JP6629511B2 - 試験測定装置及び補償値決定方法 - Google Patents

Description

本発明は、信号をデジタル化するデジタイザを含む試験測定装置に関し、特に、デジタイザの位相や振幅のエラーの補償を可能にした試験測定装置及びその補償方法に関する。

デジタル・オシロスコープのような試験測定装置で利用可能な帯域幅は、入力信号をデジタル化するアナログ・デジタル・コンバータ（ＡＤＣ）によって制限される傾向にある。ＡＤＣの利用可能な帯域幅は、アナログ帯域幅未満か、又は、最大サンプル・レートの半分未満に制限される。既存のＡＤＣを用いて、より高い帯域幅の信号をデジタル化する種々の技術が開発されてきている。

効率良く、より高いサンプル・レートを実現するためには、例えば、同期時間インタリーブを用いることができる。時間的なずれ（オフセット）をもって１つのサンプル期間中に１つの入力信号を複数のＡＤＣでサンプルするものである。デジタル化された複数の出力は、１つに合成されて、サンプル・レートは事実上掛け算されたものとなる。しかし、ＡＤＣのアナログ帯域幅が制限要因となれば、より高い帯域幅を実現するために、複数経路のインタリーブ・トラック・ホールド増幅回路のような高帯域幅フロント・エンドが必要となる。

従来のトラック・ホールド増幅回路ベースのインタリーブ・システムでは、トラック・ホールド増幅回路をＡＤＣチャンネル帯域幅と同様か又はもっと遅いサンプル・レートでクロックすることとなるので、ＡＤＣには、ホールドされた値に安定するのに十分な時間がある。ＡＤＣは、各ホールド値をデジタル的に捕捉するために、トラック・ホールド増幅回路と同期してクロックされる。トラック・ホールド増幅回路におけるこうした制限は、回りまわって、ＡＤＣサンプル・レートを制限する。更には、ナイキスト・サンプリング定理を満たすため、ＡＤＣサンプル・レートは、ＡＤＣチャンネルの帯域幅の２倍よりも小さくされる。結果として、所望の性能を実現するには、多数の時間インタリーブＡＤＣチャンネルが必要となる。

特開２０１２−２４７４２３号公報

ＡＤＣチャンネルの個数が増加すると、全体的なコストと、システムの複雑さも増加する。例えば、フロント・エンド・チップは、望ましい値に達する正味の総合サンプル・レートを得るためには、今では、付加的なＡＤＣ回路、クロック回路などを含んだより多数のＡＤＣチャンネルを駆動しなければならない。チップのサイズ及び複雑さは、通信パスがより長くなるという結果を生じ、それ故、寄生容量、電磁気的ノイズ、設計の困難さなどが増加する結果となる。

他の技術では、入力信号の複数のサブ帯域（sub-bands）を、より低いサンプル・レートのＡＤＣを通過できる周波数範囲へとダウンコンバートさせるというものもある。言い換えると、広い入力帯域幅を、複数の低い帯域幅のＡＤＣチャンネルに分割させるというものである。デジタル化した後、これらサブ帯域は、それぞれの元の周波数範囲にデジタル的にアップコンバートされ、そして、入力信号を表すものに結合される。この技術の重大な欠点は、任意の入力信号の周波数の内容を１つだけのＡＤＣチャンネルに送って、その入力信号をデジタル化するときに、先天的にノイズというペナルティがあることである。再結合された出力は、信号エネルギーは１つのＡＤＣからだけのものを含むが、ノイズ・エネルギーの方は複数全てのＡＤＣからのものを含み、このために、信号対ノイズ比（ＳＮＲ）が悪化する。

そこで、本願出願人は、特許文献１において、非同期時間インタリーブ（ＡＴＩ：asynchronous time-interleaved）アキテクチャを用いた複数のＡＤＣチャンネルの全てによって、任意の周波数の入力信号をデジタル化し、それによってノイズのペナルティを回避するための装置及び方法を開示した。しかし、特許文献１記載の発明では、回路自身に位相や振幅のエラーが発生することがあった。そこで、これらエラーを補正し、補償可能にすることが望まれている。

本発明をいくつかの観点から見ていくと、本発明の概念１は、試験測定装置であって、
非同期時間インターリーブ（ＡＴＩ：asynchronous time-interleaved）デジタイザと、
上記ＡＴＩデジタイザに補償信号を供給する補償発振器と、
上記ＡＴＩデジタイザに入力信号又は上記補償信号のどちらかを送るよう構成されるスイッチと、
上記ＡＴＩデジタイザに送られた上記補償信号に基いて、少なくとも１つの補償値を求めるプロセッサと
を具えている。

本発明の概念２は、上記概念１の試験測定装置であって、
上記ＡＴＩデジタイザが複数のアナログ・ミキサを有し、
上記補償発振器、上記スイッチ及び少なくとも２つの上記アナログ・ミキサが集積回路内に組み込まれていることを特徴としている。

本発明の概念３は、上記概念１の試験測定装置であって、上記補償発振器が同調（周波数調整可能な）補償発振器であることを特徴としている。

本発明の概念４は、上記概念３の試験測定装置であって、上記同調補償発振器は、主に、少なくとも１つのバイポーラ接合トランジスタの入力容量を変化させることによって同調される（出力周波数を変化させる）ことを特徴としている。

本発明の概念５は、上記概念１の試験測定装置であって、少なくとも１つの上記補償値が位相エラー値であることを特徴としている。

本発明の概念６は、上記概念５の試験測定装置であって、
上記プロセッサが、
上記ＡＴＩデジタイザを通過した上記補償信号のオリジナル周波数成分と、上記ＡＴＩデジタイザを通過した上記補償信号の２コンバート（２回変換された）周波数成分との間の位相差に基づいて、上記位相エラー値を求めるよう更に構成されている。

本発明の概念７は、上記概念５の試験測定装置であって、上記ＡＴＩデジタイザは、複数のアナログ・ミキサと複数のデジタル・ミキサを有し、少なくとも１つの上記デジタル・ミキサの混合関数は上記位相エラー値に基づいて変更される。

本発明の概念８は、上記概念５の試験測定装置であって、上記ＡＴＩデジタイザは、上記位相エラー値に応じて、上記デジタル化信号をフィルタ処理するよう構成されたフィルタを有している。

本発明の概念９は、上記概念１の試験測定装置であって、上記スイッチは、入力信号を取込み処理した後に、上記入力信号から上記補償信号へと自動的に切り換えることを特徴としている。

本発明の概念１０は、上記概念１の試験測定装置であって、このとき、上記補償値が振幅エラー値であることを特徴としている。

本発明の概念１１は、上記概念１の試験測定装置であって、上記補償値が、入力信号取込み処理の前に求められることを特徴としている。

本発明の概念１２は、上記概念１の試験測定装置であって、
上記アナログ・ミキサの１つと、上記デジタル・ミキサの１つの間にメモリを更に具え、
上記アナログ・ミキサの上記１つを通して処理した後、入力信号取込みデータを上記メモリに蓄積し、蓄積された上記入力信号取込みデータを上記デジタル・ミキサの上記１つによって処理する前に、補償エラーを求めることを特徴としている。

