JPH06510411A - 選択レイ結合レーキ受信機 - Google Patents

Abstract

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Description

【発明の詳細な説明】 選択レイ結合レーキ受信機 発明の分野 本発明はセルラー無線電話通信システムに符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）通信技 術を使用することに関し、特に逆拡散符号系列を受信信号サンプルと相関させて 受信データ系列をめるレーキ（ＲＡＫＥ）受信機方式に関ＣＤＭＡすなわちスペ クトル拡散通信は第２次大戦の頃から存在している。初期の応用は主として軍事 目的とされた。しかしながら、今日では商業的応用にスペクトル拡散方式を使用 することに関心が深まりつつある。いくつかの例として、デジタルセルラー無線 、陸上移動無線、および室内外パーソナル通信網か挙げられる。

米国および世界の他の国々において、セルラー電話産業は商業運用において驚く べき発展をとげた。主な主要都市における成長ぶりは予想を越えるものでありシ ステム容量を凌駕するものである。この傾向か続けば、急速な成長の影響は間も なく最も小さい市場にも及ぶものと思われる。高品質サービスを維持しかつ価格 上昇を回避するだけでなくこのような容量増大のニーズにこたえる革新的な解決 策が要望されている。

全世界を通じて、セルラーシステムにおける重要なステップはアナログ通信から デジタル通信への変化である。

次世代セルラー技術を実現するための有効なデジタル通信方式を選択することも 同様に重要である。さらに、手軽に携行して家庭、事務所、街路、自動車等にお いて呼の発着に使用することかできる低コスト、ポケットサイズコードレス電話 機を使用した第１世代パーソナル通信網（ＰＣＮ）が次世代デジタルセルラーシ ステムおよびセルラー周波数を使用したセルラー搬送波により提供されるものと 広く信しられている。これらの新システムに必要な重要な特徴はトラフィック容 量の増大である。

現在、チャネルアクセスは周波数分割多元接続（ＦＤＭＡ）および時分割多元接 続（ＴＤＭＡ）法を使用して行われている。ＦＤＭＡでは、通信チャネルは一つ の無線周波数帯でありその中に信号の送信電力が集中されている。隣接チャネル との干渉は特定周波数帯内の信号エネルギーしか通過させない帯域浦波器により 制限される。したがって、各チャネルに異なる周波数を割当てると、システム容 量はチャネル再使用による制限だけでなく利用可能な周波数によっても制限され る。ＴＤＭＡ方式では、チャネルは同じ周波数に対する周期的な時間間隔列のタ イムスロットにより構成される。タイムスロットの各周期はフレームと呼ばれる 。所与の信号のエネルギーはこれらのタイムスロットの一つに限定される。

隣接チャネル干渉は適切な時間に受信される信号エネルギーしか通過させないタ イムゲートもしくは他の同期化素子を使用して制限される。したがって、さまざ まな相対信号強度による干渉問題が緩和される。

ＴＤＭＡ方式の容量は送信信号を短いタイムスロットへ圧縮することにより増大 される。その結果、情報は速いバーストレートで送信しなければならず占有スペ クトル量が比例的に増大する。

ＦＤＭＡもしくはＴＤＭＡ方式もしくはハイブリッドＦＤＭＡ／ＴＤＭＡ方式で は、２つの干渉する可能性のある信号が同じ周波数を同時に占有しないことを保 証することが目的とされる。これに対して、ＣＤＭＡ　（ＣｏｄｅＤｉｖｉｓｉ ｏｎ　Ｍｕｌｔｉｐｌｅ　Ａｃｃｅｓｓ）では信号の時間および周波数の両方を 重畳させることができる。したがって、全てのＣＤＭＡ信号が同じ周波数スペク トルを共有する。周波数もしくは時間領域において、マルチアクセス信号は互い にその上に現れる。

ＣＤＭＡ通信技術にはいくつかの利点がある。改良型符号化利得／変調密度、ボ イスアクティビティゲーティング、セクター化および各セルにおける同じスペク トルの再使用等の広帯域ＣＤＭＡ方式の特質により、ＣＤＭＡベースセルラーシ ステムの容量限界は既存のアナログ技術の２０倍まで突出される。高ビツトレー トデコーダによる音声のＣＤＭＡ送信により優れた迫真的な音声品質が保証され る。またＣＤＭＡにより可変データレートが提供されさまざまな等級の音声品質 を提供することができる。ＣＤＭＡのスクランブルされた信号フす−マ・ソトに より漏話は完全に解消され呼の盗聴や追跡か非常に難しくコストのかかるものと なり、発呼者のブライノくシーが極めて保証されエアタイムフロート（ａｉｒ　 ｔｉｍｅｆｒａｕｄ）から免れる。

原理的に、ＣＤＭＡ方式では被送信情報データ流はシグネチュア系列として知ら れる遥かに高速のデータ流に印加される。代表的にシグネチュア系列データは２ 進でありビット流が得られる。このシグネチュア系列を発生する一つの方法はラ ンダムに見えるが許可された受信機により折り重ねることができる擬似ノイズ（ ＰＮ）工程によるものである。情報データ流および高ビツトレートシグネチュア 系列流は、２つのビット流の２進値が＋１もしくは−１により表わされるものと して、２つのビ・クト流を互いに乗じて結合される。高ビツトレート信号と低ビ ツトレートデータのこの結合は情報データ流信号の符号化すなわち拡散と呼ばれ る。各情報データ流すなわちチャネルには一意的な拡散符号が割り付けられる。

複数の符号化された情報信号により、例えばＱＰＳＫ（ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ　 ｐｈａｓｅ　５ｈｉｆｔ　ｋｅｙｉｎｇ）等により、無線周波搬送波が変調され 合成信号として一緒に受信機に受信される。符号化された各信号はノイズ関連信 号だけでなく他の全ての符号化信号に対して時間と周波数の両方が重畳される。

受信機が許可されると合成信号は一意的符号の一つと相関され、対応する情報信 号を分離して復号することができる。

“直接拡散トラディショナルＣＤＭＡ”と呼ばれる一つのＣＤＭＡ技術では、シ グネチュア系列を使用して情報の１ビツトが表現される。送信系列もしくはその 補数（送信された２進系列値）の受信は情報ビットが“Ｏ”であるか“ｌ＃であ るかを示している。シグネチュア系列は通常Ｎビットからなり、各ビットが“チ ップ′と呼ばれる。Ｎチップ系列全体もしくはその補数は送信記号と呼ばれる。

受信機は受信信号をそれ自体のシグネチュア系列発生器の公知のシグネチュア系 列と相関させて−１〜＋１の範囲の正規化された値を発生する。大きい正の相関 が得られると“０“が検出され、大きい負の相関か得られると“１”が検出され る。

“直接拡散エンハンストＣＤＭＡ″と呼ばれる別のＣＤＭＡ技術では、各送信系 列は情報の２ビツト以上を表わすことができる。代表的には直交符号語もしくは 陪直交符号語である一組の符号語を使用して一群の情報ビットを遥かに長い符号 系列すなわち符号記号へ符号化するのに使用される。シグネチュア系列すなわち スクランブルマスクはモジュロ−２であり２進符号系列に付加された後で送信さ れる。受信機において、公知のスクランブルマスクを使用して受信信号がデスク ランブルされ、次に起り得る全ての符号語と相関づけられる。最大相関値を存す る符号語はどの符号語が送られた可能性が最も高いかを示し、どの情報ビットが 送られた可能性が最も高いかを示す。一つの一般的な直交符号はウオルンユーア ダマール（ＷＨ）符号である。

トラディンヨナルおよびエンハンストＣＤＭＡの両方において、前記“情報ビッ ト“は符号化ビットとすることもでき、使用する符号はブロックもしくは畳み込 み符号である。一つ以上の情報ビットでデータ記号を形成することかできる。ま た、シグネチュア系列すなわちスクランブルマスクはｌ符号系列よりも遥かに長 くすることかでき、その場合にはシグネチュア系列すなわちスクランブルマスク の部分系列か符号系列へ付加される。

多くの無線通信システムにおいて、受信信号には２つの成分、すなわちＩ（同相 ）成分およびＱ（直角位相）成分が含まれる。これは送信信号か２成分を育し、 かつ／もしくは介在チャネルあるいは固有基準搬送波の欠除により送信信号かＩ およびＱ成分へ分割されるためである。デジタル信号処理を使用する代表的な受 信機では、受信されるＩおよびＱ成分はＴ。秒ごとにサンプルされて記憶され、 Ｔ、はチップの持続時間である。

移動通信システムでは、基地局と移動局間で送信される信号は代表的に、例えば 大きい建物や近くの山並みからの信号反射によるエコー歪みや時間散乱をこうむ る。

マルチパス散乱は信号が一つの経路ではなく多くの経路に沿って受信機へ進みそ のために受信機かさまざまなランダムに変化する遅延および振幅を存する多くの エコーを聴取する場合に生じる。したがって、ＣＤＭＡシステム内にマルチパス 時間散乱か存在する場合には、受信機は１記号周期よりも短い相対時間遅延を有 する（“レイ（ｒａｙｓ）と呼ばれる）さまざまな経路に沿って伝搬された送信 記号の多くの部分の合成信号を受信する。各信号イメージはＮチップ系列である ため、識別可能な各“レイ”はある相対到着時間ＫＴ、秒およびＮスパンのＩお よびＱチップサンプルを有している。マルチパス時間散乱により、相関器は一つ の大きいスパイクではなくいくつかの小さいスパイクを出力する。記号周期の後 で受信される各レイ（すなわち、反射による時間遅延が１記号周期を越える場合 ）は通信システムの総容量を低減させる非相関干渉信号として現れる。送信記号 （ビット）を最適に検出するために、受信スパイクを結合しなければならない。

