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Schaltung zur Erzeugung von sehr kurzen Leistungs-
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impulsen.
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Die Erfindung bezieht sich auf eine Schaltung zur Erzeugung von sehr
kurzen Leistungsimpulsen, insbesondere zur Auf- und Zutastung einer Laufzeitröhre,
unter Verwendung eines Transistorschalters, der in seinem Eingangskreis zur Ansteuerung
eine Impulssteuerquelle und in seinem Ausgangskreis außer der Last, d.h. z.B. der
Laufzeitröhre, als Energiespeicherelement einen Kondensator aufweist, der sich jeweils
während einer Impulsdauer teilweise auf die Last entlädt und der während der Impulspausen
von einer Gleichspannungsquelle wieder aufgeladen wird.
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Zur Erzeugung von Leistungsimpulsen sind aus der Radartechnik zwei
unterschiedliche Prinzipien bekannt. Im einen Fall ist eine Laufzeitkette oder ein
Verzögerungsnetzwerk als Speicherelement vorgesehen, da dieses einen Rechteckimpuls
erzeugen und durch eine gasgefüllte Röhre (Thyratron) oder einen Thyristor betrieben
werden kann.
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Diese Kombination, bestehend aus der Laufzeitkette und der Gasröhre
bzw. dem Thyristor wird gewöhnlich als Leitungstyp-Modulator bezeichnet. Sie hat
zwar einen weiten Anwendungsbereich in der Radartechnik wegen ihrer Einfachheit,
der kompakten Abmessungen und der Fähigkeit, abnormale Belastungszustände zu überstehen,
wie sie beispielsweise durch Funkenüberschläge beim Magnetron verursacht werden
können.
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Pulsgeneratoren, die nach diesem Speicher-Entladeprinzip arbeiten,
weisen allerdings den Nachteil auf, daß sich nur
feste Impulslängen
erzeugen lassen und sich somit Schwierigkeiten bei einer Änderung der Impulsbreiten
ergeben. Die Ursache für diesen Nachteil beim Laufzeitketten-Pulsmodulatortyp liegt
darin, daß der durch die Gasröhre oder den Thyristor realisierte Schalter nur jeweils
den Anfang der Impulse steuert.
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Beim zweiten Prinzip zur Bildung von Leistungsimpulsen wird mit einem
Schalter gearbeitet, der sowohl den Anfang als auch das Ende der Impulse steuert.
Das Energiespeicherelement ist hierbei ein Kondensator. Als Schalter wird eine Vakuumröhre
oder ein gesteuertes Halbleiterbauelement verwendet. Um einen stärkeren Abfall in
der Pulsform aufgrund der Exponentialfunktion der Kondensatorentladung zu vermeiden,
wird nur ein kleiner Anteil der gespeicherten Energie zur Impulslieferung an die
Last herangezogen. Der sogenannte Hard-Tube-Modulator oder auch als Active-Switch-Modulator
bezeichnete Impulsgenerator gestattet mehr Flexibilität und Genauigkeit als ein
Laufzeitketten-Pulsmodulator. Es ist möglich, mit unterschiedlichen Pulsbreiten
und verschiedenen Pulswiederholfrequenzen zu arbeiten, und es lassen sich dicht
aufeinanderfolgende Impulse erzeugen. Im Zusammenhang mit den letztgenannten Impulsgeneratoren
wird auf das Buch von M.Skolnik: "Radar Handbook", McGraw-Hillbook Comp. 1970, Seiten
7-78 bis 7-87 hingewiesen.
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Es stößt jedoch auf Schwierigkeiten, mit gesteuerten Halbleiterelementen,
z.B. Transistoren, ausgestattete Leistungsimpulsgeneratoren nach dem letztgenannten
Prinzip für extrem kurze Schaltzeiten, d.h. einige Nanosekunden (ns), und damit
auch für sehr kurze Impulslängen, bis herunter zu 30 ns, zu realisieren.
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Aufgabe der Erfindung ist es, eine Schaltung zur Erzeugung von sehr
kurzen Leistungsimpulsen anzugeben, welche die angegebenen extrem kurzen Schaltzeiten
bewältigt, so daß sich Radarmodulatoren in einem Leistungsbereich bis zu etwa 100
kW mit beliebig variablen Impulslängen bis herunter zu ca.30 ns verwirklichen lassen.
