JP5203444B2

JP5203444B2 - Switching power supply

Info

Publication number: JP5203444B2
Application number: JP2010278657A
Authority: JP
Inventors: 弘利青木; 啓明 ▲高▼田
Original assignee: Tamura Corp
Current assignee: Tamura Corp
Priority date: 2010-12-14
Filing date: 2010-12-14
Publication date: 2013-06-05
Anticipated expiration: 2030-12-14
Also published as: JP2012130143A

Description

本発明は、交流電源電圧を直流電源電圧に変換するスイッチング電源装置に関し、特に、二次側の出力電圧が供給される負荷の状態に応じて一次側のＰＦＣ回路（Power Factor Collectionの略称：力率改善回路）の動作を制御する機能を備えたスイッチング電源装置に関する。 The present invention relates to a switching power supply device that converts an AC power supply voltage into a DC power supply voltage, and in particular, a primary-side PFC circuit (abbreviation of power factor collection: power factor collection) according to a load state to which a secondary-side output voltage is supplied The present invention relates to a switching power supply device having a function of controlling the operation of a rate improvement circuit.

従来から、直流を別の直流に変換するＤＣ−ＤＣコンバータと、このＤＣ−ＤＣコンバータの前段に設けられて、交流入力の力率改善を行うＰＦＣ回路とを備えたスイッチング電源装置が使用されている。このスイッチング電源装置においては、交流電源を全波整流する全波整流回路の後段に、チョークコイル、スイッチング素子、ダイオード及び平滑コンデンサを備えたＰＦＣ回路を設け、このＰＦＣ回路により全波整流出力を昇圧・平滑して力率改善した直流電圧をＤＣ−ＤＣコンバータに入力する。そして、ＤＣ−ＤＣコンバータは、ＰＦＣ回路からの直流電圧をトランスの一次側巻線を介してスイッチング素子によりオン／オフさせることにより高周波電圧に変換し、二次側巻線に発生する高周波電圧を整流・平滑して、負荷となる機器の要求する直流電圧に変換する。 2. Description of the Related Art Conventionally, a switching power supply device including a DC-DC converter that converts direct current into another direct current and a PFC circuit that is provided in the front stage of the DC-DC converter and that improves the power factor of alternating current input has been used. Yes. In this switching power supply device, a PFC circuit including a choke coil, a switching element, a diode and a smoothing capacitor is provided after the full-wave rectifier circuit for full-wave rectification of the AC power supply, and the full-wave rectified output is boosted by the PFC circuit. -Input a DC voltage that has been smoothed and improved in power factor into the DC-DC converter. The DC-DC converter converts the DC voltage from the PFC circuit into a high-frequency voltage by turning on / off the switching element via the primary winding of the transformer, and converts the high-frequency voltage generated in the secondary winding. Rectified and smoothed, and converted to a DC voltage required by the load device.

近年、環境保護などの観点から、スイッチング電源装置の電力変換効率の改善が求められており、特に待機時の消費電力の低減が重要になってきている。例えば、スイッチング素子のオン／オフ制御に関しては、待機時にスイッチング周波数を低下させたり、間欠動作（バースト動作）させたりする等、各種方法が提案されている（例えば、特許文献１）。 In recent years, from the viewpoint of environmental protection and the like, improvement in power conversion efficiency of a switching power supply device has been demanded, and in particular, reduction of power consumption during standby has become important. For example, various methods have been proposed for on / off control of switching elements, such as reducing the switching frequency during standby or intermittent operation (burst operation) (for example, Patent Document 1).

また、ＰＦＣ回路についても、待機時の電力消費を抑えるために、負荷回路の電力消費を検出し、負荷回路の電力消費が所定の電力レベルを超えた時にＰＦＣ回路を動作させる方法が提案されている（例えば、特許文献２）。 Also for the PFC circuit, a method for detecting the power consumption of the load circuit and operating the PFC circuit when the power consumption of the load circuit exceeds a predetermined power level is proposed in order to suppress standby power consumption. (For example, Patent Document 2).

特開２００７−１３５２７７号公報JP 2007-135277 A 特開２００１−１１９９５６号公報Japanese Patent Laid-Open No. 2001-119956

しかし、特許文献２の構成の場合、待機時の電力消費は抑えられるものの、一旦ＰＦＣ回路が動作した場合（すなわち、負荷回路の電力消費が所定の電力レベルを超えている場合）には、ＰＦＣ回路は、その負荷の状態に拘わらず事実上連続的に電力を消費してしまうという問題がある。 However, in the configuration of Patent Document 2, although power consumption during standby can be suppressed, when the PFC circuit once operates (that is, when the power consumption of the load circuit exceeds a predetermined power level), the PFC The circuit has a problem that power is consumed continuously continuously regardless of the state of the load.