本発明の概念１３は、上記概念１の試験測定装置であって、各入力信号取込み処理の後に上記補償値を自動的に求めることを特徴としている。

本発明の概念１４は、上記概念９の試験測定装置であって、各入力信号取込み処理の後に上記補償値を自動的に求めることを特徴としている。

本発明の概念１５は、試験測定装置中の非同期時間インターリーブ（ＡＴＩ：asynchronous time-interleaved）デジタイザ内の補償値を決定する方法であって、
上記ＡＴＩデジタイザにおいて、入力信号と、補償発振器からの補償信号とを切り換えるスイッチング処理と、
上記スイッチング処理で上記ＡＴＩデジタイザが上記補償信号を受けたときに、プロセッサにより、上記ＡＴＩデジタイザを通過した上記補償信号のオリジナル周波数成分と、上記ＡＴＩデジタイザを通過した上記補償信号の２コンバート（２回変換された）周波数成分との間の位相差に基づいて、補償値を決定する処理と
を具えている。

本発明の概念１６は、上記概念１５の方法であって、上記補償値が位相エラー値であることを特徴としている。

本発明の概念１７は、上記概念１５の方法であって、求めた上記補償値に基いて、デジタル・ミキサのデジタル混合（ミキシング）関数を変更する処理を更に具えている。

本発明の概念１８は、上記概念１５の方法であって、上記スイッチング処理が、入力信号取込み処理の後に、上記補償信号に自動的に切り換える処理を含むことを特徴としている。

本発明の概念１９は、上記概念１５の方法であって、上記補償値を入力信号取込み処理の前に求めることを特徴としている。

図１は、本発明の実施形態による高調波混合処理を用いた試験測定装置用ＡＤＣシステムのブロック図である。 図２は、再混合信号２２のスペクトラム成分の例を表す。 図３は、再混合信号２８のスペクトラム成分の例を表す。 図４は、フィルタ処理混合信号３８のスペクトラム成分の例を表す。 図５は、フィルタ処理混合信号４４のスペクトラム成分の例を表す。 図６は、再混合信号５０のスペクトラム成分の例を表す。 図７は、再混合信号５６のスペクトラム成分の例を表す。 図８は、再構成入力信号６０のスペクトラム１６０を示す。 図９Ａは、図１の高調波ミキサの例のブロック図である。 図９Ｂは、図１の高調波ミキサの例のブロック図である。 図１０は、図１の高調波ミキサの例のブロック図である。 図１１は、図１の高調波ミキサの例のブロック図である。 図１２は、図１の高調波ミキサの例のブロック図である。 図１３は、図１の非同期時間インターリーブ（ＡＴＩ）デジタイザに加えて、補償発振器を設けた実施形態の例のブロック図である。 図１４は、図１の非同期時間インターリーブ（ＡＴＩ）デジタイザに加えて、補償発振器を設けた実施形態の別の例のブロック図である。

本発明は、高調波混合処理（ミキシング）を用いた試験測定装置用のアナログ・デジタル・コンバータ（ＡＤＣ）システムに関する。

図１は、本発明の実施形態による高調波混合処理を用いた試験測定装置用のＡＤＣシステムのブロック図である。この実施形態では、装置には、スプリッタ１０があり、これは、特定の周波数を有する入力信号１２を複数の分配（スプリット）信号１４及び１６に分配するよう構成され、分配信号の夫々は、入力信号１２のほぼ全スペクトラムを含んでいる。スプリッタ１０としては、入力信号１２を複数の信号に分配できるのであれば、種々の回路があり得る。例えば、スプリッタ１０は、抵抗分割回路としても良い。このように、入力信号１２のほぼ全周波数成分が、分配信号１４及び１６の夫々に存在することができる。しかし、パスの個数、使用される高調波信号などによって、スプリッタ１０の種々の分配信号の周波数応答は、異なることがある。

分配信号１４及び１６は、高調波ミキサ１８及び２４に夫々入力される。高調波ミキサ１８は、分配信号１４を高調波信号２０と混合（ミックス）し、混合信号２２を生成するよう構成される。同様に、高調波ミキサ２４は、分配信号１６を高調波信号２６と混合し、混合信号２８を生成するよう構成される。

本願では、高調波ミキサは、信号を複数の高調波と混合するように構成されるデバイスである。詳しくは後述するように、乗算又は混合処理は、高調波混合処理と関連して説明されるが、信号を複数の高調波と乗算する効果を持つデバイスは、高調波ミキサとして利用可能である。

いくつかの実施形態では、複数の高調波は、０次の高調波、つまり、ＤＣ（直流）成分を含んでも良い。例えば、いくつかの実施形態では、高調波信号２０は、数式１で表される信号としても良い。

ここで、Ｆ_１は、１次高調波を表し、ｔは時間を表す。このように、数式１の形式を有する信号は、ＤＣと周波数Ｆ_１において高調波を有する。

高調波信号２６は、数式２で表される信号としても良い。

高調波信号２０と同様に、高調波信号２６は、ＤＣと周波数Ｆ_１において高調波を有する。しかし、周波数Ｆ_１における１次高調波は、高調波信号２０中の同様の１次高調波に比較して、１８０度位相がずれている。

デジタイザ３０は、混合信号２２をデジタル化するよう構成される。同様に、デジタイザ３２は、混合信号２８をデジタル化するよう構成される。デジタイザ３０及び３２としては、種々のデジタイザがあり得る。図示せずも、デジタイザ３０及び３２の夫々は、必要に応じて、増幅回路、フィルタ、減衰回路などのアナログ回路を設けても良い。そのため、デジタイザ３０に入力された混合信号２２は、デジタル化される前に、増幅や減衰されたり、また、フィルタ処理されることがある。

デジタイザ３０及び３２は、有効サンプル・レートで動作するよう構成される。いくつかの実施形態では、デジタイザ３０は、１つのアナログ・デジタル・コンバータ（ＡＤＣ）を含むとしても良い。しかし、別の実施形態では、デジタイザ３０は、より低いサンプル・レートで動作するインタリーブされた複数のＡＤＣを含むとし、より高い有効サンプル・レートを実現するようにしても良い。

高調波信号２０及び２６の少なくとも一方の１次高調波は、デジタイザ３０及び３２の少なくとも一方の有効サンプル・レートとは異なっている。例えば、高調波信号２０の１次高調波Ｆ_１は、３４ＧＨｚということがあり得る。デジタイザ３０のサンプル・レートは、５０ＧＳ／ｓということがあり得る。このように、１次高調波Ｆ_１は、有効サンプル・レートとは異なる。