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Gemäß der Erfindung, die sich auf eine Schaltung zur Erzeugung von
sehr kurzen Leistungsimpulsen der eingangs genannten Art bezieht, wird diese Aufgabe
dadurch gelöst, daß als Transistor ein sogenannter Power-MOS-Feldeffekttransistor
vorgesehen ist, der in seinem Eingangskreis einen an seiner Primärwicklung von der
Impulssteuerquelle beaufschlagten Eingangsübertrager aufweist, dessen Sekundärwicklung
nur aus einer einzigen Windung oder aus wenigen Windungen besteht, wobei die beiden
Sekundärwicklungsenden unmittelbar mit den beiden Eingangselektroden des Power-MOS-Feldeffekttransistors
verbunden sind, so daß sich ein verhältnismäßig hoher Steuerstrom ergibt. In den
Datenblättern für Power-MOS-Feldeffekttransistoren sind als Einschalt- und Ausschaltzeiten
für die verschiedensten Typen zumindest immer 50 ns angegeben, so daß sich daraus
eine Verwendung derartiger Transistoren für das in diesem Fall vorliegende Schaltproblem
nicht herauslesen läßt. Durch die Beschaltung des Eingangskreises mit einem Eingangsübertrager,
dessen Sekundärwicklung nur eine einzige Windung oder sehr wenige Windungen aufweist,
können hohe Steuerströme erreicht werden. Dadurch ergeben sich die geforderten extrem
kurzen Schaltzeiten von einigen Nanosekunden.
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In vorteilhafter Weise ist der Übertrager als Ringkernübertrager ausgebildet.
Eine besonders günstige Funktion der Schaltung hat sich dann ergeben, wenn auf dem
Ringkern des Ringkernübertragers lediglich die eine größere Anzahl von Windungen
aufweisende Primärwicklung aufgewickelt ist und
die aus der einen
Windung bestehende Sekundärwicklung aus einem zylinderförmigen Metalltopf mit einem
koaxialen Innenzylinder besteht, der am Boden des in Verlängerung mit dem Hohlraum
des Innenzylinders eine Öffnung aufweisenden Metalltopfes befestigt ist. Der Ringkern
ist dann zusammen mit der darauf angebrachten Primärwicklung im Raum zwischen dem
Metalltopf und dem Innenzylinder angeordnet. Die zwei Anschlußleiter für die Primärwicklung
lassen sich ohne Schwierigkeiten durch ein kleines Loch im Metalltopf herausführen.
Die vorstehend ausgeführte Ausbildung des Eingangsübertragers als Ringkernübertrager
gestattet einen vorteilhaften Einsatz bei gedruckten Schaltungen. Die dem Boden
abgewandten kreisförmigen Ränder des Metalltopfes und des koaxialen Innenzylinders
lassen sich auf voneinander isolierten Leiterbereichen einer gedruckten Leiterplatte
leitend auflegen. Auf dieser Leiterplatte wird auch der jeweilige Power-MOS-Feldeffekttransistor
angebracht. Die topfartige Sekundärwicklung läßt sich vergleichen mit einer größeren
Anzahl parallelgeschalteter Einzel windungen auf der Sekundärseite des Ringkernübertragers.
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Die MOS-Feldeffekttransistoren lassen sich gemäß einer vorteilhaften
Weiterbildung der Erfindung ohne Einschränkung parallel schalten. Dadurch können
Radarmodulatoren im 100 kW-Bereich mit beliebig variablen Pulslängen bis herunter
zu 30 ns ohne Schwierigkeiten realisiert werden. Die Parallelschaltung der MOS-Transistoren
läßt sich in verschiedener Weise realisieren. Es können z.B. nur die im Ausgangskreis
liegenden Elektroden mehrerer MOS-Transistoren zueinander parallelgeschaltet werden,
wobei dann in jedem Eingangskreis dieser Transistoren jeweils ein Eingangsübertrager
liegt, und die Primärseiten aller Ubertrager parallelgeschaltet sind. Eine andere
Möglichkeit der Parallelschaltung besteht darin, mehrere Power-MOS-Feldeffekttransistoren
mit ihren
sich entsprechenden Elektroden zueinander parallel zu
schalten und für mehrere dieser parallel geschalteten Transistoren nur einen einzigen
Eingangsübertrager zur Ansteuerung vorzusehen.