本発明は、二次側の負荷の状態に応じてＰＦＣ回路の動作状態を制御することにより、無駄な電力消費を防ぎ、高効率のスイッチング電源装置を提供することを目的とする。 An object of the present invention is to provide a high-efficiency switching power supply apparatus by controlling the operating state of a PFC circuit according to the state of a load on the secondary side, thereby preventing wasteful power consumption.

上記の目的を達成するため、本願発明のスイッチング電源装置は、一次側回路と二次側回路を有するスイッチング電源装置であって、一次側回路は、交流電源電圧を整流する整流回路と、整流回路から出力される電流の波形を整形し昇圧して第１の直流電圧を出力する第１の直流化回路と、第１の直流電圧が一端に印加される一次巻線と、一次巻線の他端に接続され一次巻線に流れる電流をオン／オフする第１のスイッチング素子と、第１のスイッチング素子のオン／オフを制御する制御回路と、第１の直流化回路を駆動するための電源を供給する電源供給回路と、を有し、二次側回路は、一次巻線との間で電磁誘導を生じる二次巻線と、二次巻線に生じる電圧を整流し平滑化して第２の直流電圧を負荷回路に供給する第２の直流化回路と、を有し、一次側回路は、負荷回路の負荷に対応した電圧を出力する出力回路をさらに有し、第１の直流化回路は、整流回路から出力される電流をオン／オフする第２のスイッチング素子と、第１の直流電圧に基づいて検出電圧を生成する検出電圧生成回路と、該検出電圧が所定の一定電圧となるように第２のスイッチング素子を制御するＰＦＣ制御回路と、出力回路から出力される電圧に基づいて検出電圧を変化させる検出電圧制御回路と、を有する。 In order to achieve the above object, a switching power supply device of the present invention is a switching power supply device having a primary side circuit and a secondary side circuit, and the primary side circuit includes a rectifier circuit for rectifying an AC power supply voltage, and a rectifier circuit. A first DC circuit for shaping and boosting the waveform of the current output from the first output to output a first DC voltage, a primary winding to which the first DC voltage is applied at one end, and other than the primary winding A first switching element connected to the end for turning on / off a current flowing through the primary winding, a control circuit for controlling on / off of the first switching element, and a power source for driving the first DC circuit A secondary side circuit that rectifies and smoothes the voltage generated in the secondary winding and the secondary winding that generates electromagnetic induction between the secondary winding and the secondary winding. A second DC circuit for supplying the DC voltage to the load circuit; The primary circuit further includes an output circuit that outputs a voltage corresponding to the load of the load circuit, and the first DC circuit is a second switching unit that turns on and off the current output from the rectifier circuit. A detection voltage generation circuit that generates a detection voltage based on the first DC voltage, a PFC control circuit that controls the second switching element so that the detection voltage becomes a predetermined constant voltage, and an output circuit A detection voltage control circuit that changes the detection voltage based on the output voltage.

このように、負荷回路の負荷に対応した電圧に基づいて第１の直流化回路の検出電圧を変化させることで、第１の直流化回路の無駄な電力消費を防ぎ、高効率のスイッチング電源装置が実現される。 Thus, by changing the detection voltage of the first DC circuit based on the voltage corresponding to the load of the load circuit, wasteful power consumption of the first DC circuit is prevented, and a highly efficient switching power supply device Is realized.

また、検出電圧制御回路は、出力回路から出力される電圧に基づいて検出電圧を段階的に変化させる構成とすることができる。 The detection voltage control circuit can be configured to change the detection voltage stepwise based on the voltage output from the output circuit.

また、電源供給回路は、一次巻線との間で電磁誘導を生じる一次補助巻線を有し、出力回路は、一次補助巻線に生じる電圧を平均化した平均電圧を生成し出力する構成とすることができる。この場合、検出電圧制御回路は、平均電圧が所定の基準電圧より大きい時に第１の検出電圧を設定し、平均電圧が所定の基準電圧より小さい時に第１の検出電圧よりも大きい第２の検出電圧を設定する構成としてもよい。また、この場合、第１の直流電圧は、検出電圧が第１の検出電圧の時に第１の電圧となり、検出電圧が第２の検出電圧の時に第１の電圧よりも小さい第２の電圧となる構成としてもよい。 The power supply circuit has a primary auxiliary winding that generates electromagnetic induction with the primary winding, and the output circuit generates and outputs an average voltage obtained by averaging voltages generated in the primary auxiliary winding. can do. In this case, the detection voltage control circuit sets the first detection voltage when the average voltage is larger than the predetermined reference voltage, and the second detection voltage is larger than the first detection voltage when the average voltage is smaller than the predetermined reference voltage. It is good also as a structure which sets a voltage. In this case, the first DC voltage is the first voltage when the detection voltage is the first detection voltage, and the second voltage that is smaller than the first voltage when the detection voltage is the second detection voltage. It is good also as composition which becomes.

