JP2012135184A

JP2012135184A - 制御信号生成装置、直接形電力変換装置並びに、その制御方法、その運転方法及びその設計方法

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Publication number: JP2012135184A
Application number: JP2010287624A
Authority: JP
Inventors: Kenichi Sakakibara; 憲一榊原
Original assignee: Daikin Industries Ltd
Current assignee: Daikin Industries Ltd
Priority date: 2010-12-24
Filing date: 2010-12-24
Publication date: 2012-07-12
Anticipated expiration: 2030-12-24
Also published as: JP5381970B2

Abstract

【課題】直接形電力変換装置と商用電源との間にチョークインプット形のローパスフィルタが設けられている場合であっても、直接形電力変換装置の出力電圧の精度を向上させる。
【解決手段】バッファ回路５ａのコンデンサＣ_bを充電する電流ｉ_Lのピークを電圧形インバータ６が導通する期間の中央とする。これによりフィルタ２のコンデンサＣ_fの両端電圧ｖ_cの波形の非対称性が緩和され、引いては電圧形インバータ６の波形の非対称性を緩和する。
【選択図】図１

Description

本願は、直接形電力変換装置並びに、その制御方法、その運転方法及びその設計方法に関し、例えば単相交流を入力して単相若しくは多相交流を出力する技術に適用される。

インバータの主回路の代表的な構成として、間接形交流電力変換回路が一般に用いられている。間接形交流電力変換回路では、整流回路及び平滑回路を介して商用交流を一旦直流に変換し、電圧形変換器により交流出力を得る、間接形交流電力変換回路が一般に用いられている。特に平滑回路で採用されるコンデンサ及びリアクトルは、商用周波数による電力脈動を平滑する機能を果たすべく、大型のものが採用される。

一方、交流電圧から直接に交流出力を得る方式として、マトリックスコンバータを代表とする直接形交流電力変換装置が知られている。直接形交流電力変換装置では、整流回路の後段に平滑回路が不要となることから、変換器の小型化が期待でき、次世代の電力変換器として近年注目されている。

通常、マトリックスコンバータは三相／三相変換と基本とする回路方式であるが（例えば、後掲の特許文献１参照）、単相／三相変換への応用についても検討が進められている（例えば後掲の非特許文献１参照）。

特許文献１や非特許文献１で示された制御方法では、インバータの負荷が誘導性であることから、当該負荷を電流源として捉えている。そしてコンバータとインバータとを連結する、いわゆる直流リンクに流れる電流を適切に分配することにより、コンバータに入力する電流が正弦波状かつ、力率が１となるように制御を行っている。

そして非特許文献２に示される単相／三相の交流変換では、非特許文献１のバッファ回路が有するコンデンサを充電する回路を付加し、電圧利用率を改善している。バッファ回路や充電回路はインバータと共に、入力電流が正弦波状かつ、力率が１となるようキャリアを用いて変調する。

特許第４１３５０２６号公報

大沼、伊東、「新しい単相三相電力変換器によるコンデンサ容量の低減法とその基礎検証」、電気学会半導体電力変換研究会資料、ＳＰＣ−０８−１６２（２００８）大沼、伊東、「充電回路を付加したアクティブバッファ付き単相三相電力変換器の回路構成と制御法」、平成２２年電気学会全国大会、４−０５７（２０１０）

非特許文献２で示される技術での充電回路は、バッファ回路が有するコンデンサと共に昇圧バッファを構成しており、インダクタとスイッチング素子とを有している。そして当該インダクタに流れる電流が不連続となる動作が採用されており、当該昇圧バッファは不連続モードで動作すると把握することができる。このような制御の下、直流リンクに流れる電流には充電回路の動作に従ってインダクタに流れるパルス状の波形が重畳し、波高率が大きくなる。

通常、コンバータの入力側には商用電源との間にチョークインプット形のローパスフィルタが設けられる。そして直流リンクに流れる電流の波高率が大きくなると、当該フィルタが有するコンデンサの両端電圧の増減がキャリア周期内で非対称となる。これは、キャリアとして対称三角波を採用した変調を行う場合、インバータの出力電圧に誤差を与えてしまう。

かかる誤差を低減するためには、当該フィルタが有するコンデンサの静電容量を増大させることで対応ができるが、電流が進相することによって軽負荷時に力率を低下させてしまう。昇圧チョッパを連続モードで動作させることも考えられるが、キャリア周波数を高める必要があり、効率を低下させてしまう。

この発明は、直接形電力変換装置と商用電源との間にチョークインプット形のローパスフィルタが設けられている場合であっても、高効率、高力率という直接形電力変換装置の特徴を維持しつつ、当該ローパスフィルタが有するコンデンサの両端電圧の非対称性を緩和し、引いてはインバータの出力電圧の精度を向上させることを目的としている。

この発明にかかる直接形電力変換装置の制御方法は、交流／交流変換を行う直接形電力変換装置を制御する方法である。

前記直接形電力変換装置は、チョークインプット形のローパスフィルタ（２）を介して交流電源（１）に接続される全波整流回路（３）と、高電位側の第１の直流電源線（ＬＨ）と低電位側の第２の直流電源線（ＬＬ）を有する直流リンク（４）と、前記直流リンクを介して前記全波整流回路に接続され、誘導性負荷（７）に交流電圧（ｖ_out）を供給する電圧形インバータ（６）と、前記第１の直流電源線と前記第２の直流電源線との間で前記全波整流回路及び前記電圧形インバータと並列に接続される充電付きバッファ回路（５）とを備える。

前記充電付きバッファ回路はバッファ回路（５ａ）と充電回路（５ｂ）とを有する。

前記バッファ回路は前記第１の直流電源線と前記第２の直流電源線との間で直列に接続される第１のスイッチング素子（Ｓ_c）およびコンデンサ（Ｃ_b）を有し、前記第１のスイッチング素子は前記第１の直流電源線側に、前記コンデンサは前記第２の直流電源線側に、それぞれ設けられる。

前記充電回路は前記第１の直流電源線と前記第２の直流電源線との間で直列に接続される第２のスイッチング素子（Ｓ_L）およびインダクタ（Ｌ_b）と、ダイオード（Ｄ_b）とを有し、前記第２のスイッチング素子は前記第２の直流電源線側に、前記インダクタは前記第１の直流電源線側に、それぞれ設けられる。前記ダイオードは、前記第１のスイッチング素子と前記コンデンサとの接続点に接続されるカソードと、前記第２のスイッチング素子と前記インダクタとの接続点に接続されるアノードとを有する。

そして当該制御方法の第１の態様は、対称三角波（Ｊ）が、第１の指令値（ｄ_inv）に対して、前記対称三角波が採る一対の極値（０，１）の一方（０）側の極値に近い値を採る場合に前記電圧形インバータを導通させ、鋸波（Ｊ１，Ｊ２）が、第２の指令値（２ｄ_L：２（１−ｄ_L）：ｄ_L）に対して、前記一方側の極値に近い値を採る場合に前記第２のスイッチング素子を導通させ、前記対称三角波が前記一方側の極値を取るタイミングで、前記鋸波が採る一対の極値（０，２；０，１）のうち、前記一方側の極値に近い方から遠い方へと遷移する。

例えば前記鋸歯波の振幅は前記対称三角波の振幅の二倍であり、前記第２の指令値（２ｄ_L；２（１−ｄ_L））は、前記第２のスイッチング素子が導通するデューティ（ｄ_L）と、前記一方側の極値との差の二倍に設定される。

あるいは前記鋸歯波の振幅は前記対称三角波の振幅と等しく、前記第２の指令値（ｄ_L）は、前記第２のスイッチング素子が導通するデューティ（ｄ_L）と等しい。

そして当該制御方法の第２の態様は、対称三角波（Ｊ）が、第１の指令値（ｄ_inv）に対して、前記対称三角波が採る一対の極値（０，１）の一方（０）側の極値に近い値を採る場合に前記電圧形インバータを導通させ、前記対称三角波が第２の指令値（ｄ_L）に対して前記一方側の極値に近い値を採る場合に活性となる信号（Ｓ_L’’）の二値論理と、アップダウン信号（ＵＤ）の二値論理との論理積（Ｓ_L’）で得られる区間で前記第２のスイッチング素子を導通させ、前記アップダウン信号は、前記対称三角波が前記一方側の極値から他方側の極値へと向かう傾斜部分において非活性であり、前記対称三角波（Ｊ）が前記他方側の極値から前記一方側の極値へと向かう傾斜部分において活性である。

この発明にかかる制御信号生成装置は、交流／交流変換を行う直接形電力変換装置を制御する制御信号を生成する。

前記充電付きバッファ回路はバッファ回路（５ａ）と充電回路（５ｂ）とを有する。前記バッファ回路は前記第１の直流電源線と前記第２の直流電源線との間で直列に接続される第１のスイッチング素子（Ｓ_c）およびコンデンサ（Ｃ_b）を有し、前記第１のスイッチング素子は前記第１の直流電源線側に、前記コンデンサは前記第２の直流電源線側に、それぞれ設けられる。

前記充電回路は前記第１の直流電源線と前記第２の直流電源線との間で直列に接続される第２のスイッチング素子（Ｓ_L）およびインダクタ（Ｌ_b）と、ダイオード（Ｄ_b）とを有し、前記第２のスイッチング素子は前記第２の直流電源線側に、前記インダクタは前記第１の直流電源線側に、それぞれ設けられる。

前記ダイオードは、前記第１のスイッチング素子と前記コンデンサとの接続点に接続されるカソードと、前記第２のスイッチング素子と前記インダクタとの接続点に接続されるアノードとを有する。

そして当該制御信号生成装置の第１の態様は、一対の極値（０，１）を採る対称三角波（Ｊ）を生成するキャリア生成部（１０５）と、前記対称三角波の波形が前記一対の極値の一方から他方へと向かうときに非活性であり、前記対称三角波の波形が前記他方から前記一方へと向かうときに活性であるアップダウン信号（ＵＤ）を生成するアップダウン信号生成部（１０６）と、前記電圧形インバータが動作する第１のデューティ（ｄ_inv）を生成する第１のデューティ生成部（１０７）と、前記第１のデューティを第１の指令値として前記対称三角波と比較し、前記対称三角波が前記第１の指令値に対して前記一対の極値の一方（０）側の極値に近い値を採る場合に活性となる、第１の原制御信号（Ｓ_inv）を生成する第１の比較器（１０８）と、前記第１の原制御信号から前記電圧形インバータの制御信号（Ｓ_yp，Ｓ_yn）を生成する論理演算部（１０９）と、前記第２のスイッチング素子が導通する第２のデューティ（ｄ_L）を生成する第２のデューティ生成部（１０１）と、前記第２のデューティから、前記第２のデューティ（ｄ_L）と、前記一対の極値の前記一方との差の二倍に設定される第２の指令値（２ｄ_L；２（１−ｄ_L））を生成する演算器（１０２）と、前記第２の指令値と前記対称三角波とを比較して、前記対称三角波が前記第２の指令値に対して前記一方側の極値に近い値を採る場合に活性となる第２の原制御信号（Ｓ_L’’）を生成する第２の比較器（１０３）と、前記第２の原制御信号の二値論理と前記アップダウン信号（ＵＤ）の二値論理との論理積で得られる区間において活性となり、前記第２のスイッチング素子の制御信号（Ｓ_L’）を生成する論理積生成部（１０４）とを備える。

当該制御信号生成装置の第２の態様は、第１の一対の極値（０，１）を採る対称三角波（Ｊ）を生成する第１のキャリア生成部（１０５）と、第２の一対の極値（０，２；−１，１）を採り、前記対称三角波が前記第１の一対の極値の一方側の極値（０）を取るタイミングで、前記第２の一対の極値のうち、前記第１の一対の極値の前記一方側の極値に近い方から遠い方へと遷移する鋸波を生成する、第２のキャリア生成部（１１０）と、前記電圧形インバータが動作する第１のデューティ（ｄ_inv）を生成する第１のデューティ生成部（１０７）と、前記第１のデューティを第１の指令値として前記対称三角波と比較し、前記対称三角波が前記第１の指令値に対して前記一対の極値の一方（０）側の極値に近い値を採る場合に活性となる、第１の原制御信号（Ｓ_inv）を生成する第１の比較器（１０８）と、前記第１の原制御信号から前記電圧形インバータの制御信号（Ｓ_yp，Ｓ_yn）を生成する論理演算部（１０９）と、前記第２のスイッチング素子が導通する第２のデューティ（ｄ_L）を生成する第２のデューティ生成部（１０１）と、前記第２のデューティから、前記第２のデューティ（ｄ_L）と、前記第１の一対の極値の前記一方との差の二倍に設定される第２の指令値（２ｄ_L；２（１−ｄ_L））を生成する演算器（１０２）と、前記第２の指令値と前記対称三角波とを比較し、前記対称三角波が前記第２の指令値に対して前記第１の一対の極値の前記一方側の極値に近い値を採る場合に活性となり、前記第２のスイッチング素子の制御信号（Ｓ_L’）を生成する第２の比較器（１０３）とを備える。