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Ein besonders günstiges Arbeiten der Schaltung zur Erzeugung von Leistungsimpulsen
nach der Erfindung ergibt sich dann, wenn zwei im Gegentakt betriebene Transistorschalter
vorgesehen sind, die in ihrem Eingangskreis von einer ebenfalls im Gegentakt arbeitenden
Impulssteuerquelle beaufschlagt werden. Jeder der beiden erwähnten Transistorschalter
kann dabei aus einer Parallelschaltung mehrerer Power-MOS-Feldeffekttransistoren
bestehen.
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Die Erfindung wird im folgenden anhand von fünf Figuren erläutert.
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Es zeigen Fig. 1 ein Prinzipschaltbild der Schaltung zur Erzeugung
von sehr kurzen Leistungsimpulsen nach der Erfindung, Fig. 2 in perspektivischer
Ansicht einen Eingangsübertrager nach der Erfindung mit Draufsicht auf einen Ausschnitt
einer dazugehörenden Leiterplatte, Fig. 3 eine Schaltung zur Erzeugung von sehr
kurzen Leistungsimpulsen nach der Erfindung unter Verwendung einer Gegentakt-Source-Schaltung,
Fig. 4 das vollständige Schaltbild einer Schaltung zur Erzeugung von sehr kurzen
Leistungsimpulsen nach der Erfindung unter Verwendung einer Gegentakt-Gate-Schaltung,
Fig. 5 eine Schaltung zur Erzeugung von sehr kurzen Leistungsimpulsen nach der Erfindung
mit mehreren in Kaskade geschalteten Power-MOS-Feldeffekttransistoren.
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Fig.1 zeigt in einem Schaltbild eine Schaltung nach der Erfindung
zur Erzeugung von sehr kurzen Leistungsimpulsen.
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Diese Leistungsimpulse sollen eine Last R beaufschlagen.
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Diese Last R kann z.B. durch ein Magnetron gebildet werden, welches
auf- und zugetastet werden soll. Zur Bildung der sehr kurzen Leistungsimpulse wird
ein Transistorschalter verwendet, der einen Power-MOS-Feldeffekttransistor T in
Source-Schaltung aufweist. Die Last R liegt im Ausgangskreis dieses Transistors
T und wird über einen Ausgangsübertrager Ü angesteuert. An der Sekundärwicklung
dieses Übertragers ü liegt die Last R, während an der Primärwicklung am einen Ende
die Drain-Elektrode und am anderen Ende der Pluspol einer Leistungs-Gleichspannungsquelle
UG liegt, welche eine Spannung von z.B. 400 V abgibt. Der Minuspol dieser Gleichspannungsquelle
UG liegt an Masse. Parallel zur Gleichspannungsquelle UG liegt noch ein Kondensator
C, der als Energiespeicherelement dient und sich jeweils während einer Impulsdauer
teilweise auf die Last R entlädt, dagegen während der Impulspausen von der Gleichspannungsquelle
UG wieder aufgeladen wird. Die Source-Elektrode des Feldeffekttransistors T liegt
an Masse. Im Eingangskreis des Transistors T liegt ein Eingangsübertrager E, der
an seiner eine größere Anzahl von Windungen aufweisenden Primärwicklung von einer
Impulssteuerquelle Q beaufschlagt wird. Die Sekundärwicklung des Eingangsübertragers
E besteht aus nur einer einzigen Windung oder aus wenigen Windungen, wobei die beiden
Sekundärwicklungsenden unmittelbar mit den beiden Eingangselektroden, d.h.
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der Gate-Elektrode und der Source-Elektrode, des Power-MOS-Feldeffekttransitors
T verbunden sind. Es ergibt sich durch diese Maßnahme im Eingangskreis des Transitors
T ein verhältnismäßig hoher Steuerstrom. Dieser hohe Steuerstrom läßt extrem kurze
Schaltzeiten, bis zu einigen Nanosekunden, zu. Die Leistungsimpulslänge an der Last
R hängt bei dieser
Schaltung direkt von den Steuerimpulsen der
Quelle Q ab, da sowohl die Eingangsflanke eines Leistungsimpulses als auch dessen
Ausgangsflanke vom Transistor T in Abhängigkeit vom Eingangsimpuls geschaltet werden.
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Es lassen sich mehrere Power-MOS-Transistoren T ohne Einschränkung
parallelschalten, so daß Radarmodulatoren im 100 kW-Bereich mit beliebig variablen
Impulslängen, bis herunter zu 30 ns, realisiert werden können.
