で回生し、昇圧コンバータ２がＰＷＭ方式で駆動（昇圧）する動作状態（表１の１）を例にとり説明する。図９に示す電流の流れる方向を正として説明する。

図１０に、モードＡで第１、第２のインバータ４、５をＰＷＭ、昇圧コンバータ２をＰＷＭで動作させた場合（モードＡの動作領域をモードＡで動作する場合（ａ））、モードＡで第１のインバータ４を矩形波、第２のインバータ５をＰＷＭ、昇圧コンバータ２をＰＷＭで動作させた場合（モードＢの動作領域をモードＡで動作する場合（ｂ））、モードＢで第１のインバータ４を矩形波、第２のインバータ５をＰＷＭ、昇圧コンバータ２をＰＷＭで動作させた場合（モードＢの動作領域をモードＢで動作する場合（ｃ））の動作波形を示す。
図中、第１、第２のインバータ４、５、昇圧コンバータ２のキャリア信号、基本波信号、電圧指示信号、およびそれぞれのＤＣリンク部への入力電流、ＤＣリンクコンデンサの電流を示している。

図より、第１、第２インバータ４、５がＰＷＭの動作状態ならば、モードＡのキャリア信号で駆動すれば、第１のインバータ４のパルス電流と第２のインバータ５のパルス電流と昇圧コンバータ２のパルス電流とが足されたものが打ち消し合う位相関係となり、ＤＣリンクコンデンサ３の電流実効値は小さくなり（図中（ａ））、特許文献２で説明されている内容と同じとなる。
この状態で、第１のインバータ４が矩形波方式に移行すると、同図（ｂ）に示すように、３者のパルス電流が打ち消し合うという関係が成立しなくなり、ＤＣリンクコンデンサ３の電流実効値は大きくなってしまう。この状態で、キャリア信号をモードＢに切り替えると、第２のインバータ５、昇圧コンバータ２のパルス電流が交互に発生し、第１のインバータ４の直流的な電流を打ち消すような関係となるため、ＤＣリンクコンデンサ３の電流実効値は小さくなる（同図（ｃ））。

上記の説明から、第１、第２のインバータ４、５、昇圧コンバータ２の動作状態によっては、特許文献２で開示された方法ではＤＣリンクコンデンサ３の電流実効値が大きくなるが、昇圧コンバータ２からの電流のパルス電流出力期間の中心（キャリアの山）とインバータ５からの電流のゼロ電流期間の中心（キャリアの山谷）とが一致するような位相になるようにキャリア信号に変更することにより、ＤＣリンクコンデンサ３の電流実効値を小さくすることが可能となることがわかる。

以上、本発明の効果を、第１のインバータ４が矩形波方式でモータ駆動し、第２のインバータ５がＰＷＭ方式で回生し、昇圧コンバータ２がＰＷＭ方式で駆動（昇圧）する動作状態（表１の１）を例にして説明したが、第１のインバータ４と第２のインバータ５の動作を入れ替えた動作状態（表１の２）、第１のインバータ４が矩形波方式で回生し、第２のインバータ５がＰＷＭ方式でモータ駆動し、昇圧コンバータ２がＰＷＭ方式で回生（降圧）する動作状態（表１の３）、そして、この表１の３の動作状態に対し第１のインバータ４と第２のインバータ５の動作を入れ替えた動作状態（表１の４）においても、どちらか一方の直流的な電流をもう一方のインバータのパルス電流と昇圧コンバータのパルス電流で相殺するように動作するので、以上で説明したと同様の効果を得ることができる。

また、第３、第４、・・・と、複数の任意の台数のインバータを備えた電力変換装置においても、その内、少なくとも２台のインバータと昇圧コンバータの動作状態に以上で説明した関係があれば、それらインバータと昇圧コンバータに対して、昇圧コンバータからの電流のパルス電流出力期間の中心（キャリアの山）とインバータからの電流のゼロ電流期間の中心（キャリアの山谷）とが一致するような位相になるようにキャリア信号を設定することにより、ＤＣリンクコンデンサ３の電流実効値を小さくすることが可能となる。

次に、本発明のモードＣを採用した場合の効果について説明する。昇圧コンバータ２の高電圧側スイッチ素子が常時オン状態で、第１、第２のインバータ４、５がＰＷＭ方式で駆動の動作状態の場合（表１の６）を例にとり説明する。図９に示す電流の流れる方向を正として説明する。
図１１に、モードＡで第１、第２のインバータ４、５はＰＷＭ方式で駆動、昇圧コンバータ２は高電圧側スイッチ素子を常時オン（キャリア信号は関係ない状態）とする動作状態の場合（図中（ａ））、および、その状態でモードＣで第１、第２のインバータ４、５を駆動した場合（図中（ｂ））の動作波形を示す。図中、第１、第２のインバータ４、５のキャリア信号、基本波信号、およびそれぞれのＤＣリンク部への入力電流、ＤＣリンクコンデンサ３の電流を示している。