いくつかの実施形態では、高調波信号の１次高調波は、複数のデジタイザの少なくとも１つの有効サンプル・レートの整数倍又は約数である必要はない。言い換えると、いくつかの実施形態では、高調波ミキサに関連する高調波信号の１次高調波は、複数のデジタイザの少なくとも１つの有効サンプル・レートの整数倍又は約数ではない。

いくつかの実施形態では、高調波信号の１次高調波は、複数のデジタイザの少なくとも１つの有効サンプル・レートと、複数のデジタイザの少なくとも１つの有効サンプル・レートの半分の間としても良い。具体的には、詳しくは後述するように、こうした周波数であれば、１次高調波の前後の高い周波数成分を、デジタイザ３０のサンプル・レートの半分より低い周波数に混合処理により低下させることができる。そのため、こうした周波数成分であれば、デジタイザ３０によって効果的にデジタル化できる。

当然のことながら、入力信号１２の全ての帯域が全てのパスを通過する。言い換えると、１つの入力信号１２を処理するのに、２つ以上のチャンネルが組み合わせられた場合、各チャンネル又はパスは、入力信号１２の全帯域幅を受ける。入力信号１２は、全てのデジタイザを通って伝送されるので、信号対ノイズ比は、大幅に改善される。

フィルタ３６は、デジタイザ３０からのデジタル化混合信号３４をフィルタ処理するように構成しても良い。同様に、フィルタ４２は、デジタイザ３２からのデジタル化混合信号４０をフィルタ処理するように構成しても良い。高調波ミキサ４６及び５２は、フィルタ処理混合信号３８及び４４を高調波信号４８及び５４と夫々混合（ミックス）するように構成される。いくつかの実施形態では、高調波信号４８及び５４は、対応する高調波信号２０及び２６と、周波数及び位相に関して、実質的に同様としても良い。高調波信号２０及び２６がアナログ信号である一方、高調波信号４８及び５４はデジタル信号であるが、これら高調波信号についての拡大縮小率（scaling factor）は、互いに同じか又は同様としても良い。出力信号５０及び５６は、再混合信号５０及び５６と呼ばれる。結合器（combiner）５８は、再混合信号５０及び５６を結合し、再構成入力信号６０にする。いくつかの実施形態では、結合器５８は、単なる信号の加算以上のことを実施しても良い。例えば、平均化処理、フィルタ処理、拡大縮小処理などを、結合器５８で実施しても良い。

フィルタ３６及び４２、高調波ミキサ４６及び５２、高調波信号４８及び５４、結合器５８、その他の関連する要素は、デジタル的に実現しても良い。例えば、好ましい適切な周辺デバイスと共に、デジタル・シグナル・プロセッサ（ＤＳＰ）、マイクロプロセッサ、プログラマブル・ロジック・デバイス、汎用プロセッサその他の処理システムを、デジタル化信号の処理機能を実現するために利用しても良い。こうした機能を実現するのに、完全に集積されたものから、完全なディスクリート部品までの間の種々なものが利用できる。

何らかの形で、高調波信号２０、２６、４８及び５４の同期処理が用いられる。例えば、高調波信号２０及び２６の高調波は、デジタイザ３０及び３２に関するクロックにロックしてもよい。他の例では、高調波信号をデジタル化しても良い。そして、１次高調波を高調波信号４８及び５４を同期するのに利用できる。他の例では、混合信号２２及び２８の１つ以上に帯域外のトーン（tones）を加えても良い。３４ＧＨｚの１次高調波を用いて、１９.１２５ＧＨｚ及び２１.２５ＧＨｚのトーン、つまり、３４ＧＨｚの９／１６及び１０／１６を混合信号２２に加えても良い。これらトーンは、フィルタ３６で結果的にもたらされるフィルタ処理の帯域幅、つまり、遷移帯域によって決まる約１８ＧＨｚの外であるから、これらトーンは、再構築信号６０に対する影響は無視できる。しかし、これらトーンは、ナイキスト周波数よりも小さい、つまり、５０ＧＳ／ｓのサンプル・レートについての２５ＧＨｚよりも小さいので、これらトーンは、フィルタ処理される前のデジタル化混合信号３４を用いて取込むことができる。この技術を用いるかに関係なく、高調波信号２０及び２６並びにデジタル高調波信号４８及び５４間の位相及び周波数の関係は維持できる。

図２〜図８は、図１の試験測定装置用のＡＤＣシステム中の種々の信号のスペクトラム成分の例を示している。図１及び図２を参照すると、スペクトラム１００は、入力信号１２の、よって、分配信号１４のスペクトラムとしてあり得るものである。上述の数式１で定義される高調波信号の例を用いると、分配信号１４のＤＣ成分は、スペクトラム１００で表されるように通過する。しかし、入力信号１２中のスペクトラム１００は、周波数Ｆ_１で１次高調波とも混合される。結果として得られるスペクトラム１０２は、こうした混合処理の生成物である。こうして、混合信号２２は、スペクトラム１００及びスペクトラム１０２の成分を含む。ここにおいて、そして他の図において、スペクトラム成分は、分離し、重複するよう描かれているが、実際のスペクトラムは、スペクトラム１００及び１０２を組み合わせたものである。

図１及び図３を参照すると、スペクトラム１１２は、同様にして、入力信号１２を高調波信号２６のＤＣ高調波と混合処理したことによる混合信号２８の成分を表す。しかし、図２と対比して、スペクトラム１１２は、図２のスペクトラム１０２に比較して１８０度の位相差がある。上述のように、高調波信号２６の１次高調波は、高調波信号２０の１次高調波から１８０度位相がシフトしている。高調波信号２６中の１８０度の位相シフトは、スペクトラム１１２における１８０度の位相シフトを誘発する。１８０度の位相差は、点線として示されている。

図４及び図５は、フィルタ処理混合信号３８及び４４のスペクトラムを表す。いくつかの実施形態では、フィルタ処理は、対応するデジタイザ３０及び３２が固有に備えるフィルタ処理機能としても良く、フィルタ３６及び４２、その他の機能としても良い。図１では、フィルタ処理は、デジタイザ３６及び４２の後で行われるとして描かれているが、フィルタ処理は、他の位置で実行されても良い。例えば、フィルタ処理は、デジタル化する前に行っても良い。混合信号２２及び２８は、デジタイザ３０及び３２の有効サンプル・レートの半分に近いカットオフ周波数を有するローパス・フィルタで、フィルタ処理されるとしても良い。フィルタ３６及び４２のフィルタ処理を、こうした固有又は誘発されるフィルタ処理に加えても良い。