当該制御信号生成装置の第３の態様は、第１の一対の極値（０，１）を採る対称三角波（Ｊ）を生成する第１のキャリア生成部（１０５）と、第２の一対の極値（０，１）を採り、前記対称三角波が前記第１の一対の極値の一方側の極値（０）を取るタイミングで、前記第２の一対の極値のうち、前記第１の一対の極値の前記一方側の極値に近い方から遠い方へと遷移し、前記対称三角波の振幅と等しい振幅を有する鋸波（Ｊ２）を生成する、第２のキャリア生成部（１１０）と、前記電圧形インバータが動作する第１のデューティ（ｄ_inv）を生成する第１のデューティ生成部（１０７）と、前記第１のデューティを第１の指令値として前記対称三角波と比較し、前記対称三角波が前記第１の指令値に対して前記一対の極値の一方（０）側の極値に近い値を採る場合に活性となる、第１の原制御信号（Ｓ_inv）を生成する第１の比較器（１０８）と、前記第１の原制御信号から前記電圧形インバータの制御信号（Ｓ_yp，Ｓ_yn）を生成する論理演算部（１０９）と、前記第２のスイッチング素子が導通する第２のデューティ（ｄ_L）を生成する第２のデューティ生成部（１０１）と、前記第２のデューティを第２の指令値として前記対称三角波を比較し、前記対称三角波が前記第２の指令値に対して前記第１の一対の極値の前記一方側の極値に近い値を採る場合に活性となり、前記第２のスイッチング素子の制御信号（Ｓ_L’）を生成する第２の比較器（１０３）とを備える。

直接形電力変換装置の第１の態様は交流／交流変換を行い、チョークインプット形のローパスフィルタ（２）を介して交流電源（１）に接続される全波整流回路（３）と、高電位側の第１の直流電源線（ＬＨ）と低電位側の第２の直流電源線（ＬＬ）を有する直流リンク（４）と、前記直流リンクを介して前記全波整流回路に接続され、誘導性負荷（７）に交流電圧（ｖ_out）を供給する電圧形インバータ（６）と、前記第１の直流電源線と前記第２の直流電源線との間で前記全波整流回路及び前記電圧形インバータと並列に接続される充電付きバッファ回路（５）とを備える。

前記ダイオードは、前記第１のスイッチング素子と前記コンデンサとの接続点に接続されるカソードと、前記第２のスイッチング素子と前記インダクタとの接続点に接続されるアノードとを有する。前記充電回路と前記コンデンサとで構成される昇圧チョッパは、前記電圧形インバータが動作するデューティ（ｄ_inv）が０．５よりも小さいときに不連続モードとして動作し、前記デューティが０．５よりも大きいときに連続モードとして動作する。

この発明にかかる直接形電力変換装置の運転方法の第１の態様は、直接形電力変換装置の第１の態様を運転する方法である。

この発明にかかる直接形電力変換装置の設計方法は、交流／交流変換を行う直接形電力変換装置を設計する方法である。前記直接形電力変換装置は、チョークインプット形のローパスフィルタ（２）を介して交流電源（１）に接続される全波整流回路（３）と、高電位側の第１の直流電源線（ＬＨ）と低電位側の第２の直流電源線（ＬＬ）を有する直流リンク（４）と、前記直流リンクを介して前記コンバータ部に接続され、誘導性負荷（７）に交流電圧（ｖｏｕｔ）を供給する電圧形インバータ（６）と、前記第１の直流電源線と前記第２の直流電源線との間で前記全波整流回路及び前記電圧形インバータと並列に接続される充電付きバッファ回路（５）とを備える。前記充電付きバッファ回路はバッファ回路（５ａ）と充電回路（５ｂ）とを有する。前記バッファ回路は前記第１の直流電源線と前記第２の直流電源線との間で直列に接続される第１のスイッチング素子（Ｓ_c）およびコンデンサ（Ｃ_b）を有する。前記第１のスイッチング素子は前記第１の直流電源線側に、前記コンデンサは前記第２の直流電源線側に、それぞれ設けられる。前記充電回路は前記第１の直流電源線と前記第２の直流電源線との間で直列に接続される第２のスイッチング素子（Ｓ_L）およびインダクタ（Ｌ_b）と、ダイオード（Ｄ_b）とを有する。前記第２のスイッチング素子は前記第２の直流電源線側に、前記インダクタは前記第１の直流電源線側に、それぞれ設けられる。前記ダイオードは、前記第１のスイッチング素子と前記コンデンサとの接続点に接続されるカソードと、前記第２のスイッチング素子と前記インダクタとの接続点に接続されるアノードとを有する。前記インダクタのインダクタンスを、前記電圧形インバータが動作するデューティの範囲内における前記交流電圧の、前記交流電圧についての指令値（ｖ_dc・ｄ_inv）に対する誤差が極大値を持つように、かつ前記誘導性負荷が大きいほど小さく選定する。

この発明にかかる直接形電力変換装置の運転方法の第２の態様は、交流／交流変換を行う直接形電力変換装置を運転する方法である。前記直接形電力変換装置は、チョークインプット形のローパスフィルタ（２）を介して交流電源（１）に接続される全波整流回路（３）と、高電位側の第１の直流電源線（ＬＨ）と低電位側の第２の直流電源線（ＬＬ）を有する直流リンク（４）と、前記直流リンクを介して前記コンバータ部に接続され、誘導性負荷（７）に交流電圧（ｖ_out）を供給する電圧形インバータ（６）と、前記第１の直流電源線と前記第２の直流電源線との間で前記全波整流回路及び前記電圧形インバータと並列に接続される充電付きバッファ回路（５）とを備える。前記充電付きバッファ回路はバッファ回路（５ａ）と充電回路（５ｂ）とを有する。前記バッファ回路は前記第１の直流電源線と前記第２の直流電源線との間で直列に接続される第１のスイッチング素子（Ｓ_c）およびコンデンサ（Ｃ_b）を有し、前記第１のスイッチング素子は前記第１の直流電源線側に、前記コンデンサは前記第２の直流電源線側に、それぞれ設けられる。前記充電回路は前記第１の直流電源線と前記第２の直流電源線との間で直列に接続される第２のスイッチング素子（Ｓ_L）およびインダクタ（Ｌ_b）と、ダイオード（Ｄ_b）とを有する。前記第２のスイッチング素子は前記第２の直流電源線側に、前記インダクタは前記第１の直流電源線側に、それぞれ設けられる。前記ダイオードは、前記第１のスイッチング素子と前記コンデンサとの接続点に接続されるカソードと、前記第２のスイッチング素子と前記インダクタとの接続点に接続されるアノードとを有する。前記第２のスイッチング素子のスイッチング周波数を、前記電圧形インバータが動作するデューティの範囲内における前記交流電圧の、前記交流電圧についての指令値（ｖ_dc・ｄ_inv）に対する誤差が極大値を持つように、かつ前記誘導性負荷が大きいほど大きく設定する。

当該運転方法では、前記誘導性負荷が大きいほど、前記第２のスイッチング素子のスイッチング周波数が大きく選定される。

この発明にかかる直接形電力変換装置の第２の態様は交流／交流変換を行い、チョークインプット形のローパスフィルタ（２）と、前記ローパスフィルタ（２）を介して交流電源（１）に接続される第１の全波整流回路（３）と、高電位側の第１の直流電源線（ＬＨ）と低電位側の第２の直流電源線（ＬＬ）を有する直流リンク（４）と、前記直流リンクを介して前記全波整流回路に接続され、誘導性負荷（７）に交流電圧（ｖ_out）を供給する電圧形インバータ（６）と、前記第１の直流電源線と前記第２の直流電源線との間で前記全波整流回路及び前記電圧形インバータと並列に接続されるバッファ回路（５ａ）と、充電回路（５ｃ，５ｄ，５ｅ）とを備える。

前記充電回路は、前記交流電源（１）に接続される第２の全波整流回路（３）と、一対のインダクタ（Ｌ_b1，Ｌ_b2）と、前記一対のインダクタのそれぞれを介して前記第２の全波整流回路の出力側に接続される一対の端を有する第２のスイッチング素子（Ｓ_L）と、第１のダイオード（Ｄ_b1）とを有する。

前記第１のダイオードは、前記第１のスイッチング素子と前記コンデンサとの接続点に接続されるカソードと、前記一対のインダクタのうち前記第２の全波整流回路の前記出力側の高電位側のものと前記第２のスイッチング素子との接続点に接続されるアノードとを有する。

望ましくは前記充電回路は第２のダイオード（Ｄ_b2）を更に有し、前記第２のダイオードは、前記第２の直流電源線（ＬＬ）に接続されるカソードと、前記一対のインダクタのうち前記第２の全波整流回路の前記出力側の低電位側のものと前記第２のスイッチング素子との接続点に接続されるアノードとを有する。

この発明にかかる直接形電力変換装置の制御方法によれば、電圧形インバータが導通する期間の中央は、対称三角波が一方側の極値を採るタイミングに対応する。鋸波の極値は対称三角波が当該極値を取るタイミングで現れるので、対称三角波が当該極値を取るタイミングよりも前で第２のスイッチング素子が導通し、対称三角波が当該極値を取るタイミングにおいて第２のスイッチング素子が非導通となる。よって、インダクタに流れる電流がピークを採るタイミングは電圧形インバータが導通する期間の中央となり、インダクタに流れる電流が電圧形インバータの出力電圧の波形を非対称にすることが緩和される。

この発明にかかる直接形電力変換装置の第１の態様、直接形電力変換装置の運転方法、及び直接形電力変換装置の運転方法の第１の態様及び第２の態様によれば、電圧形インバータが動作するデューティの全範囲で、その出力電圧の誤差が平均的な値をとる。

この発明にかかる直接形電力変換装置の第２の態様によれば、ローパスフィルタのコンデンサに流れる電流が、バッファ回路が有するコンデンサの充電にかかる電流の影響を受けないので、直流リンクの電圧が傾斜する部分の波形の対称性が改善される。

単相／三相変換装置の構成を示す回路図である。単相／三相変換装置の等価回路を示す回路図である。等価回路の動作を模式的に示すグラフである。等価回路の動作を模式的に示すグラフである。等価回路のシミュレーションの結果を示すグラフである。等価回路のシミュレーションの結果を示すグラフである。等価回路のシミュレーションの結果を示すグラフである。等価回路のシミュレーションの結果を示すグラフである。シミュレーションに用いられた具体的な回路の回路図である。インバータデューティと出力電圧誤差との関係を示すグラフである。キャリアと制御信号との関係を示すグラフである。キャリアと制御信号との関係を示すグラフである。キャリアと制御信号との関係を示すグラフである。キャリアと制御信号との関係を示すグラフである。制御信号生成装置の構成を示すブロック図である。制御信号生成装置の構成を示すブロック図である。制御信号生成装置の構成を示すブロック図である。直接形電力変換装置の諸値を示すグラフである。直接形電力変換装置の諸値を示すグラフである。出力電圧誤差のインバータデューティへの依存性を示すグラフである。出力電圧誤差のインバータデューティへの依存性を示すグラフである。出力電圧誤差のインバータデューティへの依存性を示すグラフである。直接形電力変換装置の諸値を示すグラフである。直接形電力変換装置の諸値を示すグラフである。直接形電力変換装置の諸値を示すグラフである。直接形電力変換装置の諸値を示すグラフである。第３の実施の形態にかかる単相／三相変換装置の構成を示す回路図である。単相／三相変換装置の等価回路を示す回路図である。等価回路のシミュレーションの結果を示すグラフである。等価回路のシミュレーションの結果を示すグラフである。単相／三相変換装置の他の構成を示す回路図である。単相／三相変換装置の他の構成を示す回路図である。単相／三相変換装置の他の構成を示す回路図である。

第１の実施の形態．
図１は、本実施の形態で示される直接形電力変換装置の制御方法が適用される、単相／三相変換装置の構成を示す回路図である。このような構成を有する単相／三相変換装置は、例えば非特許文献２で例示される。

当該単相／三相変換装置は、単相交流を入力する入力端子Ｐ₁，Ｐ₂と、三相交流を出力する出力端子Ｐ_u，Ｐ_v，Ｐ_wとを備えている。

当該単相／三相変換装置は更に、ローパスフィルタ２、全波整流回路たるダイオードブリッジ３、直流リンク４、充電付きバッファ回路５、及び電圧形インバータ６を備えている。

直流リンク４は直流電源線ＬＨ，ＬＬを備えている。ダイオードブリッジ３、充電付きバッファ回路５、及び電圧形インバータ６は直流電源線ＬＨ，ＬＬの間で並列接続されている。直流リンク４に流れる電流は、直流電源線ＬＨをダイオードブリッジ３から充電付きバッファ回路５へ向かって流れる電流ｉ_cnvとして示している。

ダイオードブリッジ３は全波整流回路として機能し、ダイオードＤ_rp，Ｄ_sp，Ｄ_rn，Ｄ_snを有している。ダイオードＤ_rp，Ｄ_spのカソードはいずれも直流電源線ＬＨに接続される。ダイオードＤ_rn，Ｄ_snのアノードはいずれも直流電源線ＬＬに接続される。ダイオードＤ_rpのアノードと、ダイオードＤ_rnのカソードとの接続点はダイオードブリッジ３の一方の入力端Ｐ_rを構成する。ダイオードＤ_spのアノードと、ダイオードＤ_snのカソードとの接続点はダイオードブリッジ３の他方の入力端Ｐｓを構成する。