この動作条件においてモードＡで両インバータ４、５を駆動すると、図に示すように、第１のインバータ４のパルス電流と第２のインバータ５のパルス電流とが強め合うことになり、ＤＣリンクコンデンサ３の電流実効値は大きくなってしまう（図中（ａ））。この状態で、キャリア信号をモードＣに切り替えると、第１のインバータ４、第２のインバータ５のパルス電流が交互に発生し、昇圧コンバータ２からＤＣリンク部へ供給される直流電流を打ち消すような関係となるため、ＤＣリンクコンデンサ３の電流実効値は小さくなる（図中（ｂ））。

昇圧コンバータ２の高電圧側スイッチ素子が常時オン状態で、第１、第２のインバータ４、５がＰＷＭ方式で駆動動作状態の場合、特許文献１、２で開示された方法では、ＤＣリンクコンデンサ３の電流が大きくなるが、これに替わり、第１のインバータ４からの電流のゼロ電流期間の中心（キャリアの山谷）と第２のインバータ５からの電流のパルス電流出力期間の中心（キャリアの中心）とが一致するような位相の関係とすることにより、ＤＣリンクコンデンサ３の電流を小さくすることが可能となることがわかる。

以上、本発明の効果を、第１、第２のインバータ４、５が駆動動作状態を例にして説明したが、第１のインバータ４と第２のインバータ５が共に回生動作状態（表１の５）でも、各インバータ４、５のパルス電流が交互に発生し、昇圧コンバータ２の直流電流を打ち消すように動作するので、同様の効果を得ることができる。

また、第３、第４、・・・と、複数の任意の台数のインバータを備えた電力変換装置においても、その内、少なくとも２台のインバータと昇圧コンバータの動作状態に以上で説明した関係があれば、それらインバータに対して、一方のインバータからの電流のゼロ電流期間の中心（キャリアの山谷）ともう一方のインバータからの電流のパルス電流出力期間の中心（キャリアの中心）とが一致するような位相の関係とすることにより、ＤＣリンクコンデンサ３の電流実効値を小さくすることが可能となる。

次に、２台のインバータ４、５および昇圧コンバータ２を備えた電力変換装置において、各インバータおよび昇圧コンバータの各種動作状態を判別することにより、上述した、ＤＣリンクコンデンサ３の電流実効値が小さくなる制御モードＡ，ＢまたはＣのいずれかを選択する制御フローについて図１２を参照して説明する。
先ず、表２に示すように、各機種の状態の種別を記号化する。

インバータの動作が矩形波方式かＰＷＭ方式かは、ＰＷＭ制御の変調率で判断するものとし、前者は、変調率＞１の条件に対応し、後者は、変調率≦１の条件に対応するものとする。そして、表２（ａ）に示すように、この変調率＞１の状態を「１」、変調率≦１の状態を「０」で表現し、第１および第２のインバータの変調率を、それぞれ「Ａ」、「Ｂ」で表現するものとする。
次に、インバータおよび昇圧コンバータの駆動または回生の動作の状態は、表２（ｂ）に示すように、駆動を「１」、回生を「０」で表現し、第１、第２のインバータおよび昇圧コンバータの動作の状態を、それぞれ「ａ」、「ｂ」および「ｃ」で表現するものとする。
更に、昇圧コンバータの高電圧側スイッチ素子が常時オン状態であるか否かの判断は、昇圧コンバータの昇圧比αが１以下であるか、１より大であるかで判断するものとする。

以下、図１２の各ステップを追って制御フローを説明する。ステップＳ１で昇圧比αを入力し、ステップ２で、α＞１か否かを判断する。ステップＳ２でＮＯの場合、即ち、昇圧比αが１以下で、昇圧コンバータの高電圧側スイッチ素子が常時オンとなる非昇圧動作状態に相当する場合、ステップＳ３で、両インバータの動作の状態ａ，ｂを入力する。
次に、ａ，ｂそれぞれとそれぞれを反転した（１→０、または、０→１）ものとを乗算して加算したステップＳ４に示す加算値が０か否かを判断する。ステップＳ４でＮＯの場合、両インバータのいずれか一方が駆動、他方が回生の動作状態にあることに相当し、従来通り、モードＡを選択する（ステップＳ５）。
ステップＳ４でＹＥＳの場合、両インバータが共に駆動、または回生の動作状態にあることに相当し、先の図１１（ｂ）に該当し、モードＣを選択する（ステップＳ６）。

ステップＳ２に戻り、この判断がＹＥＳの場合、即ち、昇圧コンバータがＰＷＭのパルス出力動作に相当する場合、ステップＳ７で、両インバータの変調率の状態Ａ，Ｂを入力する。
次に、Ａ，Ｂそれぞれとそれぞれを反転した（１→０、または、０→１）ものとを乗算して加算したステップＳ８に示す加算値が１か否かを判断する。ステップＳ８でＮＯの場合、両インバータが共にＰＷＭ方式か矩形波方式であることに相当し、従来通り、モードＡを選択する（ステップＳ９）。
ステップＳ８でＹＥＳの場合、両インバータのいずれか一方がＰＷＭ方式、他方が矩形波方式である場合、ステップＳ１０で、両インバータの動作の状態ａ，ｂを入力する。

