WO2018116943A1 - ノイズ抑圧装置、ノイズ抑圧方法、及びこれらを用いた受信装置、受信方法 - Google Patents

ノイズ抑圧装置、ノイズ抑圧方法、及びこれらを用いた受信装置、受信方法 Download PDF

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智徳 岸本
山口 誠一郎
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    • H04L27/02Amplitude-modulated carrier systems, e.g. using on-off keying; Single sideband or vestigial sideband modulation
    • H04L27/06Demodulator circuits; Receiver circuits

Definitions

  • the present invention relates to a noise suppression device, a noise suppression method, and a reception device and reception method using these in an environment where noise is superimposed on a signal band in broadcasting and communication using double sidebands.
  • AM radio is widespread and is often installed in mobile objects such as automobiles.
  • AM radio broadcast waves are amplitude-modulated broadcast waves, noise within the receiving station signal band directly affects the sound.
  • Patent Document 1 discloses that a positive frequency band and a negative frequency band are obtained when noise is superimposed only on one sideband in the RF band of the double-sideband signals.
  • a method is disclosed in which a quadrature demodulation is performed on a baseband signal having a signal and a noise component included in an in-phase component output from a demodulation unit is removed based on the quadrature component.
  • Patent Document 2 discloses a first mixer unit that selectively outputs a signal using a frequency within a signal band, and a frequency outside the signal band in order to remove the noise from a signal superimposed with noise in the vicinity of the signal.
  • a second mixer unit that selectively outputs only noise in the vicinity of the signal is provided, and a noise detection unit that receives the second reception unit and a signal received by the noise detection unit from the signal received by the main signal reception unit are subtracted
  • a receiving apparatus that removes noise superimposed on a received signal is disclosed.
  • Patent Document 1 requires orthogonal demodulation to extract noise superimposed only on one sideband in the RF band when noise is present near the carrier wave of the doubleband signal. Become.
  • the present invention has been made in view of such a point, and an object thereof is to provide a noise suppression device and a noise suppression method capable of stably suppressing noise included in a received signal under various conditions.
  • the present invention suppresses an asymmetric component as a noise component, focusing on the fact that the sideband signal included in the received signal is arranged symmetrically with respect to the carrier signal on the frequency axis. I tried to do it. Further, the noise component is suppressed by paying attention to the fact that the ratio of the amplitude of the carrier wave signal and the sideband signal is below a certain level.
  • the noise suppression device generates a received signal having an upper sideband signal and a lower sideband signal at a symmetrical position on the frequency axis with the first angular frequency as a center by performing orthogonal demodulation.
  • a discrete Fourier transform executing unit for expanding the baseband signal to be converted into a discrete Fourier series an amplitude spectrum calculating unit for calculating an amplitude spectrum for the frequency bin of the baseband signal expanded into the discrete Fourier series, and a first angular frequency
  • the asymmetric component detector that evaluates the symmetry of the amplitude spectrum with respect to the corresponding center frequency bin and detects the frequency bin corresponding to the asymmetric component of the amplitude spectrum as an asymmetric frequency bin.
  • Multiply the value corresponding to the asymmetric frequency bin by the first coefficient, while the frequency bins other than the asymmetric frequency bin A suppression unit that multiplies the corresponding value by a second coefficient larger than the first coefficient, and an inverse discrete Fourier transform execution unit that obtains a discrete time signal by performing inverse discrete Fourier transform on the discrete Fourier series processed by the suppression unit; It is equipped with.
  • the amplitude in the center frequency bin corresponding to the angular frequency of the carrier wave signal included in the received signal is compared with the amplitude in the frequency bin other than the center frequency bin, and the amplitude in the center frequency bin exceeds the predetermined value.
  • a value corresponding to the noise frequency bin is multiplied by the third coefficient, while a predetermined value is set for the amplitude in the center frequency bin
  • a second suppression unit that multiplies a frequency bin having the following amplitude by a fourth coefficient larger than the third coefficient, and a discrete Fourier series processed by the suppression unit, and a discrete Fourier series processed by the second suppression unit
  • an adjustment unit that calculates a new discrete Fourier series by interpolating with a discrete-time signal, and the discrete-time signal is obtained by inversely dividing the new discrete Fourier series. Obtained by inverse discrete Fourier transform by Rie conversion executing unit, it is
  • Another noise suppression apparatus includes a discrete Fourier transform execution unit that expands a baseband signal generated by orthogonal demodulation of a reception signal having a carrier wave signal and a double sideband signal into a discrete Fourier series, and a discrete Fourier Compares the amplitude spectrum calculation unit that calculates the amplitude spectrum for the frequency bin of the baseband signal expanded in series, the amplitude in the center frequency bin corresponding to the angular frequency of the carrier signal, and the amplitude in the frequency bin other than the center frequency bin
  • a noise component detection unit that detects a noise frequency bin having an amplitude exceeding a predetermined value with respect to the amplitude in the center frequency bin, and a discrete Fourier series developed from the baseband signal to a value corresponding to the noise frequency bin.
  • While multiplying by the third coefficient, the amplitude below the predetermined value with respect to the amplitude in the center frequency bin A suppression unit that multiplies a frequency bin having a fourth coefficient larger than the third coefficient, and an inverse discrete Fourier transform execution unit that obtains a discrete-time signal by performing inverse discrete Fourier transform on the discrete Fourier series processed by the suppression unit And.
  • the noise component is detected based on the ratio between the amplitude of the component corresponding to the carrier wave and the amplitude corresponding to other frequency bins, so that the number of operations is reduced without greatly expanding the circuit scale.
  • Noise can be suppressed stably in quantity.
  • this noise can be suppressed when noise having the same amplitude is superimposed on two frequency bins at symmetrical positions with respect to a component corresponding to a carrier wave.
  • the first coefficient can take an individual value for the asymmetric frequency bin.
  • the asymmetric components can be more reliably suppressed by setting different suppression coefficients corresponding to the amplitudes for each of the asymmetric frequency bins.
  • the second coefficient may take an individual value for the frequency bin other than the asymmetric frequency bin.
  • the third coefficient can take an individual value for the noise frequency bin.
  • the noise components can be more reliably suppressed by setting different suppression coefficients corresponding to the amplitude for each of the noise frequency bins.
  • the fourth coefficient may take an individual value for frequency bins other than noise frequency bins.
  • the frequency bin having the maximum amplitude is preferably used as the center frequency bin.
  • the symmetry axis of the amplitude spectrum or the frequency corresponding to the carrier wave Ingredients can be set.
  • the asymmetric component detection unit is based on a comparison between the amplitude in one frequency bin and the maximum value of the amplitude in a plurality of consecutive frequency bins including frequency bins that are symmetrical to the one frequency bin with respect to the center frequency bin. Thus, it is preferable to evaluate the symmetry of the amplitude spectrum and detect the asymmetric frequency bin.
  • a receiving apparatus includes an antenna that receives an AM broadcast wave signal output from a broadcast station, an amplifier that amplifies the AM broadcast wave signal received from the antenna, and the amplified AM broadcast wave signal as a digital signal.
  • An analog-to-digital converter that converts to a digital signal; one of the noise suppression devices that generates a discrete-time signal by suppressing noise included in a baseband signal generated by converting the digital signal; and a discrete-time signal
  • a demodulator that demodulates the signal into an audio signal.
  • the noise suppression method is a noise suppression method for suppressing noise included in a received signal having an upper sideband signal and a lower sideband signal at positions symmetrical with respect to the frequency axis around the first angular frequency.
  • a step of generating a baseband signal by mixing a complex sine wave having a predetermined angular frequency with a received signal, a step of expanding the baseband signal into a discrete Fourier series, and a baseband expanded into a discrete Fourier series Calculating an amplitude spectrum for the frequency bin of the signal and evaluating the symmetry of the amplitude spectrum with respect to the center frequency bin corresponding to the first angular frequency, and setting the frequency bin corresponding to the asymmetric component of the amplitude spectrum as an asymmetric frequency bin
  • the step of detecting and the discrete Fourier series developed from the baseband signal into the asymmetric frequency bin Multiplying a corresponding value by a first coefficient, multiplying a value corresponding to a frequency bin other than the asymmetric frequency bin by a
  • the processing is performed using the fact that the double sideband signals included in the original signal are symmetrically arranged on the frequency axis, noise can be stably suppressed with a small amount of calculation. . As a result, the audio signal can be received with high quality.
  • the amplitude in the center frequency bin corresponding to the angular frequency of the carrier wave signal included in the received signal is compared with the amplitude in the frequency bin other than the center frequency bin, and the amplitude in the center frequency bin exceeds the predetermined value.
  • the value corresponding to the noise frequency bin is multiplied by a third coefficient, while the amplitude in the center frequency bin is less than a predetermined value.
  • this method by performing two noise suppression processes and using interpolation data based on these results, it is possible to stably suppress noise with a small amount of computation without greatly expanding the circuit scale. it can.
  • noise having the same amplitude is superimposed on two frequency bins at symmetrical positions with respect to a component corresponding to a carrier wave, this noise can be suppressed.
  • Another noise suppression method is a noise suppression method for suppressing noise included in a reception signal having a carrier wave signal and a double sideband signal, wherein a complex sine wave having a predetermined angular frequency is applied to the reception signal.
  • Generating a baseband signal by mixing, expanding the baseband signal to a discrete Fourier series, calculating an amplitude spectrum for the frequency bins of the baseband signal expanded to the discrete Fourier series; and Comparing the amplitude in the center frequency bin corresponding to the angular frequency with the amplitude in a frequency bin other than the center frequency bin, and detecting a noise frequency bin having an amplitude exceeding a predetermined value with respect to the amplitude in the center frequency bin;
  • Corresponds to noise frequency bins in discrete Fourier series developed from baseband signals Multiplying a value corresponding to a frequency bin having an amplitude less than or equal to a predetermined value with respect to the amplitude in the center frequency bin by a third coefficient, and a fourth coefficient larger than
  • the noise component is detected based on the ratio of the amplitude of the component corresponding to the carrier wave and the amplitude corresponding to the other frequency bins, so that the number of operations is reduced without significantly expanding the circuit scale.
  • Noise can be suppressed stably in quantity.
  • this noise can be suppressed when noise having the same amplitude is superimposed on two frequency bins at symmetrical positions with respect to a component corresponding to a carrier wave.
  • the receiving method includes a step of receiving an AM broadcast wave signal output from a broadcast station, a step of amplifying the AM broadcast wave signal, and a step of converting the amplified AM broadcast wave signal into a digital signal.
  • generating a baseband signal by mixing a digital signal and a complex sine wave having a predetermined angular frequency, and generating a discrete-time signal by suppressing noise included in the baseband signal The method of suppressing noise included in the baseband signal by the noise suppression method of generating a discrete time signal and the step of demodulating the discrete time signal into an audio signal are provided.
  • the present invention it is possible to stably suppress noise included in a signal including a double side band signal such as an AM broadcast wave signal with a small amount of calculation.
  • FIG. 1 is a block configuration diagram of a receiving apparatus according to Embodiment 1 of the present invention.