ダイオードブリッジ３がこのような構成を有することにより、入力端Ｐ_r，Ｐ_s間に単相交流電圧が印加されると、直流電源線ＬＨが直流電源線ＬＬよりも高電位となる、直流リンク電圧ｖ_dcが発生する。

ローパスフィルタ２はチョークインプット形のＬＣフィルタであり、インダクタＬ_f及びコンデンサＣ_fを備えている。具体的には、入力端子Ｐ₁はインダクタＬ_fを介して入力端Ｐ_rに接続され、入力端子Ｐ₂は入力端Ｐ_sに接続され、コンデンサＣ_fは入力端Ｐ_r，Ｐ_sの間に接続される。

ローパスフィルタ２がこのような構成を有することにより、入力端子Ｐ₁，Ｐ₂間に商用単相交流電源１が接続されると、電流ｉ_cnvのキャリア電流成分を低減した交流電流ｉ_rが商用単相交流電源１に流れる。

電圧形インバータ６はスイッチング素子Ｓ_yp，Ｓ_yn（但し、ｙはｕ，ｖ，ｗを代表する。以下、同様）を備えている。スイッチング素子Ｓ_ypは出力端Ｐｙと直流電源線ＬＨとの間に設けられている。スイッチング素子Ｓ_ynは出力端Ｐｙと直流電源線ＬＬとの間にそれぞれ設けられている。

電圧形インバータ６がこのような構成を有することにより、リンク電圧ｖ_dcに対してパルス幅変調に基づくパターンでスイッチング素子Ｓ_yp，Ｓ_ynのスイッチングを行って、出力端子Ｐ_u，Ｐ_v，Ｐ_wに三相交流を出力する。スイッチング素子Ｓ_yp，Ｓ_ynのスイッチング制御は周知であるので、その詳細については本願では詳細を割愛する。

スイッチング素子Ｓ_yp，Ｓ_ynは相互に並列接続されたトランジスタ及びダイオードを備えている。当該トランジスタには例えば絶縁ゲートバイポーラトランジスタが採用され、いずれのコレクタも直流電源線ＬＨ側に、いずれのエミッタも直流電源線ＬＬ側に、それぞれ向けて設けられる。また当該ダイオードは、いずれのアノードも直流電源線ＬＬ側に、いずれのカソードも直流電源線ＬＨ側に、それぞれ向けて設けられる。よってスイッチング素子Ｓ_yp，Ｓ_ynにおけるトランジスタ及びダイオードの接続関係は、いわゆる逆並列接続であると言える。

出力端子Ｐ_u，Ｐ_v，Ｐ_wには誘導性の負荷７、例えば三相モータが接続される。負荷７は、図面において、各相に対応したインダクタと抵抗との直列接続で示されている。

充電付きバッファ回路５は、バッファ回路５ａと充電回路５ｂとを有している。バッファ回路５ａは直流電源線ＬＨ側に接続されたスイッチング素子Ｓ_cと、直流電源線ＬＬ側に接続されたコンデンサＣ_bとの直列接続からなる。当該バッファ回路５ａの機能については、非特許文献１，２等によって周知であるので、その動作についての説明は本願では割愛する。

充電回路５ｂは直流電源線ＬＨ側に接続されたインダクタＬ_bと直流電源線ＬＬ側に接続されたスイッチング素子Ｓ_Lとの直列接続、及びダイオードＤ_bを有している。ダイオードＤ_bのアノードは、インダクタＬ_bとスイッチング素子Ｓ_Lとの接続点に接続されている。ダイオードＤ_bのカソードは、スイッチング素子Ｓ_cとコンデンサＣ_bとの接続点に接続されている。当該充電回路５ｂの機能についても非特許文献２によって公知であるので、その動作についての詳細な説明は本願では割愛し、インダクタＬ_bに流れる電流ｉ_Lに重点をおいて説明する。なお、電流ｉ_Lの極性は、直流電源線ＬＨ側から直流電源線ＬＬ側へ流れる方向を正に採る。

非特許文献３で示されたように電流ｉ_Lが不連続となる動作（即ち充電回路５ｂとコンデンサＣ_bとで構成される昇圧チョッパにおける不連続モード）が採用された場合、ローパスフィルタ２が有するコンデンサＣ_fの電位ｖ_cにおける波形の非対称性が問題となる。本実施の形態で示される直接形電力変換装置の制御方法及び当該制御方法が当該問題を緩和できることを説明するため、まずこの問題点を説明する。

図２は図１に示された単相／三相変換装置の等価回路を示す回路図である。ここではダイオードブリッジ３の機能に鑑みて、商用交流電源１は波高値ｖ_sを採る電圧ｖ_rを出力する可変直流電源として示し、ローバスフィルタ２には当該可変直流電源から電流ｉ_sが供給されるとして示している。

図１においては、ダイオードブリッジ３よりも商用交流電源１に設けられているコンデンサＣ_fの両端電圧ｖ_cと、直流リンク電圧ｖ_dcとは区別して示されていた。しかし図２では上述の変形により、コンデンサＣ_fには直流リンク電圧ｖ_dcが印加される態様で示されている。同様の理由により、商用交流電源１から入力端子Ｐ₁へと入力する交流電流ｉ_rは、図２においてはインダクタＬ_fに流れる直流電流ｉ_sとして示されている。

また、解析を簡単に示すため、充電付きバッファ回路５よりも負荷側を単相として把握した。これにより負荷７を直流電源線ＬＬに直流電流ｉ_dcを流す電流源７１として、電圧形インバータ６を単相に変形した降圧チョッパ６１として、それぞれ把握した。当該降圧チョッパ６１は、スイッチＳ_inv及びダイオードＤ_invの直列接続として示されており、それぞれスイッチング素子Ｓ_ypが有するトランジスタ及びスイッチング素子Ｓ_ynが有するダイオードを代表して示している。

かかる変形に伴い、図１で示された出力端子Ｐ_u，Ｐ_v，Ｐ_wは、図２において出力端子Ｐｙとして示されている。出力端子Ｐｙには、スイッチＳ_invとダイオードＤ_invとの接続点、及び電流源７１の入力側の端が接続されている。

充電付きバッファ回路５において、コンデンサＣ_bは充電された電圧ｖ_bの電池として示されている。コンデンサＣ_bの放電時には電流ｉ_Lが流れない一方、本願では電流ｉ_Lが不連続となることに基づく課題を解決することを目的とするので、コンデンサＣ_bの放電時の動作は無視して説明する。なお、コンデンサＣ_bの放電時の動作、即ちバッファ回路５ａの実質的な機能は非特許文献３で公知である。

このように、充電付きバッファ回路５よりも負荷側を単相として把握しても、電流ｉ_Lの振る舞いについては一般性を失うことなく、その解析を進めることができる。換言すれば、電圧形インバータ６としては、三相交流を出力する構成に限られず、単相交流や三相以外の多相交流を出力する構成を採用してもよい。かかる電圧形インバータ６は、総括的に降圧チョッパとして把握することができる。

他方、充電付きバッファ回路５は、商用交流電源１から得られる電圧を一旦昇圧して直流リンク電圧ｖ_dcを得るので、昇圧チョッパとして把握することができる。但し、非特許文献２で詳細に説明されるように、バッファ回路５ａの動作によって直流リンク電圧ｖ_dcの脈動が抑制されるので、コンデンサＣ_bの静電容量は通常の昇圧チョッパに要求される静電容量と比較して非常に小さくて足りる。

図３は図２に示された等価回路の動作を模式的に示すグラフである。降圧チョッパ６１及び充電付きバッファ回路５はいずれも、対称三角波のキャリアＪと指令値との比較に基づいて動作する。ここではキャリアＪの最小値及び最大値をそれぞれ０，１とし、その周期をＴとした。

具体的には、降圧チョッパ６１ではスイッチＳ_invは、キャリアＪが指令値ｄ_invよりも小さいときにオンする。即ち指令値ｄ_invは降圧チョッパ６１が動作するデューティｄ_invであると把握できる。

また充電付きバッファ回路５ではスイッチング素子Ｓ_Lは、キャリアＪが指令値ｄ_Lよりも小さいときにオンする。よって指令値ｄ_Lはスイッチング素子Ｓ_Lが導通するデューティｄ_Lとして把握することができる。

スイッチング素子Ｓ_Lがオンすることにより、電流ｉ_Lが流れ始めその自己インダクタンスと直流リンク電圧ｖ_dcに依存した傾きで増大する。

以下、キャリアＪがある値よりも大きい値から小さい値へと遷移することを「下抜け」と表現し、キャリアＪがある値よりも小さい値から大きい値へと遷移することを「上抜け」と表現する。

キャリアＪは時刻ｔ₀，ｔ₅（＝ｔ₁＋Ｔ）において値１を採り、時刻ｔ₁において指令値ｄ_invを下抜け、時刻ｔ₂において指令値ｄ_Lを下抜け、時刻ｔ₃において指令値ｄ_Lを上抜け、時刻ｔ₄において指令値ｄ_invを上抜ける。

よって、インバータに入力する電流ｉ_invは時刻ｔ₁〜ｔ₄において電流ｉ_dcとして流れ、それ以外では流れない。図３において電流ｉ_invを示すグラフの右側縦軸は、交流成分として電流ｉ_invを示す。この場合、電流ｉ_invが流れる期間はｄ_inv・Ｔであることに鑑みて、また電流ｉ_dcが一定であると近似して、電流ｉ_invの交流成分の最大値及び最小値は、それぞれ（１−ｄ_inv）ｉ_dc、−ｄ_inv・ｉ_dcと表される。

なおキャリアＪには対称三角波が採用されるので、時刻ｔ₁〜ｔ₂の間の長さと時刻ｔ₃〜ｔ₄の間の長さは等しい。

また電流ｉ_Lは時刻ｔ₂〜時刻ｔ₃において上昇する。電流ｉ_Lはスイッチング素子Ｓ_Lがオフした後はコンデンサＣ_bを充電するので減少し、やがて零となる。ここでは簡単のため、電流ｉ_Lはその上昇するときの波形と下降するときの波形は対称三角波を呈し、かつ電流ｉ_Lは時刻ｔ₃〜ｔ₄において下降してそれ以外では零となる、と近似した。

より具体的には、スイッチング素子Ｓ_Lがオンからオフへと遷移する期間の中央が、キャリアＪがその最小値を採るタイミングと一致する場合を示す。

このように電流ｉ_Lは不連続に流れるので、波高率が悪く、平均電流の２倍以上のピーク値となる。ここでは電流ｉ_Lの最大値と最小値の差は電流ｉ_dcの二倍（図において記号２ｉ_dcで表記）であるとして例示した。

図３では、電流ｉ_Lを矩形波に近似した電流ｉ_Lバーも破線で併記している。即ち電流ｉ_Lバーは、時刻ｔ₂〜ｔ₄において電流ｉ_dcと等しい大きさ（図において記号ｉ_dcで表記）を採る。

コンデンサＣ_fに流れる電流ｉ_cは、電流ｉ_inv、ｉ_Lバーの合成の交流成分として示されている。電流ｉ_cは、キャリアＪの一周期Ｔ内においては、時刻ｔ₀〜ｔ₁、ｔ₄〜ｔ₅において最小値を採り、時刻ｔ₁〜ｔ₂においては当該最小値よりも電流ｉ_dcの１倍分で大きく、時刻ｔ₁〜ｔ₂においては当該最小値よりも電流ｉ_dcの２倍分で大きい値を採る。但し、電流ｉ_cは、コンデンサＣ_fからインダクタＬ_fへと向かう方向を正に採っている。

このように充電回路５ｂは降圧チョッパ６１と同一のキャリアＪを用いて変調されるため、キャリアＪがその最小値を採るタイミング近傍で電流ｉ_Lが上昇する。このため、電流ｉ_invに対して位相が遅れてピークの高い充電電流が集中し、コンデンサＣ_fの両端電圧ｖ_cの波形は非対称となる。

直流リンク電圧ｖ_dcは両端電圧ｖ_cの交流成分が波高値ｖ_sに重畳した波形を呈する。そして出力端Ｐｙの直流電源線ＬＬに対する電圧ｖ_outは、降圧チョッパ６１のスイッチング素子Ｓ_invのスイッチングにより、期間ｄ_inv・Ｔにおける直流リンク電圧ｖ_dcを反映した波形を呈し、時刻ｔ₁〜ｔ₄における波形の非対称性が大きい（図３参照）。

図３では両端電圧ｖ_cの波形を簡単に解析するために、電流ｉ_Lバーを用いて電流ｉ_cを評価したが、実際には電流ｉ_cに寄与するのは電流ｉ_Lであって、両端電圧ｖ_cは二次曲線となる。更に、電流ｉ_Lの上昇／下降は対称三角波を呈すると近似したが、実際には曲線となる。よって実際の両端電圧ｖ_cにおける波形の非対称性はより顕著となり、電圧ｖ_outの波形の非対称性もより顕著となる。