代表的に、これはＲＡＫＥ受信機によって行われ、全てのマルチパス寄与部を“ レーキ（ｒａｋｅｓ）”するためにそう呼ばれる。

ＲＡＫＥ受信機はさまざまな受信信号経路からの信号エネルギ、すなわちさまざ まな信号レイを結合収集するある形式のタイムシティを使用する。タイムシティ により冗長通信チャネルが提供されあるチャネルがフェージングを生じても非フ ェージングチャネルを介して通信が可能とされる。ＣＤＭＡ　ＲＡＫＥ受信機は 個別に相関方法を使用してエコー信号を検出しそれらを（同符号で）代数的に加 算することによりフェージングと戦う。

さらに、記号間干渉を回避するために、検出された各工ツー間に適切な時間遅延 が挿入され再びステップ状態となる（ｆａｌｌ　ｉｎ　５ｔｅｐ）ようにされる 。

−形式のＲＡＫＥ受信機において、さまざまな時間遅延における受信信号に対す るシグネチュア系列の相関値が予期時間遅延（ｄｔ）　、すなわち受信エコー間 の予期時間、において引き出される遅延線へ通される。次にＲＡＫＥタップにお ける出力が適切に重み付けされる。このような受信機は、Ｔｏでタップをとるこ とにより最も早いレイを探索し、Ｔ、＋　ｄＴでタップをとることによりｄｔだ け遅延したレイを探索し、以下同様とされる。存意エネルギーを育するＲＡＫＥ タップ出力は適切に重み付けされ結合されて受信信号の対ノイズおよび干渉比が 最大とされる。したがって、遅延線の総時間遅延により探索できる到着時間遅延 量が決定される。

ポスト相関器を使用してさまざまなレイのコヒーレント結合を行う従来のＲＡＫ Ｅ受信機の線図を第１図に示す。受信された無線信号は、例えば余弦および正弦 波形と混合してＲＦ受信機１内で濾波することにより復調されて■およびＱチッ プサンプルが得られる。これらのチップサンプルは■（同相）サンプル２ａ用お よびＱ（直角位相）サンプル２ｂ用の２個のバッファからなるバッファによりバ ッファされる。各バッファ２ａおよび２ｂの底部に最近受信された時間チップサ ンプルが含まれている。

マルチプレクサ３がバッファされたチップサンプルを受信して、ある範囲のＩチ ップサンプルおよび同じ範囲のＱチップサンプルを複素相関器４ａおよび４ｂへ 送る。

選定される範囲にはある時間に到来するＮチップ系列に対応するＮサンプルが含 まれる。例えば、■およびＱバッファ２ａ、２ｂかそれぞれ１５９チツプサンプ ル（０〜１５８）を含み、Ｎが１２８であれば、マルチプレクサ３はＴ　バッフ ァ２ａからチップサンプルｉ〜（ｉ＋１２７）をまたＱバッファ２ｂからチップ サンプルｉ〜（ｉ＋１２７）を相関器４ａへ送出し、ここにｉはバッファが最初 に一杯となる時のバッファからの信号レイの離散時間指標である。

２組の信号サンプル、■およびＱ、を周知のシグネチュア系列（符号）と相関さ せる各複素相関器４ａ、４ｂにより複素相関値か形成される。さまざまな複素相 関器がさまざまな受信サンプル範囲、したがってさまざまな信号レイに対応して いる。マルチプレクサ３は受信サンプルをシリアルもしくはパラレルに供給する ことができる。

一般的に、複素相関器は複素人力流（Ｉ＋ｊＱサンプル）を周知の複素系列と相 関させて複素相関値を発生する。シグネチュア系列が複素数でなければ、各複素 相関器は“半複素”相関器と定義される２個の並列スカラー相関器として実現す ることができる。シグネチュア系列が複素数であれば、複素相関器は複素人力を 複素系列と相関させて“全複素”相関器が得られる。“複素相関器”という用語 はここでは前記した各シナリオに関して使用される。

相関に続いて、複素相関値は乗算器５へ送信されそこで複素ＲＡＫＥタップと呼 ばれる複素重みを乗じられる。

各ＲＡＫＥタップは実部と虚部からなる複素数である。

複素相関器４ａは１組のデータと周知のシグネチュア系列とを相関させる。代表 的に、複素相関値とＲＡＫＥタップ値の積の実部だけか累算器６へ送られる。累 算器６は処理された全信号レイに対する重み付けされた相関結果を加算して累算 結果を閾値装置７へ送る。閾値装置７は入力が閾値よりも大きければ２進“０“ を検出し、入力が閾値よりも小さければ２進“１″を検出する。

数学的に、Ｘ（ｎ）　＝　Ｉ　（ｎ）　＋　ｊ　Ｑ（ｎ）が受信機により受信さ れるチップサンプルであり、ここにＩ　（ｎ）は■成分サンプル、Ｑ　（ｎ）は Ｑ成分サンプルであり、ｎは各離散時間に対応するチップサンプル指標とする。

第１図において、ｒ　（ｎ）は２ａ内に記憶されＱ　（ｎ）は２ｂ内に記憶され る。マルチプレクサ３は同じレイに対応するある範囲の■サンプルおよびある範 囲のＱサンプルを選定する。Ｎサンプル（ｎ＝０．Ｎ−１）を与えた時のにレイ に対するマルチプレクサ出力がＭ（ｋ、ｎ）　＝Ｍ、（ｋ、ｎ）＋ｊ　Ｍ　ｏ　 （ｋ、　ｎ）であれば、Ｍ（ｋ、ｎ）　＝Ｘ（ｎ＋ｋ）、Ｍ、（ｋ。

ｎ）＝　Ｔ　（ｎ＋ｋ）およびＭ、　（ｋ、ｎ）　＝Ｑ（ｎ＋ｋ）となる。複素 相関器４ａはマルチプレクサ３からのこの範囲のデータサンプルを周知の符号系 列と相関させる。受信データの離散時間サンプルであるデータサンプルＸ　（ｋ ）、　Ｘ　（ｋ＋　１）。

・・・Ｘ（ｋ＋Ｎ−１）について考える。受信機が（通常は±１値である）Ｎ値 からなる符号系列Ｃ（０）、Ｃ（１）　。

・・・Ｃ（Ｎ−１）を検出しようとしている場合、相関器は次のように数組のＮ データ値をＮ符号系列と相関させる。

Ｒ（ｋ）＝Ｘ（ｋ）Ｃ（０）＋、Ｙ（ｋ＋１）Ｃ（１）＋、、、＋Ｘ（ｋ＊Ｎ− １）Ｃ（Ｎ−１７ここで、指標にはデータ系列のとこで開始するかを示す。

これは信号の相対到着時間に対応する。さまざまな到着時間かさまざまな信号レ イに対応する。したがって、ｋレイはある範囲の必要なブタ値（Ｘ（ｋ）、Ｘ（ ｋ＋１）、・・・。

Ｘ　（ｋ＋　Ｎ　−１））に対応する。Ｎか大きければ、ｋおよびに＋ルイは実 質的に重畳する範囲に対応する。

Ｒ（ｋ）の計算は入力データ範囲をパラレルもしくはシリアルにアクセスして実 施することができる。第２図にパラレル方式を示す。データバッファ５３が受信 信号の連続時間サンプルを記憶する。マルチプレクサ５４がある範囲のＮデータ 値（Ｘ（ｋ）、Ｘ（ｋ十〇、・・・、　Ｘ（ｋ＋Ｎ−１）ｌを選定し、それは相 関器５５へ送られる。相関器の各入力に対応する乗算器５６が各入力値に対応す る符号系列値を乗じる。この積は加算器５７により加算されて相関値Ｒ（ｋ）か 形成される。

第３図は入力範囲をシリアルにアクセスしてＲ（ｋ）を計算する構成を示す。大 力バッファ５８は受信データサンプルを記憶する。一時に１サンプルしか相関さ れないため、バッファはわずか１サンプル長とすることかできる。バッファか２ サンプル長以上であれば、マルチプレクサ５９は特定サンプルＸ　（ｋ＋　ｉ） を選定する必要かあり、ここにｉは制御プロセッサ６０により決定される。選定 された値は相関器６１へ送られる。相関器６１は最初に乗算器６２を使用して入 力Ｘ　（ｋ＋　ｉ）と符号系列の一要素Ｃ（ｉ）との積を計算する。この積は過 去の積を記憶している累算器６４へ加えられる。累算器６４は最初にゼロに設定 され、次にｉか０からＮ−１へ歩進されてＮ個の積を累算することかできる。Ｎ 個の積か累算されると、相関器から出力されて相関値Ｒ（ｋ）か得られる。相関 をパラレルもしくはシリアルに実施しても、各データ値Ｘ（ロ）はｂビットから 構成される。ビットは一時に全部（パラレル計算）もしくは一時に１個（ビット シリアルアプローチ）アクセスして使用することかできる。