次に、ステップＳ１１に示す加算値が１か否かを判断する。ステップＳ１１でＮＯの場合、両インバータが共に駆動または回生の動作状態にあることに相当し、従来通り、モードＡを選択する（ステップＳ１２）。
ステップＳ１１でＹＥＳの場合、即ち、両インバータのいずれか一方が駆動、他方が回生の動作状態にある場合、ステップＳ１３で第１のインバータの変調率の状態Ａを入力する。
そして、ステップＳ１４で、Ａが１か否かを判断し、ＮＯの場合、即ち、第１のインバータが変調率≦１、従って、ＰＷＭ方式、第２のインバータが矩形波方式の場合、ステップＳ１５で昇圧コンバータの動作の状態ｃを入力し、更に、ステップＳ１６で、ｂ＝ｃか否かを判断する。ステップＳ１６で、ＹＥＳであれば、即ち、矩形波方式の第２のインバータと昇圧コンバータとが共に駆動または回生の動作状態にある場合は、先の図１０（ｃ）と同等のケースに該当し、モードＢを選択する（ステップＳ１７）。

ステップＳ１４に戻り、この判断がＹＥＳの場合、即ち、第１のインバータが変調率＞１、従って、矩形波方式、第２のインバータがＰＷＭ方式の場合、ステップＳ１８で昇圧コンバータの動作の状態ｃを入力し、更に、ステップＳ１９で、ａ＝ｃか否かを判断する。ステップＳ１９で、ＹＥＳであれば、即ち、矩形波方式の第１のインバータと昇圧コンバータとが共に駆動または回生の動作状態にある場合は、先の図１０（ｃ）に該当し、モードＢを選択する（ステップＳ２０）。
ステップＳ１６またはＳ１９で、ＮＯの場合、従って、矩形波方式のインバータと昇圧コンバータとの動作の状態が異なる場合は、従来と同様であり、モードＡを選択する（ステップＳ２１）。

以上の制御フローを適用することにより、常に、ＤＣリンクコンデンサの電流実効値を小さく抑える制御が確実になされる。

実施の形態２．
本発明における実施の形態２は、先の形態１と比べると昇圧コンバータの構成が異なる。図１３に昇圧コンバータの構成を示す。この昇圧コンバータ２は、２フェーズ昇圧コンバータと呼ばれる。図２に示した昇圧コンバータにスイッチ素子ＳＨ２とＳＬ２の直列体とその直列体の接続点に接続されたチョークコイルＬ２とで構成される第２のコンバータ部が追加された構成となっている。
チョークコイルＬ２の他方は電圧端子ＤＣｂｈに接続され、スイッチ素子の直列体は、同様に電圧端子ＤＣｐおよびＤＣｎに接続されている。
そして、第１のコンバータ部と第２のコンバータ部とは、制御ユニット８からのゲート信号により位相が１８０度ずれた状態で交互に動作する。電圧端子ＤＣｐ、ＤＣｎに流れる電流は、各コンバータ部を駆動するゲート信号パルスの周波数の２倍の周波数のパルス電流となる。

次に、本発明の実施の形態２の動作について説明する。動作状態とモードの関係については、先の表１に示す通りである。モードＣでは、昇圧コンバータ２は、スイッチ素子が常時オンしているだけであるので、本実施の形態２においてもその動作は同じである。
一方、モードＡ、モードＢのキャリア信号の関係は形態１と異なる。詳細は省略するが、特許文献２にも紹介されているように、２つのコンバータ部間のパルス電流の干渉を避ける目的で、昇圧コンバータの昇圧比（バッテリ電圧とＤＣリンク部の電圧の比）が２以上と２より小さな場合とでキャリア信号の関係を異ならせている。
図１４に昇圧比が２以上の場合、図１５に昇圧比が２未満の場合についてキャリア信号の関係を示す。

次に、キャリア信号の関係について説明する。モードＡは、特許文献２に記載されている２アーム式昇圧コンバータの場合の内容と同じものである。第１、第２のインバータ４、５のキャリア信号は同一とし、昇圧コンバータ２のキャリア信号は、周波数をインバータキャリア信号と同じとし同期させている。
昇圧比が２以上の場合（図１４（ａ））、第１のコンバータのキャリア信号は、インバータのキャリア信号との位相差を９０度とし、第２のコンバータのキャリア信号は、インバータのキャリア信号との位相差を２７０度としている。
昇圧比が２未満の場合（図１５（ａ））、第１のコンバータのキャリア信号は、インバータのキャリア信号との位相差を０度とし、第２のコンバータのキャリア信号は、インバータのキャリア信号との位相差を１８０度としている。