そこで、本実施の形態では、電流ｉ_Lの電流ｉ_invに対する位相を進めることで、ピークの高い充電電流の集中を回避し、以て両端電圧ｖ_cの波形の非対称性を緩和し、引いては電圧ｖ_outの波形の非対称性を緩和する。

図４は図２に示された等価回路の動作を模式的に示すグラフである。ここでは電流ｉ_Lのピークは、キャリアＪがその最小値を採る時刻ｔ₈とほぼ一致している。そして電流ｉ_L、電流ｉ_Lバーが立ち上がる時刻ｔ₆は電流ｉ_invが立ち上がる時刻ｔ₁よりも遅く、電流ｉ_L、電流ｉ_Lバーが立ち下がる時刻ｔ₇は電流ｉ_invが立ち下がる時刻ｔ₄よりも早い。具体的には、スイッチング素子Ｓ_Lがオンからオフへと遷移するタイミングが、キャリアＪがその最小値を採るタイミングと一致する場合を示す。但し、電流ｉ_Lが流れる期間の長さは図３と図４とで等しく設定した。

図４に示されたグラフは、図３に示されたグラフと比較して、電流ｉ_cの波形も対称性が向上し、引いては電圧ｖ_dc，ｖ_outの波形も対称性が向上している。よって電圧形インバータ６が出力する交流電圧に誤差を与えるという問題が緩和される。そしてこのように電流ｉ_Lの電流ｉ_invに対する位相を進めるには、コンデンサＣ_fの静電容量を増大させる必要はない。

図３及び図４では図２に示された等価回路において電流ｉ_L、ｉ_c，ｉ_inv，ｉ_dcについて単純化した解析を説明した。図５乃至図８では、より図２の等価回路に即したシミュレーションを行った結果を示すグラフである。

図５乃至図８では、第１段目には電流ｉ_L，ｉ_invを、第２段目には、電流ｉ_cnv，ｉ_sを、第３段目には電流ｉ_cを、第４段目には出力電圧ｖ_out及び電圧ｖ_rを、それぞれ示している。

図５乃至図８で採用されたシミュレーションでは、降圧チョッパ６１のかわりに単相インバータ６２（スイッチング素子Ｓ_yp、Ｓ_ynにそれぞれ相当するスイッチング素子Ｓｐ、Ｓｎを有する）を採用し、電流源７１の代わりにインダクタンス４ｍＨ、直列寄生抵抗１０Ωの単相負荷７２を採用した。また次の諸元を採用した。商用交流電源１から得られる単相交流電圧は実効値２００Ｖ、周波数５０Ｈｚ：コンデンサＣ_fの静電容量は１０μＦ：インダクタＬ_fのインダクタンスは１ｍＨ、インダクタＬ_fに対して並列に接続される抵抗３０Ω：インダクタＬ_bのインダクタンス（以下、当該インダクタンスにもインダクタＬ_bと同じく記号Ｌ_bを採用する）は０．３４ｍＨ：コンデンサＣ_bの電圧ｖ_bは４００Ｖ：単相インバータのスイッチング周波数５．９ｋＨｚ。当該シミュレーションに用いられた具体的な回路の回路図を図９に示す。

図５及び図６は、図３に示されるように、キャリアＪと指令値ｄ_Lとの比較によってスイッチング素子Ｓ_Lの動作を制御した場合の電流、電圧を示すグラフである。図６は図５の中央近傍を拡大して示している。

図７及び図８は、図４に示されるように、電流ｉ_Lの位相を進めた場合の電流、電圧を示すグラフである。図６は図５の中央近傍を拡大して示している。

図５及び図６と、図７及び図８とを比較して観察すると理解されるように、電流ｉＬの位相を進めることにより、出力電圧ｖ_outの波形の対称性は改善される（非対称性が緩和される）。また、出力電圧ｖ_outのリップルも低減している。

このように電流ｉ_Lの位相を進める一例として、スイッチング素子Ｓ_Lがオンからオフへと遷移するタイミングを、キャリアＪがその最小値を採るタイミングと一致させる（図４参照）。直流リンク電圧ｖ_dcの波形の非対称性を緩和するためには、必ずしも上記二つのタイミングを一致させなくてもよい。但し電流ｉ_cに対して電流ｉ_Lの位相を進めすぎると、直流リンク電圧ｖ_dcの波形は期間ｄ_inv・Ｔの初頭で大きくなり、却って非対称性を増長させることも考えられるので、電流ｉ_Lが上昇し始めるタイミングは、電流ｉ_invが上昇するタイミング、即ち降圧チョッパ６１が導通するタイミングよりも遅れることが望ましい。

換言すれば、キャリアＪの一周期Ｔ内において、スイッチング素子Ｓ_Lがオフからオンへと遷移するタイミングは降圧チョッパ６１が導通するタイミングよりも遅く、かつ、スイッチング素子Ｓ_Lがオンからオフへと遷移するタイミングは降圧チョッパ６１が非導通となるタイミングよりも早いことが望ましい。

図１０はデューティｄ_invと出力電圧誤差との関係を示すグラフである。出力電圧誤差は電圧ｖ_outから出力電圧指令を差し引いた値の、出力電圧指令に対する比を示し、図１０では百分率で表されている。ここで出力電圧指令は、直流リンク電圧ｖ_dcとデューティｄ_invとの積である。黒丸は図３に示されるように、スイッチング素子Ｓ_Lがオンからオフへと遷移する期間の中央が、キャリアＪがその最小値を採るタイミングと一致する場合を示す。白丸は図４に示されるように、スイッチング素子Ｓ_Lがオンからオフへと遷移するタイミングが、キャリアＪがその最小値を採るタイミングと一致する場合を示す。但し、当該グラフで示したシミュレーションではインダクタンスＬ_bは０．５ｍＨである。

図３に対応する場合（黒丸）は、デューティｄ_invに比例して増加し、最大１．５％程度の誤差が発生する。一方、図４に対応する場合（白丸）はデューティｄ_invに対する変動は極めて小さく、最大値でも０．５％程度に留まる。

以上のように電流ｉ_cに対して電流ｉ_Lを進めるには、降圧チョッパ６１の導通／非導通を制御するキャリアＪと同周期の鋸波を採用するキャリアに基づいて、スイッチング素子Ｓ_Lのオン／オフを、制御すればよい。以下具体的な二例としてキャリアＪ１，Ｊ２（それぞれ図１１、図１２を参照）を挙げる。

キャリアＪは一対の極値０，１を採る。そして図３，図４に示すように、キャリアＪが指令値ｄ_invよりも、一方側の極値（ここでは極値０）に近い値を採るときに、降圧チョッパ６１が導通する。

そしてキャリアＪ１，Ｊ２のいずれにおいても、キャリアＪが上述の一方側の極値０を採るタイミングで、極値が現れる。キャリアＪ１についてみれば、キャリアＪが極値０を採るタイミングで極値０，２を採る。即ちキャリアＪ１の振幅はキャリアＪの振幅の二倍である。キャリアＪ２についてみれば、キャリアＪが極値０を採るタイミングで極値０，１を採る。キャリアＪ２の振幅はキャリアＪの振幅と等しい。

キャリアＪ１，Ｊ２は鋸波であるので、一つのタイミングで二つの極値を採るように説明した。しかし実際には、キャリアＪ１は、キャリアＪの上述した一方側の極値０に近い方の極値０から遠い方の極値２へと遷移する。キャリアＪ２は、キャリアＪの上述した一方側の極値０に近い方の極値０から遠い方の極値１へと遷移する。よってキャリアＪ１の下降部分はキャリアＪの下降部分と傾きが等しいが、キャリアＪ２の下降部分の傾きはキャリアＪの下降部分における傾きの１／２となる。

このような下降部分における傾きの相違により、キャリアＪ１，Ｊ２のそれぞれについて、採用されるべき指令値は異なる。

図１１はキャリアＪ１と制御信号Ｓ_L’との関係を示すグラフであり、図１２はキャリアＪ２と制御信号Ｓ_L’との関係を示すグラフである。

図１１を参照して、指令値ｄ_Lは図３で示された指令値ｄ_Lと同じであり、キャリアＪと比較される。指令値ｄ_Lと上述の一方側の極値０との差の二倍である、指令値２ｄ_LがキャリアＪ１と比較される。そして指令値２ｄ_Lに対してキャリアＪ１が極値０に近い方の値を採るときに、スイッチング素子Ｓ_Lが導通する。

図１１では、図３で示された技術においてスイッチング素子Ｓ_Lのオン／オフを制御する信号にも符号Ｓ_Lを採用している。そして、スイッチング素子Ｓ_Lは制御信号Ｓ_Lが活性／非活性（図中、それぞれ“Ｈ”／“Ｌ”で示される：他の信号についても同様）となることで、それぞれオン／オフする。図４で示された技術について、スイッチング素子Ｓ_Lのオン／オフはそれぞれ制御信号Ｓ_L’の活性／非活性で制御される。

キャリアＪ１の下降部分の傾きはキャリアＪ１の下降部分の傾きと等しいが、キャリアＪ１にはキャリアＪで現れる上昇部分が現れないため、スイッチング素子Ｓ_Lが導通する区間は制御信号Ｓ_L，Ｓ_L’で等しい長さで現れる。

具体的には時刻ｔ₆においてキャリアＪ，Ｊ１は指令値２ｄ_Lを下抜け、時刻ｔ₂，ｔ₃同士の差は、時刻ｔ₆，ｔ₈同士の差に等しい。そしてキャリアＪ１の下降部分は、キャリアＪが一方側の極値０を採る時刻ｔ₈の直前には現れるものの、時刻ｔ₈の直後には現れない。よって制御信号Ｓ_L’は制御信号Ｓ_Lに対して、位相が進み、その進む量はスイッチング素子Ｓ_Lがオンする期間の半分である。このようにしてインダクタＬ_bに流れる電流ｉ_L’が上昇する期間を時刻ｔ₆〜ｔ₈の間にして、そのピークの位相を電流ｉ_Lよりも進めることができる。

なお、必ずしも鋸波たるキャリアＪ１を採用しなくても、対象三角波たるキャリアＪを用いて制御信号Ｓ_L’を得ることができる。

図１１においてアップダウン信号ＵＤは、キャリアＪが上昇期間（即ち一方側の極値０から他方側の極値１）にあるときに非活性であり、下降期間であるときに活性である。また制御信号Ｓ_L’’は、指令値２ｄ_Lに対してキャリアＪが極値０に近い方の値を採るときに活性となる（活性／非活性はそれぞれ制御信号Ｓ_L’’の上側／下側で表される）。

そしてこれらの制御信号Ｓ_L’’及びアップダウン信号ＵＤについて活性／不活性をそれぞれ二値論理の“Ｈ”／“Ｌ”に対応させた論理積により、制御信号Ｓ_L’（図１１において○で囲まれた×は論理積を表す。）が活性となる区間が得られる。

キャリアＪ及びアップダウン信号ＵＤを用いて制御信号Ｓ_L’を得る場合、アップダウン信号が活性化する区間がキャリアＪの一周期の半分となるので、制御信号Ｓ_L’によって決定されるスイッチング素子Ｓ_Lがオンする期間はキャリアＪの一周期の半分以下となる。これはキャリアＪの最大値が１であることと、制御信号Ｓ_L’を得るために採用される指令値が指令値２ｄ_Lであることからも当然の帰結である。しかしながら、充電付きバッファ回路５においてはｖ_b≦√２・ｖ_sの関係があることから、ｄ_L≦（１−１／√２）＜１／２となる。よってキャリアＪ及びアップダウン信号ＵＤを用いて制御信号Ｓ_L’を得ることが、デューティｄ_Lの上限を実質的に制限することはない。

制御信号Ｓ_L’はスイッチング素子Ｓ_Lのオン／オフを制御するので、制御信号Ｓ_L’’は制御信号Ｓ_L’の元となる原制御信号と把握することができる。

降圧チョッパ６１が導通する期間は、時刻ｔ₈を跨ぐので、制御信号Ｓ_L’によってスイッチング素子Ｓ_Lがオンからオフへと遷移するタイミングは、降圧チョッパ６１が非導通となるタイミングよりも早い。

なお、スイッチング素子Ｓ_Lがオフからオンへと遷移するタイミングは降圧チョッパ６１が導通するタイミングよりも遅いことが望ましいため、指令値２ｄ_Lは指令値ｄ_invよりも、キャリアＪの一方側の極値０に近いことが望ましい。

図１２において、キャリアＪ２の下降部分の傾きはキャリアＪ１の下降部分における傾きの半分となるが、キャリアＪ２にはキャリアＪで現れる上昇部分が現れないため、スイッチング素子Ｓ_Lが導通する区間は制御信号Ｓ_L，Ｓ_L’で等しい長さで現れる。そして図１１に示された場合と同様にして、制御信号Ｓ_L’は制御信号Ｓ_Lに対して、位相が進み、その進む量はスイッチング素子Ｓ_Lがオンする期間の半分である。よって図１１に示された場合と同様にして、インダクタＬ_bに流れる電流ｉ_L’のピークの位相を電流ｉ_Lよりも進めることができる。