また、検出電圧制御回路は、検出電圧と所定の基準電圧との電圧差を検出する電圧差検出回路と、該電圧差に基づいて第１の検出電圧と前記第２の検出電圧とを切り換えるスイッチ回路とを有する構成とすることができる。この場合、電圧差検出回路は、検出電圧と所定の基準電圧との電圧差に略等しい電圧を生成するツェナーダイオードを有する構成としてもよい。 The detection voltage control circuit includes a voltage difference detection circuit that detects a voltage difference between the detection voltage and a predetermined reference voltage, and a switch that switches between the first detection voltage and the second detection voltage based on the voltage difference. And a circuit. In this case, the voltage difference detection circuit may include a Zener diode that generates a voltage substantially equal to the voltage difference between the detection voltage and a predetermined reference voltage.

また、電源供給回路は、一次補助巻線に生じる電圧を整流し平滑化して第３の直流電圧を生成する第３の直流化回路を有し、該第３の直流電圧を第１の直流化回路を駆動するための電源として供給する構成とすることができる。 The power supply circuit includes a third DC circuit that rectifies and smoothes the voltage generated in the primary auxiliary winding to generate a third DC voltage, and converts the third DC voltage to the first DC voltage. A configuration may be adopted in which power is supplied to drive the circuit.

以上のように本発明によれば、二次側の負荷の状態に応じてＰＦＣ回路の動作状態を制御することにより、無駄な電力消費を防ぎ、高効率のスイッチング電源装置を提供することが可能となる。 As described above, according to the present invention, by controlling the operation state of the PFC circuit according to the state of the load on the secondary side, it is possible to prevent useless power consumption and provide a highly efficient switching power supply device. It becomes.

本発明の実施の形態に係るスイッチング電源装置１の構成を示す回路図である。1 is a circuit diagram showing a configuration of a switching power supply device 1 according to an embodiment of the present invention. 本発明の実施の形態に係るスイッチング電源装置１の一次側補助巻線の両端に生じる電圧を示す波形図である。It is a wave form diagram which shows the voltage which arises at the both ends of the primary side auxiliary | assistant winding of the switching power supply device 1 which concerns on embodiment of this invention. 図１の負荷検出電圧Ｖ３（コンデンサ１４０の一端側）の電圧を示す波形図である。It is a wave form diagram which shows the voltage of the load detection voltage V3 (one end side of the capacitor | condenser 140) of FIG. 本発明の実施の形態に係る制御用ＩＣ１５５がバーストモードで動作する時の負荷検出電圧Ｖ３ｃとトランジスタ１３９のオン／オフの関係を示す波形図である。It is a wave form diagram which shows the on / off relationship of the load detection voltage V3c and the transistor 139 when the control IC 155 according to the embodiment of the present invention operates in the burst mode.

本発明の実施の形態に係るスイッチング電源装置について以下に説明する。 A switching power supply device according to an embodiment of the present invention will be described below.

図１は、本発明の実施の形態に係るスイッチング電源装置１の回路図である。スイッチング電源装置１は、一次側回路に入力される交流電力をトランス４００によって変換し、二次側回路から一定の直流電力を出力する電源装置である。トランス４００は、一次側巻線１５０、一次側補助巻線１７０及び二次側巻線２１０を有する。スイッチング電源装置１の一次側回路は、ダイオードブリッジ回路１１０、ＰＦＣ回路１２０、ＰＦＣ待機制御回路１３０、一次側巻線１５０、ＦＥＴ１５２、抵抗１５３、１５４、電源制御用ＩＣ１５５、一次側補助巻線１７０、ダイオード１５８、コンデンサ１５７、フォトトランジスタ１５６で構成される。また、スイッチング電源装置１の二次側回路は、二次側巻線２１０、ダイオード２１５、コンデンサ２２０、抵抗２２５、発光ダイオード２３０、シャントレギュレータ２３５、抵抗２４０、２４５によって構成される。発光ダイオード２３０とフォトトランジスタ１５６は、フォトカプラ２００を構成し、発光ダイオード２３０から出射された光はフォトトランジスタ１５６で受光され光電変換される。なお、実際の回路においては、ノイズフィルタ等の回路部品をさらに備えているが、図１においては、説明の便宜上、回路を簡易化して示している。 FIG. 1 is a circuit diagram of a switching power supply device 1 according to an embodiment of the present invention. The switching power supply device 1 is a power supply device that converts AC power input to the primary side circuit by the transformer 400 and outputs constant DC power from the secondary side circuit. The transformer 400 includes a primary side winding 150, a primary side auxiliary winding 170, and a secondary side winding 210. The primary side circuit of the switching power supply 1 includes a diode bridge circuit 110, a PFC circuit 120, a PFC standby control circuit 130, a primary side winding 150, an FET 152, resistors 153 and 154, a power source control IC 155, a primary side auxiliary winding 170, A diode 158, a capacitor 157, and a phototransistor 156 are included. The secondary circuit of the switching power supply device 1 includes a secondary winding 210, a diode 215, a capacitor 220, a resistor 225, a light emitting diode 230, a shunt regulator 235, and resistors 240 and 245. The light emitting diode 230 and the phototransistor 156 constitute a photocoupler 200, and light emitted from the light emitting diode 230 is received by the phototransistor 156 and subjected to photoelectric conversion. The actual circuit further includes circuit components such as a noise filter, but in FIG. 1, the circuit is simplified for convenience of explanation.