使用する相関方法に無関係に、ｋレイの相関器４ａはマルチプレクサ出力Ｍ（ｋ 、ｎ）を実符号系列（：　（ｎ）に相関させて、複素相関値Ｒ（ｋ）＝Ｒ，（ｋ ）＋　ｊＲ，（ｋ）を発生し、ここに、 かつ、 ＲＡＫＥ結合器はＲＡＫＥタップＷ（ｋ）　＝Ｗ、　（ｋ）　＋ｊＷｏ（ｋ）を 使用して相関値を乗じ結果を判定統計Ｚへ累算し、−こに、 次に、量Ｚは閾値装置７へ送られて“０”もしくは“１″が送られたかどうかが 決定される。

従来のＲＡＫＥ受信機は所与の信号のレイに対して■およびＱチャネルの両方に 信号エネルギーかあるという仮定に基いて設計される。実際には、必ずしもそう ではない。所与の信号レイに対するエネルギーの全部もしくは大部分かＩチャネ ルにあれば、■およびＱチャネルの両方を相関させるのは非能率的である。これ により、受信機内のとこかで良好に使用されるはずの処理時間か非能率的に使用 されることになる。所要する性能レベルに対して、従来のＲＡＫＥ受信機は必要 以上の処理時間を要する。処理時間か制限されると、使用される受信信号電力に 損失を生じて性能損失を生じる、すなわち検出誤差か増大する。

次の例は２つの異なるシナリオの元て従来のＲＡＫＥ受信機が機能する様子を示 す。４つの信号レイ、すなわち１つの見通し内レイと３つのエコーがあり、それ らは第１表に示す（ＲＡＫＥタップと呼ばれる）複素重みと結合されるものとす る。

第１表 ＲＡＫＥ受信機例 振幅および角度はＲＡＫＥタップの補形式を表わし、■およびＱタップはそれぞ れＩおよびＱを乗じるのに使用される平行座標形式を提供する。各信号レイ内の エネルギーは振幅の二乗すなわちＩ　ＲＡＫＥタップの二乗とＱ　ＲＡＫＥタッ プの二乗の和で与えられる。振幅は総信号電力（振幅の二乗和）が１となるよう に正規化されている。

第１のシナリオでは、ＲＡＫＥ受信機は２つの最強レイ、すなわちＯおよびｌレ イ、を結合するのに使用される２つのＲＡＫＥタップに制限される。２および３ レイのエネルギーは検出工程では使用されない。総信号電力ＲＡＫＥ’　ｄ　ｉ ｎは０．６２５”　＋０．５’＝０．２１４”　＋０．５８７”　＋０．４３３ ”　＋０．２５０”　＝０．６４、すなわち総信号電力の６４％となる。本発明 の目的は検出工程で使用される信号電力を増大してシステム性能を高めることで ある。

第２のシナリオでは、検出中に例えば７５％の信号エネルギーのある％値におけ るレーキングに対応するある性能レベルをＲＡＫＥ受信機が提供する必要がある ものとする。従来のＲＡＫＥ受信機では、４つのレイの中の３つを処理する必要 がある。これにはある量の計算か必要とされ、それはある量のハードウェア（３ 個の複素相関器）もしくはある量の処理時間（１個の複素相関器の３回使用）に 対応している。本発明のもう一つの目的は少い計算で同じシステム性能レベルを 達成することであり、それは後記するように少いハードウェアもしくは少い処理 時間に対応している。

発明の要約 本発明はＩおよびＱ成分が独立して処理されかつさまざまなレイ（ｒａｙｓ）か らのＩおよびＱタップか同時に処理されるここでＷＲＡＫＥ受信機と呼ぶ修正さ れた形式のＲＡＫＥ受信機を使用して前記問題点を解決するものである。ＷＲＡ ＫＥ受信機は少くとも２つのレイを含む重畳する送信変調搬送波信号の合成信号 を受信し合成信号を復調して各レイ内の送信記号を回復する手段と、各レイに対 して同相（Ｉ）および直角位相（Ｑ）信号をサンプリングして各送信記号に対す るＩおよびＱサンプルを発生する手段と、各々か前記レイの一つからのＩおよび Ｑサンプルを含むさまざまなサンプル群を選定する手段と、群化されたサンプル を周知の符号系列と相関させて相関値を発生する手段と、相関値を結合する手段 と、結合された相関値を閾値と比較して各送信記号に対応する各データ記号を決 定する手段を含んでいる。一実施例では２群のサンプルだけが選定され、一方の 群はＩサンプルを含み他方の群はＱサンプルを含んでいる。

実施例では次のものを相関手段として使用することかできる、１個の複素相関器 、１組の複素相関器、１個のスカラー相関器および１組のスカラー相関器。他の 実施例では高速つオルシュ変換計算手段を使用して１組の公知の符号系列かサン プルと相関される。一つの符号系列は非直交、直交もしくは陪直交とすることが でき他の符号系列は同じ受信機もしくは池の受信機と関連している。

さらに別の実施例ではサブトラクティブＣＤＭＡ方式にＲＡＫＥ受信機か使用さ れる。デスクランブラを使用して各サンプルかデスクランブルされ次に相関手段 によりデスクランブルされたサンプルか符号系列と相関される。検出手段か受信 符号系列を検出する。次に検出信号を合成信号から減じた残りの合成信号は、相 関領域で減じられた場合、逆相関され再スクランブルされて検出信号よりも小さ い元の複合信号を生じる。次に、全情報信号が合成信号から抽出されるまで残留 合成信号か再帰的に復号される。

図面の簡単な説明 図面を参照して以下の詳細説明を読めば本発明の特徴および利点が明白となり、 ここに、 第１図は従来のＲＡＫＥ受信機の機能図、第２図は代表的なパラレル相関器の機 能図、第３図は代表的なシリアル相関器の機能図、第４図は本発明によるＷＲＡ ＫＥ受信機の実施例の機能図、 第５図は本発明によるマルチプレクサ動作の実施例の機能図、 第６図は本発明によるマルチプレクサ動作の別の実施例の機能図、 第７図は本発明によるＷＲＡＫＥ受信機の別の実施例の機能図、 第８図は本発明のマルチプレクサ動作の別の実施例の機能図、 第９図は予成波を行う従来のＲＡＫＥ受信機の機能図、第１Ｏ図は本発明による 予成波を行うＷＲＡＫＥ受信機の実施例の機能図、 第１１図は本発明によるＷＲＡＫＥ受信機の別の実施例の機能図、 第１２図は第１１図の実施例の別の実施例を含む機能図。

実施例の詳細説明 以下の説明は可搬型すなわち移動無線電話機および／もしくはパーソナル通信網 を伴うセルラー通信システムに関してなされるが、当業者ならば本発明を他の通 信応用にも適用できることかお判りと思う。

ＷＲＡＫＥ受信機と呼ばれる本発明では従来のＲＡＫＥ受信機とは異なる方法て 信号エネルギーが結合される。

信号エネルギー成分を■およびＱ成分を有する信号レイとして処理するのではな く、ＷＲＡＫＥ受信機は“ウェーブと呼ばれる低レベルで成分を処理し、各ウェ ーブは信号レイ番号およびチャネル仕様（■もしくはＱ）を育している。

例えば、前記第１表の例における最強ウェーブは（０゜５８７の重みを有する） 信号レイ０、Ｑチャネル上にある。第１表の例に対するウェーブをエネルギーの 低減順に第２表に示す。

第２表 信号成分のＷＲＡＫＥ一覧 ウニ−ブレベルで信号エネルギーを結合する場合、一つの戦略は最も多い信号エ ネルギーを含むウェーブを結合することである。レイの２倍のウェーブがあるた め、この方法は非能率的に見える。しかしなから、複素相関器は２つの相関を並 列に実施できるため、２つのウェーブを同し複素相関器で一緒に処理することか できる。第１図の従来のＲＡＫＥ受信機とは異なり、これらのウェーブは同じ信 号レイから来る必要はなく（すなわち、−緒に処理されるウェーブか異なる時間 に到来することかできる）かつこれらのウェーブは２つの異なるチャネルから到 来しなくてもよい（すなわち、共に■もしくはＱチャネルから到来することがで きる）。同じ複素相関器により処理される一対のウェーブは“ｗｒａｙ”と定義 される。

本発明では最も多くの信号エネルギーを含むウェーブが処理される。例えば、最 強ウェーブを次に強いウェーブと共に同じ複素相関器て処理することかできる。

最強ウェーブが処理される限り、この特別なＷＲＡＫＥ対方法を使用する必要は ない。最強ウェーブか次に強いウェーブと共に処理される前記対方法を第３表に 示す。各対は“ｗｒａｙ”と呼ばれる。

第３表 ＷＲＡＫＥ対 使用する実施例において、従来のＲＡＫＥは信号エネルギーの６４％を処理した ２つの複素相関に限定されている。やはり２つの複素相関に限定されているＷＲ ＡＫＥ受信機はＯおよびｌ　ｗｒａｙ“を処理する。したかって、含まれる総信 号エネルギーはｏ、５８７”　＋０．４３３２＋ｏ、３６９”　＋ｏ、３５８２ ＝０．７９６すなわ総信号電力の７９．６％となる（第２表および第３表参照） 。したかって、本例では、従来の方式に較へて収集される信号エネルギーは利用 可能な総エネルギーの１５．６％だけ増大する。収集される信号エネルギーかさ らに増大するように構成できる他の例もある。したがって、実施される複素相関 数か制限されると、ＷＲＡＫＥ受信機は信号エネルギーを余計に収集して良好な 受信機性能を提供する。