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Als Eingangsübertrager E wird in zweckmäßiger Weise ein Ringkernübertrager
verwendet. Das Ausführungsbeispiel eines solchen Ringkernübertragers, wie er z.B.
bei der Schaltung nach Fig. 1 in vorteilhafter Weise verwendet werden kann, ist
in Fig.2 in einer perspektivischen Ansicht dargestellt.
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Auf dem Ringkern 1 dieses Ringkernübertragers ist lediglich die eine
größere Anzahl von Windungen aufweisende Primärwicklung 2 aufgewickelt. Die aus
der einen einzigen Windung bestehende Sekundärwicklung weist einen zylinderförmigen
Metalltopf 3 mit einem koaxialen Innenzylinder 4 auf, der am Boden 5 des Metalltopfes
3 befestigt ist. In Verlängerung mit dem Hohlraum 6 des metallischen Innenzylinders
4 ist der Boden 5 mit einer Öffnung 7 versehen. Der Ringkern 1 ist zusammen mit
der darauf angebrachten Primärwicklung 2 im Raum zwischen dem Metalltopf 3 und dem
Innenzylinder 4 angeordnet. Die zwei nach außen isolierten Anschlußleiter 8 und
9 für die Primärwicklung 2 sind durch ein kleines Loch 10 aus dem Metalltopf 3 herausgeführt.
Der Metalltopf mit dem metallischen Innenzylinder 4 und dem Boden 5 entspricht der
Parallelschaltung einer Vielzahl von Windungen auf der Sekundärseite und führt zu
einem extrem niedrigen Widerstand auf der Eingangsseite des Power-MOS-Feldeffekttransistors.
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Dieser sehr niedrige Eingangswiderstand läßt dann den gewünschten
hohen Steuerstrom zu. Der Hohlraum 6 des metallischen Innenzylinders ist nur wegen
der möglichen Schraubbefestigung auf einer Leiterplatte 15 erforderlich.
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Der dem Boden 5 abgewandte kreisförmige Rand 11 des Metalltopfes 3
und der koaxiale Innenzylinder 4 mit seiner Stirnfläche 12 werden auf voneinander
isolierten Leiterbereichen 13 und 14 einer gedruckten Leiterplatte 15 leitend aufgelegt.
Auf dieser Leiterplatte 15 kann dann auch der Power-MOS-Feldeffektransistor angebracht
werden. In Fig. 2 ist lediglich ein Ausschnitt der Leiterplatte 15 dargestellt,
die eine Vielzahl derartiger Anordnungen aufweisen kann.
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Fig. 3 zeigt das Schaltbild einer Schaltung zur Erzeugung von sehr
kurzen Leistungsimpulsen nach der Erfindung unter Verwendung zweier im Gegentakt
betriebener Transistorschalter. Beide Transistorschalter bestehen aus Power-MOS-Feldeffekttransistoren
T1 bzw. T2, welche in Source-Schaltung betrieben sind. Angesteuert werden die beiden
Transistoren T1 und T2 in ihrem Eingangskreis von einer Impulssteuerquelle Q und
über jeweils einen Eingangsübertrager El bzw.
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E2. Die Primärwicklungen der Ubertrager El und E2 liegen dabei an
der Impulssteuerquelle Q. Die aus nur einer einzigen Windung oder aus wenigen Windungen
bestehende Sekundärwicklung des Ubertragers El bzw. E2 ist mit ihrem einen Anschluß
mit der Gate-Elektrode des Transistors Tl bzw. T2 verbunden. Der andere Anschluß
der Sekundärwicklung des Übertragers El bzw. E2 liegt über einen niederohmigen Widerstand
R1 bzw. R2 an der Source-Elektrode des Transistors T1 bzw. T2. Die Widerstände R1
und R2 dienen als die Transistoren T1 und T2 schützende Strombegrenzer im Falle
eines Funkenüberschlags auf seiten der Last R, die z.B. ein Magnetron sein kann.
Als Energiespeicherelemente für die beiden Transistorstufen sind zwei Kondensatoren
C1 und C2 vorgesehen, die gleichstrommäßig parallel zur Leistungs-Gleichspannungsquelle
UG liegen, welche z.B. eine Spannung von 400 V abgibt. Der mit seiner Sekundärwicklung
an die Last R angeschlossene Ausgangsübertrager Ü liegt mit seiner
Eingangswicklung
zum einen an der Drain-Elektrode des Transistors T2 und zum anderen am einen Anschluß
des Kondensators C1, dessen anderer Anschluß über eine Drossel Dr an den Minuspol
der Leistungs-Gleichspannungsquelle UG geführt ist. An jedem Ende der Primärwicklung
des Ubertragers Ü liegt außerdem eine Diode D1 bzw. D2, von denen jede mit ihrem
anderen Ende an Masse liegt, die elektrisch mit dem Pluspol der Gleichspannungsquelle
UG verbunden ist.