ダイオードブリッジ回路１１０に入力（印加）される商用電源（ＡＣ１００〜２２０Ｖ）は、ダイオードブリッジ回路１１０によって全波整流され、ＰＦＣ回路１２０に出力される。 The commercial power supply (AC 100 to 220 V) input (applied) to the diode bridge circuit 110 is full-wave rectified by the diode bridge circuit 110 and output to the PFC circuit 120.

ＰＦＣ回路１２０は、後述するように、ＰＦＣ待機制御回路１３０によって動作状態及び電源の供給が制御され、ダイオードブリッジ回路１１０によって全波整流された整流電圧の力率を改善し昇圧する回路である。ＰＦＣ回路１２０は、コンデンサ１２５の端子間電圧が所定の電圧となるように制御する。ここで、コンデンサ１２５の＋端子側の電圧を一次直流電圧Ｖ１（又は、ＰＦＣ出力電圧）、−端子側の電圧を一次側回路のグラウンド（ＧＮＤ１）と定義する。 As will be described later, the PFC circuit 120 is a circuit in which the operating state and power supply are controlled by the PFC standby control circuit 130 to improve and boost the power factor of the rectified voltage that is full-wave rectified by the diode bridge circuit 110. The PFC circuit 120 performs control so that the voltage between the terminals of the capacitor 125 becomes a predetermined voltage. Here, the voltage on the positive terminal side of the capacitor 125 is defined as the primary DC voltage V1 (or PFC output voltage), and the voltage on the negative terminal side is defined as the ground (GND1) of the primary circuit.

一次直流電圧Ｖ１は、トランス４００の一次側巻線１５０の一端、制御用ＩＣ１５５のＶＨ端子及びＰＦＣ待機制御回路１３０の抵抗１２６の一端に接続される。 The primary DC voltage V <b> 1 is connected to one end of the primary winding 150 of the transformer 400, the VH terminal of the control IC 155, and one end of the resistor 126 of the PFC standby control circuit 130.

一次側巻線１５０の他端は、ＦＥＴ１５２のドレイン端子に接続される。また、ＦＥＴ１５２のソース端子は、抵抗１５３及び１５４を介して一次側回路のグラウンドＧＮＤ１及び制御用ＩＣ１３０のＩＳ端子にそれぞれ接続され、ゲート端子は、制御用ＩＣ１５５のＯＵＴ端子に接続される。 The other end of the primary winding 150 is connected to the drain terminal of the FET 152. Further, the source terminal of the FET 152 is connected to the ground GND1 of the primary circuit and the IS terminal of the control IC 130 via the resistors 153 and 154, respectively, and the gate terminal is connected to the OUT terminal of the control IC 155.

ＦＥＴ１５２は、例えば、パワーＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ−ＯｘｉｄｅＳｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒＦｉｅｌｄ−ＥｆｆｅｃｔＴｒａｎｓｉｓｔｏｒ）であり、ゲート端子に入力される電圧によって、ドレイン端子−ソース端子間に流れる電流が制御される。本実施形態のＦＥＴ１５２は、Ｎ型のＭＯＳＦＥＴであり、ゲート端子に入力される電圧が上昇するとドレイン端子−ソース端子間に電流が流れる（すなわち、オンする）ように構成されている。 The FET 152 is a power MOSFET (Metal-Oxide Semiconductor Field-EffectTransistor), for example, and a current flowing between the drain terminal and the source terminal is controlled by a voltage input to the gate terminal. The FET 152 of this embodiment is an N-type MOSFET, and is configured such that a current flows (that is, turns on) between the drain terminal and the source terminal when the voltage input to the gate terminal rises.