  • FIG. 2 is another block configuration diagram of the receiving apparatus according to the first embodiment.
  • FIG. 3 is a flowchart of an audio demodulation process according to the first embodiment.
  • FIG. 4A is an amplitude spectrum of the baseband signal.
  • FIG. 4B is an amplitude spectrum obtained by inverting the amplitude vector shown in FIG. 4A symmetrically with respect to the DC component.
  • FIG. 4C is a diagram illustrating an asymmetric component in the amplitude vector.
  • FIG. 5 is a diagram illustrating an example of setting suppression coefficients for frequency bins.
  • FIG. 6 is an amplitude spectrum of the baseband signal after noise component suppression.
  • FIG. 1 is a block configuration diagram of a receiving apparatus according to Embodiment 1 of the present invention.
  • FIG. 2 is another block configuration diagram of the receiving apparatus according to the first embodiment.
  • FIG. 3 is a flowchart of
  • FIG. 7 is a diagram illustrating changes in the amplitude of the noise component and the suppression coefficient with respect to the sampling time.
  • FIG. 8A is an amplitude spectrum of a baseband signal generated based on a complex sine wave having an offset angular frequency.
  • FIG. 8B is an amplitude spectrum obtained by inverting the amplitude vector shown in FIG. 8A symmetrically with respect to the carrier wave corresponding component.
  • FIG. 8C is a diagram illustrating an asymmetric component in the amplitude vector.
  • FIG. 9 is another example of asymmetry derivation in the amplitude spectrum of the baseband signal.
  • FIG. 10 is a block configuration diagram of a receiving apparatus according to Embodiment 2 of the present invention.
  • FIG. 11 is a flowchart of audio demodulation processing according to the second embodiment.
  • FIG. 12 is an amplitude spectrum of the baseband signal.
  • FIG. 1 shows a receiving apparatus according to this embodiment.
  • This receiving apparatus 10 includes an antenna 11 that receives an AM broadcast wave signal output from a broadcasting station, and an amplifier that amplifies the AM broadcast wave signal received from the antenna 11. 12, an analog-to-digital converter (ADC) that converts the amplified AM broadcast wave signal into a digital signal, and a numerically controlled oscillator 14 (NCO) that generates a complex sine wave And a mixer 15 that generates a baseband signal by mixing an AM broadcast wave signal converted into a digital signal and a complex sine wave generated by an NCO.
  • ADC analog-to-digital converter
  • NCO numerically controlled oscillator 14
  • the NCO 14 and the mixer 15 constitute an orthogonal demodulator 16, and the baseband signal generated by the mixer 15 is a signal separated into an I (In-Phase) signal and a Q (Quadrature-Phase) signal. .
  • the receiving apparatus 10 also includes a discrete Fourier transform (DFT) execution unit 17 that expands a baseband signal into a discrete Fourier series, and an amplitude spectrum that calculates an amplitude spectrum of the baseband signal expanded into the discrete Fourier series.
  • the calculation unit 18 evaluates the symmetry between the component corresponding to the upper band wave and the component corresponding to the lower band wave of the amplitude spectrum, detects an asymmetric frequency component, and a discrete Fourier series.
  • DFT discrete Fourier transform
  • a suppression unit 20 that suppresses a value corresponding to an asymmetric frequency component, an inverse discrete Fourier transform (IDFT; Inverse Discrete Fourier Transform) execution unit 21 that converts a discrete Fourier series subjected to suppression processing into a discrete-time signal, a discrete unit time It includes a demodulator 22 for demodulating the sound signal, the a degree.
  • IDFT inverse discrete Fourier transform
  • IFT Inverse Discrete Fourier Transform
  • the receiving apparatus 10 may include a speaker 23 for outputting an audio signal.
  • the DFT execution unit 17, the amplitude spectrum calculation unit 18, the asymmetric component detection unit 19, the suppression unit 20, the IDFT execution unit 21, and the demodulation unit 22 are functional blocks such as general-purpose baseband LSIs. This is realized by executing a calculation in the calculation processing unit. All of these may be mounted on the same LSI, or may be mounted on a plurality of LSIs. These functions may be provided as dedicated function blocks on the LSI.
  • a suppression coefficient setting unit 20a may be separately provided as shown in FIG.
  • the noise suppression processing is realized by performing signal processing on the baseband signal generated by the orthogonal demodulation unit 16 sequentially from the DFT execution unit 17 to the IDFT execution unit 21.
  • the noise suppression device 30 is configured by the functional blocks.
  • the AM broadcast wave signal V 0 (t) output from the broadcast station and received by the antenna is expressed by (Equation 1).
  • m is the modulation rate
  • S (t) is the audio content
  • ⁇ C is the angular frequency of the carrier wave
  • A is the amplitude of the carrier wave.
  • the AM broadcast wave signal of a single tone signal includes a carrier signal having an angular frequency ⁇ C and an upper band wave (USB; Upper) that is shifted up and down by a signal frequency ⁇ S with respect to the carrier signal. It is an addition signal of a Side Band (LSB) signal and a lower sideband (LSB) signal.
  • LSB Side Band
  • LSB lower sideband
  • the upper sideband and the lower sideband included in the AM broadcast wave signal have symmetrical amplitude spectra around the carrier wave.
  • ⁇ B is the amplitude of the noise
  • ⁇ B is the angular frequency of the noise when the carrier wave is the center, and indicates that the noise is superimposed at an angular frequency that is separated from the angular frequency ⁇ C of the carrier signal by ⁇ B.
  • FIG. 3 shows a voice demodulation processing flowchart for this signal.
  • the AM broadcast wave signal V (t) is converted into a digital signal (step S1).
  • the signal V (t) propagates through space, the input dynamic range of the ADC 13 In some cases, the voltage level is small and information in the signal V (t) is missing from the output signal of the ADC 13.
  • V (t) is amplified by the amplifier 12 before being input to the ADC 13.
  • the AM broadcast wave signal V ′ (t) amplified by the amplifier 12 is expressed by (Equation 4).
  • a ′ is the amplitude of the carrier wave amplified by the amplifier 12, and B ′ is the amplitude of the noise amplified by the amplifier 12.
  • quadrature demodulation is performed on the digital signal V ′ (t) by the complex sine wave exp ( ⁇ j ⁇ ′ C t) of the angular frequency ⁇ ′ C generated by the NCO 14, and is composed of the I signal and the Q signal. Conversion into a baseband signal (step S2).
  • the angular frequency ⁇ ′ C of the complex sine wave generated by the NCO 14 need not exactly match the angular frequency ⁇ C of the carrier wave. Further, the phases do not need to be strictly matched.
  • a baseband signal expressed by (Expression 5) is developed, and a signal after removing a component corresponding to the angular frequency ⁇ C of the carrier wave by a low-pass filter (LPF, not shown) is denoted as V ′′ (t). (Step S3).
  • the result of amplitude demodulation includes not only the noise frequency ⁇ B but also the noise frequency ⁇
  • the sum of the angular frequency component of B and the angular frequency ⁇ S of the audio content and the angular frequency component of the difference are included, and this result is expanded in the series by the square root operation, so that it is spread over the entire audio band. . For this reason, it is difficult to remove noise from the audio signal after the amplitude demodulation.
  • the DFT execution unit 17 performs D point DFT on the frequency axis for the baseband signals I (t) and Q (t) to obtain a discrete Fourier series X 0 (n) of the baseband signal (step) S4).
  • n represents the index of the frequency bin in the discrete Fourier series X 0 (n).
  • the DC component is set to the 0th bin, and an index from ⁇ L / 2 to (L / 2-1) is assigned to each frequency bin.
  • the amplitude spectrum calculator 18 calculates the amplitude spectrum
  • FIG. 4A shows the amplitude spectrum
  • the frequency bin corresponding to the angular frequency ⁇ C of the carrier wave is the 0th bin that is a DC component of the discrete Fourier series.
  • Frequency bin corresponding to the angular frequency omega S of the audio content the the symmetrical positions around the 0-th bin, as frequency bins -N S corresponding to the frequency bin N S and a lower sideband which corresponds to the upper sideband but occurs, the frequency bin N B corresponding to the angular frequency omega B noise occurs to only one frequency bin corresponding to the upper sideband or the lower sideband.
  • the asymmetric component detector 19 calculates the symmetry of the upper sideband and lower sideband of the amplitude spectrum
  • the symmetry D 0 (n) of the L point is obtained (step S7).
  • the symmetry D 0 (n) is equal to the amplitude in the Nth frequency bin corresponding to the upper sideband and the ⁇ Nth frequency corresponding to the lower sideband in the symmetrical position of the frequency bin of the upper sideband.
  • the ratio of the amplitude in the frequency bin is obtained and calculated.
  • D 0 (n) When the amplitude in the Nth frequency bin is equal to the amplitude in the ⁇ Nth frequency bin, D 0 (n) expressed as a real number is 1, and when both amplitudes are different, D 0 (n) ⁇ 1. It becomes. Note that when
  • N B th frequency bins (hereinafter, referred to as asymmetric frequency bins) and asymmetry and -N B-th frequency bins in the symmetrical position appears, asymmetric component is detected around the DC component.
  • an audio signal such as an AM broadcast wave signal
  • a signal having a larger amplitude than the actual audio signal often becomes a problem as noise. Therefore, for example, by selecting the larger amplitude of the two frequency bins at the symmetric position detected as an asymmetric component as the actual asymmetric component (the component on which noise is superimposed), the quality of the audio signal can be reduced. High quality can be maintained.
  • W (N B ) is set so that the amplitude spectrum
  • the same suppression coefficient may be set for arbitrary frequency bins adjacent to each other centering on the asymmetric frequency bin.
  • a suppression coefficient W (n) having a value larger than the suppression coefficient W (N B ) for the asymmetric component to be suppressed is set for frequency bins other than the asymmetric frequency bin.
  • the processing in step S7 may be performed by the suppression coefficient setting unit 20a.
  • the suppression unit 20 performs processing for multiplying the value corresponding to each frequency bin in the discrete Fourier series X 0 (n) by the suppression coefficient W (n) set in the corresponding frequency bin, and newly A discrete Fourier series X 1 (n) is calculated (step S9).
  • FIG. 6 shows the amplitude spectrum after performing the above multiplication processing, and it can be seen that the noise component in the baseband signal is suppressed.
  • Step S10 an LFT inverse discrete Fourier transform is performed on the discrete Fourier series X 1 (n) calculated by the suppression unit 20 by the IDFT execution unit 21 to remove a noise component from the time domain baseband signal.
  • the demodulator 22 performs amplitude demodulation on the signals represented by (Equation 9) and (Equation 10) (step S11). This result is expressed by (Equation 11).
  • the signal represented by (Equation 11) is passed through a high-pass filter (HPF, not shown), the carrier wave component is removed, and the audio output matches the single tone signal included in the AM broadcast wave (step S12). .
  • noise can be stably generated with a small amount of computation by utilizing the fact that the double sideband signals included in the original signal are arranged symmetrically on the frequency axis. Can be suppressed. As a result, the audio signal can be received with high quality.