なお、スイッチング素子Ｓ_Lがオフからオンへと遷移するタイミングは降圧チョッパ６１が導通するタイミングよりも遅いことが望ましいため、指令値ｄ_Lは指令値ｄ_invよりも、キャリアＪの一方側の極値０に近いことが望ましい。

以上のように、制御信号Ｓ_L’’により、キャリアＪが極値０を取る時刻ｔ₈よりも前でスイッチング素子Ｓ_Lが導通し、時刻ｔ₈においてスイッチング素子Ｓ_Lが非導通となる。よって、インダクタに流れる電流ｉ_L’がピークを採るタイミングは降圧チョッパ６１が導通する期間の中央となり、電流ｉ_L’が出力電圧ｖ_outの波形を非対称にすることが緩和される。

上述の例はいずれもキャリアＪが指令値ｄ_invに対して極値０を採る側で、降圧チョッパ６１が導通する場合を例示した。しかし、キャリアＪが指令値ｄ_invに対して極値１を採る側で、降圧チョッパ６１が導通する場合であっても、上記実施の形態は適用できる。即ち、このような場合には、指令値２ｄ_Lに対してキャリアＪ１が極値１に近い方の値を採るときに、あるいは指令値ｄ_Lに対してキャリアＪ２が極値１に近い方の値を採るときに、スイッチング素子Ｓ_Lが導通する。

但し、キャリアＪ１，Ｊ２はいずれも、キャリアＪが極値１を採るタイミングで極値をとる。当該タイミングにおいて、キャリアＪ１は、キャリアＪの上述した一方側の極値１に近い方の極値１から遠い方の極値−１へと遷移する。また同様に、キャリアＪ２は、キャリアＪの上述した一方側の極値１に近い方の極値１から遠い方の極値０へと遷移する。

そしてキャリアＪ１を採用する代わりにキャリアＪとアップダウン信号ＵＤとを用いる場合には、アップダウン信号ＵＤの活性／不活性を逆に採用すればよい。即ちアップダウン信号ＵＤは、キャリアＪ１がその一方側の極値１から他方側の極値０に向かう下降期間において非活性であり、キャリアＪ１がその他方側の極値０から一方側の極値１に向かう上昇期間において活性となる。また、指令値２ｄ_Lの代わりに、指令値ｄ_Lと上述の一方側の極値１との差の二倍である、指令値２（１−ｄ_L）が採用される。

図１３及び図１４は上述のようにキャリアＪが指令値ｄ_invに対して極値１を採る側で、降圧チョッパ６１が導通する場合に適合させて、それぞれ図１１及び図１２に示された場合を変形した場合を示す。

図１５乃至図１７は、本実施の形態で紹介された直接形電力変換装置を制御する制御信号を生成する制御信号生成装置の構成を示すブロック図である。図１に示された電圧形インバータ６のスイッチング素子Ｓ_yp，Ｓ_ynは、同じ符号を用いて、信号Ｓ_yp，Ｓ_ynによって導通／非導通が制御されるとして表した。また、図２を参照して、スイッチング素子Ｓ_invは、同じ符号を用いて、信号Ｓ_yp，Ｓ_ynによって導通／非導通が制御されるとして表した。

上述のように図１に示された直接形電力変換装置では三相の電圧形インバータ６が例示されており、これは図２では降圧チョッパ６１として示されている。信号Ｓ_invから信号Ｓ_yp，Ｓ_ynを、負荷７に流れる電流、負荷７の駆動状況（例えば三相モータの回転速度）に基づいて生成することは周知の技術であるので、以下では詳細を省略する。

同様にして、負荷７に流れる電流、負荷７の駆動状況に基づいて各デューティｄ_L，ｄ_invを生成することも、非特許文献２等で公知の技術を採用して実現できるので、以下では詳細を省略する。

図１５は、図１１に示された制御信号Ｓ_L’を生成するに際し、鋸波を用いない場合のブロック図である。

キャリア生成部１０５は対称三角波のキャリアＪ（例えば最大値及び最小値としてそれぞれ１，０を採る）を生成して出力する。アップダウン信号生成部１０６は、キャリアＪが下降しているときに活性となるアップダウン信号ＵＤを生成して出力する。

スイッチングデューティ生成部１０１は、公知の技術を用いて、デューティｄ_Lを生成する。デューティｄ_Lは、スイッチング素子Ｓ_Lのオン／オフについてキャリアＪを採用したときに、指令値として採用されるべき値である。

演算器１０２はデューティｄ_Lから指令値２ｄ_L又は指令値２（１−ｄ_L）を生成する。比較器１０３は指令値２ｄ_LとキャリアＪとを比較し、キャリアＪが指令値２ｄ_Lよりも小さい（あるいは以下となる）ときに活性となる制御信号Ｓ_L’’を生成して出力する。

論理積生成部１０４は、制御信号Ｓ_L’’及びアップダウン信号ＵＤについて活性／不活性をそれぞれ二値論理の“Ｈ”／“Ｌ”に対応させた論理積が“Ｈ”のときに活性となる制御信号Ｓ_L’を生成して出力する。制御信号Ｓ_L’はスイッチング素子Ｓ_Lに与えられ、制御信号Ｓ_L’の活性／非活性に応じてそれぞれスイッチング素子Ｓ_Lがオン／オフする。

インバータデューティ生成部１０７はキャリアＪに対する指令値となるデューティｄ_invを生成して出力する。比較器１０８はデューティｄ_invとキャリアＪとを比較し、キャリアＪがデューティｄ_Lよりも小さい（あるいは以下となる）ときに活性となる信号Ｓ_invを生成して出力する。論理演算部１０９は信号Ｓ_invを入力し、これと負荷７に流れる電流、負荷７の駆動状況とに基づいて、信号Ｓ_yp，Ｓ_ynを生成して出力する。かかる観点から、信号Ｓ_invは、電圧形インバータ６を制御する信号Ｓ_yp，Ｓ_ynの元となる、原制御信号であると把握することができる。

図１３に示された方法で制御信号Ｓ_L’を生成する場合には、演算部１０２がデューティｄ_Lから指令値２（１−ｄ_L）を生成して出力する。この場合には図１５で説明された場合とは、比較器１０３，１０８において比較の大小関係が逆転し、アップダウン信号ＵＤの活性／非活性の区間が入れ替わる。

図１６は、図１１に示された制御信号Ｓ_L’を生成するに際し、鋸波を用いる場合のブロック図である。ここで示される構成では、アップダウン信号生成部１０６は用いられず、第２キャリア生成部１１０が用いられる。

第２キャリア生成部１１０は、対象三角波のキャリアＪを入力し、鋸波のキャリアＪ１を生成する。そして比較器１０３は指令値２ｄ_LとキャリアＪ１とを比較し、キャリアＪ１が指令値２ｄ_Lよりも小さい（あるいは以下となる）ときに活性となる制御信号Ｓ_L’を生成して出力する。

図１３に示された方法で制御信号Ｓ_L’を生成する場合には、演算部１０２がデューティｄ_Lから指令値２（１−ｄ_L）を生成して出力する。この場合には図１６で説明された場合とは、比較器１０３，１０８において比較の大小関係が逆転し、キャリアＪ１の波形も異なる。

図１７は、図１２に示された制御信号Ｓ_L’を生成するに際し、鋸波を用いる場合のブロック図である。ここで示される構成では、演算器１０２は用いられず、第２キャリア生成部１１０はキャリアＪ２を生成して出力する。そして比較器１０３はデューティｄ_Lを指令としてキャリアＪ２と比較し、キャリアＪ２が指令値ｄ_Lよりも小さい（あるいは以下となる）ときに活性となる制御信号Ｓ_L’を生成して出力する。

図１４に示された方法で制御信号Ｓ_L’を生成する場合には、図１７で説明された場合とは、比較器１０３，１０８において比較の大小関係が逆転し、キャリアＪ２の波形も異なる。

第２の実施の形態．
コンデンサＣ_fの両端電圧ｖ_cの非対称性を緩和するには、インダクタＬ_bに流れる電流ｉ_Lのリプルを小さくすることが望ましい。これは例えば電流ｉ_Lが連続となる動作（即ち充電回路５ｂとコンデンサＣ_bとで構成される昇圧チョッパにおける連続モード）が採用されることで実現できる。

図１８及び図１９は昇圧チョッパにおけるスイッチング周波数を高めて電流ｉＬが連続となる場合の、直接形電力変換装置の諸値、即ち電流ｉ_L，ｉ_inv、ｉ_cnv，ｉ_s、ｉ_c、出力電圧ｖ_out及び電圧ｖ_rを、それぞれ示すグラフである。図１９は図１８の中央近傍を拡大して示している。図６や図８に示された出力電圧ｖ_outに対して、図１９に示された出力電圧ｖ_outは変動の対称性が高く、しかも変動幅が小さくなっていることが分かる。

しかしながら昇圧チョッパにおける周波数を高めると、充電付きバッファ回路５におけるスイッチング回数が増大する。そしてスイッチング回数が増大するとスイッチング損失が増加し、これは効率の低下を招来する。

他方、フィルタ２が商用単相交流電源１とダイオードブリッジ３との間に介在することに着目すると、キャリア周波数を高くせず電流ｉ_Lのリプルが大きくても、インダクタＬ_fに流れる交流電流ｉ_r（図５〜図８、図１８、図１９においては等価回路２での表現に鑑みて電流ｉ_sとして示される）のリプルは低減できる。

上記の点に鑑みれば、電流ｉ_Lを必ずしも連続としなくても、電圧形インバータ６が動作するデューティ（単に「インバータデューティ」とも称す）の範囲（電圧形インバータ６に対応して図２で示された降圧チョッパ６１のデューティｄ_invが採用する範囲）において、全体的に出力電圧誤差を低減することが望ましい。換言すれば、本実施の形態ではインバータデューティが採る範囲において、電流ｉ_Lが連続となる領域と不連続となる領域とが併存する。

具体的には、後記する理由により、出力電圧誤差が最大値を採るインバータデューティよりも小さいインバータデューティで電圧形インバータ６が動作するときには電流ｉ_Lは不連続となる。また出力電圧誤差が最大値を採るインバータデューティよりも小さいインバータデューティで電圧形インバータ６が動作するときには電流ｉ_Lは連続となる。

図２０は負荷７の大きさ及びキャリア周波数を固定した場合の、出力電圧誤差のデューティｄ_invへの依存性を示すグラフである。但し、曲線Ｋ１０１，Ｋ１０２，Ｋ１０３は、それぞれインダクタＬ_bのインダクタンス（以下、単に「インダクタンスＬ_b」とも称す）が１ｍＨ、１．５ｍＨ、２ｍＨの場合を示す。

このように、インダクタンスＬ_bが大きいほど、出力電圧誤差は低く、かつ出力電圧誤差の最大値をとるデューティｄ_invは小さい。よってデューティｄ_invの全範囲（約０〜約１）で出力電圧誤差が平均的な値を得るには、デューティｄ_invが０．５付近で出力電圧誤差が最大値をとることが望ましい。図２０に即して言えば、インダクタンス値は２ｍＨに設定することが望ましい。

図２１は負荷７が小さく、図２の等価回路でいう電流ｉ_dcが小さい場合の、出力電圧誤差のデューティｄ_invへの依存性を示すグラフである。図２１で示される場合の負荷の大きさは、図２０に示された場合の半分である。曲線Ｋ２０１，Ｋ２０２，Ｋ２０３は、それぞれインダクタンスＬ_bが１ｍＨ、１．５ｍＨ、２ｍＨの場合を示す。但し負荷の大きさは図２０に示された場合の半分である。

図２２は負荷７が大きく、図２の等価回路でいう電流ｉ_dcが大きい場合の、出力電圧誤差のデューティｄ_invへの依存性を示すグラフである。図２２で示される場合の負荷の大きさは、図２０に示された場合の二倍である。曲線Ｋ３０１，Ｋ３０２，Ｋ３０３は、それぞれインダクタンスＬ_bが１ｍＨ、１．５ｍＨ、２ｍＨの場合を示す。

図２０乃至図２２を比較して分かるように、出力電圧誤差が最大値をとるデューティｄ_invは負荷７の大きさに依存する。負荷が小さい場合には充電付きバッファ回路５に入力する電流ｉ_invも小さくなるので、デューティｄ_invが０．５付近で出力電圧誤差が最大値をとるためには、インダクタンスは２ｍＨという（図２０に示された場合と同程度の）大きな値を選定する。負荷が大きい場合には電流ｉ_invも大きくなるので、デューティｄ_invが０．５付近で出力電圧誤差が最大値をとるためには、インダクタンスは（図２０に示された場合と比較して）１．５ｍＨという小さな値を選定する。

このように負荷７が大きいほどインダクタンスＬ_bを小さく設計することにより、デューティｄ_invの全範囲（約０〜約１）で出力電圧誤差が平均的な値を得ることができる。これは出力電圧誤差を推測して電圧形インバータ６の制御を行うことが容易であるという観点で望ましい。