モードＢは、第１、第２のインバータ４、５のキャリア信号は同一とし、昇圧コンバータ２のキャリア信号は、周波数をインバータキャリア信号と同じとし同期させている。
昇圧比が２以上の場合（図１４（ｂ））、第１のコンバータのキャリア信号は、インバータのキャリア信号との位相差を０度とし、第２のコンバータのキャリア信号は、インバータのキャリア信号との位相差を１８０度としている。
昇圧比が２未満の場合（図１５（ｂ））、第１のコンバータのキャリア信号は、インバータのキャリア信号との位相差を９０度とし、第２のコンバータのキャリア信号は、インバータのキャリア信号との位相差を２７０度としている。

次に、本発明の実施の形態２でモードＢを採用した場合の効果を説明する。昇圧比２以上の条件において、第１のインバータ４が矩形波方式でモータ駆動し、第２のインバータ５がＰＷＭ方式で回生し、昇圧コンバータ２がＰＷＭ方式で駆動（昇圧）する動作状態（表１の１）を例にとり説明する。先と同様、図９に示す電流の流れる方向を正として説明する。
図１６に、モードＡで第１、第２のインバータ４、５をＰＷＭ、昇圧コンバータ２をＰＷＭで動作させた場合（モードＡの動作領域をモードＡで動作する場合（ａ））、モードＡで第１のインバータ４を矩形波、第２のインバータ５をＰＷＭ、昇圧コンバータ２をＰＷＭで動作させた場合（モードＢの動作領域をモードＡで動作する場合（ｂ））、モードＢで第１のインバータ４を矩形波、第２のインバータ５をＰＷＭ、昇圧コンバータ２をＰＷＭで動作させた場合（モードＢの動作領域をモードＢで動作する場合（ｃ））の動作波形を示す。
図中、第１、第２のインバータ４、５、昇圧コンバータ２のキャリア信号、基本波信号、電圧指示信号、およびそれぞれのＤＣリンク部への入力電流、ＤＣリンクコンデンサの電流を示している。

図より、第１、第２のインバータ４、５がＰＷＭの動作状態ならば、モードＡのキャリア信号で駆動すれば、第１のインバータ４のパルス電流と第２のインバータ５のパルス電流と昇圧コンバータ２のパルス電流とが足されたものが打ち消し合う位相関係となり、ＤＣリンクコンデンサ３の電流実効値は小さくなり（図中（ａ））、特許文献２で説明されている内容と同じとなる。
この状態で、第１のインバータ４が矩形波方式に移行すると、同図（ｂ）に示すように、３者のパルス電流が打ち消し合うという関係が成立しなくなり、ＤＣリンクコンデンサ３の電流実効値は大きくなってしまう。この状態で、キャリア信号をモードＢに切り替えると、第２のインバータ５、昇圧コンバータ２のパルス電流が交互に発生し、第１のインバータ４の直流的な電流を打ち消すような関係となるため、ＤＣリンクコンデンサ３の電流実効値は小さくなる（同図（ｃ））。

次に、昇圧比が２未満の場合について説明する。第１のインバータ４が矩形波方式でモータ駆動し、第２のインバータ５がＰＷＭ方式で回生し、昇圧コンバータ２がＰＷＭ方式で駆動（昇圧）する動作状態（表１の１）を例にとり説明する。
図１７に、モードＡで第１、第２のインバータ４、５をＰＷＭ、昇圧コンバータ２をＰＷＭで動作させた場合（モードＡの動作領域をモードＡで動作する場合（ａ））、モードＡで第１のインバータ４を矩形波、第２のインバータ５をＰＷＭ、昇圧コンバータ２をＰＷＭで動作させた場合（モードＢの動作領域をモードＡで動作する場合（ｂ））、モードＢで第１のインバータ４を矩形波、第２のインバータ５をＰＷＭ、昇圧コンバータ２をＰＷＭで動作させた場合（モードＢの動作領域をモードＢで動作する場合（ｃ））の動作波形を示す。
図中、第１、第２のインバータ４、５、昇圧コンバータ２のキャリア信号、基本波信号、電圧指示信号、およびそれぞれのＤＣリンク部への入力電流、ＤＣリンクコンデンサの電流を示している。

図より、第１、第２のインバータ４、５がＰＷＭの動作状態ならば、モードＡのキャリア信号で駆動すれば、第１のインバータ４のパルス電流と第２のインバータ５のパルス電流と昇圧コンバータ２のパルス電流とが足されたものが打ち消し合う位相関係となり、ＤＣリンクコンデンサ３の電流実効値は小さくなり（図中（ａ））、特許文献２で説明されている内容と同じとなる。
この状態で、第１のインバータ４が矩形波方式に移行すると、同図（ｂ）に示すように、３者のパルス電流が打ち消し合うという関係が成立しなくなり、ＤＣリンクコンデンサ３の電流実効値は大きくなってしまう。この状態で、キャリア信号をモードＢに切り替えると、第２のインバータ５、昇圧コンバータ２のパルス電流が交互に発生し、第１のインバータ４の直流的な電流を打ち消すような関係となるため、ＤＣリンクコンデンサ３の電流実効値は小さくなる（同図（ｃ））。