  • the above-described discrete Fourier series X 0 (n) is calculated at every predetermined sampling time. Accordingly, the actual discrete Fourier series X 0 (n) is represented by X 0 (n, o).
  • n represents the frequency bin index
  • o represents the sampling time index.
  • the discrete Fourier series X 0 (n, 1) exists at the sampling time t1
  • the discrete Fourier series X 0 (n, 2) exists at the sampling time t2.
  • the suppression coefficient W (n) in step S8 is obtained as W (n, o) as well as the discrete Fourier series X 0 (n, 2).
  • the suppression coefficient W () depends on the change of the amplitude
  • the suppression coefficient W (n, o) is calculated according to the time change of the signal and the reception state, and noise suppression is performed to excessively suppress the actual voice signal or noise suppression. The shortage can be suppressed, and the audio signal can be received with high quality.
  • the AM broadcast wave has been described as an example.
  • the present invention is not limited to this.
  • a signal having an upper sideband and a lower sideband and whose amplitude spectrum is symmetric about the center frequency The technology disclosed in the present embodiment can be applied.
  • voice content band of AM broadcast wave signal was shown, even when a plurality of noises are mixed, The frequency bin corresponding to the noise can be detected as an asymmetric component, and the noise can be suppressed. Even when noise is mixed in both the upper sideband and the lower sideband, the noise can be similarly suppressed.
  • the baseband signal in this case is expressed by (Equation 12).
  • Equation 12 indicates that quadrature demodulation is executed in a state where the angular frequency of the complex sine wave generated by the NCO 14 is offset by ⁇ M with respect to the angular frequency ⁇ C of the carrier wave included in the AM broadcast wave signal. Show.
  • the baseband signal represented by (Equation 12) is developed, the carrier wave component of the angular frequency ⁇ C is removed by the LPF, and the LFT DFT is performed to obtain the discrete Fourier series of the baseband signal as shown in FIG. Shown in
  • Frequency bin corresponding to the carrier component having an angular frequency omega C are N M-th frequency bin, the frequency bin is central frequency bin is a reversing axis when calculating the inverted spectrum. Further, the frequency bin, discrete Fourier series
  • the audio content having the angular frequency ⁇ S is generated at the symmetrical position of the upper side band and the lower side band with the frequency bin N M as the center, and the frequency bin N M + N S and the frequency bin N M ⁇ N S are respectively obtained. Belongs.
  • the frequency bin N M + N B to which the noise having the angular frequency ⁇ B belongs is generated only in one of the upper side band and the lower side band.
  • N M is obtained by calculation. Even if the offset amount is unknown, the frequency bin having the maximum value is selected from the vicinity of the DC component of the amplitude spectrum
  • noise suppression processing in the audio demodulation processing can be performed according to the flowchart shown in FIG.
  • Modification 2 In calculating the discrete Fourier series X 0 (n), frequency division is performed in a finite interval, and therefore the symmetric position of the frequency bin may be shifted depending on the position of the carrier wave and noise in each frequency bin.
  • the amplitude ratio is compared between the frequency bin having the maximum amplitude (( ⁇ k + 1) th in FIG. 9) and the + kth frequency bin, and the symmetry is evaluated. That is, the envelope is calculated before and after the ⁇ kth frequency bin, and the frequency bin corresponding to the maximum amplitude is used as a comparison target in the symmetry evaluation with respect to the + kth frequency bin.
  • the number of frequency bin extraction points when calculating the envelope is appropriately determined by the number of frequency bins in the entire amplitude spectrum, the frequency bandwidth per division section, and the like.
  • the suppression coefficient W (n) can take individual values for the detected asymmetric components. For example, when a plurality of asymmetric components have different amplitudes, the asymmetric components can be more reliably suppressed by setting different suppression coefficients corresponding to the amplitudes for each of the asymmetric frequency bins. Further, different suppression coefficients may be set for each of the asymmetric frequency bins, or different suppression coefficients may be set for some of the asymmetric frequency bins.
  • individual suppression coefficients may be set for frequency bins other than asymmetric frequency bins. Different suppression coefficients may be set for each frequency bin other than the asymmetric frequency bin, or different suppression coefficients may be set for some of the frequency bins.
  • the suppression coefficient W (n) itself is not a fixed value, but has an individual value for each frequency bin, and by changing the value according to the time change of the received signal, the audio signal is compared with the original signal. Can be demodulated and output with high quality.
  • the suppression coefficient is applied only to the changed frequency bin.
  • the amount of change in the suppression coefficient for each frequency bin is appropriately determined in consideration of the quality of the audio signal after demodulation and the like.
  • Embodiment 2 The major difference between the present embodiment and the first embodiment is that noise components are extracted based on comparison with a carrier wave component, instead of using symmetry on the frequency axis of a baseband signal, in noise suppression processing.
  • a noise component detection unit 24 provided in parallel with the asymmetric component detection unit 19 between the DFT execution unit 17 and the first first suppression unit 20b, and noise component detection
  • the second suppression unit 25 connected to the unit 24 and the adjustment unit 26 provided in the subsequent stage of the first and second suppression units 20b and 25 are further included.
  • step S1 to step S9 is the same as the processing in the flow shown in FIG. 3, and detailed description thereof is omitted.
  • step S10 to step S12 is performed.
  • the noise component detection unit 24 in the amplitude spectrum
  • the amplitude of the audio content in the AM broadcast wave signal is ⁇ 6 dB with respect to the amplitude of the carrier wave when the modulation factor m is 1. Even when m is 1 or more, the amplitude of the audio content with respect to the amplitude of the carrier does not exceed -6 dB. Therefore, greater than -6dB amplitude is the amplitude of the DC component in the frequency bin N B, is estimated to the frequency bin N B is included noise, to detect the frequency bin N B as a noise component .
  • the second suppression unit 25 sets a suppression coefficient W 2 (n) for each frequency bin (step S11).
  • This setting method is the same as that described in the first embodiment, including the case where time changes such as the reception status are taken into account.
  • the frequency bin corresponding to the noise component extracted in step S10 hereinafter referred to as noise frequency.
  • W 2 (n) 0 is set in the bin).
  • the suppression coefficient W (n) having a value larger than the suppression coefficient W (N B ) for the noise component to be suppressed is set for frequency bins other than the noise frequency bin.
  • the second suppression unit 25 multiplies the L-point suppression coefficient W 2 (n) and the L-point discrete Fourier coefficient X 0 (n) to newly calculate a discrete Fourier series X 2 (n) ( Step S12).
  • the adjusting unit 26 compares the discrete Fourier series X 1 (n) calculated in step S9 with the discrete Fourier series X 2 (n), and the discrete Fourier series is compared with the discrete Fourier series X 1 (n). Interpolation is performed using X 2 (n), and a discrete Fourier series X 3 (n) is newly calculated (step S13).
  • step S10 The process of generating a time-domain baseband signal from which noise components have been removed from the discrete Fourier series X 3 (n) and further performing voice demodulation (steps S14 to S16) is performed from step S10 to step S12 in FIG.
  • the description is omitted because it is the same as the processing shown.
  • the noise component is detected based on the ratio between the amplitude of the component corresponding to the carrier wave and the amplitude corresponding to the other frequency bins, so that it is stable with a small amount of calculation. And noise can be suppressed. As a result, the audio signal can be received with high quality.
  • the configuration shown in the first embodiment when noise having the same amplitude is superimposed on two frequency bins at symmetrical positions with respect to the component corresponding to the carrier wave, it is difficult to suppress them. .
  • the above noise can be detected as noise based on the ratio of the amplitude of the component corresponding to the carrier wave. Therefore, with this data, the discrete Fourier that is noise-suppressed based on the asymmetric component is used. It is possible to interpolate the series. As a result, noise can be reliably suppressed.
  • the suppression coefficient W (n) can take individual values for the detected noise components. For example, when a plurality of noise components have different amplitudes, the noise components can be more reliably suppressed by setting different suppression coefficients corresponding to the amplitudes for each noise frequency bin. Also, different suppression coefficients may be set for each noise frequency bin, or different suppression coefficients may be set for some frequency bins of the noise frequency bins.
  • individual suppression coefficients may be set for frequency bins other than noise frequency bins. Also, different suppression coefficients may be set for each frequency bin other than the noise frequency bin, or different suppression coefficients may be set for some of the frequency bins.
  • the audio signal is high quality with respect to the original signal. Can be demodulated and output.
  • the amount of change in the suppression coefficient for each frequency bin is appropriately determined in consideration of the quality of the audio signal after demodulation, regardless of whether it is a noise frequency bin.
  • the configuration shown in the first embodiment can detect and suppress noise with higher accuracy
  • the asymmetric component detection unit 19, the first suppression unit 20b, and the adjustment unit 26 in the configuration illustrated in FIG. 10 can be omitted. is there. As a result, the amount of calculation can be reduced and the processing speed is increased. Moreover, the circuit scale required for the arithmetic processing for noise suppression can be suppressed.
  • the center frequency bin is set in the same manner as shown in the first modification. Can be set. For example, if the same offset as shown in Modification 1 and the angular frequency omega 'C of the complex sine wave has an amplitude in the frequency bin N M, the noise component detection and amplitude in other frequency bins The noise component is detected by comparison in the unit 24.
  • suppression coefficient setting unit 20a illustrated in FIG. 2 is added to the configuration illustrated in FIG. 10 or the configuration in which the asymmetric component detection unit 19, the first suppression unit 20b, and the adjustment unit 26 are omitted from the configuration. May be.
  • the noise suppression device of the present invention can suppress noise contained in a received signal with a small amount of computation, and is particularly useful when applied to an AM broadcast wave signal receiving device.