デューティｄ_Lは、昇圧チョッパの不連続モードにおいて、充電付きバッファ回路５に入力する直流リンク電圧ｖ_dcとコンデンサＣ_bの電圧ｖ_bに依存するだけではなく、インダクタＬ_bに流れる電流ｉ_Lの平方根に比例する（例えば非特許文献２参照）。他方、連続モードにおいてはデューティｄ_Lは値（ｖ_b−ｖ_dc）／ｖ_bをとり、電流ｉ_Lには依存しない。

デューティｄ_invが増大して電流ｉ_invが増大すると電流ｉ_Lも増大し、デューティｄ_Lも増大する。よって不連続モードではスイッチＳ_invがオンする期間中、電流ｉ_Lが上昇し続けるため、直流リンク電圧ｖ_dcが下降する。これにより、直流リンク電圧ｖ_dc、ひいては電圧ｖ_outのパルスの対称性が崩れて出力電圧誤差が増加する。そして電流ｉ_Lの波高値はデューティｄ_Lが増大して昇圧チョッパの動作が連続モードに移るまで上昇するので、デューティｄ_Lが増大すると出力電圧誤差は増加する。

デューティｄ_Lが増大して昇圧チョッパの動作が連続モードへ以降すると、昇圧チョッパのデューティｄ_Lは電流ｉ_Lに依存せず、従ってデューティｄ_invにも依存しないため、デューティｄ_invの増加に伴って電流ｉ_invが増大しても電流ｉ_Lが下降する。これにより、デューティｄ_invの増加に伴って直流リンク電圧ｖ_dcのリプルの対称性が向上し、出力電圧誤差が減少する。

また、デューティｄ_Lが電流ｉ_Lに依存しないため、電流ｉ_invのリプルの振幅も一定となることから、デューティｄ_invの増加に伴って電流ｉ_invが増加するほど、電圧誤差は低下することになる。

コンデンサＣ_bの電圧ｖ_bが、商用交流電源１から得られる交流電圧の波高値ｖ_sの√２〜２倍にまで昇圧して充電される場合が通常であることに鑑みれば、連続モードではデューティｄ_Lは、１−（１／√２）〜１−（１／２）、即ち０．３〜０．５程度になる。よってこの観点からも、昇圧チョッパの動作が連続モード／不連続モードのいずれで動作するかの境界となるデューティｄ_invが０．５を採ることが望ましい。

図２３及び図２４は図２０に示されたグラフＫ１０３について（即ちインダクタンスが２ｍＨであって）、デューティｄ_invが０．５であるときの、直接形電力変換装置の諸値、即ち電流ｉ_L，ｉ_inv、ｉ_cnv，ｉ_s、ｉ_c、出力電圧ｖ_out及び電圧ｖ_rを、それぞれ示している。図２４は図２３の中央近傍を拡大して示している。電流ｉ_Lは、その波形から、連続して流れる態様と、不連続で流れる態様との境界近傍の態様を示すことがわかる。

図２５及び図２６は図２０に示されたグラフＫ１０３について、デューティｄ_invが１であるときの電流ｉ_L，ｉ_inv、ｉ_cnv，ｉ_s、ｉ_c、出力電圧ｖ_out及び電圧ｖ_rを、それぞれ示している。図２６は図２５の中央近傍を拡大して示している。電流ｉ_Lは、その波形から、連続して流れる態様を示すことがわかる。

図２４と図２６の出力電圧ｖ_outの比較により、デューティｄ_invが大きいほど、出力電圧ｖ_outの波形の対称性が改善されていることがわかる。これは上述のように、電流ｉ_Lが連続して流れる領域では、電流ｉ_invが増大しても電流ｉ_Lのリプルは増大しないことによる。

このように、昇圧チョッパの動作が連続モード／不連続モードのいずれで動作するかの境界となるデューティｄ_invが０．５を採ることを容易にする観点からは、負荷７が大きいほどインダクタンスＬ_bを小さく選定して設計することが望ましい。

もちろん、上述の効率の低下について、要求される制限を緩和すれば、負荷７が大きいほど昇圧チョッパの周波数を大きくしてもよい。電流ｉ_Lのリプルの振幅は当該周波数に対して反比例するからである。

第３の実施の形態．
第１及び第２の実施の形態では、電流ｉ_Lが電流ｉ_cnvから分岐していたため、電流ｉ_cnvを出力していたダイオードブリッジ３に対して入力される電流ｉ_cに影響を与えていた。そして電流ｉ_cはコンデンサＣ_fを流れるので、電流ｉ_cの波形の変動は、コンデンサＣ_fの両端電圧ｖ_cに、引いては直流リンク電圧ｖ_dc、出力電圧ｖ_outの波形の対称性に影響を与えていた。

本実施の形態では、電流ｉ_Lを電流ｉ_cnvから分岐させず、入力端子Ｐ₁に入力する交流電流ｉ_rから分岐させることにより、電流ｉ_Lの変動がコンデンサＣ_fの両端電圧ｖ_cに、引いては直流リンク電圧ｖ_dc、出力電圧ｖ_outの波形の対称性に影響を与えない技術を示す。

図２７は本実施の形態にかかる直接形電力変換装置たる単相／三相変換装置の構成を示す回路図である。図中、ローパスフィルタ２、ダイオードブリッジ３、バッファ回路５ａ、電圧形インバータ６及び負荷７は、図１に示されたものと同一であるので、詳細な説明は省略する。また図の簡単のため、電圧形インバータ６及び負荷７は単にブロックとして示した。

但し当該実施の形態では、図１に示された充電回路５ｂに代えて、充電回路５ｃが設けられている。充電回路５ｃはローパスフィルタ２を介さずに商用単相交流電源１側に接続される。これにより、電流ｉ_sはインダクタＬ_fを流れる電流とは一致しない。

充電回路５ｃはダイオードブリッジ５１と、チョッパ回路５２とを有している。ダイオードブリッジ５１は入力端子Ｐ₁，Ｐ₂から入力された交流を全波整流して出力される電圧ｖ_r（電圧ｖ_rについては図２の説明を参照）を出力する。ここでは具体的な例として、ダイオードブリッジ５１はダイオードＤ_1p，Ｄ_1n，Ｄ_2p，Ｄ_2nを備えており、ダイオードＤ_1pのアノード及びダイオードＤ_1nのカソードが入力端子Ｐ₁に、ダイオードＤ_2pのアノード及びダイオードＤ_2nのカソードが入力端子Ｐ₂に、それぞれ接続されている。電圧ｖ_rは、ダイオードＤ_1pのカソードとダイオードＤ_2pのカソードとの接続点を高電位側として、ダイオードＤ_1nのアノードとダイオードＤ_2nのアノードとの接続点を低電位側として、これら一対の接続点の間から出力される。

チョッパ回路５２は電圧ｖ_rをチョッピングしてコンデンサＣ_bを充電する。つまりチョッパ回路５２はコンデンサＣ_bとともに昇圧チョッパを構成する。

チョッパ回路５２はインダクタＬ_b1，Ｌ_b2、スイッチング素子Ｓ_L、ダイオードＤ_b1，Ｄ_b2を備えている。インダクタＬ_b1の一端はダイオードＤ_1pのカソードとダイオードＤ_2pのカソードとに接続され、インダクタＬ_b2の一端はダイオードＤ_1nのアノードとダイオードＤ_2nのアノードとに接続される。そしてインダクタＬ_b1の他端はダイオードＤ_b1のアノードに、インダクタＬ_b2の他端はダイオードＤ_b2のアノードに、それぞれ接続される。スイッチング素子Ｓ_LはダイオードＤ_b1のアノードとダイオードＤ_b2のアノードの間に接続される。かかる接続態様は、スイッチング素子Ｓ_Lの一対の端がそれぞれインダクタＬ_b1，Ｌ_b2を介してダイオードブリッジ５１の出力側に接続される、と把握することもできる。

ダイオードＤ_b1のカソードは、スイッチング素子Ｓ_cとコンデンサＣ_bとの接続点に接続される。これによりコンデンサＣ_bは二つのインダクタＬ_b1，Ｌ_b2及び二つのダイオードＤ_b1，Ｄ_b2を経由して、充電回路５ｃによって充電される。

図２８は図２７に示された回路の等価回路を示す回路図であり、降圧チョッパ６１及び電流源７１については図２の説明において示した通りである。また、図２８においてインダクタＬ_bはインダクタＬ_b1，Ｌ_b2の直列接続を表し、ダイオードＤ_bはダイオードＤ_b1，Ｄ_b2の直列接続を表している。

図２９及び図３０は、図２８に示された等価回路についてシミュレーションされた結果を示すグラフである。図５と同様に、第１段目には電流ｉ_L，ｉ_invを、第２段目には、電流ｉ_cnv，ｉ_sを、第３段目には電流ｉ_cを、第４段目には出力電圧ｖ_out及び電圧ｖ_rを、それぞれ示している。図３０は図２９の中央近傍を拡大して示している。

当該実施の形態ではこのように、電流ｉ_cは電流ｉ_cnvには依存するものの、コンデンサＣ_bの充電にかかる電流ｉ_Lの影響を受けないので、電圧ｖ_c（図２７参照）や直流リンク電圧ｖ_dc（図２８参照）が傾斜する部分の波形の対称性が改善される。これは出力電圧ｖ_outの波形の非対称性を緩和し、ひいては出力電圧誤差を低減する。

なお、図２８の等価回路の見かけ上、図２７の回路においてインダクタＬ_b2あるいはダイオードＤ_b2の意義が理解しにくいため、以下に説明する。

図３１は図２７の構成に対して、充電回路５ｃを充電回路５ｄに置換した構成を示す。充電回路５ｄは充電回路５ｃからインダクタＬ_b2、ダイオードＤ_b2を除去した構成を有している。コンデンサＣ_fの両端電圧ｖ_cが正の場合（即ち入力端Ｐ_rの電位が入力端Ｐ_sの電位よりも高い場合）、電圧形インバータ６から商用単相交流電源１へ向かって流れる電流は、実線で示されるように、ダイオードブリッジ５１においてはダイオードＤ２ｎを、ダイオードブリッジ３においてはダイオードＤ_snを、それぞれ経由する。

しかしながら両端電圧ｖ_cが負の場合（即ち入力端Ｐ_rの電位が入力端Ｐ_sの電位よりも低い場合）、電圧形インバータ６から商用単相交流電源１へ向かって流れる電流は、破線で示されるように、ダイオードブリッジ５１においてはダイオードＤ１ｎを経由するものの、ダイオードブリッジ３を流れない。これは直流電源線ＬＬから見て商用単相交流電源１へ向かう経路において、ダイオードブリッジ３を経由する経路はフィルタ２のインダクタＬ_fを経由することになり、ダイオードブリッジ５１を経由する経路と比較してインピーダンスが高くなるからである。しかも両端電圧ｖ_cが負の場合に電圧形インバータ６へ向かって商用単相交流電源１から流れる電流はインダクタＬ_fを経由しない。

このように、両端電圧ｖ_cが負となる期間に商用単相交流電源１と電圧形インバータ６との間を流れる電流がフィルタ２を経由しなくなると、当該期間において電圧形インバータ６のスイッチングに伴うキャリア電流成分が商用単相交流電源１へと伝搬してしまい、電源環境の観点から望ましくない。よって充電回路５ｃがインダクタＬ_b2を有し（更に望ましくはインダクタＬ_b2のインダクタンスがインダクタＬ_fのインダクタンスよりも大きく）、両端電圧ｖ_cが負の場合にも電圧形インバータ６へ向かって商用単相交流電源１から流れる電流がインダクタＬ_fを経由することが望ましい。もちろん、図２８の等価回路からも理解されるように、充電回路５ｃにインダクタＬ_b2、ダイオードＤ_b2が設けられなくても、直流リンク電圧ｖ_dcが傾斜する部分の波形の対称性は改善される。

図３２は図２７の構成に対して、充電回路５ｃを充電回路５ｅに置換した構成を示す。充電回路５ｅは充電回路５ｃからダイオードＤ_b2を除去した構成を有している。このような構成においてスイッチング素子Ｓ_Lがオンするとき、インダクタＬ_b1を流れる電流は商用単相交流電源１へ向かって流れるに際して、ダイオードブリッジ５１を経由せず、ダイオードブリッジ３のダイオードＤ_sn、Ｄ_rnを経由する。これは直流電源線ＬＬから見て商用単相交流電源１へ向かう電流が流れる経路において、ダイオードブリッジ５１を経由する経路はフィルタ２のインダクタＬ_b2を経由することになり、ダイオードブリッジ５１を経由する経路と比較して、特に両端電圧ｖ_cが正の場合にはインピーダンスが高くなるからである。フィルタ２において要求されるインダクタＬ_fのインダクタンスよりも、昇圧チョッパにおいて要求されるインダクタＬ_b2のインダクタンスの方が大きいことが通常であることに鑑みれば、上記の現象は両端電圧ｖ_cが負の場合にも発生する。