同じ例において、性能要求により実施される複素相関数か決定されるものとする 。システムの性能要求により信号エネルギーの７５％を収集するものとすれば、 性能基準は２つの複素相関でしか適合されない。実際上、本例ではＷＲＡＫＥ受 信機が２つの複素相関だけでエネルギーの７９％を収集する。その結果、性能基 準に適合させるのに３つの複素相関を必要とする従来のＲＡＫＥ受信機に較べて ハードウェアもしくは処理時間が低減される。

従来のＲＡＫＥの検討による判定統計Ｚの算術値を処理して従来のＲＡＫＥと本 発明のＷＲＡＫＥとを識別することができる。従来のＲＡＫＥから、この式は次 式と同じである。

Ｗ　（ｋ）≠ｏ＋ｊｏはＷ　（ｋ）の少くとも１成分か非零であるが必ずしも両 方か非零である必要はないことを意味するため、各加算のいくつかの成分タップ はゼロとしたりゼロに等化することができる。対応する相関値を計算することは セロを乗じることであるためＪｌ算資源の浪費となる。したがってＷＲＡＫＥ受 信機に対しては、非零成分タップ値で重み付けされる成分相関だけが計算される 。

ＲＡＫＥ受信機かある数のＲＡＫＥタップ、し、に限定されると、従来のＲＡＫ Ｅて結合できるレイ数が制限される。性能を最適化するために、最高ＲＡＫＥタ ップ値もしくは二乗値を有するしレイが仕様される。ｉ＝０゜・・・、Ｌ−１と して、ｋｌがこれらのレイに対応する場合には従来のＲＡＫＥに対するＺは次の ようになる。

Ｗ　ＲＡ　Ｋ　Ｅ受信機は２つの方法でさらに信号エネルギーを結合する。第１ に、並列に結合される各成分に対する同しレイを使用する必要はなく、第２に並 列な異なる成分（ＩおよびＱ）は結合する必要かない。例えば、前の加算におい てｉ＝ｌてあれば、ＷＲＡＫＥ受信機はレイ１のＩ成分をレイ２のＩ成分と結合 することができる。

算術的に、ＷＲＡＫＥ受信機は を形成し、ここに、ｃｌ・およびＣ２１はＩもしくはＱのどちらの成分を表わし 、ｋＩ′およびに２１はとちらかのレイを表わし、ｉはどちらかの“ｗｒａｙ“ を表わす。従来のＲＡＫＥとは異なり、ｃ　、　ｌ　およびｃ　、　ｌ　は異な る必要はなくに＋”およびに２′は同じである必要はない。従来のＲＡＫＥでは 、Ｚは特定レイ指標におよび一対の異なる成分ＩおよびＱに対応するレイ寄与部 の和で構成される。しかしながら、ＷＲＡＫＥでは各々が必ずしも異なる必要の ない２成分Ｃ９およびＣ２と必ずしも同じである必要のない関連するレイに１お よびに２からなる　“ｗｒａｙ″が結合される。

次に第４図に示すブロック図を参照して本発明の説明を行う。従来のＲＡＫＥ受 信機と同様に、受信機１１により無線信号が受信されサンプルされてチップサン プル１　（ｎ）およびＱ　（ｎ）が発生される。これらのチップサンプルはＩ　 （ｎ）サンプル用１２ａとＱ　（ｎ）サンプル用１２ｂの２個のバッファとして 示されるバッファ内でバッファされる。

バッファされたチップサンプルはマルチプレクサ１３へ通される。マルチプレク サ１３は２つの独立したチップサンプル範囲を選定する。選定されたチップサン プルは同じもしくは異なるチャネルから到来することができる。Ｍ（ｋ＋、ＣＩ ＋　ｋｚ、ｃｘ、ｎ）か一つはＣＩ酸成分らの一つはＣ２成分からの２つのサン プル範囲からなる　“ｗｒａｙ″に対するマルチプレクサ１３の出力を示すもの とし、ここに、Ｃ１はＩもしくはＱでありＣ２はＩもしくはＱである。ｃｌおよ びＣ２の全部で４つの組合せ（１，Ｉ）、　（１，０）、　（Ｑ、　Ｉ）、　（ Ｑ、　Ｑ）か可能である。しかしながら、いくつかの組合せは無意味である。例 えば、Ｃｌ＝Ｃ２であれば、ｋ、＝に、に対しては意味をなさずそれはこの結果 が同じ信号エネルギーで２回し−キングすることに対応するためである。

Ｃ３成分からのサンプル範囲はにルイに対応しＣ２成分からの範囲はに、レイに 対応する。ｋｌおよびに２の値は同じである必要はない。マルチプレクサの出力 は次式で与えられる。

Ｍ（ｋ：、ｃ：、に：、Ｃ２′、ｎ）　＋ｗ　ｃ：（ｎ　＋　ｋｌ′ｌ　＋　ｊ ｃｊｃｎ　＋　ｋ、’）マルチプレクサの出力は複素相関器１４ａおよび１４ｂ 内の公知の系列と相関される。“ｗｒａｙ”　ｉに対して、相関器＋４ａの出力 は次式で表わされる。

相関器１４ａおよび１４ｂの出力には乗算器１５により複素重みか乗しられる。

代表的に、積の実部だけか必要とされ、それは２個のスカラー乗算器および加算 器により得ることができる。これは“半複素”乗算器と呼ばれる。しかしながら 、　“全複素”乗算器と呼ばれる真の複素乗算器を必要とする場合もある。例え ば、２つの信号を９０°の位相差で搬送波で送る場合、全複素乗算器を使用すれ ば一緒に復調することができる。ここで使用される複素乗算器という用語は半複 素もしくは全複素乗算器を示すことをお判り願いたい。もう一つの可能性はコー ド系列か複数数であることであり、これはＩチャネルシグネチュア系列とＱチャ ネルシグネチュア系列が異なる場合に対応する。この場合には、前記相関器出力 式にＣ”（ｎ）を使用しなければならない。

次に、積か累算器１６へ送られて累算される。累算結果は次式のようになる。

すなわち 判定統計Ｚは閾値判定装置１７へ通され、それは累算結果を所定の閾値と比較す ることにより受信２進情報ビツトを決定する。

一般的に、同し相関器を２回以上使用して全ての相関を（第４図に示すように） パラレルもしくはシリーズに実施することができる。利用できる相関器の数およ び種別（複素対スカラー）によりマルチプレクサか提供すべき（相関“ウェーブ 当り１組の）受信サンプル範囲数が決定される。したがって、ＷＲＡＫＥ受信器 のマルチプレクサは一つのデータ値範囲（１個のスカラー相関器）、２つのデー タ値範囲（１個の複素相関器もしくは２個のスカラー相関器）、もしくはさらに 多くのデータ値範囲（３個以上のスカラー相関器もしくは２個以上の複素相関器 ）をデータバッファから相関器へ与えなければならない。並列範囲の増大はマル チプレクサに必要な回路を増加して行われる。

例えば１個のスカラー相関器を使用するような場合に一つの範囲しか必要でない 場合には、マルチプレクサは簡単なものとなる。その簡単な例を第５図に示し、 ここで各チャネルバッファは３サンプル長であり、所要サンプル範囲（すなわち データが相関される情報系列の長さ）は２である。ｎを離散時間指標として３つ の複素サンプルをＩ（ｎ）　十ｊ　Ｑ（ｎ）で表わすと、４つのデータ値範囲が 可能であり、それはＩ　（１）〜■（２）、■（２）〜Ｉ（３）　、Ｑ（１）〜 Ｑ（２）、およびＱ（２）〜Ｑ（３）である。

これらの値はチャネルを介してバッファ４３ａおよび４３ｂに記憶される。４つ の可能な範囲の一つかマルチプレクサ４４により選定され、そこで制御ビットＣ １およびＣ２によりそれぞれ開始時間およびチャネルが選定される。選定された 範囲はスカラー相関器４５へ送られる。

２つ以上の範囲を必ずしも異なるチャネルからではなく与える方法がいくつかあ る。例えば、全てのマルチプレクサ出力か並列に与えられる場合、第６図に示す ように２つ以上の範囲を与える一つの“乱暴な”方法は第５図のマルチプレクサ を重複することである。データバッファ４６ａおよび４６ｂは各々が恐らくは重 畳する異なる範囲のデータ値を与えるマルチプレクサ４８ａおよび４８ｂを含む マルチプレクサ４７に接続される。２つのデータ値範囲は２個の異なるスカラー 相関器５０ａおよび５０ｂへ送られる。

実施される相関の総数はエコー数に関連するｗｒａｙ数に依存する。受信機が送 信機に対して移動すると、ウェーブ数が変化して実際に実施される相関数が時間 と共に変化する。例えば、１期間中に一つのウェーブか処理され別の期間中に多 数のウェーブを処理することができる。

ＷＲＡＫＥ受信機は他の形式のチャネルダイバソティに適応させることができる 。例えば、アンテナタイバシティが存在すれば、多数のＩおよびＱチャネルかあ る。

それでもＷＲＡＫＥは信号レイ、Ｉ／Ｑチャネル、およびウェーブを発するアン テナとは無関係に最強ウェーブを処理する。また、半複素乗算器の替りに全複素 乗算器を使用することにより、ＷＲＡＫＥは搬送波が９０°離されている２つの 信号を並列に復調することができる。