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Abstract

ノイズ抑圧装置(30)は、角周波数ωの搬送波を含むAM放送波信号に同じ周波数の複素正弦波を混合して生成されたベースバンド信号を離散フーリエ級数X(n)に展開するDFT実行部(17)と、X(n)から振幅スペクトル|X(n)|を算出する振幅スペクトル算出部(18)と、を備えている。また、ノイズ抑圧装置(30)は、|X(n)|の非対称成分を検出する非対称成分検出部(19)と、X(n)において、非対称周波数ビンに対応する値に第1の係数を乗ずる一方、それ以外の値に第2の係数を乗じて離散フーリエ級数X(n)を算出する抑圧部(20)と、X(n)を逆離散フーリエ変換して離散時間信号を得るIDFT実行部(21)と、を備えている。

Description

ノイズ抑圧装置、ノイズ抑圧方法、及びこれらを用いた受信装置、受信方法
 本発明は、両側帯波を用いた放送、通信において信号帯域にノイズが重畳される環境における、ノイズ抑圧装置、ノイズ抑圧方法、及びこれらを用いた受信装置、受信方法に関する。
 AMラジオは広く普及しており、自動車等の移動体にも多く搭載されている。
 AMラジオ放送波は振幅変調された放送波であるため、受信局信号帯域内のノイズがそのまま音声に影響を与える。
 特に、自動車に搭載されるアクチュエータ、モーター、DCコンバータ等の電装機器から発生するノイズが受信局信号帯域に混入した場合、受信局との周波数差によりビートを生じ、違和感のある音声となる。
 このようなノイズを低減するための技術として、特許文献1には、両側帯波信号のうち、RF帯域における一方の側帯波にのみノイズが重畳される場合に、正周波数帯域と負周波数帯域とを有したベースバンド信号に直交復調し、直交成分に基づいて、復調手段が出力する同相成分に含まれるノイズ成分を除去する方法が開示されている。
 また、特許文献2には、信号近傍のノイズが重畳する信号からそのノイズを除去するために、信号帯域内の周波数を用いて信号を選択出力する第1ミキサー部と、信号帯域外の周波数を用いて信号近傍のノイズだけを選択出力する第2ミキサー部を設け、第2受信部により受信するノイズ検出部と、主信号受信部で受信した信号からノイズ検出部で受信したノイズを減算処理することで受信した信号に重畳するノイズを除去する、受信装置が開示されている。
国際公開2016/075878 特開2004-254184号公報
 特許文献1に開示された従来の技術では、ノイズが両側帯波信号の搬送波付近に存在する場合に、RF帯域における一方の側帯波にのみ重畳されるノイズを抽出するための直交復調が必要となる。
 しかし、この場合に、ミキサーで混合される混合波の周波数と、放送局から送信される搬送波の周波数との同期を保つことが困難となる。また、両側帯波に複数のノイズが重畳された場合は、各ノイズに対し個別に別方向に位相を回転させる必要があり、ノイズ抽出処理が困難であった。
 また、特許文献2に開示された従来の技術では、信号帯域外の周波数を用いて受信信号近傍のノイズだけを選択出力する第2ミキサー部を使用するためには、受信信号近傍においてノイズだけを選択出力可能な周波数帯が存在することが前提となる。
 しかし、受信信号近傍に隣接する放送波が存在する場合、ノイズだけを選択出力可能な周波数帯を確保することはできなかった。
 本発明はかかる点に鑑みてなされたもので、その目的は、種々の条件下で、受信信号に含まれるノイズを安定して抑圧可能なノイズ抑圧装置及びノイズ抑圧方法を提供することにある。
 上記の目的を達成するために、この発明では、受信信号に含まれる側帯波信号が周波数軸上で搬送波信号に対して対称に配置されていることに着目して、非対称成分をノイズ成分として抑圧するようにした。また、搬送波信号の振幅と側帯波信号との振幅の比が一定以下になることに着目してノイズ成分を抑圧するようにした。
 具体的には、本発明に係るノイズ抑圧装置は、第1の角周波数を中心として周波数軸上で対称な位置に上側帯波信号と下側帯波信号とを有する受信信号を直交復調して生成されるベースバンド信号を離散フーリエ級数に展開する離散フーリエ変換実行部と、離散フーリエ級数に展開されたベースバンド信号の周波数ビンに対する振幅スペクトルを算出する振幅スペクトル算出部と、第1の角周波数に対応する中心周波数ビンに関する振幅スペクトルの対称性を評価して、振幅スペクトルの非対称成分に対応する周波数ビンを非対称周波数ビンとして検出する非対称成分検出部と、ベースバンド信号から展開された離散フーリエ級数において、非対称周波数ビンに対応する値に第1の係数を乗ずる一方、非対称周波数ビン以外の周波数ビンに対応する値に第1の係数よりも大きい第2の係数を乗ずる抑圧部と、抑圧部で処理された離散フーリエ級数を逆離散フーリエ変換して、離散時間信号を得る逆離散フーリエ変換実行部と、を備えている。
 この構成によれば、もとの信号に含まれる両側帯波信号が周波数軸上で対称に配置されていることを利用して演算処理を行うため、回路規模を大幅に拡張することなく、少ない演算量で安定してノイズを抑圧できる。
 受信信号に含まれる搬送波信号の角周波数に対応する中心周波数ビンにおける振幅と、中心周波数ビン以外の周波数ビンにおける振幅とを比較し、中心周波数ビンにおける振幅に対し、所定の値を超える振幅を有するノイズ周波数ビンを検出するノイズ成分検出部と、ベースバンド信号から展開された離散フーリエ級数において、ノイズ周波数ビンに対応する値に第3の係数を乗ずる一方、中心周波数ビンにおける振幅に対し所定の値以下の振幅を有する周波数ビンに、第3の係数よりも大きい第4の係数を乗ずる第2抑圧部と、抑圧部で処理された離散フーリエ級数を、第2抑圧部で処理された離散フーリエ級数で補間して新たな離散フーリエ級数を算出する調整部と、をさらに備え、離散時間信号は、新たな離散フーリエ級数を逆離散フーリエ変換実行部で逆離散フーリエ変換して得られる、のが好ましい。
 この構成によれば、2つのノイズ抑圧処理を行い、それらの結果に基づいた補間データを用いることで、回路規模を大幅に拡張することなく、少ない演算量で安定してノイズを抑圧することができる。特に、搬送波に対応する成分に対し、対称位置にある2つの周波数ビンに同じ振幅のノイズがそれぞれ重畳している場合、このノイズを抑圧することが可能となる。
 本発明に係る別のノイズ抑圧装置は、搬送波信号と両側帯波信号とを有する受信信号を直交復調して生成されるベースバンド信号を離散フーリエ級数に展開する離散フーリエ変換実行部と、離散フーリエ級数に展開されたベースバンド信号の周波数ビンに対する振幅スペクトルを算出する振幅スペクトル算出部と、搬送波信号の角周波数に対応する中心周波数ビンにおける振幅と、中心周波数ビン以外の周波数ビンにおける振幅とを比較し、中心周波数ビンにおける振幅に対し、所定の値を超える振幅を有するノイズ周波数ビンを検出するノイズ成分検出部と、ベースバンド信号から展開された離散フーリエ級数において、ノイズ周波数ビンに対応する値に第3の係数を乗ずる一方、中心周波数ビンにおける振幅に対し所定の値以下の振幅を有する周波数ビンに、第3の係数よりも大きい第4の係数を乗ずる抑圧部と、抑圧部で処理された離散フーリエ級数を逆離散フーリエ変換して、離散時間信号を得る逆離散フーリエ変換実行部と、を備えている。
 この構成によれば、搬送波に対応する成分の振幅と、それ以外の周波数ビンに対応する振幅との比に基づいて、ノイズ成分を検出するため、回路規模を大幅に拡張することなく、少ない演算量で安定してノイズを抑圧することができる。特に、搬送波に対応する成分に対し、対称位置にある2つの周波数ビンに同じ振幅のノイズがそれぞれ重畳している場合、このノイズを抑圧することが可能となる。
 非対称周波数ビンが複数存在する場合、第1の係数は、非対称周波数ビンに対して個別の値をとりうる、のが好ましい。
 この構成によれば、例えば、複数の非対称成分がそれぞれ異なる振幅を有する場合、非対称周波数ビンの各々に対し、振幅に応じた異なる抑圧係数を設定することにより、より確実に非対称成分を抑圧できる。
 また、各周波数ビンに対して個別の抑圧係数を持つことで、例えば、受信時間が推移して、ノイズ成分が混入する非対称周波数ビンが変化するような場合に、係数を変化させて、受信信号の時間変化の影響が復調後の音声信号に現れるのを抑制できる。
 非対称周波数ビン以外の周波数ビンが複数存在する場合、第2の係数は、非対称周波数ビン以外の周波数ビンに対して個別の値をとってもよい。
 上記と同様に、各周波数ビンに対して個別の抑圧係数を持つことで、受信信号の時間変化の影響が復調後の音声信号に現れるのを抑制できる。
 ノイズ周波数ビンが複数存在する場合、第3の係数は、ノイズ周波数ビンに対して個別の値をとりうる、のが好ましい。
 この構成によれば、例えば、複数のノイズ成分がそれぞれ異なる振幅を有する場合、ノイズ周波数ビンの各々に対し、振幅に応じた異なる抑圧係数を設定することにより、より確実にノイズ成分を抑圧できる。
 また、各周波数ビンに対して個別の抑圧係数を持つことで、例えば、受信時間が推移して、ノイズ成分が混入するノイズ周波数ビンが変化するような場合に、係数を変化させて、受信信号の時間変化の影響が復調後の音声信号に現れるのを抑制できる。
 ノイズ周波数ビン以外の周波数ビンが複数存在する場合、第4の係数は、ノイズ周波数ビン以外の周波数ビンに対して個別の値をとってもよい。
 上記と同様に、各周波数ビンに対して個別の抑圧係数を持つことで、受信信号の時間変化の影響が復調後の音声信号に現れるのを抑制できる。
 振幅スペクトルにおける直流成分の近傍において、最大の振幅を有する周波数ビンを中心周波数ビンとするのが好ましい。
 この構成によれば、ベースバンド信号を生成するために混合する複素周波数の角周波数と搬送波信号の角周波数との間にオフセットがあった場合でも、振幅スペクトルの対称軸、あるいは搬送波に対応する周波数成分を設定することができる。
 非対称成分検出部は、一の周波数ビンにおける振幅と、中心周波数ビンに対して一の周波数ビンと対称な位置にある周波数ビンを含む連続した複数の周波数ビンにおける振幅の最大値との比較に基づいて、振幅スペクトルの対称性を評価し、非対称周波数ビンを検出する、のが好ましい。
 この構成によれば、有限の周波数分割区間に起因して生じる、周波数ビンの対称位置のずれの影響を低減することができ、安定してノイズを抑圧できる。
 また、本発明に係る受信装置は、放送局から出力されるAM放送波信号を受信するアンテナと、アンテナから受信したAM放送波信号を増幅するアンプと、増幅されたAM放送波信号をデジタル信号に変換するアナログ-デジタル変換器と、デジタル信号を変換して生成されるベースバンド信号に含まれるノイズを抑圧して離散時間信号を生成する、上記のいずれかのノイズ抑圧装置と、離散時間信号を音声信号に復調する復調部と、を備えている。
 この構成によれば、上記のノイズ抑圧装置を備えることにより、安定してノイズを抑圧でき、音声信号を高品質で受信することが可能となる。