いくつかの実施形態では、混合信号２２及び２８の正味のフィルタ処理は、高調波信号２０及び２６の１次高調波の周波数の約半分に関して、ほぼ相補的な周波数応答という結果が得られるようにしても良い。つまり、周波数Ｆ_１／２よりあるオフセットだけ高い位置での周波数応答と、周波数Ｆ_１／２よりあるオフセットだけ低い位置での周波数応答が加えられる。１つを例として用いたが、信号の拡大縮小処理などの要求に応じて、他の値を用いても良い。更には、上述の例は、理想的な場合として記述されている。つまり、実現されるフィルタ処理は、理想的でない成分、校正処理などを考慮して、異なる応答を持つようにしても良い。

上述した３４ＧＨｚのＦ_１を用いた周波数応答の具体例では、周波数Ｆ_１／２は１７ＧＨｚとなる。ＤＣから１６ＧＨｚまでは、周波数応答は１となる。１６から１８ＧＨｚまでは、周波数応答は１からゼロまで線形に変化し、１７ＧＨｚで１／２を通過する。

図４に示す結果として得られるスペクトラム成分は、フィルタ処理混合信号３８を表し、スペクトラム１２０で表されるスペクトラム１００の低周波数部分と、スペクトラム１２２で表されるスペクトラム１０２の低周波数部分とを含む。混合処理によって、スペクトラム１２２は、周波数に関して反転しているが、スペクトラム１００の高い方のサブ帯域の周波数成分を含むことに注意されたい。同様に、図５のスペクトラム成分１３０及び１３２は、図３のスペクトラム１１０及び１１２の低周波数成分に対応する。スペクトラム１１２の１８０度の位相関係は、スペクトラム１３２でも保持されている。

従って、高調波混合処理を通して、入力信号の２つのサブ帯域は、サブ帯域のスパンがデジタイザ３０及び３２に関するナイキスト帯域を超えていたとしても、デジタル化される。この実施形態では、混合信号の夫々は、アナログ、デジタル、フィルタ処理されているのいずれであっても、入力信号１２のサブ帯域夫々の成分を含んでいる。つまり、この例では、混合信号２２及び２８からフィルタ処理デジタル化混合信号３８及び４４までの信号の夫々が、スペクトラム１００の低周波数サブ帯域及び高周波数サブ帯域の両方を含んでいる。

具体的には、入力信号１２の複数のサブ帯域は、ベ―スバンド・サブ帯域の帯域幅内に周波数シフトされている。いくつかの実施形態では、入力信号１２のサブ帯域の夫々は、１つのサブ帯域の帯域幅内に周波数シフトされても良い。しかし、サブ帯域及び高調波信号の数によっては、各サブ帯域が各混合信号中に存在しないかもしれない。

図６及び図７は、再混合信号５０及び５６のスペクトラムを表す。図１及び図６を参照すると、スペクトラムは、再混合信号５０を表す。上述のように、フィルタ処理デジタル化混合信号３８は、高調波ミキサ４６において、高調波信号２０と周波数及び位相に関して実質的に同様な高調波信号４８と混合される。従って、図４のスペクトラムは、ＤＣ成分及び１次高調波と混合される。

スペクトラム１４０及び１４２は、図４のスペクトラム１２０及び１２２をＤＣ成分と混合することから生じるスペクトラムを表す。スペクトラム１４４は、スペクトラム１２０を１次高調波と混合した結果を表す。スペクトラム１４６及び１４８は、図４のスペクトラム１２２と１次高調波の混合処理を表す。

同様に、図７は、再混合信号５６のスペクトラムを表す。スペクトラム１５０及び１５２は、ＤＣ成分と図５のスペクトラムの混合処理を表す。スペクトラム１５４は、高調波信号５４の１次高調波と図５のスペクトラム１３０の混合処理を表す。具体的には、高調波信号５４の１次高調波は、相対的な１８０度位相シフトがあるので、得られるスペクトラム１５４も、点線で表される１８０度位相シフトがある。

図５のスペクトラム１３２も高調波信号５４の１次高調波と混合されるが、スペクトラム１３２には、１８０度の誘発された位相シフトが既にある。そのため、追加の１８０度位相シフトは、スペクトラム１５６及び１５８の実線で表される、事実上の０度の位相シフトという結果になる。

図８は、図８の再構成入力信号６０のスペクトラム１６０を示す。スペクトラム１６２及び１６４は、スペクトラム１６０を形成するサブ帯域の成分を表す。スペクトラム１６６は、図６及び図７に関して記述された混合処理から生じる付随の側波帯（サイドバンド）を表す。この実施形態では、スペクトラム１６６をフィルタ処理で除いても良いが、他の実施形態では、サブ帯域が１次高調波周波数Ｆ_１を超えて広がっていることがある。そうした実施形態では、低周波数サブ帯域から生成されるスペクトラム１６６を、相殺する組合せを用いて除去するようにしても良い。

再混合信号５０及び５６の成分の相対的な位相合わせによって、元々の周波数範囲にあるサブ帯域は、建設的に結合する一方、元々の周波数範囲にないサブ帯域は、相殺的に結合するように位相が合わせられる。図６〜図８を参照すると、結合した場合に、スペクトラム１４０及び１５０は建設的に結合し、スペクトラム１６２が得られる。スペクトラム１４２及び１５２は、スペクトラムが１８０度位相がずれているので、相殺的に結合する。こうして、ベースバンド・サブ帯域内のスペクトラムから残るサブ帯域は、元々のサブ帯域である。

同様に、約Ｆ_１／２からＦ_１までのサブ帯域については、スペクトラム１４６及び１５６は建設的に結合してスペクトラム１６４となる一方、スペクトラム１４４及び１５４は相殺的に結合する。スペクトラム１４８及び１５８は建設的に結合してスペクトラム１６６となるが、これは、この場合では、おおよそ周波数Ｆ_１より下の期待される入力信号周波数範囲を超えているので、フィルタ処理で除いても良い。

スペクトラム１６２及び１６４で示されるように、周波数Ｆ_１／２のあたりで遷移が生じる。この遷移は、図４及び図５を参照して上述したフィルタ処理の結果である。具体的には、スペクトラム１６２及びスペクトラム１６４の傾斜は、相補的である。そのため、スペクトラム１６２及び１６４の周波数成分が結合されると、スペクトラム１６０の中の得られる部分は、元の周波数スペクトラムとほぼ一致する。

従って、入力信号１２を種々の高調波信号と混合処理することによって、入力信号１２のサブ帯域は、デジタイザのより低い帯域幅を通過できる。混合信号は、重複するサブ帯域を含んでいたとしても、複数の高調波信号の位相合わせ処理のために、これらサブ帯域は建設的及び相殺的に結合し、結合されたときに、上述のように、入力信号１２をほぼ正確に表すものを生成する。

図９〜図１２は、図１の高調波ミキサの例のブロック図である。いくつかの実施形態では、ミキサは、分配信号１４及び１６を、夫々と対応する高調波信号２０及び２６と混合するために利用できる。全てポートにおいてＤＣ及びベースバンド信号が通過できるミキサが、高調波ミキサとして利用できる。