制御用ＩＣ１５５は、ＦＥＴ１５２のオン／オフを制御するためのＩＣである。制御用ＩＣ１５５は、所定の周波数のスイッチングパルスを生成して制御用ＩＣ１５５のＯＵＴ端子より出力する。スイッチングパルスが、ＦＥＴ１５２のゲート端子に入力されると、ＦＥＴ１５２がオンし、一次直流電圧Ｖ１に起因する電流（一次電流）が一次側巻線１５０、ＦＥＴ１５２及び抵抗１５３を通って一次側回路のグラウンドＧＮＤ１に流れる。制御用ＩＣ１５５の制御によりＦＥＴ１５２が断続的にオン／オフすることにより、一次側補助巻線１７０及び二次側巻線２１０に断続的な電圧が誘起される。 The control IC 155 is an IC for controlling on / off of the FET 152. The control IC 155 generates a switching pulse with a predetermined frequency and outputs it from the OUT terminal of the control IC 155. When a switching pulse is input to the gate terminal of the FET 152, the FET 152 is turned on, and a current (primary current) caused by the primary DC voltage V1 passes through the primary winding 150, the FET 152, and the resistor 153, and is grounded to the primary circuit. It flows to GND1. When the FET 152 is intermittently turned on / off under the control of the control IC 155, an intermittent voltage is induced in the primary side auxiliary winding 170 and the secondary side winding 210.

一次側補助巻線１７０に誘起された電圧は、ダイオード１５８によって整流され、コンデンサ１５７によって平滑化されて、制御用ＩＣ１５５のＶｃｃ端子（電源端子）及びトランジスタ１３９のエミッタに印加される。すなわち、制御用ＩＣ１５５は、コンデンサ１５７によって平滑化された電圧が印加されることによって駆動される。なお、制御用ＩＣ１５５の起動時には、一次側補助巻線１７０に電圧が誘起されないため、制御用ＩＣ１５５は、制御用ＩＣ１５５のＶＨ端子に供給される一次直流電圧Ｖ１に起因する電流によって起動される。 The voltage induced in the primary side auxiliary winding 170 is rectified by the diode 158, smoothed by the capacitor 157, and applied to the Vcc terminal (power supply terminal) of the control IC 155 and the emitter of the transistor 139. That is, the control IC 155 is driven by applying a voltage smoothed by the capacitor 157. When the control IC 155 is activated, no voltage is induced in the primary side auxiliary winding 170, and therefore the control IC 155 is activated by a current caused by the primary DC voltage V1 supplied to the VH terminal of the control IC 155.

制御用ＩＣ１５５のＩＳ端子には、抵抗１５４を介してＦＥＴ１５２のソース端子が接続される。ＦＥＴ１５２と抵抗１５３は、いわゆるソースフォロアを構成し、ＦＥＴ１５２のソース端子の電圧は、ＦＥＴ１５２を流れる電流に比例する。制御用ＩＣ１５５は、ＩＳ端子に印加される電圧を監視することにより、過電流を検出している。 The IS terminal of the control IC 155 is connected to the source terminal of the FET 152 through the resistor 154. The FET 152 and the resistor 153 constitute a so-called source follower, and the voltage at the source terminal of the FET 152 is proportional to the current flowing through the FET 152. The control IC 155 detects an overcurrent by monitoring the voltage applied to the IS terminal.

制御用ＩＣ１５５のＦＢ端子には、フォトトランジスタ１５６のコレクタが接続され、フォトトランジスタ１５６のエミッタはグラウンドＧＮＤ１に接続される。フォトトランジスタ１５６は、後述するように、二次直流電圧Ｖ２（ＤＣ出力）の電圧値によって光量が変化する発光ダイオード２３０からの光を受光し、光電変換することによってその受光量に応じた電流を流す。制御用ＩＣ１５５は、フォトトランジスタ１５６を流れる電流から、二次側回路に接続される負荷回路の負荷によって変動する二次直流電圧Ｖ２の電圧値を検出し、二次直流電圧Ｖ２の電圧値が一定となるように（すなわち、発光ダイオード２３０を流れる電流が一定となるように）、ＦＥＴ１５２に供給するスイッチングパルスのデューティ―比及び周波数を変化させる。以上のように、発光ダイオード２３０とフォトトランジスタ１５６によって、二次直流電圧Ｖ２の電圧値が、電気的に絶縁された一次側回路にフィードバックされることとなる。 The collector of the phototransistor 156 is connected to the FB terminal of the control IC 155, and the emitter of the phototransistor 156 is connected to the ground GND1. As will be described later, the phototransistor 156 receives light from the light emitting diode 230 whose light amount changes depending on the voltage value of the secondary DC voltage V2 (DC output), and photoelectrically converts the current according to the received light amount. Shed. The control IC 155 detects the voltage value of the secondary DC voltage V2 that varies depending on the load of the load circuit connected to the secondary circuit from the current flowing through the phototransistor 156, and the voltage value of the secondary DC voltage V2 is constant. (Ie, the current flowing through the light emitting diode 230 is constant), the duty ratio and frequency of the switching pulse supplied to the FET 152 are changed. As described above, the voltage value of the secondary DC voltage V2 is fed back to the electrically isolated primary circuit by the light emitting diode 230 and the phototransistor 156.