 本発明に係るノイズ抑圧方法は、第1の角周波数を中心として周波数軸上で対称な位置に上側帯波信号と下側帯波信号とを有する受信信号に含まれるノイズを抑圧するノイズ抑圧方法であって、受信信号に所定の角周波数を有する複素正弦波を混合してベースバンド信号を生成するステップと、ベースバンド信号を離散フーリエ級数に展開するステップと、離散フーリエ級数に展開されたベースバンド信号の周波数ビンに対する振幅スペクトルを算出するステップと、第1の角周波数に対応する中心周波数ビンに関する振幅スペクトルの対称性を評価して、振幅スペクトルの非対称成分に対応する周波数ビンを非対称周波数ビンとして検出するステップと、ベースバンド信号から展開された離散フーリエ級数において、非対称周波数ビンに対応する値に第1の係数を乗ずる一方、非対称周波数ビン以外の周波数ビンに対応する値に第1の係数よりも大きい第2の係数を乗ずるステップと、非対称成分が抑圧された離散フーリエ級数を逆離散フーリエ変換して、離散時間信号を得るステップと、を備えている。
 この方法によれば、もとの信号に含まれる両側帯波信号が周波数軸上で対称に配置されていることを利用して演算処理を行うため、少ない演算量で安定してノイズを抑圧できる。このことにより、音声信号を高品質で受信することができる。
 受信信号に含まれる搬送波信号の角周波数に対応する中心周波数ビンにおける振幅と、中心周波数ビン以外の周波数ビンにおける振幅とを比較し、中心周波数ビンにおける振幅に対し、所定の値を超える振幅を有するノイズ周波数ビンを検出するステップと、ベースバンド信号から展開された前記離散フーリエ級数において、ノイズ周波数ビンに対応する値に第3の係数を乗ずる一方、中心周波数ビンにおける振幅に対し所定の値以下の振幅を有する周波数ビンに、第3の係数よりも大きい第4の係数を乗ずるステップと、非対称成分が抑圧された離散フーリエ級数をノイズ周波数ビンに対応する成分が抑圧された離散フーリエ級数で補間して新たな離散フーリエ級数を算出するステップと、をさらに備え、新たな離散フーリエ級数を逆離散フーリエ変換して、離散時間信号を得る、のが好ましい。
 この方法によれば、2つのノイズ抑圧処理を行い、それらの結果に基づいた補間データを用いることで、回路規模を大幅に拡張することなく、少ない演算量で安定してノイズを抑圧することができる。特に、搬送波に対応する成分に対し、対称位置にある2つの周波数ビンに同じ振幅のノイズがそれぞれ重畳している場合、このノイズを抑圧することが可能となる。
 本発明に係る別のノイズ抑圧方法は、搬送波信号と両側帯波信号とを有する受信信号に含まれるノイズを抑圧するノイズ抑圧方法であって、受信信号に所定の角周波数を有する複素正弦波を混合してベースバンド信号を生成するステップと、ベースバンド信号を離散フーリエ級数に展開するステップと、離散フーリエ級数に展開されたベースバンド信号の周波数ビンに対する振幅スペクトルを算出するステップと、搬送波信号の角周波数に対応する中心周波数ビンにおける振幅と、中心周波数ビン以外の周波数ビンにおける振幅とを比較し、中心周波数ビンにおける振幅に対して所定の値を超える振幅を有するノイズ周波数ビンを検出するステップと、ベースバンド信号から展開された離散フーリエ級数において、ノイズ周波数ビンに対応する値に第3の係数を乗ずる一方、中心周波数ビンにおける振幅に対して所定の値以下の振幅を有する周波数ビンに対応する値に第3の係数よりも大きい第4の係数を乗ずるステップと、ノイズ周波数ビンに対応する成分が抑圧された離散フーリエ級数を逆離散フーリエ変換して、離散時間信号を得るステップと、を備えている。
 この方法によれば、搬送波に対応する成分の振幅と、それ以外の周波数ビンに対応する振幅との比に基づいて、ノイズ成分を検出するため、回路規模を大幅に拡張することなく、少ない演算量で安定してノイズを抑圧することができる。特に、搬送波に対応する成分に対し、対称位置にある2つの周波数ビンに同じ振幅のノイズがそれぞれ重畳している場合、このノイズを抑圧することが可能となる。
 また、本発明に係る受信方法は、放送局から出力されるAM放送波信号を受信するステップと、AM放送波信号を増幅するステップと、増幅されたAM放送波信号をデジタル信号に変換するステップと、デジタル信号と所定の角周波数を有する複素正弦波とを混合してベースバンド信号を生成するステップと、ベースバンド信号に含まれるノイズを抑圧して離散時間信号を生成する、上記のいずれかのノイズ抑圧方法により、ベースバンド信号に含まれるノイズを抑圧して離散時間信号を生成するステップと、離散時間信号を音声信号に復調するステップと、を備えている。
 この方法によれば、上記のノイズ抑圧ステップを実行することにより、安定してノイズを抑圧でき、音声信号を高品質で受信することが可能となる。
 以上説明したように、本発明によると、AM放送波信号のような両側帯信号を含む信号に含まれるノイズを、少ない演算量で安定して抑圧することができる。
図1は、本発明の実施形態1に係る受信装置のブロック構成図である。 図2は、実施形態1に係る受信装置の別のブロック構成図である。 図3は、実施形態1に係る音声復調処理フローチャートである。 図4Aは、ベースバンド信号の振幅スペクトルである。 図4Bは、図4Aに示す振幅ベクトルを直流成分に対して対称に反転させた振幅スペクトルである。 図4Cは、振幅ベクトルにおける非対称成分を示す図である。 図5は、周波数ビンに対する抑圧係数の設定例を示す図である。 図6は、ノイズ成分抑圧後のベースバンド信号の振幅スペクトルである。 図7は、サンプリング時刻に対するノイズ成分の振幅と抑圧係数との変化を示す図である。 図8Aは、オフセット角周波数を有する複素正弦波に基づき生成されたベースバンド信号の振幅スペクトルである。 図8Bは、図8Aに示す振幅ベクトルを搬送波対応成分に対して対称に反転させた振幅スペクトルである。 図8Cは、振幅ベクトルにおける非対称成分を示す図である。 図9は、ベースバンド信号の振幅スペクトルにおける非対称性導出の別の例である。 図10は、本発明の実施形態2に係る受信装置のブロック構成図である。 図11は、実施形態2に係る音声復調処理フローチャートである。 図12は、ベースバンド信号の振幅スペクトルである。
 以下、本発明の実施形態を図面に基づいて詳細に説明する。以下の好ましい実施形態の説明は、本質的に例示に過ぎず、本発明、その適用物或いはその用途を制限することを意図するものでは全くない。
 (実施形態1)
 (受信装置の構成)
 図1は、本実施形態に係る受信装置を示し、この受信装置10は、放送局から出力されるAM放送波信号を受信するアンテナ11と、アンテナ11から受信したAM放送波信号を増幅するアンプ12と、増幅されたAM放送波信号をデジタル信号に変換するアナログ-デジタル変換器13(ADC;Analog-to-Digital Converter)と、複素正弦波を生成する数値制御発振器14(NCO;Numerically Controlled Oscillator)と、デジタル信号に変換されたAM放送波信号とNCOで生成された複素正弦波とを混合してベースバンド信号を生成するミキサー15と、を備えている。
 NCO14とミキサー15とは直交復調部16を構成しており、ミキサー15で生成されたベースバンド信号は、I(In-Phase)信号とQ(Quadrature-Phase)信号とに分離された信号である。
 また、受信装置10は、ベースバンド信号を離散フーリエ級数に展開する離散フーリエ変換(DFT;Discrete Fourier Transformation)実行部17と、離散フーリエ級数に展開されたベースバンド信号の振幅スペクトルを算出する振幅スペクトル算出部18と、振幅スペクトルの上側帯波に対応する成分と下側帯波に対応する成分との対称性を評価し、非対称となる周波数成分を検出する非対称成分検出部19と、離散フーリエ級数における非対称な周波数成分に対応する値を抑圧する抑圧部20と、抑圧処理が行われた離散フーリエ級数を離散時間信号に変換する逆離散フーリエ変換(IDFT;Inverse Discrete Fourier Transform)実行部21と、離散時間信号を音声信号に復調する復調部22と、を備えている。
 また、図1に示すように、受信装置10は、音声信号を出力するためのスピーカー23を備えていてもよい。
 DFT実行部17と、振幅スペクトル算出部18と、非対称成分検出部19と、抑圧部20と、IDFT実行部21と、復調部22とは、機能ブロックとして、例えば、ベースバンドLSIにおける汎用的な演算処理部で演算を実行することにより実現される。なお、これらすべてが同一のLSI上に実装されていてもよいし、複数のLSI上に実装されていても良い。またこれらの機能を、LSI上で専用の機能ブロックとして有していてもよい。
 なお、後述する抑圧係数の設定にあたって、図2に示すように、抑圧係数設定部20aを別途設けてもよい。
 また、後述するように、ノイズ抑圧処理は、直交復調部16で生成されたベースバンド信号を、順次、DFT実行部17からIDFT実行部21までの間で信号処理を行うことによって実現され、これらの機能ブロックによりノイズ抑圧装置30が構成される。
 (AM放送波信号の音声復調処理)
 以下に、図1に示した受信装置で、AM放送波信号にノイズが重畳された信号を受信した場合の音声復調処理について説明する。なお、本実施形態では、ノイズとして、音声コンテンツ帯域に単一周波数を有する単一の信号を仮定している。
 まず、ノイズを含まない場合のAM放送波信号について説明する。
 放送局から出力されアンテナで受信するAM放送波信号V(t)は(式1)で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
 ここで、mは変調率、S(t)は音声コンテンツ、ωは搬送波の角周波数、Aは搬送波の振幅である。
 音声コンテンツを、角周波数ωを持つ単一トーン信号cos(ωt)に置き換えると、V(t)は(式2)で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
 (式2)に示されるように、単一トーン信号のAM放送波信号は、角周波数ωの搬送波信号と、搬送波信号に対し上下に信号周波数ωだけシフトした上側帯波(USB;Upper Side Band)信号及び下側帯波(LSB;Lower Side Band)信号との加算信号となる。上側帯波と下側帯波は搬送波を中心に対称の振幅スペクトルを有している。
 なお、単一トーン信号に限らず、その他の信号についても、AM放送波信号に含まれる上側帯波と下側帯波とは、搬送波を中心に対称の振幅スペクトルを持つ。
 次に、アンテナでの受信信号にノイズが重畳されている場合を考える。この場合、アンテナに入力される信号V(t)は(式3)で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
 Bはノイズの振幅、ωは搬送波を中心とした場合のノイズの角周波数であり、搬送波信号の角周波数ωからωだけ離れた角周波数においてノイズが重畳されていることを示す。
 この信号に対する音声復調処理フローチャートを図3に示す。
 音声復調をデジタル回路で実施するために、AM放送波信号V(t)をデジタル信号に変換する(ステップS1)。ここで、デジタル信号に変換するために、AM放送波信号V(t)をADC13に入力する必要があるが、信号V(t)は空間を伝播しているため、ADC13の入力ダイナミックレンジに対して電圧レベルが小さく、ADC13の出力信号から信号V(t)中の情報が欠落する場合がある。
 そのため、ADC13に入力する前にアンプ12によりV(t)を増幅する。