制約はしないが他の形式のチャネルタイバシティとして周波数ダイパンティ（同 じメツセージをさまざまな周波数チャネルを介して送る）、時間タイバシティ（ 同じメツセージをさまざまな時間に送る）、明確な経路もしくは空間タイバシテ ィ（通常さまざまな送受信アンテナを使用して故意にさまざまな経路を介してメ ツセージを送る）、および偏波タイバシティが含まれる。

別の実施例では第４図に示す多数の相関器が１個の複素相関器と置換される。こ の構成では、１個の複素相関器を多数回使用して結果が累算される。従来の受信 機に較べ、１個の複素相関器を同じ回数だけ使用する場合、ＷＲＡＫＥの複素相 関器は従来のＲＡＫＥよりも多くの信号エネルギーを処理する。したがって、所 与の性能レベルに対して、ＷＲＡＫＥは１個の複素相関器を使用する回数が少（ 、処理時間が節減される。

前記の検討において、ＷＲＡＫＥ受信機は範囲対を並列もしくは直接に処理する ように構成される。スカラー相関機を使用する場合には（予備波ＷＲＡＫＥにお けるスカラーサンプル毎乗算器）、範囲は実際上一時に一つづつ処理され、総処 理範囲数は偶もしくは奇とすることができる。したがって、ウェーブ数が奇であ れば、処理される範囲数はウェーブ数そのものとなる。ＷＲＡＫＥ受信機が範囲 対を処理するように構成され、かつウェーブ数が奇であれば、最終ウェーブを任 意の範囲と対として“ｗｒａｙ”を完成し、任意の範囲に関する重みをゼロに設 定することができる。一般的に、ＷＲＡＫＥ受信機はＪ範囲のデータを並列処理 するように構成することができ、恐らくは多数のＪ範囲セットからの結果を累算 することができる。ウェーブ数がＪの倍数でなければ、外部の処理要素にゼロを 与えるかもしくは任意の範囲を与えて、その結果にゼロが重み付けされる。

制限ＷＲＡＫＥ 制限ＷＲＡＫＥ受信機（ｌｉｍｉｔｅｄ　ＷＲＡＫＥ　ｒｅｃｅｉｖｅｒ）と呼 ばれる本発明のもう一つの実施例を第７図に示す。後記することを除けば、第７ 図の同じ要素は第４図の要素と同様に機能する。制限ＷＲＡＫＥの複素相関器は ある範囲のＩ値およびＱ値を受信しなければならないため、制限ＷＲＡＫＥ受信 機は正規のＷＲＡＫＥ受信機とは異なる。範囲はやはり独立したものではあるが 、ＷＲＡＫＥ受信機とは対照的に、制限ＷＲＡＫＥ受信機の２つの範囲は異なる チャネルを介して到来しなければならない。

第７図に示すように、マルチプレクサ１３はやはり独立した範囲をＩおよびＱチ ャネルから選定する。

制限ＷＲＡＫＥ受信機は最強Ｉウェーブおよび最強Ｑウェーブを処理するが、■ ウェーブはＱウェーブと対にしなければならない。前記例に従って、最強■ウェ ーブを最強Ｑウェーブと対とした結果等を第４表に示す。

第　４　表 制限ＷＲＡＫＥ対 ２つの最強“ｗｒａｙ”を処理すると０．４３３”　＋０．５８７”　＋０．３ ６９’　＋０．３０１２＝０．７５９すなわち総信号エネルギーの７５．９％が 得られる。本例では、制限ＷＲＡＫＥ受信機により従来のＲＡＫＥ受信機よりも １１゜９％も多い信号エネルギーが得られる。また、７５％の性能基準に適合さ せるのに、制限ＷＲＡＫＥ受信機が処理する信号エネルギーは２つの複素相関し か必要としない。したかって、制限ＷＲＡＫＥ受信機は従来のＲＡＫＥ受信機よ りも改善されている。

制限ＷＲＡＫＥを採用する動機の一つは特に１個の複素相関器、すなわち２個の スカラー相関器、しか使用しない場合にマルチプレクサが簡単化されることであ る。

この場合には、■チャネル用とＱチャネル用の２個の標準マルチプレクサが必要 である。各々が独立して制御され独立した範囲の値を選定することかできる。

制限ＷＲＡＫＥ法に特に有用なもう一つの多重化方法は第８図に示すように入力 バッファを使用して範囲選定を行うことである。■およびＱデータバッファは独 立したシフトバッファであり、一定範囲のデータバッファ位置へ１組の接続を行 うことによりデータをアクセス位置へシフトさせる。■およびＱバッファ５１ａ および５１ｂはこのようなシフトレジスタである。上向きに１シフトが指令され ると、Ｄ位置の内容はＣ位置へ移り、Ｃ位置の内容はＢ位置へ移り、以下同様と される。第８図に示す内容により、範囲Ｉ　（１）〜■（２）が範囲Ｑ（１）〜 Ｑ（２）と同様に相関のために選定される。例えば■（２）〜■（３）およびＱ （１）〜Ｑ（２）のさまざまな範囲を選択するために、■バッファは一度上向き にシフトされＱバッファは不変とされる。

予備波ＷＲＡ　Ｋ　Ｅ　（Ｐｒｅ−ｆｉｌｔｅｒｉｎｇ　ＷＲＡＫＥ）ＲＡＫＥ 受信機で受信信号を処理する順序は変えることができる。ＲＡＫＥタップを使用 してチップサンプルが濾波され次に公知の系列に相関される従来のＲＡＫＥ受信 機を第９図に示す。このような実施例ではスカラー相関器は１個しか必要としな い。

本発明のもう一つの実施例は第１Ｏ図に示す予備波ＷＲＡＫＥである。受信機２ １が無線信号を受信してＩおよびＱチャネル用の量子化チップサンプルを発生す る。

これらのサンプルはＩサンプル用２２ａおよびＱサンプル用２２ｂの２個のバッ ファを含むバッファによりバッファされる。

バッファされたチップサンプルはマルチプレクサ２３へ通される。第９図の従来 の予濾波ＲＡＫＥ受信機では、マルチプレクサ２３がある範囲のＩ値および同じ 範囲のＱ値を育するサンプル乗算器２４からサンプルを供給する。乗算器２４は 第９図に示すサンプル乗算器による一連のサンプルもしくは多数回使用されるサ ンプル乗算器による１個だけのサンプルを含むことができる。乗算器２４は各サ ンプルＩ＋ｊＱを取り上げて複素重みを乗じ、積の実部だけを計算する。したが って、乗算器の入力がＮ個の１サンプルおよびＮ個のＱサンプルであれば、出力 はＮ個のスカラーサンプルとなる。

第１０図に示すＷＲＡＫＥ受信機では、マルチプレクサ２３が一つの範囲の■も しくはＱ値ともう一つの範囲のＩもしくはＱ値をサンプル毎乗算器２４へ供給す る。

乗算器は各チップサンプルに複素重みを乗じて、全複素積もしくは積の実部のみ を計算する。積の実部だけを必要とする場合には、複素サンプル毎乗算器は２個 のスカラーサンプル毎乗算器とそれに続く累算器として実現することができる。

１個のスカラーサンプル毎乗算器しか利用できない場合には、それを２度使用し て積を得ることかできる。累算器機能は加算器２５により提供することができる 。

サンプル毎加算器（Ｓａｍｐｌｅ−ｂｙ−ｓａｍｐｌｅ　ａｄｄｅｒ）　２５は 乗算器２４の多数のサンプル毎乗算器からの結果を加算してスカラー相関器２６ へ通す。１個のサンプル毎乗算器が多数回使用される場合には、サンプル毎加算 器は結果を累算した後でスカラー相関器２６へ通す。スカラー相関器２６は結果 を公知のシグネチュア系列と相関させる。

相関結果は閾値判定装置２７へ送られる。閾値判定装置２７は相関結果を閾値と 比較して送出データを決定する。

サンプル毎複素乗算器２４ａ、２４ｂが複素出力を発生する場合には、２６は複 素相関器となり、実サンプルを一つの系列と相関させ虚部をもう一つの系列と相 関させる（例えば、９０°離れた搬送波により送信される２つの信号の同時検出 ）。

本発明の予濾波ＷＲＡＫＥ受信機によりいくつかの利点が実現される。例えば、 一定数のサンプル毎複素乗算器により、ＷＲＡＫＥは従来のＲＡＫＥよりも多く の信号エネルギーを収集することができる。また、一定の性能レベルに対して、 ＷＲＡＫＥはより少数のサンプル毎複素乗算器で済む。したがって、１個のサン プル毎乗算器を多数回使用する場合、ＷＲＡＫＥ受信機が複素乗算器を使用する 回数が減り、処理時間が短縮される。

本発明の別の実施例においてＷＲＡＫＥ受信機はポール　ダブリュー、の米国特 許第５，１５１，９１９号“ＣＤＭＡサブトラクティブ復調”および対応する一 部継続米国特許出願第７３９．４４６号に記載されているようなサブトラクティ ブＣＤＭＡ方式に使用される。サブトラクティブＣＤＭＡ方式に使用される本Ｗ ＲＡＫＥ受信機のブロック図を第１１図に示す。