二次側巻線２１０の両端に断続的に誘起された電圧は、ダイオード２１５によって整流され、コンデンサ２２０によって平滑化されて二次直流電圧Ｖ２を生成する。そして、二次直流電圧Ｖ２が、ＤＣ出力（＋Ｖ端子とＧＮＤ端子間の電位差）として不図示の負荷回路に供給される。 The voltage intermittently induced across the secondary winding 210 is rectified by the diode 215 and smoothed by the capacitor 220 to generate the secondary DC voltage V2. The secondary DC voltage V2 is supplied to a load circuit (not shown) as a DC output (potential difference between the + V terminal and the GND terminal).

発光ダイオード２３０、シャントレギュレータ２３５、抵抗２２５、２４０、２４５は、二次直流電圧モニタ回路を構成している。 The light emitting diode 230, the shunt regulator 235, and the resistors 225, 240, and 245 constitute a secondary DC voltage monitor circuit.

シャントレギュレータ２３５は、リファレンス端子の電圧によって、シャントレギュレータ２３５を流れる電流を制御する素子である。抵抗２４０と２４５は、二次直流電圧Ｖ２と二次側回路のグラウンドＧＮＤ２間に直列に挿入され、シャントレギュレータ２３５のリファレンス端子には、抵抗２４０と２４５の接続点の電圧が印加される。シャントレギュレータ２３５のリファレンス端子の電圧が所定値よりも小さい場合にはシャントレギュレータ２３５に流れる電流は少なくなり、逆にリファレンス端子の電圧が所定値よりも大きい場合にはシャントレギュレータ２３５に流れる電流は大きくなる。本実施形態の場合、シャントレギュレータ２３５のリファレンス端子には、二次直流電圧Ｖ２を抵抗２４０と２４５によって抵抗分圧した電圧が印加されるため、二次直流電圧Ｖ２の電圧値に応じて発光ダイオード２３０の発光量が変化する。 The shunt regulator 235 is an element that controls the current flowing through the shunt regulator 235 by the voltage of the reference terminal. The resistors 240 and 245 are inserted in series between the secondary DC voltage V2 and the ground GND2 of the secondary circuit, and the voltage at the connection point of the resistors 240 and 245 is applied to the reference terminal of the shunt regulator 235. When the voltage at the reference terminal of the shunt regulator 235 is smaller than a predetermined value, the current flowing through the shunt regulator 235 decreases. Conversely, when the voltage at the reference terminal is larger than the predetermined value, the current flowing through the shunt regulator 235 is large. Become. In the case of the present embodiment, a voltage obtained by dividing the secondary DC voltage V2 by the resistors 240 and 245 is applied to the reference terminal of the shunt regulator 235. Therefore, a light emitting diode is used according to the voltage value of the secondary DC voltage V2. The amount of emitted light 230 changes.