 アンプ12により増幅されたAM放送波信号V’(t)は(式4)で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
 A’はアンプ12により増幅された搬送波の振幅、B’はアンプ12により増幅されたノイズの振幅である。V’(t)をADC13に入力することでデジタル化された信号V’(t)が出力される。
 次に、デジタル信号V’(t)に対して、NCO14により生成される角周波数ω’の複素正弦波exp(-jω’t)によって直交復調を行い、I信号とQ信号とからなるベースバンド信号に変換する(ステップS2)。
 NCO14により生成される複素正弦波の角周波数ω’は、搬送波の角周波数ωと厳密に一致させる必要はない。また、位相についても厳密に一致させる必要はない。
 NCO14により生成される複素正弦波の角周波数がω’=ωである場合のベースバンド信号は(式5)で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
 (式5)で表されるベースバンド信号を展開し、搬送波の角周波数ωに対応する成分をローパスフィルタ(LPF、図示せず)により除去した後の信号をV’’(t)とする(ステップS3)。
 V’’(t)の実部をI(t)、虚部をQ(t)とすると、I(t)、Q(t)は、それぞれ(式6)、(式7)で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
 ベースバンド信号I(t)、Q(t)の振幅復調を行った結果は(式8)で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000008
 (式8)からわかるように、放送局から飛来したAM放送波信号がアンテナ11で受信されるまでにノイズが混入した場合、振幅復調の結果にはノイズ周波数ωだけではなく、ノイズ周波数ωと音声コンテンツの角周波数ωとの和の角周波数の成分および差の角周波数の成分が含まれ、さらに、この結果は、平方根の演算で級数展開されるため音声帯域全体に拡散される。そのため、このままでは、振幅復調を実施した後の音声信号からノイズを除去することが困難である。
 従って、ノイズ成分の除去は振幅復調を実施する前段で実施する必要がある。
 DFT実行部17で、ベースバンド信号I(t)、Q(t)に対して、周波数軸上でL点のDFTを実行し、ベースバンド信号の離散フーリエ級数X(n)を求める(ステップS4)。ここで、nは、離散フーリエ級数X(n)における周波数ビンのインデックスを表わす。本実施形態では、直流成分を0番目のビンとして各周波数ビンに-L/2から(L/2-1)のインデックスを付与している。
 例えば、Lが256の場合は、256点のDFTを実施することで、256点の複素数の離散フーリエ級数が得られ、直流成分を0番目のビンとして各周波数ビンに対応する成分X(-128)からX(127)が得られる。
 次に、振幅スペクトル算出部18で、L点の離散フーリエ級数X(n)からL点の振幅スペクトル|X(n)|を算出する(ステップS5)。(式6)、(式7)で表されるベースバンド信号の振幅スペクトル|X(n)|を図4Aに示す。
 ここで、搬送波の角周波数ωに対応する周波数ビンは、離散フーリエ級数の直流成分である0番目のビンである。
 音声コンテンツの角周波数ωに対応する周波数ビンは、0番目のビンを中心として対称となる位置に、上側帯波に対応する周波数ビンNと下側帯波に対応する周波数ビン-Nとして発生するが、ノイズの角周波数ωに対応する周波数ビンNは、上側帯波または下側帯波に対応する周波数ビンのいずれか一方のみに発生する。
 次に、非対称成分検出部19でL点の振幅スペクトル|X(n)|の上側帯波と下側帯波の対称性を算出する。上記の対称性を算出するために、図4Bに示すように、直流成分である0番目のビンを中心周波数ビンとして、これに対し反転させた振幅スペクトル|X’(n)|を算出する(ステップS6)。
 L点の振幅スペクトルにおける上側帯波に対応する成分と下側帯波に対応する成分とから、L点の対称性D(n)を求める(ステップS7)。具体的には、対称性D(n)は、上側帯波に対応するN番目の周波数ビンにおける振幅と、上側帯波の周波数ビンの対称位置にある下側帯波に対応する-N番目の周波数ビンにおける振幅の比率を求めて算出する。
 N番目の周波数ビンにおける振幅と-N番目の周波数ビンにおける振幅とが等しい場合、実数で表わされたD(n)は1となり、両者の振幅が異なる場合はD(n)≠1となる。なお、|X(n)|=0の場合は、D(n)=1とみなしてよい。
 なお、各周波数ビンにおける振幅が、例えば、直流成分における振幅を基準にデシベルで表現されているときは、上側帯波に対応する周波数ビンにおける振幅と、下側帯波の周波数ビンにおける振幅との差分を取って、対称性D(n)を算出する。
 また、上記の振幅比率が1を基準として上下で所定の範囲内にあれば、2つの成分について対称性がある(D(n)=1)と判断し、所定の範囲を超えていれば非対称(D(n)≠1)と判断してもよい。この場合、所定の範囲は、AM放送波の受信状況や、受信装置10の仕様、性能等により適宜決められる。
 図4A、4Bに示した振幅スペクトル|X(n)|、|X’(n)|間での対称性評価結果に基づき、図4Cに示すように、ノイズの角周波数ωに対応するN番目の周波数ビン(以下、非対称周波数ビンという)と、直流成分を中心として対称位置にある-N番目の周波数ビンとに非対称性が現れ、非対称成分が検出される。
 この場合、-N番目の周波数ビンには実際のノイズ成分が含まれていないため、後述する抑圧係数を求める際に注意が必要である。
 AM放送波信号のように音声信号が含まれる場合、実際の音声信号に対して振幅の大きい信号がノイズとして問題になることが多い。よって、例えば、非対称成分として検出された、対称位置にある2つの周波数ビンのうち、振幅の大きい方を実際の非対称成分(ノイズが重畳された成分)として選択することで、音声信号の品質を高品位に維持できる。
 次に、L点の抑圧係数W(n)を設定する(ステップS8)。図5に示すように、非対称成分検出部19で検出された非対称周波数ビンNに対してW(N)=0を、それ以外の周波数ビンに対してW(n)=1を設定する。
 なお、非対称周波数ビンの抑圧係数は、1より小さな任意の値を指定してもよい。また、非対称成分検出部19で検出された非対称周波数ビンNに対して非対称周波数ビン-Nの振幅スペクトル|X(-N)|と同じ値となるように、W(N)を設定してもよい。
 また、非対称周波数ビンを中心に隣接する任意の周波数ビンに対して、同じ抑圧係数を設定してもよい。いずれにせよ、抑圧すべき非対称成分に対する抑圧係数W(N)よりも大きな値を有する抑圧係数W(n)が、非対称周波数ビン以外の周波数ビンに対して設定される。また、上述したとおり、抑圧係数設定部20aにより、ステップS7の処理を行ってもよい。
 次に、抑圧部20で、離散フーリエ級数X(n)における各周波数ビンに対応する値毎に、対応する周波数ビンで設定された抑圧係数W(n)を乗算する処理を行い、新たに離散フーリエ級数X(n)を算出する(ステップS9)。図6に、上記の乗算処理を行った後の振幅スペクトルを示しており、ベースバンド信号におけるノイズ成分が抑圧されていることがわかる。
 次に、抑圧部20で算出された離散フーリエ級数X(n)に対して、IDFT実行部21でL点の逆離散フーリエ変換を実行し、ノイズ成分が除去された時間領域のベースバンド信号に変換する(ステップS10)。
 ノイズ成分が除去された時間領域のベースバンド信号は(式9)、(式10)で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000009
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000010
 復調部22において、(式9)、(式10)で表される信号を振幅復調する(ステップS11)。この結果は(式11)で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000011
 ハイパスフィルター(HPF、図示せず)に(式11)で表される信号を通過させ、搬送波成分を除去し、AM放送波に含まれる単一トーン信号に一致した音声出力となる(ステップS12)。
 以上説明したように、本実施形態によれば、もとの信号に含まれる両側帯波信号が周波数軸上で対称に配置されていることを利用して、少ない演算量で安定してノイズを抑圧できる。このことにより、音声信号を高品質で受信することができる。
 (信号受信状況の時間変化について)
 実際のAM放送波信号を受信するにあたって、上述した離散フーリエ級数X(n)は、所定のサンプリング時刻毎に算出される。従って、実際の離散フーリエ級数X(n)は、X(n,o)で表わされる。ここで、nは、上述の通り、周波数ビンのインデックスを表わし、oは、サンプリング時刻のインデックスを表わす。
 すなわち、サンプリング時刻t1において、離散フーリエ級数X(n,1)が存在し、サンプリング時刻t2において、離散フーリエ級数X(n,2)が存在する。
 実際に受信されるAM放送波信号及びノイズが時間変化に対してあまり変化しないような状況であれば、離散フーリエ級数における時間変化項を考慮する必要はあまりない。しかし、実際には、受信状況等により、これらの信号、特にノイズの数やその振幅、周波数等は時々刻々と変化する場合が多い。
 従って、後者の場合には、ステップS8における抑圧係数W(n)についても、離散フーリエ級数X(n,2)と同様に、W(n,o)として求める必要がある。例えば、角周波数ωのノイズ成分の振幅が時間的に変化する場合、図7に示すように、ノイズ成分の振幅|X(N,o)|の変化に応じて、抑圧係数W(N,o)が、同じ周波数ビンに対しても各時刻で変化するように求められる。
 このように、信号や受信状況の時間変化に応じて、抑圧係数W(n,o)を算出し、ノイズ抑圧を行うことで、実際の音声信号を過度に抑圧したり、あるいは、ノイズの抑圧不足が生じたりするのを抑制でき、音声信号を高品質で受信することができる。
 なお、本実施形態では、AM放送波を例にとって説明したが、これに限らず、上側帯波と下側帯波を持ち、これらの振幅スペクトルが中心周波数を中心に対称となる信号に対して、本実施形態に開示した技術を適用することができる。
 また、本実施形態では、AM放送波信号の音声コンテンツ帯域に単一周波数をもつ1つのノイズが混入した信号を受信する例を示したが、複数のノイズが混入した場合においても、同様に、ノイズに対応する周波数ビンを非対称成分として検出でき、ノイズを抑圧することが可能である。上側帯波と下側帯波の双方にノイズが混入した場合においても、同様にノイズを抑圧することが可能である。
 (変形例1) 
 NCO14で生成される複素正弦波の角周波数が搬送波の角周波数に対してオフセットを有する場合を考える。この変形例では、複素正弦波の角周波数ω’が、ω’=ωC+ωである場合を説明する。
 この場合のベースバンド信号は(式12)で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000012
 (式12)は、AM放送波信号に含まれる搬送波の角周波数ωに対して、NCO14で生成される複素正弦波の角周波数がωだけオフセットした状態で直交復調が実行されることを示している。