図９Ａ及び図９Ｂは、高調波ミキサの例を示し、これらは、上述した高調波ミキサ１８、２４、４６及び５２の任意の１つ以上のものを表すとして良い。図９Ａは、２出力時間インタリーブ・スイッチを示す。図９Ｂは、Ｎ出力時間インタリーブ・スイッチを示す。

これら実施形態では、スイッチ１８０及び１８１は、入力信号１８２を受けるように構成される。２出力スイッチ１８０を使う場合、入力信号１８２は、制御信号１８８に応答して出力端子１８４及び１８６へとスイッチされる。Ｎ出力スイッチ１８１を使う場合では、入力信号１８２は、制御信号１８８に応答して、出力１８４、１８６から第Ｎ番出力１８７までへとスイッチされる。例えば、スイッチ１８１は、Ｎ投（N-throw）スイッチまでの３投スイッチ、４投スイッチなどでも良く、これは、入力信号１８２がその時間のＮ分の１を各ポイント、つまり、出力端子において過ごす。更なるパス及びサブ帯域が追加されたら、高調波信号の高調波が適切に位相整合されるようにしても良い。いくつかの実施形態では、高調波信号の相対的な位相シフトは、１周期をサブ帯域の数で割った時間シフトだけ位相に関して間隔を空けるようにしても良い。

クロック・サイクル全体に比較してパルスが短くなれば、高調波の含有がもっと豊富になる。例えば、２出力又は３出力スイッチについては、０次高調波（ＤＣ）及び１次高調波が使用される。４出力又は５出力スイッチについては、０次高調波、１次高調波及び２次高調波を使用できる。６出力又は７出力スイッチについては、０次高調波、１次高調波、２次高調波及び３次高調波を使用できる。Ｎが増加するほどパルスが狭くなり、それによって、高調波の含有がもっと豊富なものを生成する。制御信号１８８は、１次高調波の基本周波数か、上述した他の適切な高調波周波数を有する信号としても良い。

入力信号１８２の全帯域は、全パスを通過する、つまり、出力パスの夫々に行く（例えば、１８４、１８６から第Ｎ番出力１８７まで）

例えば、スイッチ１８０を参照すると、制御信号１８８は、３４ＧＨｚの基本周波数を有する矩形波としても良い。スイッチングの結果として、出力１８４は、制御信号の周期の半分の間は入力信号１８２を受け、周期の反対の半分の間は約ゼロである。事実上、出力１８４は、入力信号１８４に矩形波を乗算したものであり、３４ＧＨｚでゼロと１の間を変動する。こうした矩形波は、数式３で表すことができる。

数式３は、このような矩形波のテイラー級数展開である。ＤＣと最初の２つの高調波を載せている。ここで、Ｆ_１は、３４ＧＨｚである。成分の振幅は異なるものの、数式１及び３は、類似する高調波を含んでいる。

出力１８６は、出力１８４と同様であるが、入力信号１８２が出力１８６に送られる時間周期は、出力１８４に比較して反転している。その効果は、再度、入力信号１８２に、数式４で定義される矩形波を乗算したものと同様となる。

数式３と同様に、数式４は、数式２に記載された高調波信号と類似する。このように、スイッチ１８０のスイッチングの乗算効果は、上述の分配信号を高調波信号に混合処理するのとほぼ同様である。加えて、この例では、スイッチは、スプリッタ１０並びに高調波ミキサ１８及び２４の両方の役割もする。しかし、他の実施形態では、スイッチ１８０は、単極単投スイッチとして、１つの高調波ミキサとして作用するとしても良い。

ＤＣ成分及び１次高調波の相対的な振幅は異なるが、こうしたバランスの悪さは、適切なパス中の補償フィルタを通すことで補正できる。例えば、上述した周波数Ｆ_１／２及び周波数Ｆ_１間のサブ帯域は、ベースバンド・サブ帯域に比べて、結合器５８における再結合の間、異なる利得が適用されるようにしても良い。

加えて、上記数式３及び４は、３次高調波も記載している。いくつかの実施形態では、３次高調波が望ましいことがある。しかし、もしなければ、こうした高調波の効果は、適切なフィルタ処理で補償できる。例えば、入力信号１２は、周波数Ｆ_１より上の周波数成分を除去するためにフィルタ処理されても良い。このため、３＊Ｆ_１の周波数で混合するような、こうした周波数成分は存在しないようになる。更には、デジタイザの前のフィルタ処理によって、エイリアシングによってデジタル化信号に影響を与えかねない任意の高次周波数成分を除去できる。

アナログ不整合（ミスマッチ）が原因のインタリーブ・エラーの場合には、混合処理クロックの振幅及び位相についてハードウェアを調整しても良い。次に、その調整では、インタリーブ不整合（ミスマッチ）による疑似信号を最小化するよう校正しても良い。これに代えて、又は、上記やり方に加えて、ハードウェア不整合の特性を調べ、線形時間可変補正フィルタを用いて、インタリーブ疑似信号をキャンセルするようにしても良い。更に、場合によっては、スイッチが完璧には動作しないかもしれない。例えば、正常状態からずれたスイッチでは、１方向において他方向でよりも多くの時間を費やし、これによって、デューティー・サイクルにスキューを起こすことがある。デジタル高調波ミキサ４６及び５２は、アナログ高調波信号２０又は２６中に存在することがある位相及び振幅エラーを、デジタル高調波信号４８又は５４の振幅又は位相を微調整することによって、補償する構成しても良い。

図１０は、他の高調波ミキサの例である。スイッチング回路２００は、２つの入力信号２０２及び２０４を、制御信号２０６に応答して、出力２０８及び２１０に交互にスイッチするように構成される。制御信号２０６は、スイッチング回路２００の中のスイッチがスイッチ動作可能となるように、再度、矩形波又は他の同様な信号としても良い。制御信号２０６の半サイクルの間、入力信号２０２が出力２０８にスイッチされる一方、入力信号２０４は出力２１０にスイッチされる。残りの半サイクルの間は、入力信号２０２が出力２１０にスイッチされる一方、入力信号２０４は出力２０８にスイッチされる。

いくつかの実施形態では、入力信号２０４は、入力信号２０２を反転及び拡大／縮小したものとしても良い。こうした上述の入力及びスイッチングの結果として、図９Ａのスイッチ１８０に関して上述したレベルから、ＤＣと他の高調波がバランスを取り戻す。例えば、入力信号２０４は、入力信号２０２の分数で且つ反転したものとしても良い。図９Ａのスイッチ１８０を用いた１及び０の間のスイッチングに代えて、出力端子２０８及び２１０の有効出力は、例えば、１と（２-π）／（２＋π）の間でスイッチングするとしても良い。このように、複数の高調波間で所望のバランスとなるように、振幅及びＤＣレベルを希望に応じて調整しても良い。