第４図のＷＲＡＫＥ受信機と同様に、合成信号が受信機３１により受信され、サ ンプルされて、■およびＱチップサンプルが発生される。サンプルはそれぞれＩ サンプルおよびＱサンプル用の２個のバッファ３２ａ、３２ｂを含むバッファに よりバッファされる。正規のＷＲＡＫＥ法を使用して、マルチプレクサ３３は必 ずしも異なる成分（ＩおよびＱ）に対応しない２つのサンプル範囲を選定する。

制限ＷＲＡＫＥ法を使用して、マルチプレクサ３３はある範囲の■サンプルおよ びある範囲のＱサンプルを選定する。いずれの場合にも、選定されるサンプル範 囲は互いに独立している。

デスクランブラ−３４はサンプリング符号のビット極性に応じて各チップサンプ ルを反転するかもしくはしないでサンプルから一つのスクランプリング符号を除 去する。次にサンプルは１個の相関器３５へ並列に転送され、そこでサンプルは 高速つオルシュ変換アルゴリズムを使用していくつかの公知の符号系列に同時に 相関される。

次に各系列相関結果には乗算器３６により複素重みが乗じられ、その結果は累算 器３７により個別に累計される。

多数のｗｒａｙを累算するために、マルチプレクサウィンドが移動されて相関、 重み付け、および累算工程が繰り返される。最後に、判定装置３８により最大累 算結果が判定される。最大累算結果の指標はどの系列が検出されしたがって信号 復号されるかを示す。

次に、検出されたばかりの符号化信号の減算が行われ、その工程を第１１図およ び第１２図に示す。検出工程と同様に、マルチプレクサは信号エネルギーが存在 するある範囲のエサンプルおよびある範囲のＱサンプルを選定する。これらの範 囲は共に３４においてデスクランブルされて相関器３５へ送られる。第１１図の ように相関器出力を複素乗算器へ送る替りに、第１２図に示すように相関器出力 はゲート装置３９へ送られる。前に実施した検出工程から、ゲート装置３９内の 対応するスイッチを開いてとの複素相関値をゼロに設定するかが判定装置３８の 出力により決定される。ゲート装置３９は前に検出された指標に対応する回線を 除いて全部の値を通すことができる。これは１個を除く全スイッチを閉じて行わ れる。有効に閉成されない回線はゼロ値を通す。したがって、判定装置１３８に より決定される最大相関値に対応する回線が３９内の対応するスイッチを閉じる ことによりゼロに設定される。このようにして、復号信号の一つのイメージが合 成信号から減じられる。第１２図に示すように、−成分を除去した合成信号の残 りのスペクトルが逆高速ウオルシュ変換回路４０により処理されリスクランブラ −４１により同じスクランプリング符号で再スクランブルされ元の信号サンプル マイナス減じられたばかりの信号イメージが再構成される。リスクランブラ−４ １の出力はＩおよびＱバッファ３２内の元のデータをオーバライドするのに使用 される。この工程は信号エネルギーが全部もしくは大部分除去されるまで他のＩ およびＱサンプル範囲に対して繰り返される。したがって、各情報信号か復号さ れた後で合成信号から除去される。

ゲート装置３９を通らない相関値はソートプロセッサ４２へ送られ、そこでさま ざまなエコーからのこれらの値が結合されて信号強度の推定値が形成される。次 にソートプロセッサ４２により信号強度および付属スクランプリング符号が最強 のものから最弱のものへ順序付けされる。最強値に対応する符号は最初に信号復 調のためにデスクランブラ−３４へ送られる。最強信号を復号し次にその信号を 合成信号から減じることにより干渉が最少限に抑えられるため、この順序付は方 法は他の方法よりも好ましい。最強信号が合成信号から除去されると、最強信号 の干渉を考慮することなく次に強い信号を容易に検出することができる。

サブトラクティブ復調技術に従って最初の復号信号か除去された残りの合成信号 は復号すべき第２の信号のデスクランプリング符号を使用してデスクランブラ− ３４により再びデスクランブルされ相関器３５へ通されて第２の高速ウォルンユ 変換により相関され復号され、以下同様とされる。信号を復号して減じる順序は デスクランプリング符号を使用する順序により支配され、実施例では信号強度の 降下順とされる。

デジタル拡散符号が直交しておれば（例えば干渉等の）不要信号の寄与をさらに 最少限に抑えることができる。ビットの正確に半分が異っておれば２つの符号は 直交している。さらに、符号語とその補数が使用される陪直交符号をデジタル拡 散符号として使用して符号語ごとに付加情報ビットを伝達することができる。育 成語長に対してはある数の直交符号語が存在し２つの信号間で相対的な時間一致 か厳密に維持される場合しか直交性を維持できないことがお判りと思う。全ての 拡散符号を同時に相関できる高速つオルシュ変換では直交ブロック符号語か効率 的に使用される。

第４．７．１０．１１図に示すＷＲＡＫＥ濾波動作はいくつかの方法で実現する ことができる。この動作はＶＬＳＩ技術を使用して直接ハードウェアで実現する ことかできる。また、動作のいくつかもしくは全てをマイクロプロセッサやデジ タル信号プロセッサ（ＤＳＰ）等の多目的プログラマブルプロセッサ内に実現す ることができる。この実施例では、多重化はあるアドレスによるメモリアクセス となる。相関および乗算は結果を累算するレジスタや他のメモリを使用してプロ セッサ内の演算論理装置１　（ＡＬＵ）内で実施することかできる。

特定実施例について説明および図解してきたが、当業者であれば修正を施すこと ができるため本発明はそれに制約されるものではない。ここに開示され特許請求 された本発明の精神および範囲内に入るいかなる修正も全て本発明に含まれるも のとする。

蛛 ：　署に 出　）Ｊシづ し １〜 ｄｉｓ−；　−１，，３ 一白 □ ｍ−。

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Claims (58)