 (式12)で表わされるベースバンド信号を展開し、角周波数ωの搬送波成分をLPFにより除去し、さらにL点のDFTを実施し、ベースバンド信号の離散フーリエ級数を得た結果を図8Aに示す。
 角周波数ωを有する搬送波成分に対応する周波数ビンはN番目の周波数ビンであり、この周波数ビンは、反転スペクトルを算出する際の反転軸である中心周波数ビンとなる。また、この周波数ビンは、離散フーリエ級数|X(n)|の直流成分に対して角周波数ωに対応した位置だけオフセットしている。
 同様に、角周波数ωを有する音声コンテンツは、周波数ビンNを中心として上側帯波と下側帯波の対称位置に発生し、それぞれ周波数ビンN+N、周波数ビンN-Nに属する。角周波数ωを有するノイズが属する周波数ビンN+Nは、上側帯波と下側帯波のいずれか一方のみに発生する。
 搬送波の角周波数ωに対する複素正弦波の角周波数ω’のオフセット量が既知の場合、Nは計算により求まる。また、上記のオフセット量が未知の場合であっても、振幅スペクトル|X(n)|の直流成分の近傍の中から最大値を持つ周波数ビンを選択して、これを中心周波数ビンとして設定することができる。
 この場合は、図8B、8Cに示すように、(N+N)番目及び(N-N)番目の周波数ビンの位置に非対称性が現れる。
 以上説明したように、AM放送波信号に含まれる搬送波の角周波数と、NCO14で生成される複素正弦波の角周波数との間にオフセットがあった場合においても、オフセット量が既知か未知かによらず、反転スペクトルを算出する際の中心周波数ビンを設定することが可能である。このことにより、図3に示すフローチャートに従って、音声復調処理におけるノイズ抑圧処理を行うことができる。
 (変形例2)
 離散フーリエ級数X(n)を算出するにあたって、有限の区間で周波数分割を行うため、各周波数ビン内における搬送波およびノイズの位置によっては、周波数ビンの対称位置がずれる場合がある。この場合は、例えば、図9に示すように、+k番目の周波数ビンに対して、-k番目の周波数ビンだけでなく、その前後数点の周波数ビンを抽出する。その中で最大の振幅を有する周波数ビン(図9では(-k+1)番目)と、+k番目の周波数ビンとで各々の振幅比率を比較し、対称性を評価する。つまり、-k番目の周波数ビンの前後でエンベロープを算出し、その最大振幅に対応する周波数ビンを、+k番目の周波数ビンに対する対称性評価時の比較対象とする。
 このような処理を行うことで、有限の周波数分割区間に起因して生じる、周波数ビンの対称位置のずれの影響を低減することができる。なお、エンベロープを算出する際の周波数ビンの抽出点の数は、振幅スペクトル全体の周波数ビンの個数や、分割区間あたりの周波数帯域幅等によって適宜決められる。
 なお、変形例を含む本実施形態において、非対称成分が複数存在する場合には、抑圧係数W(n)は、検出された非対称成分に対し、個別の値を取ることができる。例えば、複数の非対称成分がそれぞれ異なる振幅を有する場合、非対称周波数ビンの各々に対し、振幅に応じた異なる抑圧係数を設定することにより、より確実に非対称成分を抑圧できる。また、非対称周波数ビンの各々に対して、異なる抑圧係数を設定してもよいし、非対称周波数ビンのうちの一部の周波数ビンに対して異なる抑圧係数を設定してもよい。
 また、非対称周波数ビン以外の周波数ビンに対しても、個別の抑圧係数を設定してもよい。また、非対称周波数ビン以外の周波数ビンの各々に対して、異なる抑圧係数を設定してもよいし、そのうちの一部の周波数ビンに対して異なる抑圧係数を設定してもよい。
 上記のように、各周波数ビンに対して個別の抑圧係数を設定することで、受信信号の時間変化の影響に対応することができる。上述したように、実際のAM放送波信号を受信するにあたって、この信号に含まれるノイズの数やその振幅、周波数等は時々刻々と変化する場合が多い。
 例えば、時刻の変化に伴い、非対称成分の属する周波数ビンが変化した場合、抑圧係数W(n)が時刻の変化の前後で同じであると、復調後の音声信号に不自然さが現れる。これは非対称成分が属していない周波数ビンが、時刻の変化に伴い、非対称周波数ビンに変化した場合も同様である。
 従って、抑圧係数W(n)自体も固定した値ではなく、周波数ビン毎に個別の値を持ち、受信信号の時間変化に応じて、その値を変化させることで、音声信号を原信号に対して高品質で復調して出力できる。
 また、ある時刻で、非対称周波数ビンが複数存在し、次の時刻でそのうち一つの周波数ビンのみが非対称成分が属していない周波数ビンに変化するような場合、変化した周波数ビンに対してのみ抑圧係数W(n)を、例えば、0から1に変化させることで、音声信号を原信号に対して高品質で復調して出力できる。
 なお、非対称周波数ビンかどうかによらず、各周波数ビンに対する抑圧係数の変化量は、復調後の音声信号の品質等を考慮して適宜決められる。
 (実施形態2)
 本実施形態と実施形態1との大きな違いは、ノイズ抑圧処理に際して、ベースバンド信号の周波数軸上での対称性を利用するのではなく、搬送波成分との比較に基づきノイズ成分を抽出している点にある。具体的には、図10に示すように、DFT実行部17と第1第1抑圧部20bとの間に、非対称成分検出部19と並列に設けられたノイズ成分検出部24と、ノイズ成分検出部24に接続された第2抑圧部25と、第1、第2抑圧部20b,25の後段に設けられた調整部26とをさらに有している点で異なる。
 図11に示す音声復調フローチャートを用いて、本実施形態での音声復調処理を説明する。図3に示したフローでの処理と同じ部分については詳細な説明は省略する。
 ステップS1からステップS9までの処理は、図3に示したフローでの処理と同じであり、詳細な説明は省略する。
 ステップS6からステップS9までの処理と平行して、ステップS10からステップS12までの処理を行う。
 まず、ノイズ成分検出部24で、振幅スペクトル|X(n)|において、搬送波に対応する周波数ビン(この場合は直流成分)における振幅と、直流成分を除く各周波数ビンにおける振幅との比率を求め、所定の比率を超える振幅を有する周波数ビンをノイズ成分として検出する(ステップS10)。
 図12に示すように、AM放送波信号における音声コンテンツの振幅は、変調率mが1の場合に、搬送波の振幅に対して-6dBとなる。また、mが1以上の場合であっても、搬送波の振幅に対する音声コンテンツの振幅が-6dBを超えることはない。よって、周波数ビンNにおける振幅が直流成分の振幅に対して-6dBよりも大きければ、周波数ビンNにはノイズが含まれていると推定され、この周波数ビンNをノイズ成分として検出する。
 次に、第2抑圧部25で、各周波数ビンに対し抑圧係数W(n)を設定する(ステップS11)。この設定方法は、受信状況等の時間変化を考慮した場合も含め、実施形態1で示したのと同様であり、例えば、ステップS10で抽出されたノイズ成分に対応する周波数ビン(以下、ノイズ周波数ビンという)には、W(n)=0を設定する。また、実施形態1と同様に、抑圧すべきノイズ成分に対する抑圧係数W(N)よりも大きな値を有する抑圧係数W(n)が、ノイズ周波数ビン以外の周波数ビンに対して設定される。
 第2抑圧部25で、L点の抑圧係数W(n)とL点の離散フーリエ係数X(n)との乗算処理を行い、新たに離散フーリエ級数X(n)を算出する(ステップS12)。
 次に、調整部26で、ステップS9で算出された離散フーリエ級数X(n)と離散フーリエ級数X(n)とを対比し、離散フーリエ級数X(n)に対して離散フーリエ級数X(n)で補間を行い、新たに離散フーリエ級数X(n)を算出する(ステップS13)。
 離散フーリエ級数X(n)から、ノイズ成分が除去された時間領域のベースバンド信号を生成し、さらに音声復調を行う処理(ステップS14~ステップS16)は、図3におけるステップS10からステップS12に示した処理と同様につき説明を省略する。
 以上説明したように、本実施形態によれば、搬送波に対応する成分の振幅と、それ以外の周波数ビンに対応する振幅との比に基づいて、ノイズ成分を検出するため、少ない演算量で安定してノイズを抑圧することができる。このことにより、音声信号を高品質で受信することができる。特に、実施形態1に示した構成では、搬送波に対応する成分に対し、対称位置にある2つの周波数ビンに同じ振幅のノイズがそれぞれ重畳している場合、これらを抑圧することは困難であった。
 本実施形態に係る構成によれば、上記のノイズに対しても、搬送波に対応する成分の振幅との比に基づいてノイズとして検出できるため、このデータで、非対称成分に基づきノイズ抑圧した離散フーリエ級数を補間することが可能となる。このことにより、確実にノイズを抑圧できる。
 なお、ノイズ成分が複数存在する場合には、抑圧係数W(n)は、検出されたノイズ成分に対し、個別の値を取ることができる。例えば、複数のノイズ成分がそれぞれ異なる振幅を有する場合、ノイズ周波数ビンの各々に対し、振幅に応じた異なる抑圧係数を設定することにより、より確実にノイズ成分を抑圧できる。また、ノイズ周波数ビンの各々に対して、異なる抑圧係数を設定してもよいし、ノイズ周波数ビンのうちの一部の周波数ビンに対して異なる抑圧係数を設定してもよい。
 また、ノイズ周波数ビン以外の周波数ビンに対しても、個別の抑圧係数を設定してもよい。また、ノイズ周波数ビン以外の周波数ビンの各々に対して、異なる抑圧係数を設定してもよいし、そのうちの一部の周波数ビンに対して異なる抑圧係数を設定してもよい。
 実施形態1で述べたように、各周波数ビンに対して個別の抑圧係数を設定することで、受信信号の時間変化の影響に対応することができる。
 抑圧係数W(n)を固定した値ではなく、周波数ビン毎に個別の値を持ち、受信信号の時間変化に応じて、その値を変化させることで、音声信号を原信号に対して高品質で復調して出力できる。
 なお、ノイズ周波数ビンかどうかによらず、各周波数ビンに対する抑圧係数の変化量は、復調後の音声信号の品質等を考慮して適宜決められる。
 なお、実施形態1に示した構成のほうがより高精度にノイズの検出及び抑圧が行えるため、本実施形態では、搬送波に対応する成分の振幅と、それ以外の周波数ビンに対応する振幅との比に基づいて検出した結果を、振幅スペクトルの対称性に基づいて検出した結果に対する補間データとして用いている。しかし、高精度なノイズ抑圧が求められないような場合は、図10に示した構成のうち、非対称成分検出部19と、第1抑圧部20bと、調整部26とを省略することが可能である。このことにより、演算量を低減でき、処理が高速化する。また、ノイズ抑圧のための演算処理に必要な回路規模等を抑制できる。
 この場合は、図3に示すフローチャートのステップS7からS9までの処理に代えて、図11に示すステップS10からS12までの処理を行うこととなる。
 なお、搬送波の角周波数ωとNCO14で生成される複素正弦波の角周波数ω’との間にオフセットがある場合においても、変形例1に示したのと同様の方法で中心周波数ビンを設定することができる。例えば、変形例1に示したのと同じオフセットを複素正弦波の角周波数ω’が有しているとすると、周波数ビンNにおける振幅と、それ以外の周波数ビンにおける振幅とをノイズ成分検出部24で比較し、ノイズ成分を検出することとなる。