上記の説明から、第１、第２のインバータ４、５、昇圧コンバータ２の動作状態によっては、実施の形態１と同様に、特許文献２で開示された方法ではＤＣリンクコンデンサ３の電流実効値が大きくなるが、昇圧コンバータ２からの電流のパルス電流出力期間の中心とインバータ５からの電流のゼロ電流期間の中心が一致するような位相関係に変更することにより、ＤＣリンクコンデンサ３の電流実効値を小さくすることが可能となることがわかる。

以上、本発明の効果を、第１のインバータ４が矩形波方式でモータ駆動し、第２のインバータ５がＰＷＭ方式で回生し、昇圧コンバータ２がＰＷＭ方式で駆動（昇圧）する動作状態（表１の１）を例にして説明したが、表１に示したその他の動作についても同様の効果を得ることができる。

また、第３、第４、・・・と、複数の任意の台数のインバータを備えた電力変換装置においても、その内、少なくとも２台のインバータと昇圧コンバータの動作状態に以上で説明した関係があれば、それらインバータに対して、一方のインバータからの電流のゼロ電流期間の中心（キャリアの山谷）ともう一方のインバータからの電流のパルス電流出力期間の中心（キャリアの中心）とが一致するような位相の関係とすることにより、ＤＣリンクコンデンサ３の電流実効値を小さくすることが可能となる。

制御フローの説明は省略するが、例えば、上述の図１２に示したものでモードＢを選択した後、昇圧比が２以上と２未満とで、具体的な位相関係を図１４〜１７で説明した内容に切り替える制御動作とすればよい。

実施の形態３．
先の形態例では、インバータのキャリア信号と昇圧コンバータのキャリア信号の形状は、共に、三角波形状の場合について述べた。本実施の形態３においては、インバータのキャリア信号の形状はそのままで、昇圧コンバータのキャリア信号の形状をのこぎり波形状とした場合について述べる。電力変換装置の構成は実施の形態１と同様である。
図１８に両キャリア信号の形状を示す。実施の形態１と同様に、昇圧コンバータのキャリア信号の周波数は、インバータのキャリア信号の周波数の２倍となっている。インバータのキャリア信号１周期を１００ステップとし、両キャリア信号の位相差をこのステップ数で表現する。

先の実施の形態例では、インバータのキャリア信号と昇圧コンバータのキャリア信号とが共に三角波形状であったため、三角波信号間の山谷を一致させることで、インバータ４、５−ＤＣリンクコンデンサ３間のパルス電流が流れるタイミングと昇圧コンバータ２−ＤＣリンクコンデンサ３間のパルス電流が流れるタイミングを容易に一致させることができ、上述の方法でＤＣリンクコンデンサ３の電流を低減することができる。
しかし、本実施の形態のように、昇圧コンバータのキャリア信号がのこぎり波形状の場合、昇圧比（昇圧コンバータの電圧指令値）に依存して両パルス電流のタイミングにずれが生じるため、両キャリア信号の位相差を調節する必要がある。

図１９に、第１のインバータ４が矩形波方式（ＰＷＭ方式で変調率が１以上）で駆動、第２のインバータ５がＰＷＭ方式で回生、昇圧コンバータ２がＰＷＭ方式で駆動の条件における、昇圧コンバータのキャリア信号とインバータのキャリア信号との位相差とＤＣリンクコンデンサ３の電流実効値（電流リプル）（相対値）の関係を示す。
図には、昇圧コンバータ２の昇圧比が１．５と２．５、第１のインバータ４の変調率が無限大（矩形波１パルス）、１．５、１、第２のインバータ５の変調率が０．２〜１の条件の計算結果が示されている。第１のインバータ４の力率は１、第２のインバータ５の力率は−１である。
図より、昇圧比２．５、第１のインバータ４の変調率１、第２のインバータ５の変調率０．２〜０．３の条件を除くと、昇圧比２．５の場合の最適位相は、第２のインバータ５の変調率に依らず１０ステップとなり、昇圧比１．５の場合は１６ステップとなることがわかる。他の条件も調べてみると同様なことが言えて、ほぼ全範囲の変調率条件において、図２０に示すような昇圧比と最適な位相差との関係が存在する。
よって、本実施の形態３では、制御ユニット８において、昇圧比の条件に応じて、昇圧コンバータのキャリア信号とインバータのキャリア信号との位相差を調節している。

言うまでもないが、この方法は、先の形態例で説明したモードＢの動作モードに適用される。モードＣは、元々、昇圧コンバータの電流が直流状となる場合であり、先の形態例の場合と同様である。
また、モードＡの動作モードにおいては、両キャリアの最適な位相を見つけて動作させるか、インバータのキャリア信号の周波数と昇圧コンバータのキャリア信号の周波数とをほんの少しずらして、非同期で動作させている。非同期で動作させることにより、ＤＣリンクコンデンサ３の電流は、同期させ位相を変化させた場合の最大値と最小値の中間的な値となる。