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Die kurzen Leistungsimpulse werden gleichzeitig über die beiden Transistorstufen
auf die Last R geschaltet.
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Die beiden Eingangsübertrager El und E2 werden in vorteilhafter Weise
als Ringkernübertrager gemäß Fig.2 ausgebildet.
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Es lassen sich in der Schaltung nach Fig. 3 mehrere Power-MOSFeldeffekttransistoren
T1 und T2 mit ihren sich entsprechenden Elektroden zueinander parallelschalten.
Dabei ist es möglich, daß entweder für mehrere dieser parallelgeschalteten Transistoren
T1 bzw. T2 nur ein einziger Eingangsübertrager El bzw. E2 vorgesehen ist oder daß
nur die im Ausgangskreis liegenden Elektroden mehrerer Power-MOS-Feldeffekttransistoren,
d.h. die Drain- und Source-Elektroden, zueinander parallelgeschaltet sind und in
jedem Eingangskreis dieser Transistoren T1 bzw. T2 jeweils ein Eingangsübertrager
El bzw. E2 liegt, deren Primärseiten parallelgeschaltet sind.
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Fig. 4 zeigt ein vollständiges Ausführungsbeispiel einer Schaltung
zur Erzeugung von sehr kurzen Leistungsimpulsen nach der Erfindung mit einer Ansteuerschaltung.
Die als Impulssteuerquelle Q dienende Ansteuerschaltung wird an ihrem Eingang M1
von Modulationsimpulsen beaufschlagt. Am Ausgang M2 der Impulssteuerquelle Q liegen
die Transistoren T1 und T2 bei einem Funkenüberschlag auf seiten der Last (Magnetron
M) schützende Strombegrenzungswiderstände R3 bzw R4, welche jeweils der eine größere
Anzahl von Windungen
aufweisenden Primärwicklung der Eingangsübertrager
El bzw.
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E2 in Serie geschaltet sind. Die aus einer einzigen Windung oder wenigen
Windungen bestehende Sekundärwicklung der Ubertrager El bzw. E2 ist mit ihrem einen
Ende mit der Source- und mit ihrem anderen Ende mit der Gate-Elektrode jeweils eines
Power-MOS-Feldeffekttransistors T1 bzw. T2 verbunden. Es sind jeweils eine Vielzahl
von Transistorstufen T1 bzw. T2 mit zugeordneten Eingangsübertragern El bzw. E2
und Strombegrenzungswiderständen R3 bzw. R4 parallelgeschaltet. Die mit den Transistoren
T1 bzw. T2 bestückten Schalter arbeiten im Gegentakt und werden im Gegentakt von
der ebenfalls als Gegentaktstufe arbeitenden Impulssteuerquelle Q beaufschlagt.
Alle Transisoren T1 und T2 arbeiten in Gate-Schaltung, d.h. die im Eingangskreis
liegenden Elektroden sind die Source- und die Gate-Elektrode und die im Ausgangskreis
liegenden Elektroden die Gate- und Drain-Elektrode. Die Drain-Elektrode der Transistoren
T1 liegt an Masse, welche mit dem Pluspol einer Leistungs-Gleichspannungsquelle
UG verbunden ist, welche z.B. eine Gleichspannung von 400 V abgibt. Die Gate-Elektroden
der Transistoren T7 sind außer mit dem einen Anschluß der Sekundärwicklung des zugeordneten
Eingangsübertragers El zum einen über eine Drossel Dr mit dem negativen Pol der
Gleichspannungsquelle UG und zum anderen über einen ersten Kondensator C1 mit dem
einen Anschluß der Primärwicklung eines Ausgangsübertragers U verbunden. An der
Verbindungsstelle zwischen diesem ersten Kondensator C1 und der Primärwicklung des
Ausgangsübertragers ist mit ihrer Kathode eine erste Diode D1 angeschlossen, deren
Anode an Masse liegt. Am anderen Anschluß der Primärwicklung des Ausgangsübertragers
U liegen zum einen die Drain-Elektroden der zweiten Power-MOS-Feldeffekttransistoren
T2 und zum anderen ist mit ihrer Anode eine zweite Diode D2 angeschlossen, deren
Kathode mit Masse verbunden
ist. Die Gate-Elektroden der Transistoren
T2 sind außer mit dem einen Anschluß der Sekundärwicklung des jeweils zugeordneten
Eingangsübertragers E2 zum einen noch über einen zweiten Kondensator C2 mit Masse
und zum anderen mit dem Minuspol der Gleichspannungsquelle UG verbunden. An der
Sekundärwicklung des Ausgangsübertragers Ü liegt eine Last, die im dargestellten
Fall ein Magnetron M ist. Die Anschlüsse für den Heizstrom sind mit H und für den
Magnetronstrom mit IM bezeichnet. Die Kondensatoren Cl und C2 sind Energiespeicherelemente.