図１１は、高調波ミキサの別の例を示す。高調波ミキサ１７０は、スプリッタ１７２、ミキサ１７５及び結合器１７７を含む。スプリッタ１７２は、入力信号１７１を信号１７３及び１７４として分配するよう構成される。信号１７４は、結合器１７７に入力される。信号１７４は他の信号と混合されないので、信号１７４は、上述の高調波ミキサのＤＣ成分としての役割を果たす。

信号１７３は、ミキサ１７５に入力される。信号１７６が、信号１７３と混合される。いくつかの実施形態では、信号１７６は、上述の周波数Ｆ_１のような単一の高調波としても良い。もし追加の高調波を希望するなら追加のミキサを用意すれば良く、夫々の出力は結合器１７７で結合される。

別の実施形態では、信号１７６が複数の高調波を含んでも良い。ミキサ１７５のポートの帯域幅が所望の周波数範囲を収容できる限り、１つのミキサ１７５を利用できる。しかし、上述の高調波信号のＤＣ成分は、異なるパスによって結合器１７７に渡されるので、信号１７３及び１７６を受けるミキサのポートは、ＤＣに至るまで動作する必要はない。従って、広く多種のミキサを用いることができる。信号１７９及び１７４が結合器１７７で結合された時点で、出力信号１７８は上述の混合信号とほぼ同様となり得る。

いくつかの実施形態では、スプリッタ１７２は、入力信号１７１を対称に分配できるが、対称に分配する必要はない。スプリッタの信号１７４を出力する側は、上述のフィルタ処理カットオフ周波数以上の帯域幅を持つようにしても良い。スプリッタ１７２の信号１７３を出力する側は、信号１７６の高調波が中心に来る周波数範囲であって、上述のフィルタ処理カットオフ周波数の２倍以上の帯域幅を持つ周波数範囲を持つようにしても良い。言い換えると、スプリッタ１７２の周波数応答は、各パスについて等しい必要はなく、希望に応じて設定しても良い。

図１２は、図９Ａの一般的な形態の高調波ミキサの別の例である。この実施形態では、高調波信号２２４は、トランス２２５を通して、ミキサと同様なダイオード・リング２２０に入力できる。入力信号２２２は、トランス２２５のタップに入力できる。従って、高調波信号２２４に応じて、入力信号２２２は、出力端子２２６及び２２８の間でスイッチされる。例えば、高調波信号２２４は、トランスの下部がプラスで上部がマイナスのときに左ダイオード２２７をオンにし、トランスの極性が反対のときに右ダイオード２２９をオンにする。このようにして、入力信号２２２は、出力端子２２８及び出力端子２２６に交互に送られる。いくつかの実施形態では、追加のダイオード・リングを用いて出力端子を終端したり、入力信号２２２のサブ帯域の反転部分を入れて、より高い利得を実現したり、図１０の形態のように、複数の高調波のバランスの悪さを補償したりといったことなどを行うようにしても良い。

いくつかの実施形態では、２つのパス及び重複する２つのサブ帯域が実現される。しかし、上述のように、任意の数のパス及びサブ帯域を用いても良い。このような実施形態では、使用する高調波の数は、１にサブ帯域の数の半分を加えて端数を切り捨てたものにでき、このとき、ＤＣは、０次高調波として含まれる。例えば、３つのサブ帯域については、２つの高調波だけが利用できる。上記周波数範囲を例として用いると、１次高調波は、周波数Ｆ_１よりも高い周波数をベースバンド・サブ帯域まで周波数シフトできる。高調波信号の複数の１次高調波は、１２０度の複数の相対位相シフトに位相を合わせるようにしても良い。

従って、結合器５８における結合処理中に、サブ帯域が適切な周波数範囲にあるときは、サブ帯域のスペクトラムは、０度の相対位相シフトのような同じ位相シフトを持つことになる。対照的に、適切でない周波数範囲にある１つのサブ帯域の３つの成分は、位相に関して互いに１２０度だけずれる。結果として得られるスペクトラムは、適切でないサブ帯域を除去するように相殺的に結合する。更にパスとサブ帯域が追加されたら、複数の高調波信号の高調波の位相を適切に合わせるようにしても良い。いくつかの実施形態では、高調波信号の相対的な位相シフトは、１周期をサブ帯域の数で割った時間シフトだけ位相に関して間隔を空けるようにしても良い。

上述してきた実施形態では、デジタル化信号は、ほぼ直ぐに処理されるものとしたが、こうしたデジタル化後の処理は、希望があれば、遅らせることができる。例えば、デジタイザ３０及び３２からのデジタル化データは、後で処理するために、メモリに蓄積することができる。

更には、デジタル的なフィルタ処理、混合処理及び結合処理は、別々の動作として説明してきたが、こうした動作を組み合わせて、他の機能などに組み入れても良い。加えて、上述の説明は、理想的な成分を仮定していたので、こうした処理に追加の補償を適切に導入し、理想的でない成分を補正するようにしても良い。更には、デジタル化信号を処理するとき、周波数範囲の変更、混合処理などは、そうした変化を表すのに、より高いサンプル・レートが必要ということになる。このとき、デジタル化信号であれば、必要に応じて、アップサンプル、補間などができる。

上述したデジタル高調波ミキサ４６及び５２は、アナログ高調波信号２０又は２６中に存在することがある位相エラーを、デジタル高調波信号４８又は５４の振幅又は位相を微妙に調整することによって補償するよう構成できる。種々の信号成分の時間又は温度に対する遅延によるシフトは、許容量を超える位相シフトの原因となることがある。アナログ高調波信号の生成回路、アナログ・ミキサ、チャンネルのアナログ回路からデジタル回路に到るまでなどにおける遅延シフトは、全て、アナログ・ミキサ１８及び２４とデジタル・ミキサ４６及び５２との間のそれぞれにおいて、位相エラーの原因となる。

もし位相エラーが補正されず、位相エラーが混合処理されると、再構成波形の上位帯域内の周波数成分に等しい位相エラーをもたらし、システムのステップ応答における歪みにつながる。加えて、振幅エラーは、クロスオーバー（重複）帯域内の周波数成分に、後述の如く、その周波数成分を表す非コンバート・ベクトルと２回コンバート・ベクトルとして生じ、よって、振幅エラーは、再構成処理の最後近くにおいて一緒に加算されたときに、適切に整合しないことになろう。

本発明による試験測定装置の実施形態の中には、図１３に示すように、補償発振器３００及びスイッチ３０２を含むものがある。補償発振器３００からの補償発振信号３０４は、非同期時間インターリーブ（ＡＴＩ）デジタイザの入力へとスイッチ３０２を介して切り換えて供給できる。補償発振器３００は、詳しくは後述のように、位相及び振幅エラーを求め、もって、これら位相及び振幅エラーを除去するのに利用できる。