このように、充電回路５ｃにおいてインダクタＬ_b2に電流が流れなくなると、昇圧チョッパにおけるインダクタンス値にインダクタＬ_b2が寄与しなくなり、電流ｉ_Lのリプルが増大してしまう。これは直流リンク電圧ｖ_dcが傾斜する部分の波形の対称性を改善する観点からは望ましくない。よって充電回路５ｃがインダクタＬ_b2のみならずダイオードＤ_b2をも有することが望ましい。もちろん、図２８の等価回路からも理解されるように、充電回路５ｃにダイオードＤ_b2が設けられなくても、直流リンク電圧ｖ_dcが傾斜する部分の波形の対称性は改善されるし、図３１に示された回路と比較すると、インダクタＬ_b2が設けられていることによりキャリア電流成分の流出を回避し易い。

図３３は、図３１と同様に充電回路５ｄが採用された場合に、フィルタ２が更にインダクタＬ_f2を有する場合の構成を示している。かかる構成では両端電圧ｖ_cが負となる期間にもインダクタＬ_f2とコンデンサＣ_fによるフィルタリングが可能となり、図３１の構成で示された問題点は緩和される。しかしながら両端電圧ｖ_cが正／負となる期間でフィルタ機能に寄与するのはそれぞれインダクタＬ_f／インダクタＬ_f2であり、構成が上長となっている。換言すればフィルタ２におけるインダクタＬ_f，Ｌ_f2は、図２７に示された構成と比較してそれぞれ利用率が半分になっている。

以上のことから、充電回路５ｄ，５ｅと比較して、インダクタＬ_b2及びダイオードＤ_b2が追加されている充電回路５ｃを採用することが望ましい。

１商用単相交流電源
２ローパスフィルタ
３ダイオードブリッジ
４直流リンク
５充電つきバッファ回路
５ａバッファ回路
５ｂ充電回路
７負荷
Ｃ_b コンデンサ
ｄ_L デューティ（指令値）
Ｄ_b ダイオード
Ｊ，Ｊ１，Ｊ２キャリア
ＬＨ，ＬＬ直流電源線
Ｌ_b インダクタ
Ｓ_c，Ｓ_L スイッチング素子
１０１スイッチングデューティ生成部
１０２演算器
１０３，１０８比較器
１０４論理積生成部
１０５キャリア生成部
１０６アップダウン信号生成部
１０７インバータデューティ生成部
１０９論理演算部