Während einer Impulsdauer entladen sie sich teilweise, wogegen sie während der Impulspausen
von der Gleichspannungsquelle UG wieder aufgeladen werden.
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Damit die transistorenzerstörenden Spikes unterdrückt werden, sind
die Kondensatoren C3 und C6 sowie die Dioden D3 und D4 vorgesehen. Darüber hinaus
sind gegen die Spikes noch zwei Tiefpässe vorgesehen, die jeweils aus einer Drossel
Drl bzw. Dr2, einem Widerstand R5 bzw. R6 und einem Kondenator C4 bzw. C5 zusammengesetzt
sind.
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Dadurch, daß die Strombegrenzungswiderstände R3 bzw. R4 wegen der
Betreibung der Transistoren T1 bzw. T2 in Gate-Schaltung auf der Primärseite der
beiden Eingangsübertrager El bzw. E2 angeordnet werden können, müssen sie nicht
so extrem niederohmig ausgelegt werden, wie bei Anbringung auf der Sekundärseite
des Eingangsübertragers El bzw. E2. Die Eingangsübertrager El und E2 weisen ein
Übersetzungsverhältnis von beispielsweise 25 : 1 auf. Sie können in der gleichen
Weise realisiert werden, wie dies in Fig. 2 dargestellt ist. Die gesamte Schaltung
mit allen Leistungs-MOS-Feldeffekttransistoren T1 und T2 läßt sich dann auf einer
einzigen Leiterplatte ohne große Schwierigkeiten anbringen.
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Fig.5 zeigt in einem anderen Ausführungsbeispiel das Schaltbild einer
Schaltung zur Erzeugung von sehr kurzen Leistungsimpulsen nach der Erfindung unter
Verwendung von N in Kaskade geschalteten Power-MOS-Feldeffekttransistoren Tl ,T2,
..., TN, die in Gate-Schaltung betrieben werden. Prinzipiell ist auch ein Betrieb
in Source-Schaltung möglich. Auf der Eingangsseite weist jede Kaskadenstufe einen
Eingangsübertrager E auf, der von einer Impulssteuerquelle Q über einen als Strombegrenzer
wirksamen Reihenwiderstand RE auf der Primärseite beaufschlagt wird. Jede Sekundärwicklung
des Eingangsübertragers E weist eine einzige Windung oder wenige Windungen auf und
ist an ihren Enden mit dem Source- und den Gate-Anschluß jeweils eines Transistors
T1, T2, ..., TN verbunden. Die Ausgangskreise der Transistoren Tl,T2, TN sind in
Kaskade geschaltet und beaufschlagen die Last R, der auch ein Impulstransformator
vorgeschaltet sein kann.
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Als Energiespeicher dienen die Kondenatoren C1, C2, ..., CN.
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Die Schaltung nach Fig. 5 hat den Vorteil, daß sich bei einer Betriebsgleichspannung
von z.B. 400 Volt eine Pulsspannung U von N.400 Volt ergibt. Bei Spannungen im puls
1000-Volt-Bereich kann auf einen Impulstransformator vor der Last R verzichtet werden.
In jedem Ausgangskreis der Transistoren T1, T2, ...,TN ist eine Schutzschaltung
gegen Spikes vorgesehen, die bei induktiver Last oder Funkenüberschlag entstehen
können. Jede dieser Schutzschaltungen besteht aus einem Kondensator CS, einer Diode
DS und einer Drossel DrS.
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Durch diese Schutzelemente werden die Transistoren gegen Rückschlagspannungen
sowie Unsymmetrien der Spannungsverteilung geschützt. Mit Dr sind Drosseln bezeichnet.
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13 Patentansprüche 5 Figuren
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