以上のような構成により、本実施形態のスイッチング電源装置１は、安定した二次直流電圧Ｖ２をＤＣ出力として不図示の負荷回路に供給する。なお、本実施形態の制御用ＩＣ１５５は、所定の電力供給を必要とする負荷回路に対し安定した二次直流電圧Ｖ２を生成・供給する通常モードに加え、特許文献１に記載の制御用ＩＣと同様、負荷回路の負荷に応じて、スイッチングパルスの周波数を低下させる周波数低減モード、及び、スイッチングパルスを間欠的に出力するバーストモードを有している。具体的には、制御用ＩＣ１５５は、発光ダイオード２３０によって検出される二次直流電圧Ｖ２の変動（すなわち、フォトトランジスタ１５６が受光する光量の変動）と、ＦＥＴ１５２に供給するスイッチングパルスのデューティ―比及び周波数との関係から二次側回路に接続される負荷回路の負荷を検出し、この負荷に応じて、通常モード、周波数低減モード及びバーストモードを切り替えて動作するように構成されている。例えば、通常モードの時（すなわち、負荷回路の負荷が定格負荷の時）、制御用ＩＣ１５５は、二次直流電圧Ｖ２の変動をモニタしながら、所定の周波数（例えば、１３０ｋＨｚ）のスイッチングパルスのデューティ―比を制御する。そして、スイッチングパルスのデューティ―比が所定のデューティ―比（例えば、１０％）よりも小さくなると、負荷回路の負荷が軽くなった（軽負荷となった）と判断し、徐々にスイッチングパルスの周波数を低くし、周波数低減モードに移行する。そして、スイッチングパルスの周波数が所定の周波数（例えば、１０ｋＨｚ）よりも低くなると、負荷回路の負荷が無負荷に近くなったと判断し、さらに周波数を下げると共に（例えば、５００Ｈｚ）、間欠的なパルス（例えば、５パルス）を一定周期で出力するバーストモードに移行する。このように、本実施形態の制御用ＩＣ１５５は、負荷回路の負荷に合わせてスイッチングパルスの供給モードを変えることで、二次直流電圧Ｖ２からは、所定の電圧を出力しつつ、一次側回路での電力の消費を抑えている。 With the configuration as described above, the switching power supply device 1 of the present embodiment supplies a stable secondary DC voltage V2 as a DC output to a load circuit (not shown). The control IC 155 of the present embodiment includes the control IC described in Patent Document 1 in addition to the normal mode that generates and supplies a stable secondary DC voltage V2 to a load circuit that requires a predetermined power supply. Similarly, it has a frequency reduction mode in which the frequency of the switching pulse is lowered according to the load of the load circuit, and a burst mode in which the switching pulse is intermittently output. Specifically, the control IC 155 determines the change in the secondary DC voltage V2 detected by the light emitting diode 230 (that is, the change in the amount of light received by the phototransistor 156), the duty ratio of the switching pulse supplied to the FET 152, and The load of the load circuit connected to the secondary circuit is detected from the relationship with the frequency, and the normal mode, the frequency reduction mode, and the burst mode are switched in accordance with the load. For example, in the normal mode (that is, when the load of the load circuit is the rated load), the control IC 155 monitors the fluctuation of the secondary DC voltage V2 and monitors the duty of the switching pulse at a predetermined frequency (for example, 130 kHz). -Control the ratio. When the duty ratio of the switching pulse becomes smaller than a predetermined duty ratio (for example, 10%), it is determined that the load of the load circuit has become light (light load), and the frequency of the switching pulse is gradually increased. And shift to the frequency reduction mode. When the frequency of the switching pulse becomes lower than a predetermined frequency (for example, 10 kHz), it is determined that the load of the load circuit is close to no load, the frequency is further decreased (for example, 500 Hz), and an intermittent pulse ( For example, the mode shifts to a burst mode in which 5 pulses are output at a constant cycle. As described above, the control IC 155 of this embodiment changes the supply mode of the switching pulse according to the load of the load circuit, so that the primary side circuit outputs a predetermined voltage from the secondary DC voltage V2. The consumption of electricity is suppressed.

次に、本実施形態のＰＦＣ回路１２０及びＰＦＣ待機制御回路１３０について説明する。 Next, the PFC circuit 120 and the PFC standby control circuit 130 of this embodiment will be described.