また、以上では、１フェーズ式の昇圧コンバータについて述べたが、先の実施の形態２で説明した２フェーズ式の昇圧コンバータにおいても、キャリア信号をのこぎり波状にした場合、同様に、昇圧比の条件に応じて最適な位相を決めればよい。

また、以上では、矩形波方式による動作は、ＰＷＭ方式の延長線上ととらえ、その変調率が１以上の領域（過変調ＰＷＭ動作）として説明した。しかし、この矩形波方式による動作は、過変調ＰＷＭ動作の他に、電流センサからのモータジェネレータに流れる交流電流の情報や、モータジェネレータの回転位置センサからの周波数、位相の情報から、半周期当りのスイッチ素子のオンオフ回数、長さ、出力タイミングを決め、スイッチ素子のゲートを制御する方法によっても実現できる。

また、この発明の各変形例において、インバータにおける矩形波出力動作への移行は、（電圧指令信号振幅値／キャリア信号ゼローピーク値）を変調率αと定義したとき、α＞１の条件で判定するようにしたので、インバータの矩形波出力動作への移行が、簡便確実に判別出来る。

また、昇圧コンバータのＰＷＭキャリア信号の周波数を、インバータのＰＷＭキャリア信号の周波数の２倍としたので、ＤＣリンクコンデンサへ流入するパルス電流和の実効値を抑制するための制御が容易になし得る。

また、複数のインバータの内の少なくとも２台のインバータのいずれか一方が駆動状態でいずれか他方が回生状態であるときに２台のインバータの一方が矩形波出力動作に移行した場合であって当該矩形波出力動作に移行したインバータと昇圧コンバータとが共に駆動または回生状態の場合、パルス出力動作を行うインバータのパルス電流がゼロとなる期間の中心と、昇圧コンバータのパルス電流出力期間の中心とが一致するように位相差を調整するようにしたので、ＤＣリンクコンデンサへ流入するパルス電流和の実効値が確実に抑制される。

また、昇圧コンバータおよびインバータのＰＷＭキャリア信号が共に三角波の場合、昇圧コンバータのＰＷＭキャリア信号におけるパルス電流出力期間の中心と一致する頂点と、インバータのＰＷＭキャリア信号の山谷頂点とが一致するように位相差を調整するようにしたので、ＤＣリンクコンデンサへ流入するパルス電流和の実効値がより確実に抑制される。

また、インバータのＰＷＭキャリア信号が三角波で昇圧コンバータのＰＷＭキャリア信号がのこぎり波状である場合、予め、昇圧コンバータの昇圧比とＤＣリンクコンデンサに流入するパルス電流和の実効値が最小となる昇圧コンバータのＰＷＭキャリア信号とインバータのＰＷＭキャリア信号との位相差との関係特性を求めておき、関係特性を適用し実際の昇圧比に基づき位相差を求めるようにしたので、昇圧コンバータのＰＷＭキャリア信号にのこぎり波状の信号を採用した場合にも、ＤＣリンクコンデンサへ流入するパルス電流和の実効値を抑制するための制御が可能となる。

また、昇圧コンバータおよびインバータのＰＷＭキャリア信号が共に三角波であり、昇圧コンバータは、互いに並列接続され、インバータのＰＷＭキャリア信号と同一の周波数で互いに１８０度位相をずらしたＰＷＭキャリア信号で動作する第１と第２のコンバータ部から構成される２フェーズ昇圧コンバータであり、複数のインバータの内の少なくとも２台のインバータのいずれか一方が駆動状態でいずれか他方が回生状態であるときに２台のインバータの一方が矩形波出力動作に移行した場合であって当該矩形波出力動作に移行したインバータと昇圧コンバータとが共に駆動または回生状態の場合で、かつ昇圧コンバータの昇圧比β≧２の場合、第１のコンバータ部のＰＷＭキャリア信号とインバータのＰＷＭキャリア信号との位相差を０度とし、第２のコンバータ部のＰＷＭキャリア信号とインバータのＰＷＭキャリア信号との位相差を１８０度としたので、２フェーズ昇圧コンバータを採用した場合にも、ＤＣリンクコンデンサへ流入するパルス電流和の実効値が確実に抑制される。