Claims

交流／交流変換を行う直接形電力変換装置を制御する方法であって、
前記直接形電力変換装置は、
チョークインプット形のローパスフィルタ（２）を介して交流電源（１）に接続される全波整流回路（３）と、
高電位側の第１の直流電源線（ＬＨ）と低電位側の第２の直流電源線（ＬＬ）を有する直流リンク（４）と、
前記直流リンクを介して前記全波整流回路に接続され、誘導性負荷（７）に交流電圧（ｖ_out）を供給する電圧形インバータ（６）と、
前記第１の直流電源線と前記第２の直流電源線との間で前記全波整流回路及び前記電圧形インバータと並列に接続される充電付きバッファ回路（５）とを備え、
前記充電付きバッファ回路はバッファ回路（５ａ）と充電回路（５ｂ）とを有し、
前記バッファ回路は前記第１の直流電源線と前記第２の直流電源線との間で直列に接続される第１のスイッチング素子（Ｓ_c）およびコンデンサ（Ｃ_b）を有し、前記第１のスイッチング素子は前記第１の直流電源線側に、前記コンデンサは前記第２の直流電源線側に、それぞれ設けられ、
前記充電回路は前記第１の直流電源線と前記第２の直流電源線との間で直列に接続される第２のスイッチング素子（Ｓ_L）およびインダクタ（Ｌ_b）と、ダイオード（Ｄ_b）とを有し、前記第２のスイッチング素子は前記第２の直流電源線側に、前記インダクタは前記第１の直流電源線側に、それぞれ設けられ、
前記ダイオードは、前記第１のスイッチング素子と前記コンデンサとの接続点に接続されるカソードと、前記第２のスイッチング素子と前記インダクタとの接続点に接続されるアノードとを有し、
前記制御方法は、
対称三角波（Ｊ）が、第１の指令値（ｄ_inv）に対して、前記対称三角波が採る一対の極値（０，１）の一方（０）側の極値に近い値を採る場合に前記電圧形インバータを導通させ、
鋸波（Ｊ１，Ｊ２）が、第２の指令値（２ｄ_L：２（１−ｄ_L）：ｄ_L）に対して、前記一方側の極値に近い値を採る場合に前記第２のスイッチング素子を導通させ、
前記対称三角波が前記一方側の極値を取るタイミングで、前記鋸波が採る一対の極値（０，２；０，１）のうち、前記一方側の極値に近い方から遠い方へと遷移する、直接形電力変換装置の制御方法。
前記鋸歯波の振幅は前記対称三角波の振幅の二倍であり、
前記第２の指令値（２ｄ_L；２（１−ｄ_L））は、前記第２のスイッチング素子が導通するデューティ（ｄ_L）と、前記一方側の極値との差の二倍に設定される、請求項１記載の直接形電力変換装置の制御方法。
前記鋸歯波の振幅は前記対称三角波の振幅と等しく、
前記第２の指令値（ｄ_L）は、前記第２のスイッチング素子が導通するデューティ（ｄ_L）と等しい、請求項１記載の直接形電力変換装置の制御方法。
交流／交流変換を行う直接形電力変換装置を制御する方法であって、
前記直接形電力変換装置は、
チョークインプット形のローパスフィルタ（２）を介して交流電源（１）に接続される全波整流回路（３）と、
高電位側の第１の直流電源線（ＬＨ）と低電位側の第２の直流電源線（ＬＬ）を有する直流リンク（４）と、
前記直流リンクを介して前記全波整流回路に接続され、誘導性負荷（７）に交流電圧（ｖ_out）を供給する電圧形インバータ（６）と、
前記第１の直流電源線と前記第２の直流電源線との間で前記全波整流回路及び前記電圧形インバータと並列に接続される充電付きバッファ回路（５）とを備え、
前記充電付きバッファ回路はバッファ回路（５ａ）と充電回路（５ｂ）とを有し、
前記バッファ回路は前記第１の直流電源線と前記第２の直流電源線との間で直列に接続される第１のスイッチング素子（Ｓ_c）およびコンデンサ（Ｃ_b）を有し、前記第１のスイッチング素子は前記第１の直流電源線側に、前記コンデンサは前記第２の直流電源線側に、それぞれ設けられ、
前記充電回路は前記第１の直流電源線と前記第２の直流電源線との間で直列に接続される第２のスイッチング素子（Ｓ_L）およびインダクタ（Ｌ_b）と、ダイオード（Ｄ_b）とを有し、前記第２のスイッチング素子は前記第２の直流電源線側に、前記インダクタは前記第１の直流電源線側に、それぞれ設けられ、
前記ダイオードは、前記第１のスイッチング素子と前記コンデンサとの接続点に接続されるカソードと、前記第２のスイッチング素子と前記インダクタとの接続点に接続されるアノードとを有し、
前記制御方法は、
対称三角波（Ｊ）が、第１の指令値（ｄ_inv）に対して、前記対称三角波が採る一対の極値（０，１）の一方（０）側の極値に近い値を採る場合に前記電圧形インバータを導通させ、
前記対称三角波が第２の指令値（ｄ_L）に対して前記一方側の極値に近い値を採る場合に活性となる信号（Ｓ_L’’）の二値論理と、アップダウン信号（ＵＤ）の二値論理との論理積（Ｓ_L’）で得られる区間で前記第２のスイッチング素子を導通させ、
前記アップダウン信号は、前記対称三角波が前記一方側の極値から他方側の極値へと向かう傾斜部分において非活性であり、前記対称三角波（Ｊ）が前記他方側の極値から前記一方側の極値へと向かう傾斜部分において活性である、直接形電力変換装置の制御方法。
交流／交流変換を行う直接形電力変換装置を制御する制御信号を生成する制御信号生成装置であって、
前記直接形電力変換装置は、
チョークインプット形のローパスフィルタ（２）を介して交流電源（１）に接続される全波整流回路（３）と、
高電位側の第１の直流電源線（ＬＨ）と低電位側の第２の直流電源線（ＬＬ）を有する直流リンク（４）と、
前記直流リンクを介して前記全波整流回路に接続され、誘導性負荷（７）に交流電圧（ｖ_out）を供給する電圧形インバータ（６）と、
前記第１の直流電源線と前記第２の直流電源線との間で前記全波整流回路及び前記電圧形インバータと並列に接続される充電付きバッファ回路（５）とを備え、
前記充電付きバッファ回路はバッファ回路（５ａ）と充電回路（５ｂ）とを有し、
前記バッファ回路は前記第１の直流電源線と前記第２の直流電源線との間で直列に接続される第１のスイッチング素子（Ｓ_c）およびコンデンサ（Ｃ_b）を有し、前記第１のスイッチング素子は前記第１の直流電源線側に、前記コンデンサは前記第２の直流電源線側に、それぞれ設けられ、
前記充電回路は前記第１の直流電源線と前記第２の直流電源線との間で直列に接続される第２のスイッチング素子（Ｓ_L）およびインダクタ（Ｌ_b）と、ダイオード（Ｄ_b）とを有し、前記第２のスイッチング素子は前記第２の直流電源線側に、前記インダクタは前記第１の直流電源線側に、それぞれ設けられ、
前記ダイオードは、前記第１のスイッチング素子と前記コンデンサとの接続点に接続されるカソードと、前記第２のスイッチング素子と前記インダクタとの接続点に接続されるアノードとを有し、
前記制御信号生成装置は、
一対の極値（０，１）を採る対称三角波（Ｊ）を生成するキャリア生成部（１０５）と、
前記対称三角波の波形が前記一対の極値の一方から他方へと向かうときに非活性であり、前記対称三角波の波形が前記他方から前記一方へと向かうときに活性であるアップダウン信号（ＵＤ）を生成するアップダウン信号生成部（１０６）と、
前記電圧形インバータが動作する第１のデューティ（ｄ_inv）を生成する第１のデューティ生成部（１０７）と、
前記第１のデューティを第１の指令値として前記対称三角波と比較し、前記対称三角波が前記第１の指令値に対して前記一対の極値の一方（０）側の極値に近い値を採る場合に活性となる、第１の原制御信号（Ｓ_inv）を生成する第１の比較器（１０８）と、
前記第１の原制御信号から前記電圧形インバータの制御信号（Ｓ_yp，Ｓ_yn）を生成する論理演算部（１０９）と、
前記第２のスイッチング素子が導通する第２のデューティ（ｄ_L）を生成する第２のデューティ生成部（１０１）と、
前記第２のデューティから、前記第２のデューティ（ｄ_L）と、前記一対の極値の前記一方との差の二倍に設定される第２の指令値（２ｄ_L；２（１−ｄ_L））を生成する演算器（１０２）と、
前記第２の指令値と前記対称三角波とを比較して、前記対称三角波が前記第２の指令値に対して前記一方側の極値に近い値を採る場合に活性となる第２の原制御信号（Ｓ_L’’）を生成する第２の比較器（１０３）と、
前記第２の原制御信号の二値論理と前記アップダウン信号（ＵＤ）の二値論理との論理積で得られる区間において活性となり、前記第２のスイッチング素子の制御信号（Ｓ_L’）を生成する論理積生成部（１０４）と
を備える、制御信号生成装置。
交流／交流変換を行う直接形電力変換装置を制御する制御信号を生成する制御信号生成装置であって、
前記直接形電力変換装置は、
チョークインプット形のローパスフィルタ（２）を介して交流電源（１）に接続される全波整流回路（３）と、
高電位側の第１の直流電源線（ＬＨ）と低電位側の第２の直流電源線（ＬＬ）を有する直流リンク（４）と、
前記直流リンクを介して前記全波整流回路に接続され、誘導性負荷（７）に交流電圧（ｖ_out）を供給する電圧形インバータ（６）と、
前記第１の直流電源線と前記第２の直流電源線との間で前記全波整流回路及び前記電圧形インバータと並列に接続される充電付きバッファ回路（５）とを備え、
前記充電付きバッファ回路はバッファ回路（５ａ）と充電回路（５ｂ）とを有し、
前記バッファ回路は前記第１の直流電源線と前記第２の直流電源線との間で直列に接続される第１のスイッチング素子（Ｓ_c）およびコンデンサ（Ｃ_b）を有し、前記第１のスイッチング素子は前記第１の直流電源線側に、前記コンデンサは前記第２の直流電源線側に、それぞれ設けられ、
前記充電回路は前記第１の直流電源線と前記第２の直流電源線との間で直列に接続される第２のスイッチング素子（Ｓ_L）およびインダクタ（Ｌ_b）と、ダイオード（Ｄ_b）とを有し、前記第２のスイッチング素子は前記第２の直流電源線側に、前記インダクタは前記第１の直流電源線側に、それぞれ設けられ、
前記ダイオードは、前記第１のスイッチング素子と前記コンデンサとの接続点に接続されるカソードと、前記第２のスイッチング素子と前記インダクタとの接続点に接続されるアノードとを有し、
前記制御信号生成装置は、
第１の一対の極値（０，１）を採る対称三角波（Ｊ）を生成する第１のキャリア生成部（１０５）と、
第２の一対の極値（０，２；−１，１）を採り、前記対称三角波が前記第１の一対の極値の一方側の極値（０）を取るタイミングで、前記第２の一対の極値のうち、前記第１の一対の極値の前記一方側の極値に近い方から遠い方へと遷移する鋸波を生成する、第２のキャリア生成部（１１０）と、
前記電圧形インバータが動作する第１のデューティ（ｄ_inv）を生成する第１のデューティ生成部（１０７）と、
前記第１のデューティを第１の指令値として前記対称三角波と比較し、前記対称三角波が前記第１の指令値に対して前記一対の極値の一方（０）側の極値に近い値を採る場合に活性となる、第１の原制御信号（Ｓ_inv）を生成する第１の比較器（１０８）と、
前記第１の原制御信号から前記電圧形インバータの制御信号（Ｓ_yp，Ｓ_yn）を生成する論理演算部（１０９）と、
前記第２のスイッチング素子が導通する第２のデューティ（ｄ_L）を生成する第２のデューティ生成部（１０１）と、
前記第２のデューティから、前記第２のデューティ（ｄ_L）と、前記第１の一対の極値の前記一方との差の二倍に設定される第２の指令値（２ｄ_L；２（１−ｄ_L））を生成する演算器（１０２）と、
前記第２の指令値と前記対称三角波とを比較し、前記対称三角波が前記第２の指令値に対して前記第１の一対の極値の前記一方側の極値に近い値を採る場合に活性となり、前記第２のスイッチング素子の制御信号（Ｓ_L’）を生成する第２の比較器（１０３）と
を備える、制御信号生成装置。
交流／交流変換を行う直接形電力変換装置を制御する制御信号を生成する制御信号生成装置であって、
前記直接形電力変換装置は、
チョークインプット形のローパスフィルタ（２）を介して交流電源（１）に接続される全波整流回路（３）と、
高電位側の第１の直流電源線（ＬＨ）と低電位側の第２の直流電源線（ＬＬ）を有する直流リンク（４）と、
前記直流リンクを介して前記全波整流回路に接続され、誘導性負荷（７）に交流電圧（ｖ_out）を供給する電圧形インバータ（６）と、
前記第１の直流電源線と前記第２の直流電源線との間で前記全波整流回路及び前記電圧形インバータと並列に接続される充電付きバッファ回路（５）とを備え、
前記充電付きバッファ回路はバッファ回路（５ａ）と充電回路（５ｂ）とを有し、
前記バッファ回路は前記第１の直流電源線と前記第２の直流電源線との間で直列に接続される第１のスイッチング素子（Ｓ_c）およびコンデンサ（Ｃ_b）を有し、前記第１のスイッチング素子は前記第１の直流電源線側に、前記コンデンサは前記第２の直流電源線側に、それぞれ設けられ、
前記充電回路は前記第１の直流電源線と前記第２の直流電源線との間で直列に接続される第２のスイッチング素子（Ｓ_L）およびインダクタ（Ｌ_b）と、ダイオード（Ｄ_b）とを有し、前記第２のスイッチング素子は前記第２の直流電源線側に、前記インダクタは前記第１の直流電源線側に、それぞれ設けられ、
前記ダイオードは、前記第１のスイッチング素子と前記コンデンサとの接続点に接続されるカソードと、前記第２のスイッチング素子と前記インダクタとの接続点に接続されるアノードとを有し、
前記制御信号生成装置は、
第１の一対の極値（０，１）を採る対称三角波（Ｊ）を生成する第１のキャリア生成部（１０５）と、
第２の一対の極値（０，１）を採り、前記対称三角波が前記第１の一対の極値の一方側の極値（０）を取るタイミングで、前記第２の一対の極値のうち、前記第１の一対の極値の前記一方側の極値に近い方から遠い方へと遷移し、前記対称三角波の振幅と等しい振幅を有する鋸波（Ｊ２）を生成する、第２のキャリア生成部（１１０）と、
前記電圧形インバータが動作する第１のデューティ（ｄ_inv）を生成する第１のデューティ生成部（１０７）と、
前記第１のデューティを第１の指令値として前記対称三角波と比較し、前記対称三角波が前記第１の指令値に対して前記一対の極値の一方（０）側の極値に近い値を採る場合に活性となる、第１の原制御信号（Ｓ_inv）を生成する第１の比較器（１０８）と、
前記第１の原制御信号から前記電圧形インバータの制御信号（Ｓ_yp，Ｓ_yn）を生成する論理演算部（１０９）と、
前記第２のスイッチング素子が導通する第２のデューティ（ｄ_L）を生成する第２のデューティ生成部（１０１）と、
前記第２のデューティを第２の指令値として前記対称三角波を比較し、前記対称三角波が前記第２の指令値に対して前記第１の一対の極値の前記一方側の極値に近い値を採る場合に活性となり、前記第２のスイッチング素子の制御信号（Ｓ_L’）を生成する第２の比較器（１０３）と
を備える、制御信号生成装置。
交流／交流変換を行う直接形電力変換装置であって、
前記直接形電力変換装置は、
チョークインプット形のローパスフィルタ（２）を介して交流電源（１）に接続される全波整流回路（３）と、
高電位側の第１の直流電源線（ＬＨ）と低電位側の第２の直流電源線（ＬＬ）を有する直流リンク（４）と、
前記直流リンクを介して前記全波整流回路に接続され、誘導性負荷（７）に交流電圧（ｖ_out）を供給する電圧形インバータ（６）と、
前記第１の直流電源線と前記第２の直流電源線との間で前記全波整流回路及び前記電圧形インバータと並列に接続される充電付きバッファ回路（５）とを備え、
前記充電付きバッファ回路はバッファ回路（５ａ）と充電回路（５ｂ）とを有し、
前記バッファ回路は前記第１の直流電源線と前記第２の直流電源線との間で直列に接続される第１のスイッチング素子（Ｓ_c）およびコンデンサ（Ｃ_b）を有し、前記第１のスイッチング素子は前記第１の直流電源線側に、前記コンデンサは前記第２の直流電源線側に、それぞれ設けられ、
前記充電回路は前記第１の直流電源線と前記第２の直流電源線との間で直列に接続される第２のスイッチング素子（Ｓ_L）およびインダクタ（Ｌ_b）と、ダイオード（Ｄ_b）とを有し、前記第２のスイッチング素子は前記第２の直流電源線側に、前記インダクタは前記第１の直流電源線側に、それぞれ設けられ、
前記ダイオードは、前記第１のスイッチング素子と前記コンデンサとの接続点に接続されるカソードと、前記第２のスイッチング素子と前記インダクタとの接続点に接続されるアノードとを有し、
前記充電回路と前記コンデンサとで構成される昇圧チョッパは、前記電圧形インバータが動作するデューティ（ｄ_inv）が０．５よりも小さいときに不連続モードとして動作し、前記デューティが０．５よりも大きいときに連続モードとして動作する、直接形電力変換装置。
請求項８記載の直接形電力変換装置を運転する方法であって、
前記誘導性負荷が大きいほど、前記第２のスイッチング素子のスイッチング周波数が大きく選定される、直接形電力変換装置の運転方法。
チョークインプット形のローパスフィルタ（２）と、
前記ローパスフィルタ（２）を介して交流電源（１）に接続される第１の全波整流回路（３）と、
高電位側の第１の直流電源線（ＬＨ）と低電位側の第２の直流電源線（ＬＬ）を有する直流リンク（４）と、
前記直流リンクを介して前記全波整流回路に接続され、誘導性負荷（７）に交流電圧（ｖ_out）を供給する電圧形インバータ（６）と、
前記第１の直流電源線と前記第２の直流電源線との間で前記全波整流回路及び前記電圧形インバータと並列に接続されるバッファ回路（５ａ）と、
充電回路（５ｃ，５ｄ，５ｅ）とを備え、
前記バッファ回路は前記第１の直流電源線と前記第２の直流電源線との間で直列に接続される第１のスイッチング素子（Ｓ_c）およびコンデンサ（Ｃ_b）を有し、前記第１のスイッチング素子は前記第１の直流電源線側に、前記コンデンサは前記第２の直流電源線側に、それぞれ設けられ、
前記充電回路は、
前記交流電源（１）に接続される第２の全波整流回路（３）と、
一対のインダクタ（Ｌ_b1，Ｌ_b2）と、
前記一対のインダクタのそれぞれを介して前記第２の全波整流回路の出力側に接続される一対の端を有する第２のスイッチング素子（Ｓ_L）と、
第１のダイオード（Ｄ_b1）と
を有し、
前記第１のダイオードは、前記第１のスイッチング素子と前記コンデンサとの接続点に接続されるカソードと、前記一対のインダクタのうち前記第２の全波整流回路の前記出力側の高電位側のものと前記第２のスイッチング素子との接続点に接続されるアノードとを有する、直接形電力変換装置。
前記充電回路は第２のダイオード（Ｄ_b2）を更に有し、
前記第２のダイオードは、前記第２の直流電源線（ＬＬ）に接続されるカソードと、前記一対のインダクタのうち前記第２の全波整流回路の前記出力側の低電位側のものと前記第２のスイッチング素子との接続点に接続されるアノードとを有する、請求項１０記載の直接形電力変換装置。
交流／交流変換を行う直接形電力変換装置を設計する方法であって、
前記直接形電力変換装置は、
チョークインプット形のローパスフィルタ（２）を介して交流電源（１）に接続される全波整流回路（３）と、
高電位側の第１の直流電源線（ＬＨ）と低電位側の第２の直流電源線（ＬＬ）を有する直流リンク（４）と、
前記直流リンクを介して前記コンバータ部に接続され、誘導性負荷（７）に交流電圧（ｖｏｕｔ）を供給する電圧形インバータ（６）と、
前記第１の直流電源線と前記第２の直流電源線との間で前記全波整流回路及び前記電圧形インバータと並列に接続される充電付きバッファ回路（５）とを備え、
前記充電付きバッファ回路はバッファ回路（５ａ）と充電回路（５ｂ）とを有し、
前記バッファ回路は前記第１の直流電源線と前記第２の直流電源線との間で直列に接続される第１のスイッチング素子（Ｓ_c）およびコンデンサ（Ｃ_b）を有し、前記第１のスイッチング素子は前記第１の直流電源線側に、前記コンデンサは前記第２の直流電源線側に、それぞれ設けられ、
前記充電回路は前記第１の直流電源線と前記第２の直流電源線との間で直列に接続される第２のスイッチング素子（Ｓ_L）およびインダクタ（Ｌ_b）と、ダイオード（Ｄ_b）とを有し、前記第２のスイッチング素子は前記第２の直流電源線側に、前記インダクタは前記第１の直流電源線側に、それぞれ設けられ、
前記ダイオードは、前記第１のスイッチング素子と前記コンデンサとの接続点に接続されるカソードと、前記第２のスイッチング素子と前記インダクタとの接続点に接続されるアノードとを有し、
前記インダクタのインダクタンスを、前記電圧形インバータが動作するデューティの範囲内における前記交流電圧の、前記交流電圧についての指令値（ｖ_dc・ｄ_inv）に対する誤差が極大値を持つように、かつ前記誘導性負荷が大きいほど小さく選定する、直接形電力変換装置の設計方法。
交流／交流変換を行う直接形電力変換装置を運転する方法であって、
前記直接形電力変換装置は、
チョークインプット形のローパスフィルタ（２）を介して交流電源（１）に接続される全波整流回路（３）と、
高電位側の第１の直流電源線（ＬＨ）と低電位側の第２の直流電源線（ＬＬ）を有する直流リンク（４）と、
前記直流リンクを介して前記コンバータ部に接続され、誘導性負荷（７）に交流電圧（ｖ_out）を供給する電圧形インバータ（６）と、
前記第１の直流電源線と前記第２の直流電源線との間で前記全波整流回路及び前記電圧形インバータと並列に接続される充電付きバッファ回路（５）とを備え、
前記充電付きバッファ回路はバッファ回路（５ａ）と充電回路（５ｂ）とを有し、
前記バッファ回路は前記第１の直流電源線と前記第２の直流電源線との間で直列に接続される第１のスイッチング素子（Ｓ_c）およびコンデンサ（Ｃ_b）を有し、前記第１のスイッチング素子は前記第１の直流電源線側に、前記コンデンサは前記第２の直流電源線側に、それぞれ設けられ、
前記充電回路は前記第１の直流電源線と前記第２の直流電源線との間で直列に接続される第２のスイッチング素子（Ｓ_L）およびインダクタ（Ｌ_b）と、ダイオード（Ｄ_b）とを有し、前記第２のスイッチング素子は前記第２の直流電源線側に、前記インダクタは前記第１の直流電源線側に、それぞれ設けられ、
前記ダイオードは、前記第１のスイッチング素子と前記コンデンサとの接続点に接続されるカソードと、前記第２のスイッチング素子と前記インダクタとの接続点に接続されるアノードとを有し、
前記第２のスイッチング素子のスイッチング周波数を、前記電圧形インバータが動作するデューティの範囲内における前記交流電圧の、前記交流電圧についての指令値（ｖ_dc・ｄ_inv）に対する誤差が極大値を持つように、かつ前記誘導性負荷が大きいほど大きく設定する、直接形電力変換装置の運転方法。