【特許請求の範囲】
1. １．送信機から受信機へデータ信号が送信されるスペクトル拡散通信方式であっ て、前記受信機は、少くとも２つのデータ信号レイを受信し各レイに対して同相 （Ｉ）および直角位相（Ｑ）成分を発生する受信手段と、 前記ＩおよびＱ成分をサンプリングして各レイに対し少くとも一つのＩサンプル および少くとも一つのＱサンプルを発生する手段と、 各々が前記レイの任意のレイからのＩサンプルおよびＱサンプルを含む前記サン プルの少くとも２つのｗｒａｙを選定する手段と、 前記選定された各ｗｒａｙ内の前記サンプルを結合して送信データ信号を再生す る手段、 を具備するスペクトル拡散通信方式。
2. ２．受信機とデータ記号系列の通信を行う符号分割多元接続方式において、送信 機は各データ記号を公知の符号系列と結合させて各送信記号を形成し、前記受信 機は、少くとも２つのレイを含む重畳変調搬送波信号の合成信号を受信しかつ合 成信号を復調して各レイ内の送信記号を再生して各レイに対する同相（Ｉ）およ び直角位相（Ｑ）成分を発生する受信復調手段と、前記ＩおよびＱ成分をサンプ リングしてン各送信記号に対する少くとも一つのＩサンプルおよび少くとも一つ のＱサンプルを発生する手段と、 各々が前記レイのいずれかからのＩサンプルおよびＱサンプルを含む少くとも２ つの前記サンプルのｗｒａｙを選定する手段と、 前記選定された各ｗｒａｙ内の前記サンプルを公知の符号系列と相関させて相関 値を発生する手段と、前記相関値を結合して結合値を発生する手段と、前記結合 値を閾値と比較して各送信記号に対応する各データ記号を決定する手段、 を具備する符号分割多元接続方式。
3. ３．請求項２記載のシステムであって、前記選定手段は前記レイの一つからのＩ サンプルを含む第１のｗｒａｙと前記レイの一つからのＱサンプルを含む第２の ｗｒａｙとの２つの異なるｗｒａｙから前記サンプルを選定する符号分割多元接 続方式。
4. ４．請求項２記載のシステムであって、結合手段は、各相関値に対応する重みを 乗じて複数個の重み付けされた値を発生する手段と、 重み付けされた値を加算して前記結合値を発生する手段、 を含む符号分割多元接続方式。
5. ５．請求項２記載のシステムであって、相関手段は選定された各ｗｒａｙを前記 公知の符号系列と相関させる１個の複素相関器を含む、符号分割多元接続方式。
6. ６．請求項２記載のシステムであって、相関手段は選定された各ｗｒａｙを前記 公知の符号系列と相関させる１個のスカラー相関器を含む、符号分割多元接続方 式。
7. ７．請求項２記載のシステムであって、相関手段は選定された各ｗｒａｙを前記 公知の符号系列と相関させる複数個の複素相関器を含む、符号分割多元接続方式 。
8. ８．請求項２記載のシステムであって、相関手段は選定された各ｗｒａｙを前記 公知の符号系列と相関させる複数個のスカラー相関器を含む、符号分割多元接続 方式。
9. ９．受信機とデータ記号系列の通信を行う符号分割多元接続方式において、送信 機は各データ記号を公知の符号系列と結合して各送信記号を形成し、前記受信機 は、少くとも２つのレイを含む重畳変調搬送波信号の合成信号を受信しかつ合成 信号を復調して各レイ内の送信記号を再生し、各レイに対する同相（Ｉ）および 直角位相（Ｑ）成分を発生する受信復調手段と、前記ＩおよびＱ成分をサンプリ ングして各送信記号に対する少くとも一つのＩサンプルおよび少くとも一つのＱ サンプルを発生する手段と、 各々が前記レイのいずれかからのＩサンプルおよびＱサンプルを含む前記サンプ ルの少くとも２つのｗｒａｙを選定する手段と、 前記選定された各レイ内の前記サンプルを結合して結合サンプル群を発生する手 段と、 前記結合サンプル群を公知の符号系列と相関させて相関値を発生する手段と、 前記相関値を閾値と比較して各送信記号に対応する各データ記号を決定する手段 、 を具備する符号分割多元接続方式。
10. １０．請求項９記載のシステムであって、前記選定手段は前記レイの一つからの Ｉサンプルを含む第１のｗｒａｙと前記レイの一つからのＱサンプルを含む第２ のｗｒａｙとの２つの異なるｗｒａｙから前記サンプルを選定する、符号分割多 元接続方式。
11. １１．請求項９記載のシステムであって、結合手段は、各サンプルに対応する重 みを乗じて複数個の重み付けされた値を発生する手段と、 重み付けされた値を加算して前記結合サンプル群を発生する手段、 を含む符号分割多元接続方式。
12. １２．請求項１１記載のシステムであって、乗算手段は各サンプルに前記対応す る重みを乗じる１個の複素サンプル毎乗算器を含む、符号分割多元接続方式。
13. １３．請求項１１記載のシステムであって、乗算手段は各サンプルに前記対応す る重みを乗じる１個のスカラーサンプル毎乗算器を含む、符号分割多元接続方式 。
14. １４．請求項１１記載のシステムであって、乗算手段は各サンプルに前記対応す る重みを乗じる複数個の複素サンプル毎乗算器を含む、符号分割多元接続方式。
15. １５．請求項１１記載のシステムであって、乗算手段は各サンプルに前記対応す る重みを乗じる複数個のスカラーサンプル毎乗算器を含む、符号分割多元接続方 式。
16. １６．受信機とデータ記号の通信を行う符号分割多元接続方式であって、送信機 はデータ記号流を符号記号流へ写像しさらに各符号記号を一つのスクランプリン グビット系列と結合させて各送信スクランプル符号記号流を形成し、受信機は、 少くとも２つのレイを含む重畳変調搬送波信号の合成信号を受信し合成信号を復 調して各レイ内の送信スクランブル符号信号を再生し、各レイに対する同相（Ｉ ）および直角位相（Ｑ）成分を発生する受信復調手段と、ＩおよびＱ成分をサン プリングして各送信スクランプル符号記号に対する少くとも一つのＩサンプルお よび少くとも一つのＱサンプルを発生する手段と、各々が前記レイのいずれかか らのＩサンプルもしくはＱサンプルを含む少くとも２つの前記サンプルのｗｒａ ｙを連続的に選定する手段と、 スクランプリングビット系列を有するサンプルの各ｗｒａｙを連続的にデスクラ ンプルする手段と、選定されたｗｒａｙ内のデスクランプルされたサンプルを１ 組の公知の符号系列と連続的に相関させて相関値を発生する手段と、 前記相関値を連続的に結合して結合値を発生する手段と、 待合値を互いに連続的に比較して前記データ記号流に対応する各送信スクランプ ル符号記号を検出する手段、を具備する、符号分割多元接続方式。
17. １７．請求項１６記載のシステムであって、前記選定手段は前記レイの一つから のＩサンプルを含む第１のｗｒａｙと前記レイの一つからのＱサンプルを含む第 ２のｗｒａｙとの２つの異なるｗｒａｙからの前記サンプルを連続的に選定する 、符号分割多元接続方式。
18. １８．請求項１６記載のシステムにおいて、さらに、前記符号記号の選定された 一記号に対応する前記符号記号の選定された一記号を合成信号から連続的に除去 して残留合成信号を発生する手段と、 残留合成信号から選定符号記号を減じた元の合成信号サンプルを連続的に再構成 して選定手段へサンプルを送信する手段、 を含む、符号分割多元接続方式。
19. １９．請求項１８記載のシステムであって、前記再構成手段はさらに、 残留合成信号を逆相関する手段と、 残留合成信号を再スクランプルして前記スクランプリングビット系列を使用する 検出符号記号に対応する符号記号の無い元の合成信号を再構成する手段、を含む 、符号分割多元接続方式。
20. ２０．請求項１９記載のシステムであって、前記相関手段は高速ウォルシュ変換 の計算を行ってサンプルを公知のウォルシューアダマール系列と相関させる手段 を含み、前記逆相関手段は逆高速ウォルシュ変換の計算を行って残留合成信号の サンプルを再構成する手段を含む、符号分割多元接続方式。
21. ２１．請求項１８記載のシステムであって、前記比較手段はどの結合値が最大で あるかを決定し、前記除去手段は最大相関値に対応する符号記号を合成信号から 除去して残留合成信号を形成する、符号分割多元接続方式。
22. ２２．請求項１６記載のシステムであって、相関手段は高速ウォルシュ変換計算 を行ってサンプルを公知のウォルシューアダマール系列と相関させる手段を含む 、符号分割多元接続方式。
23. ２３．請求項１６記載のシステムであって、前記公知の１組の符号系列は直交ブ ロック符号からの符号語である、符号分割多元接続方式。
24. ２４．請求項１６記載のシステムであって、前記１組の公知の符号系列は陪直交 ブロック符号からの符号語である、符号分割多元接続方式。
25. ２５．受信機とデータ記号の通信を行う符号分割多元接続方式であって、送信機 はデータ記号流を符号記号流へ写像しさらに各符号記号を一つのスクランプリン グビット系列と結合させて各送信スクランプル符号記号流を形成し、受信機は、 少くとも２つのレイを含む重畳変調搬送波信号の合成信号を受信しかつ合成信号 を復調して各レイ内の送信スクランプル符号記号を再生し、各レイに対する同相 （Ｉ）および直角位相（Ｑ）成分を発生する受信復調手段と、 ＩおよびＱ成分をサンプリングして各送信スクランプル符号記号に対する少くと も一つのＩサンプルおよび少くとも一つのＱサンプルを発生する手段と、各々が 前記レイのいずれかからのＩサンプルもしくはＱサンプルを含む少くとも２つの 前記サンプルを連続的に選定する手段と、 スクランプリングビット系列を有するサンプルの各ｗｒａｙを連続的にデスクラ ンプルする手段と、前記サンプルのデスクランプルされたｗｒａｙを連続的に結 合して結合サンプル群を発生する手段と、前記結合サンプル群を１組の公知の符 号系列と相関させて各系列に対して１個づつの複数個の相関値を発生する手段と 、 相関値を互いに連続的に比較して前記データ記号流に対応する各送信スクランプ ル符号記号を検出する手段、を具備する、符号分割多元接続方式。
26. ２６．請求項２５記載のシステムであって、前記選定手段は前記レイの一つから のＩサンプルを含む第１のレイと前記レイの一つからのＱサンプルを含む第２の ｗｒａｙとの２つの異なるｗｒａｙから前記サンプルを選定する、符号分割多元 接続方式。
27. ２７．請求項２５記載のシステムであって、相関手段は高速ウォルシュ変換計算 を行ってサンプルを公知のウォルシューアダマール系列と相関させる手段を含む 、符号分割多元接続方式。
28. ２８．請求項２５記載のシステムであって、前記１組の公知の符号系列は直交ブ ロック符号内の符号語である、符号分割多元接続方式。
29. ２９．請求項２５記載のシステムであって、前記１組の公知の符号系列は陪直交 ブロック符号内の符号語である、符号分割多元接続方式。