また、昇圧コンバータおよびインバータのＰＷＭキャリア信号が共に三角波であり、昇圧コンバータは、互いに並列接続され、インバータのＰＷＭキャリア信号と同一の周波数で互いに１８０度位相をずらしたＰＷＭキャリア信号で動作する第１と第２のコンバータ部から構成される２フェーズ昇圧コンバータであり、複数のインバータの内の少なくとも２台のインバータのいずれか一方が駆動状態でいずれか他方が回生状態であるときにインバータの一方が矩形波出力動作に移行した場合であって当該矩形波出力動作に移行したインバータと昇圧コンバータとが共に駆動または回生状態の場合で、かつ昇圧コンバータの昇圧比β＜２の場合、第１のコンバータ部のＰＷＭキャリア信号とインバータのＰＷＭキャリア信号との位相差を９０度とし、第２のコンバータ部のＰＷＭキャリア信号とインバータのＰＷＭキャリア信号との位相差を２７０度としたので、２フェーズ昇圧コンバータを採用した場合にも、ＤＣリンクコンデンサへ流入するパルス電流和の実効値が確実に抑制される。

また、複数のインバータの内の少なくとも２台のインバータが共に駆動または回生状態であって、２台のインバータのＰＷＭキャリア信号の周波数が同一の場合、２台のインバータの一方のＰＷＭキャリア信号と他方のＰＷＭキャリア信号との位相差を９０度としたので、昇圧コンバータが非昇圧動作に移行した場合に、ＤＣリンクコンデンサへ流入するパルス電流和の実効値が確実に抑制される。

本発明の電力変換装置の構成を示す図である。 本発明の実施の形態１による電力変換装置を構成する昇圧コンバータ２を示す回路図である。 本発明の電力変換装置を構成するインバータ４、５を示す回路図である。 インバータのＰＷＭ方式動作時の波形を示す図である。 インバータの矩形波方式動作時の波形を示す図である。 変調率を２に設定した場合の、インバータの矩形波方式動作時の波形を示す図である。 昇圧コンバータ２のＰＷＭ方式動作時の波形を示す図である。 本発明の実施の形態１におけるキャリア信号の関係を示す図である。 インバータ４、５、昇圧コンバータ２の電流の向きを示す図である。 本発明の実施の形態１におけるモードＡとＢのキャリア信号の関係とＤＣリンクコンデンサ電流の関係を示す図である。 本発明の実施の形態１におけるモードＡとＣのキャリア信号の関係とＤＣリンクコンデンサ電流の関係を示す図である。 本発明の実施の形態１における制御フローを示す図である。 本発明の実施の形態２による電力変換装置を構成する昇圧コンバータ２を示す回路図である。 本発明の実施の形態２における昇圧比２以上の場合のキャリア信号の関係を示す図である。 本発明の実施の形態２における昇圧比２未満の場合のキャリア信号の関係を示す図である。 本発明の実施の形態２の昇圧比が２以上の場合におけるモードＡとＢのキャリア信号の関係とＤＣリンクコンデンサ電流の関係を示す図である。 本発明の実施の形態２の昇圧比が２未満の場合におけるモードＡとＢのキャリア信号の関係とＤＣリンクコンデンサ電流の関係を示す図である。 本発明の実施の形態３におけるキャリア信号の形状および関係を示す図である。 本発明の実施の形態３におけるキャリア信号間の位相差とＤＣリンクコンデンサの電流実効値（リプル）（相対値）の関係を示す図である。 本発明の実施の形態３における昇圧比と最適位相差との関係を示す図である。

符号の説明

１ バッテリ、２ 昇圧コンバータ、３ ＤＣリンクコンデンサ、
４ 第１のインバータ、５ 第２のインバータ、６ 第１のモータジェネレータ、
７ 第２のモータジェネレータ、８ 制御ユニット。

Claims (10)