補償発振器３００及びスイッチ３０２は、ＡＴＩデジタイザ用の集積回路内に含まれるので、システムに対するコスト及び消費電力の追加的な増加は、ほとんど無視できる程度である。更に、システムが、クロスオーバー帯域内の周波数に補償発振器３００を設定するための適切な同調電圧を必ず見つけられるように、補償発振器３００は、ＡＴＩデジタイザ用集積回路で処理するであろうと思われる中心周波数の近辺よりは、確実に広い周波数レンジに渡って同調可能なものとする。

補償発振器３００からの補償信号３０４の周波数は、クロスオーバー帯域内に同調されるので、補償信号３０４は、そのオリジナル（即ち、非コンバート）周波数と、ダウン・コンバートされてから更にデジタル的にアップ・コンバートされる（２回コンバート又は単に２コンバート）周波数成分との両方で、ＡＴＩデジタイザの１つのＡＤＣチャンネルを伝わる。補償信号３０４のオリジナル周波数成分の位相は、アナログ及びデジタル高調波信号間の位相エラーに影響されることはないが、２回コンバートされた成分の位相は影響される。

位相エラー値は、位相エラーに影響されたなかった補償信号３０４のオリジナル周波数成分と、ＡＴＩデジタイザのＡＤＣチャンネルを通過して位相エラーに影響された２回コンバート成分とを比較することによって求めることができる。これら値の比較によって、そのＡＤＣチャンネル中のアナログ及びデジタル・ミキサ間の位相エラー値が得られる。次に、この位相エラーを用いて、上側のＡＤＣチャンネルの場合なら、アナログ・ミキサ１８又はデジタル・ミキサ４６のどちらかの混合処理機能を調整できる。ミキサ１８又は４６の一方の混合機能を調整したり、図１３の下側のＡＤＣチャンネルの場合なら、ミキサ２４又は５２の一方の混合機能を調整することによって、再構成波形から位相エラーを除去できる。これに代えて、デジタル・ミキサ４６及び５２への入力における位相シフトは、出力における位相シフトを生じさせるので、上側ＡＤＣチャンネルのデジタル・フィルタ３６の遅延を変化させるか、又は、下側ＡＤＣチャンネルのデジタル・フィルタ４２の遅延を変化させることによって、位相エラーを除去しても良い。

好ましくは、補償発振器３００の補償信号３０４は、前もってではなくて、被試験信号を取り込んだ直後にスイッチ３０６を切り換えて入力端子に供給することで、デジタル・ミキサ４６及び５２の混合機能を補正するか、又は、デジタル・フィルタ３６及び４２の遅延を補正するために、位相エラーの測定値を利用できるようにすると良い。この情報は、ＡＴＩ信号再構成をポスト・アクイジション（信号データを取り込んだ後で必要な処理をすること）で行う場合に初めて必要となる。

図１４に示すように、上側ＡＤＣチャンネルのデジタイザ３０及びフィルタ３６の間にメモリ４００を設け、下側ＡＤＣチャンネルのデジタイザ３２及びフィルタ４２の間にメモリ４０２を設けるようにしても良い。これによって、信号取込みを行ってから、デジタル化混合信号３４及びデジタル化混合信号４０を、それぞれのフィルタ３６及び４２に送る前に、メモリ４００及び４０２にそれぞれ蓄積できる。

デジタル化混合信号３４及びデジタル化混合信号４０をメモリ４００及び４０２に蓄積した後、スイッチ３０２は、ユーザからの入力（指示）がなくても、補償発振器３００からの補償信号３０４の供給を自動的に開始するようにしても良い。例えば、デジタル・シグナル・プロセッサ（ＤＳＰ）、プログラマブル・ロジック・デバイス、汎用プロセッサその他の処理システムを利用すれば、必要な適切な周辺デバイスと合わせて、補償発振器３００からの補償信号３０４に自動的に切り換えることができる。上述のように位相エラーを求めることができ、デジタル・ミキサ４６及び５２の混合処理機能又はデジタル・フィルタ３６及び４２の遅延量を調整できる。混合機能又はフィルタの遅延量を位相エラーに基いて変更したら、図１に関して上述したように、ＡＤＣチャンネルの残りの部分を用いてデジタル化混合信号３４及び４０を処理できる。

信号を取り込んだ後に補償を実行することで、補償モードと信号取込みモードとの間における位相ドリフトの影響を最小限にできる。これは、トリガ・イベントを待ち続けて、信号取込み状態が長時間続いた場合では、その間に位相ドリフトが生じている場合もあり得るという点から考えて有益である。トリガ・イベントを待ち続けて、どのくらい長い間、信号取込み状態を続けることになるかを事前に知る方法はないので、信号取込み前の補償の実行は、信号取込み前の任意の時点とする。しかし、もしシステムの位相安定性が充分に良いなら、補償プロセスは信号取込みの前に実行しても充分であることも多い。更に、もしユーザが補償が必要だと判断したら、ユーザが、試験測定装置のメニューを使って補償を開始させても良い。

補償発振器３００がイネーブルにされると、入力信号の取込みは、スイッチ３０２によって自動的にオフになって、補償信号３０４に切り換えられ、ユーザによる操作への関与無しに、補償が実行されるようにしても良い。更に、トリガ・イベントが検出された後、ユーザの入力（指示）無しに、プロセッサなどを用いて、上述のように、補償信号３０４に切り換えられるようにしても良い。補償発振器３００も、各信号取込み処理の後に自動的にオンになって、位相エラー又は振幅エラーを求めるために補償信号３０４を供給しても良い。

デジタイザ３０及び３２は、アナログ・ミキサを通過する非コンバート信号が同時にサンプルされないという状況で、それぞれのサンプリング・クロック間の位相ドリフトに苦しむことがある。また、デジタイザ３０及び３２自身も、その有効サンプル・レートを実現するために、同期時間インタリーブのような、インタリーブ技術を採用することがある。この場合、デジタイザ３０及び３２内のインタリーブされた信号取込みデータのパイプ（複数の並行する処理）は、同様に、それぞれのサンプリング・クロックの位相ドリフトに苦しむことがある。この場合も、補償発振器３００を利用して、ＡＴＩフロントエンドを介して、各ＡＤＣチャンネルに補償信号３０４を供給し、各ＡＤＣチャンネル内又は複数ＡＤＣチャンネル間の信号取込みデータのパイプの位相エラーを求めることができる。これは、補償発振器３００をクロスオーバー帯域外に同調させて、これによって各ＡＤＣチャンネルの帯域幅内で、アナログ・ミキサ１８及び２４から１つのトーン（tone）だけが出力されるようにすることで実現できる。これに代えて、もし補償発振器３００の周波数をクロスオーバー帯域内に留めるなら、各ＡＤＣパイプの位相を測定するのに利用されるサイン・フィット（正弦曲線近似、正弦曲線へのあてはめ）アルゴリズムを非コンバート周波数成分だけに合わせて、イメージ成分には合わないように設定しても良い（又は、その逆としても良い）。