30. ３０．符号分割多元接続方式において、受信機とデータ記号系列の通信を行う方 法であって、送信機は各データ記号を公知の符号系列と結合させて各送信記号を 形成し、前記方法は次のステップ、すなわち、 少くとも２つのレイを含む重畳変調搬送波信号の合成信号を受信し、 合成信号を復調して各レイ内の送信記号を再成し、各レイに対する同相（Ｉ）お よび直角位相（Ｑ）成分を発生し、 前記ＩおよびＱ成分をサンプリングして各送信記号に対する少くとも一つのＩサ ンプルおよび少くとも一つのＱサンプルを発生し、 各々が前記レイのいずれかのＩサンプルもしくはＱサンプルを含む少くとも２つ の前記サンプルのｗｒａｙを選定し、 前記各選定ｗｒａｙ内の前記サンプルを公知の符号系列と相関させて相関値を発 生し、 前記相関値を結合して結合値を発生し、前記結合値を閾値と比較して各送信記号 に対応する各データ記号を決定する、 ことからなる、符号分割多元接続方式。
31. ３１．請求項３０記載の方法であって、前記選定ステップは前記レイの一つから のＩサンプルを含む第１のｗｒａｙと前記レイの一つからのＱサンプルを含む第 ２のｗｒａｙとの２つの異なるｗｒａｙから前記サンプルを選定するステップを 含む、データ記号系列通信方法。
32. ３２．請求項３０記載の方法であって、前記結合ステップはさらに次のステップ 、すなわち、 各相関値に対応する重みを乗じて複数個の重み付けされた値を発生し、 重み付けされた値を加算して前記結合値を発生する、ことからなる、データ記号 系列通信方法。
33. ３３．請求項３０記載の方法であって、相関ステップは１個の複素相関器を使用 して各選定ｗｒａｙを前記公知の符号系列と相関させることを含む、データ記号 系列通信方法。
34. ３４．請求項３０記載の方法であって、相関ステップは１個のスカラー相関器を 使用して各選定ｗｒａｙを前記公知の符号系列と相関させることを含む、データ 記号系列通信方法。
35. ３５．請求項３０記載の方法であって、相関ステップは複数個の複素相関器を使 用して各選定ｗｒａｙを前記公知の符号系列と相関させることを含む、データ記 号系列通信方法。
36. ３６．請求項３０記載の方法であって、相関ステップは複数個のスカラー相関器 を使用して各選定ｗｒａｙを前記公知の符号系列と相関させることを含む、デー タ記号系列通信方法。
37. ３７．符号分割多元接続方式において、受信機とデータ記号系列の通信を行う方 法であって、送信機は各データ記号を公知の記号系列と結合して各送信記号を形 成し、該方法は次のステップ、すなわち、 少くとも２つのレイを含む重畳変調搬送波信号の合成信号を受信し、 合成信号を復調して各レイ内の送信記号を再生し、各レイに対する同相（Ｉ）お よび直角位相（Ｑ）成分を発生し、 前記ＩおよびＱ成分をサンプリングして各送信記号に対する少くとも一つのＩサ ンプルおよび少くとも一つのＱサンプルを発生し、 各々が前記レイのいずれかからのＩサンプルもしくはＱサンプルを含む少くとも ２つの前記サンプルのｗｒａｙを選定し、 前記サンプルのｗｒａｙを結合して結合サンプル群を発生し、 前記結合サンプル群を公知の符号系列と相関させて相関値を発生し、 前記相関値を閾値と比較して各送信記号に対応する各データ記号を決定する、 ことからなる、データ記号系列通信方法。
38. ３８．請求項３７記載の方法であって、前記選定ステップは前記レイの一つから のＩサンプルを含む第１のｗｒａｙと前記レイの一つからのＱサンプルを含む第 ２のｗｒａｙとの２つの異なるｗｒａｙから前記サンプルを選定するステップを 含む、データ記号系列通信方法。
39. ３９．請求項３７記載の方法であって、前記結合ステップはさらに次のステップ 、すなわち、 各サンプルに対応する重みを乗じて複数個の重み付けされた値を発生し、 重み付けされた値を加算して前記結合値群を発生する、ことを含む、データ記号 系列通信方法。
40. ４０．請求項３９記載の方法であって、乗算ステップは１個の複素サンプル毎乗 算器を使用して各サンプルに前記対応する重みを乗じることを含む、データ記号 系列通信方法。
41. ４１．請求項３９記載の方法であって、乗算ステップは１個のスカラーサンプル 毎乗算器を使用して各サンプルに前記対応する重みを乗じることを含む、データ 記号系列通信方法。
42. ４２．請求項３９記載の方法であって、乗算ステップは複数個の複素サンプル毎 乗算器を使用して各サンプルに前記対応する重みを乗じることを含む、データ記 号系列通信方法。
43. ４３．請求項３９記載の方法であって、乗算ステップは複数個のスカラーサンプ ル毎乗算器を使用して各サンプルに前記対応する重みを乗じることを含む、デー タ記号系列通信方法。
44. ４４．符号分割多元接続方式において、受信機とデータ記号の通信を行う方法で あって、送信機はデータ記号流を符号記号法へ写像しさらに各符号記号を一つの スクランブリングビット系列と結合して各送信スクランプル符号記号流を形成し 、該方法は次のステップ、すなわち、少くとも２つのレイを含む重畳変調搬送波 信号の合成信号を受信しかつ合成信号を復調して各レイ内の送信スクランプル符 号記号を再生し、各レイに対する同相（Ｉ）および直角位相（Ｑ）成分を発生し 、ＩおよびＱ成分をサンプリングして各送信スクランプル符号記号に対する少く とも一つのＩサンプルおよび少くとも一つのＱサンプルを発生し、 各々が前記レイのいずれかからのＩサンプルもしくはＱサンプルを含む少くとも ２つの前記サンプルのｗｒａｙを連続的に選定し、 スクランプリングビット系列を有するサンプルの各レイを連続的にデスクランプ ルし、 選定レイ内のデスクランプルされたサンプルを１組の公知の符号系列と連続的に 相関させて相関値を発生し、前記相関値を連続的に結合して結合値を発生し、結 合値を互いに連続的に比較して前記データ記号流に対応する各送信スクランプル 符号記号を検出する、ことからなる、データ記号通信方法。
45. ４５．請求項４４記載の方法であって、前記連続選定ステップは前記レイの一つ からのＩサンプルを含む第１のｗｒａｙと前記レイの一つからのＱサンプルを含 む第２のレイとの２つの異なるｗｒａｙから前記サンプルを連続的に選定するこ とを含む、データ記号通信方法。
46. ４６．請求項４４記載の方法であって、さらに次のステップ、すなわち、 前記符号記号の検出記号に対応する前記符号記号の選定記号を合成信号から連続 的に除去して残留合成信号を発生し、 残留合成信号から選定符号記号を減じた元の合成信号サンプルを連続的に再構成 して選定手段へサンプルを送信する、 ことを含む、データ記号通信方法。
47. ４７．請求項４６記載の方法であって、前記再構成ステップはさらに、 残留合成信号を逆相関し、 残留合成信号を再スクランプルして前記スクランプリングビット系列を使用する 検出符号記号に対応する符号記号の無い元の合成信号を再構成する、ことを含む 、データ記号通信方法。
48. ４８．請求項４７記載の方法であって、前記相関ステップは高速ウォルシュ変換 計算を行ってサンプルを公知のウォルシューアダマール系列と相関させることを 含み、前記逆相関ステップは逆高速ウォルシュ変換計算を行って残留合成信号の サンプルを再構成することを含む、データ記号通信方法。
49. ４９．請求項４６記載の方法であって、前記比較ステップはどの結合値が最大で あるかを決定し、前記除去ステップは最大相関値に対応する符号記号を合成信号 から除去して残留合成信号を形成する、データ記号通信方法。
50. ５０．請求項４４記載の方法であって、前記１組の公知の符号系列は直交ブロッ ク符号からの符号語である、データ記号通信方法。
51. ５１．請求項４４記載の方法であって、前記１組の公知の符号系列は陪直交ブロ ック符号からの符号語である、データ記号通信方法。
52. ５２．請求項４４記載の方法であって、相関ステップは高速ウォルシュ変換計算 を行ってサンプルを公知のウォルシューアダマール系列と相関させることを含む 、データ記号通信方法。
53. ５３．符号分割多元接続方式において、受信機とデータ記号の通信を行う方法で あって、送信機はデータ記号流を符号記号流へ写像しかつ各符号記号を一つのス クランブリングビット系列と結合させて各送信スクランプル符号記号流を形成し 、該方法は次のステップ、すなわち、少くとも２つのレイを含む重畳変調搬送波 信号の合成信号を受信しかつ合成信号を復調して各レイ内の送信スクランプル符 号記号を再生して各レイに対する同相（Ｉ）および直角位相（Ｑ）成分を発生し 、 ＩおよびＱ成分をサンプリングして各送信スクランプル符号記号に対する少くと も一つのＩサンプルおよび少くとも一つのＱサンプルを発生し、 各々が前記レイのいずれかからのＩサンプルもしくはＱサンプルを含む少くとも ２つの前記サンプルのｗｒａｙを連続的に選定し、 スクランプリングビット系列を有するサンプルの各ｗｒａｙを連続的にデスクラ ンプルし、サンプルの前記デスクランプルｗｒａｙを連続的に結合して結合サン プル群を発生し、 前記結合サンプル群を１組の公知の符号系列と相関させて各系列に１個づつの複 数個の相関値を発生し、相関値を互いに連続的に比較して前記データ記号流に対 応する各送信スクランプル符号記号を検出する、ことからなる、データ記号通信 方法。
54. ５４．請求項５３記載の方法であって、前記選定ステップは前記レイの一つから のＩサンプルを含む第１のｗｒａｙと前記レイの一つからのＱサンプルを含む第 ２のｗｒａｙとの２つの異なるｗｒｒａｙから前記サンプルを選定するステップ を含む、データ記号通信方法。
55. ５５．請求項５３記載の方法であって、相関ステップは高速ウォルシュ変換計算 を行ってサンプルを公知のウォルシューアダマール系列と相関させることを含む 、データ記号通信方法。
56. ５６．請求項５３記載の方法であって、前記１組の公知の符号系列は直交ブロッ ク符号の符号語である、データ記号通信方法。
57. ５７．請求項５３記載の方法であって、前記１組の公知の符号系列は陪直交ブロ ック符号の符号語である、データ記号通信方法。
58. ５８．スペクトル拡散通信方式において、スペクトル拡散情報信号を受信して受 信データ系列を決定する方法であって、該方法は、 重畳送信信号の合成信号を受信し、 前記合成信号をサンプリングし、 合成信号サンプルの少くとも２つのｗｒａｙを選定し、前記各選定ｗｒａｙ内の 前記合成信号サンプルを結合して送信データ信号を再生する、 ことからなる、データ記号通信方法。