1. スイッチ素子のＰＷＭ動作で直流電源の電圧を昇圧する昇圧コンバータ、この昇圧コンバータの昇圧側端子に接続されたＤＣリンクコンデンサ、およびこのＤＣリンクコンデンサに接続されスイッチ素子のＰＷＭ動作でそれぞれの負荷との間で交流電力の授受（駆動および回生）を行う複数のインバータを備え、上記昇圧コンバータのＰＷＭキャリア信号と上記インバータのＰＷＭキャリア信号とを同期させて運転する電力変換装置において、
   上記複数のインバータの一部が、上記キャリア信号の周期によるパルス出力動作から電圧指令信号の周期によるパルス出力を含む矩形波出力動作に移行した場合、上記昇圧コンバータのＰＷＭキャリア信号と上記インバータのＰＷＭキャリア信号との位相差を調整することにより、上記複数のインバータの残部と上記昇圧コンバータとから上記ＤＣリンクコンデンサに流入するパルス電流和の実効値を抑制するようにしたことを特徴とする電力変換装置。
2. 上記インバータにおける上記矩形波出力動作への移行は、（上記電圧指令信号振幅値／上記キャリア信号ゼローピーク値）を変調率αと定義したとき、α＞１の条件で判定するようにしたことを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
3. 上記昇圧コンバータのＰＷＭキャリア信号の周波数を、上記インバータのＰＷＭキャリア信号の周波数の２倍としたことを特徴とする請求項１または２に記載の電力変換装置。
4. 上記複数のインバータの内の少なくとも２台のインバータのいずれか一方が駆動状態でいずれか他方が回生状態であるときに上記２台のインバータの一方が上記矩形波出力動作に移行した場合であって当該矩形波出力動作に移行したインバータと上記昇圧コンバータとが共に上記駆動または回生状態の場合、
   上記パルス出力動作を行うインバータのパルス電流がゼロとなる期間の中心と、上記昇圧コンバータのパルス電流出力期間の中心とが一致するように上記位相差を調整するようにしたことを特徴とする請求項３記載の電力変換装置。
5. 上記昇圧コンバータおよび上記インバータのＰＷＭキャリア信号が共に三角波の場合、上記昇圧コンバータのＰＷＭキャリア信号におけるパルス電流出力期間の中心と一致する頂点と、上記インバータのＰＷＭキャリア信号の山谷頂点とが一致するように上記位相差を調整するようにしたことを特徴とする請求項４記載の電力変換装置。
6. 上記インバータのＰＷＭキャリア信号が三角波で上記昇圧コンバータのＰＷＭキャリア信号がのこぎり波状である場合、予め、上記昇圧コンバータの昇圧比と上記ＤＣリンクコンデンサに流入するパルス電流和の実効値が最小となる上記昇圧コンバータのＰＷＭキャリア信号と上記インバータのＰＷＭキャリア信号との位相差との関係特性を求めておき、上記関係特性を適用し実際の上記昇圧比に基づき上記位相差を求めるようにしたことを特徴とする請求項３記載の電力変換装置。
7. 上記昇圧コンバータおよび上記インバータのＰＷＭキャリア信号が共に三角波であり、
   上記昇圧コンバータは、互いに並列接続され、上記インバータのＰＷＭキャリア信号と同一の周波数で互いに１８０度位相をずらしたＰＷＭキャリア信号で動作する第１と第２のコンバータ部から構成される２フェーズ昇圧コンバータであり、
   上記複数のインバータの内の少なくとも２台のインバータのいずれか一方が駆動状態でいずれか他方が回生状態であるときに上記２台のインバータの一方が上記矩形波出力動作に移行した場合であって当該矩形波出力動作に移行したインバータと上記昇圧コンバータとが共に上記駆動または回生状態の場合で、かつ上記昇圧コンバータの昇圧比β≧２の場合、
   上記第１のコンバータ部のＰＷＭキャリア信号と上記インバータのＰＷＭキャリア信号との位相差を０度とし、上記第２のコンバータ部のＰＷＭキャリア信号と上記インバータのＰＷＭキャリア信号との位相差を１８０度としたことを特徴とする請求項１または２に記載の電力変換装置。
8. 上記昇圧コンバータおよび上記インバータのＰＷＭキャリア信号が共に三角波であり、
   上記昇圧コンバータは、互いに並列接続され、上記インバータのＰＷＭキャリア信号と同一の周波数で互いに１８０度位相をずらしたＰＷＭキャリア信号で動作する第１と第２のコンバータ部から構成される２フェーズ昇圧コンバータであり、
   上記複数のインバータの内の少なくとも２台のインバータのいずれか一方が駆動状態でいずれか他方が回生状態であるときに上記インバータの一方が上記矩形波出力動作に移行した場合であって当該矩形波出力動作に移行したインバータと上記昇圧コンバータとが共に上記駆動または回生状態の場合で、かつ上記昇圧コンバータの昇圧比β＜２の場合、
   上記第１のコンバータ部のＰＷＭキャリア信号と上記インバータのＰＷＭキャリア信号との位相差を９０度とし、上記第２のコンバータ部のＰＷＭキャリア信号と上記インバータのＰＷＭキャリア信号との位相差を２７０度としたことを特徴とする請求項１または２に記載の電力変換装置。
9. スイッチ素子のＰＷＭ動作で直流電源の電圧を昇圧する昇圧コンバータ、この昇圧コンバータの昇圧側端子に接続されたＤＣリンクコンデンサ、およびこのＤＣリンクコンデンサに接続されスイッチ素子のＰＷＭ動作でそれぞれの負荷との間で交流電力の授受（駆動および回生）を行う複数のインバータを備え、上記昇圧コンバータのＰＷＭキャリア信号と上記インバータのＰＷＭキャリア信号とを同期させて運転する電力変換装置において、
   上記昇圧コンバータが、その入出力端子間を常時通電状態とする非昇圧動作に移行した場合、上記複数のインバータの一部のＰＷＭキャリア信号と上記複数のインバータの残部のＰＷＭキャリア信号との位相差を調整することにより、上記複数のインバータから上記ＤＣリンクコンデンサに流入するパルス電流和の実効値を抑制するようにしたことを特徴とする電力変換装置。
10. 上記複数のインバータの内の少なくとも２台のインバータが共に上記駆動または回生状態であって、上記２台のインバータのＰＷＭキャリア信号の周波数が同一の場合、上記２台のインバータの一方のＰＷＭキャリア信号と他方のＰＷＭキャリア信号との位相差を９０度としたことを特徴とする請求項９記載の電力変換装置。

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