 また、図10に示した構成あるいは、この構成から非対称成分検出部19と、第1抑圧部20bと、調整部26とを省略した構成に、図2に示した抑圧係数設定部20aを追加してもよい。
 本発明のノイズ抑圧装置は、少ない演算量で受信信号に含まれるノイズを抑圧できるため、特にAM放送波信号の受信装置に適用する上で有用である。
10 受信装置
11 アンテナ
12 アンプ
13 アナログ-デジタル変換器(ADC)
14 数値制御発振器(NCO)
15 ミキサー
16 直交復調部
17 離散フーリエ変換(DFT)実行部
18 振幅スペクトル算出部
19 非対称成分検出部
20 抑圧部
21 逆離散フーリエ変換(IDFT)実行部
22 復調部
24 ノイズ成分検出部
25 第2抑圧部
26 調整部
30 ノイズ抑圧装置

Claims (20)

  1.  第1の角周波数を中心として周波数軸上で対称な位置に上側帯波信号と下側帯波信号とを有する受信信号を直交復調して生成されるベースバンド信号を離散フーリエ級数に展開する離散フーリエ変換実行部と、
     離散フーリエ級数に展開された前記ベースバンド信号の周波数ビンに対する振幅スペクトルを算出する振幅スペクトル算出部と、
     前記第1の角周波数に対応する中心周波数ビンに関する振幅スペクトルの対称性を評価して、前記振幅スペクトルの非対称成分に対応する周波数ビンを非対称周波数ビンとして検出する非対称成分検出部と、
     前記ベースバンド信号から展開された前記離散フーリエ級数において、前記非対称周波数ビンに対応する値に第1の係数を乗ずる一方、前記非対称周波数ビン以外の周波数ビンに対応する値に該第1の係数よりも大きい第2の係数を乗ずる抑圧部と、
     前記抑圧部で処理された前記離散フーリエ級数を逆離散フーリエ変換して、離散時間信号を得る逆離散フーリエ変換実行部と、を備えるノイズ抑圧装置。
  2.  搬送波信号と両側帯波信号とを有する受信信号を直交復調して生成されるベースバンド信号を離散フーリエ級数に展開する離散フーリエ変換実行部と、
     離散フーリエ級数に展開された前記ベースバンド信号の周波数ビンに対する振幅スペクトルを算出する振幅スペクトル算出部と、
     前記搬送波信号の角周波数に対応する中心周波数ビンにおける振幅と、前記中心周波数ビン以外の周波数ビンにおける振幅とを比較し、前記中心周波数ビンにおける振幅に対し、所定の値を超える振幅を有するノイズ周波数ビンを検出するノイズ成分検出部と、
     前記ベースバンド信号から展開された前記離散フーリエ級数において、前記ノイズ周波数ビンに対応する値に第3の係数を乗ずる一方、前記中心周波数ビンにおける振幅に対し所定の値以下の振幅を有する周波数ビンに、該第3の係数よりも大きい第4の係数を乗ずる抑圧部と、
     前記抑圧部で処理された前記離散フーリエ級数を逆離散フーリエ変換して、離散時間信号を得る逆離散フーリエ変換実行部と、を備えるノイズ抑圧装置。
  3.  前記受信信号に含まれる搬送波信号の角周波数に対応する中心周波数ビンにおける振幅と、前記中心周波数ビン以外の周波数ビンにおける振幅とを比較し、前記中心周波数ビンにおける振幅に対し、所定の値を超える振幅を有するノイズ周波数ビンを検出するノイズ成分検出部と、
     前記ベースバンド信号から展開された前記離散フーリエ級数において、前記ノイズ周波数ビンに対応する値に第3の係数を乗ずる一方、前記中心周波数ビンにおける振幅に対し所定の値以下の振幅を有する周波数ビンに、該第3の係数よりも大きい第4の係数を乗ずる第2抑圧部と、
     前記抑圧部で処理された前記離散フーリエ級数を、前記第2抑圧部で処理された前記離散フーリエ級数で補間して新たな離散フーリエ級数を算出する調整部と、をさらに備え、
     前記離散時間信号は、前記新たな離散フーリエ級数を前記逆離散フーリエ変換実行部で逆離散フーリエ変換して得られるものとする、請求項1に記載のノイズ抑圧装置。
  4.  前記非対称周波数ビンが複数存在する場合、前記第1の係数は、前記非対称周波数ビンに対して個別の値をとりうる、請求項1または3に記載のノイズ抑圧装置。
  5.  前記非対称周波数ビン以外の周波数ビンが複数存在する場合、前記第2の係数は、前記非対称周波数ビン以外の周波数ビンに対して個別の値をとりうる、請求項1または3に記載のノイズ抑圧装置。
  6.  前記ノイズ周波数ビンが複数存在する場合、前記第3の係数は、前記ノイズ周波数ビンに対して個別の値をとりうる、請求項2または3に記載のノイズ抑圧装置。
  7.  前記ノイズ周波数ビン以外の周波数ビンが複数存在する場合、前記第4の係数は、前記ノイズ周波数ビン以外の周波数ビンに対して個別の値をとりうる、請求項2または3に記載のノイズ抑圧装置。
  8.  前記非対称成分検出部は、一の周波数ビンにおける振幅と、前記中心周波数ビンに対して該一の周波数ビンと対称な位置にある周波数ビンを含む連続した複数の周波数ビンにおける振幅の最大値との比較に基づいて、前記振幅スペクトルの対称性を評価し、前記非対称周波数ビンを検出する、請求項1または3に記載のノイズ抑圧装置。
  9.  前記振幅スペクトルにおける直流成分の近傍において、最大の振幅を有する周波数ビンを前記中心周波数ビンとする、請求項1ないし8のいずれか1項に記載のノイズ抑圧装置。
  10.  放送局から出力されるAM放送波信号を受信するアンテナと、
     該アンテナから受信したAM放送波信号を増幅するアンプと、
     増幅された前記AM放送波信号をデジタル信号に変換するアナログ-デジタル変換器と、
     該デジタル信号を直交復調してベースバンド信号を生成する直交復調部と、
     該ベースバンド信号に含まれるノイズを抑圧して離散時間信号を生成する、請求項1ないし9のいずれか1項に記載のノイズ抑圧装置と、
     前記離散時間信号を音声信号に復調する復調部と、を備える受信装置。
  11.  第1の角周波数を中心として周波数軸上で対称な位置に上側帯波信号と下側帯波信号とを有する受信信号に含まれるノイズを抑圧するノイズ抑圧方法であって、
     前記受信信号に所定の角周波数を有する複素正弦波を混合してベースバンド信号を生成するステップと、
     前記ベースバンド信号を離散フーリエ級数に展開するステップと、
     離散フーリエ級数に展開された前記ベースバンド信号の周波数ビンに対する振幅スペクトルを算出するステップと、
     前記第1の角周波数に対応する中心周波数ビンに関する振幅スペクトルの対称性を評価して、前記振幅スペクトルの非対称成分に対応する周波数ビンを非対称周波数ビンとして検出するステップと、
     前記ベースバンド信号から展開された前記離散フーリエ級数において、前記非対称周波数ビンに対応する値に第1の係数を乗ずる一方、前記非対称周波数ビン以外の周波数ビンに対応する値に該第1の係数よりも大きい第2の係数を乗ずるステップと、
     前記非対称成分が抑圧された前記離散フーリエ級数を逆離散フーリエ変換して、離散時間信号を得るステップと、を備えるノイズ抑圧方法。
  12.  搬送波信号と両側帯波信号とを有する受信信号に含まれるノイズを抑圧するノイズ抑圧方法であって、
     前記受信信号に所定の角周波数を有する複素正弦波を混合してベースバンド信号を生成するステップと、
     前記ベースバンド信号を離散フーリエ級数に展開するステップと、
     離散フーリエ級数に展開された前記ベースバンド信号の周波数ビンに対する振幅スペクトルを算出するステップと、
     前記搬送波信号の角周波数に対応する中心周波数ビンにおける振幅と、前記中心周波数ビン以外の周波数ビンにおける振幅とを比較し、前記中心周波数ビンにおける振幅に対して所定の値を超える振幅を有するノイズ周波数ビンを検出するステップと、
     前記ベースバンド信号から展開された前記離散フーリエ級数において、前記ノイズ周波数ビンに対応する値に第3の係数を乗ずる一方、前記中心周波数ビンにおける振幅に対して所定の値以下の振幅を有する周波数ビンに対応する値に該第3の係数よりも大きい第4の係数を乗ずるステップと、
     前記ノイズ周波数ビンに対応する成分が抑圧された前記離散フーリエ級数を逆離散フーリエ変換して、離散時間信号を得るステップと、を備えるノイズ抑圧方法。
  13.  前記受信信号に含まれる搬送波信号の角周波数に対応する中心周波数ビンにおける振幅と、前記中心周波数ビン以外の周波数ビンにおける振幅とを比較し、前記中心周波数ビンにおける振幅に対し、所定の値を超える振幅を有するノイズ周波数ビンを検出するステップと、
     前記ベースバンド信号から展開された前記離散フーリエ級数において、前記ノイズ周波数ビンに対応する値に第3の係数を乗ずる一方、前記中心周波数ビンにおける振幅に対し所定の値以下の振幅を有する周波数ビンに、該第3の係数よりも大きい第4の係数を乗ずるステップと、
     前記非対称成分が抑圧された前記離散フーリエ級数を前記ノイズ周波数ビンに対応する成分が抑圧された前記離散フーリエ級数で補間して新たな離散フーリエ級数を算出するステップと、をさらに備え、
     前記新たな離散フーリエ級数を逆離散フーリエ変換して前記離散時間信号を得る、請求項11に記載のノイズ抑圧方法。
  14.  前記非対称周波数ビンが複数存在する場合、前記第1の係数は、前記非対称周波数ビンに対して個別の値をとりうる、請求項11または13に記載のノイズ抑圧方法。
  15.  前記非対称周波数ビン以外の周波数ビンが複数存在する場合、前記第2の係数は、前記非対称周波数ビン以外の周波数ビンに対して個別の値をとりうる、請求項11または13に記載のノイズ抑圧方法。
  16.  前記ノイズ周波数ビンが複数存在する場合、前記第3の係数は、前記ノイズ周波数ビンに対して個別の値をとりうる、請求項12または13に記載のノイズ抑圧方法。
  17.  前記ノイズ周波数ビン以外の周波数ビンが複数存在する場合、前記第4の係数は、前記ノイズ周波数ビン以外の周波数ビンに対して個別の値をとりうる、請求項12または13に記載のノイズ抑圧方法。
  18.  前記非対称周波数ビンを検出するステップにおいて、一の周波数ビンにおける振幅と、前記中心周波数ビンに対して該一の周波数ビンと対称な位置にある周波数ビンを含む連続した複数の周波数ビンにおける振幅の最大値との比較に基づいて、前記振幅スペクトルの対称性を評価し、前記非対称周波数ビンを検出する、請求項11または13に記載のノイズ抑圧方法。
  19.  前記振幅スペクトルにおける直流成分の近傍において、最大の振幅を有する周波数ビンを前記中心周波数ビンとする、請求項11ないし18のいずれか1項に記載のノイズ抑圧方法。
  20.  放送局から出力されるAM放送波信号を受信するステップと、
     該AM放送波信号を増幅するステップと、
     増幅された前記AM放送波信号をデジタル信号に変換するステップと、
     該デジタル信号と所定の角周波数を有する複素正弦波とを混合してベースバンド信号を生成するステップと、
     請求項11ないし19のいずれか1項に記載のノイズ抑圧方法により、前記ベースバンド信号に含まれるノイズを抑圧して離散時間信号を生成するステップと、
     前記離散時間信号を音声信号に復調するステップと、を備える受信方法。
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