測定された位相エラーは、デジタル・フィルタ３６及び４２の位相応答を調整し、サンプリング・タイム・エラーの影響を補正するのに利用できる。一方のデジタル・フィルタの遅延を他方のデジタル・フィルタに対して調整することで、デジタイザ３０及び３２間の位相エラーを補正できる。もしデジタイザ３０及び３２が内部的にインタリーブされているなら、パイプに依存した位相シフトをデジタル・フィルタ３６及び４２のそれぞれで利用して、デジタイザ３０及び３２それぞれの位相エラーを補正しても良い。これに代えて、これら位相エラーを信号取込みパイプのサンプル・クロック・タイミングを調整するのに利用し、後続の信号取込みにおけるエラーを最小とするようにしても良い。

補償発振器３００は、負性抵抗を生成するクロス結合されたＮＰＮ型差動ペア増幅器と、公称周波数を設定する短絡伝送ライン・スタブとから構築できる。補償発振器３００は、差動ペア増幅器中のエミッタ電流を設定することで、オンになって同調される。電流が発振を維持するのに充分な相互コンダクタンスを供給するまで充分に大きくなれば、そこからの更なる電流の増加は、デバイスの入力容量の増加に貢献し、その結果として、この入力容量が伝送ラインの負荷となって、共振周波数を低くする。即ち、周波数調整可能な補償発振器３００は、少なくとも１つのバイポーラ接合トランジスタの入力容量の変化によって主に同調（周波数変更）される。

入力容量による同調処理を利用すると、こうした周波数で同調する可変容量ダイオード（バラクタ）に比較して、相対的に広く且つ線形な同調レンジが実現できる。同調レンジが広いと、処理をモデル化する際の不確実さや、処理の変動があっても、容易に対応可能となる。もし補償発振器３００の同調レンジの広さが原因で補償用信号取込みの間に周波数の不安定さが生じる場合、取り込まれた補償信号データ（記録データ）は、複数の短いセグメントに分割され、各セグメントで潜在的に異なる周波数に応じた別々のサイン・フィットを利用して、位相エラーが分析される。各セグメントにおける非コンバート成分と２コンバート成分間で測定された位相エラーは、アナログ及びデジタル高調波信号間の位相エラーを表し、使用された補償信号の正確な周波数から独立している。よって、セグメントの位相エラー測定値の結果は、平均化されて、単一の長い記録データと同じノイズ除去状態（noise immunity）となる。

簡単に上述したように、振幅エラーも補償発振器３００を用いて求められる。振幅エラーを求めるため、クロスオーバー帯域内で対称的に対向する少なくとも２つの周波数に渡って、補償信号３０４でＡＴＩデジタイザの入力信号が周波数掃引されるようにする。入力信号の上述の周波数がクロスオーバー帯域の中心周波数より下の場合には、コンバートされた周波数と入力周波数とにおけるデジタル化信号の振幅の比率は、変換利得（conversion gain）とデジタル周波数応答ロールオフの積となるであろう。入力信号の上述の２つ目の周波数がクロスオーバー帯域の中心周波数より対称的な上の位置の場合には、コンバートされた周波数と入力周波数とにおけるデジタル化信号の振幅の比率は、変換利得とデジタル周波数ロールオフの積となるであろう。これら２つの振幅比の幾何平均は、変換利得を表す。そして、アナログ混合関数信号２０及び２６又はデジタル混合関数信号４８及び５４は、変換利得が所望値（通常１.０）となるように調整される。

本発明の他の実施形態としては、コンピュータ読み出し可能な媒体上に記録されたコンピュータ読み出し可能なコードがあり、これは、実行されると、コンピュータに上述した動作のいずれかを実行させる。ここで、コンピュータとは、コードを実行できる任意のデバイスである。マイクロプロセッサ、プログラマブル・ロジック・デバイス、マルチプロセッサ・システム、デジタル・シグナル・プロセッサ、パーソナル・コンピュータなどは、全てこうしたコンピュータの例である。コンピュータ読み出し可能な媒体は、有形のコンピュータ読み出し可能な媒体であり、これは、コンピュータ読み出し可能なコードを非一時的なやり方で蓄積するよう構成される。

具体的な実施形態を説明してきたが、本発明の原理は、これら実施形態に限定されるものではないと理解されたい。以下の請求項に記載される本発明の原理から離れることなく、変形及び変更を行うことができる。当業者であれば、例えば、デジタル・フィルタ処理、混合処理、結合処理の順番を入れ替えることで、入力信号のデジタル的な表現を再構成する機能を同様に実現しながら、デジタル処理をもっと効率良く実行する手法を考えることが可能であろう。

１０ スプリッタ
１２ 入力信号
１４ 分配信号
１６ 分配信号
１８ 高調波ミキサ
２０ 高調波信号
２２ 混合信号
２４ 高調波ミキサ
２６ 高調波信号
２８ 混合信号
３０ デジタイザ
３２ デジタイザ
３４ デジタル化混合信号
３６ フィルタ
３８ フィルタ処理デジタル化混合信号
４０ デジタル化混合信号
４２ フィルタ
４４ フィルタ処理デジタル化混合信号
４６ 高調波ミキサ
４８ 高調波信号
５０ 再混合信号
５２ 高調波ミキサ
５４ 高調波信号
５６ 再混合信号
５８ 結合器
６０ 再構成入力信号
３００ 補償発振器
３０２ スイッチ
３０４ 補償発振信号
４００ メモリ
４０２ メモリ

Claims (2)

1. 非同期時間インターリーブ（ＡＴＩ）デジタイザと、
   上記ＡＴＩデジタイザに補償信号を供給する補償発振器と、
   上記ＡＴＩデジタイザに入力信号又は上記補償信号のどちらかを送るよう構成されるスイッチと、
   上記ＡＴＩデジタイザを通過した上記補償信号のオリジナル周波数成分と、上記ＡＴＩデジタイザを通過した上記補償信号の２コンバート周波数成分との間の位相差に基づいて、少なくとも１つの補償値を求めるプロセッサと
   を具える試験測定装置。
2. 試験測定装置中の非同期時間インターリーブ（ＡＴＩ）デジタイザ内の補償値を決定する方法であって、
   上記ＡＴＩデジタイザにおいて、入力信号と、補償発振器からの補償信号とを切り換えるスイッチング処理と、
   上記スイッチング処理で上記ＡＴＩデジタイザが上記補償信号を受けたときに、プロセッサにより、上記ＡＴＩデジタイザを通過した上記補償信号のオリジナル周波数成分と、上記ＡＴＩデジタイザを通過した上記補償信号の２コンバート周波数成分との間の位相差に基づいて、補償値を決定する処理と
   を具える補償値決定方法。

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