ＰＦＣ回路１２０は、コンデンサ１２１、チョークコイル１２２、ＦＥＴ１２３、ダイオード１２４、コンデンサ１２５、抵抗１２６、１２７、ＰＦＣ制御用ＩＣ１２８で構成される。ダイオードブリッジ回路１１０の出力は、コンデンサ１２１の両端にそれぞれ接続され、コンデンサ１２１の一端は、チョークコイル１２２の一端に接続される。チョークコイル１２２の他端は、ダイオード１２４のアノード及びＦＥＴ１２３のドレイン端子に接続される。また、ＦＥＴ１２３のソース端子は、グラウンドＧＮＤ１に接続される。ＦＥＴ１２３のゲート端子は、ＰＦＣ制御用ＩＣ１２８のＯＵＴ端子に接続され、ＰＦＣ制御用ＩＣ１２８からのＰＦＣ制御パルスが入力される。ダイオード１２４のカソードとグラウンドＧＮＤ１との間には、コンデンサ１２５が接続される。また、ダイオード１２４のカソードとグラウンドＧＮＤ１との間には、抵抗１２６、１２７が直列に接続される。抵抗１２６と抵抗１２７の接続点は、ＰＦＣ制御用ＩＣ１２８のＦＢ端子に接続され、ＰＦＣ制御用ＩＣ１２８に一次直流電圧Ｖ１を抵抗１２６と抵抗１２７とで分圧した電圧（以下、「センシング電圧」という）がフィードバックされる。また、ＰＦＣ制御用ＩＣ１２８のＧＮＤ端子は、グラウンドＧＮＤ１に接続され、Ｖｃｃ端子（電源端子）は、ＰＦＣ待機制御回路１３０のトランジスタ１３９のコレクタに接続される。 The PFC circuit 120 includes a capacitor 121, a choke coil 122, an FET 123, a diode 124, a capacitor 125, resistors 126 and 127, and a PFC control IC 128. The output of the diode bridge circuit 110 is connected to both ends of the capacitor 121, and one end of the capacitor 121 is connected to one end of the choke coil 122. The other end of the choke coil 122 is connected to the anode of the diode 124 and the drain terminal of the FET 123. The source terminal of the FET 123 is connected to the ground GND1. The gate terminal of the FET 123 is connected to the OUT terminal of the PFC control IC 128, and the PFC control pulse from the PFC control IC 128 is input. A capacitor 125 is connected between the cathode of the diode 124 and the ground GND1. Resistors 126 and 127 are connected in series between the cathode of the diode 124 and the ground GND1. The connection point between the resistor 126 and the resistor 127 is connected to the FB terminal of the PFC control IC 128, and a voltage obtained by dividing the primary DC voltage V1 by the resistor 126 and the resistor 127 (hereinafter referred to as "sensing voltage") to the PFC control IC 128. ) Is fed back. The GND terminal of the PFC control IC 128 is connected to the ground GND 1, and the Vcc terminal (power supply terminal) is connected to the collector of the transistor 139 of the PFC standby control circuit 130.

ＰＦＣ回路１２０は、ダイオードブリッジ回路１１０の両端子間にチョークコイル１２２とＦＥＴ１２３との直列回路を接続し、ＦＥＴ１２３の両端子間（ソース―ドレイン間）にダイオード１２４とコンデンサ１２５との直列回路を接続することで昇圧チョッパ回路を構成している。ＰＦＣ制御用ＩＣ１２８は、ＦＢ端子に入力されるセンシング電圧をモニタしながらＦＥＴ１２３をオン／オフ制御する（すなわち、ＦＥＴ１２３のゲート端子にＰＦＣ制御パルスを出力する）ことにより、ダイオードブリッジ回路１１０によって全波整流された電流の波形を正弦波に近づけて力率を改善し、昇圧している。本実施形態のＰＦＣ回路１２０においては、制御用ＩＣ１５５のスイッチングパルスの供給モードに応じて（すなわち、負荷回路の負荷に応じて）、ＰＦＣ出力電圧（すなわち、一次直流電圧Ｖ１）が切り換わるように構成されている。例えば、制御用ＩＣ１５５のスイッチングパルスの供給モードが通常モードである場合（すなわち、負荷回路の負荷が定格負荷である場合）には、ＰＦＣ制御用ＩＣ１２８は、ＰＦＣ出力電圧が約４００ＶとなるようにＦＥＴ１２３をオン／オフし、スイッチングパルスの供給モードが周波数低減モード又はバーストモードである場合（すなわち、負荷回路の負荷が軽負荷又は無負荷である場合）には、ＰＦＣ出力電圧が２００〜３００ＶとなるようにＦＥＴ１２３をオン／オフする。このように、本実施形態のＰＦＣ回路１２０は、負荷回路の負荷が軽負荷又は無負荷である場合に、ＰＦＣ出力電圧を低下させることにより、電力消費を抑えている。 In the PFC circuit 120, a series circuit of a choke coil 122 and an FET 123 is connected between both terminals of the diode bridge circuit 110, and a series circuit of a diode 124 and a capacitor 125 is connected between both terminals of the FET 123 (between the source and drain). Thus, a boost chopper circuit is configured. The PFC control IC 128 performs on / off control of the FET 123 while monitoring the sensing voltage input to the FB terminal (that is, outputs a PFC control pulse to the gate terminal of the FET 123). The rectified current waveform is made closer to a sine wave to improve the power factor and boost the voltage. In the PFC circuit 120 of the present embodiment, the PFC output voltage (that is, the primary DC voltage V1) is switched according to the switching pulse supply mode of the control IC 155 (that is, according to the load of the load circuit). It is configured. For example, when the switching pulse supply mode of the control IC 155 is the normal mode (that is, when the load of the load circuit is a rated load), the PFC control IC 128 causes the PFC output voltage to be about 400V. When the FET 123 is turned on / off and the switching pulse supply mode is the frequency reduction mode or the burst mode (that is, when the load of the load circuit is light or no load), the PFC output voltage is 200 to 300V. Thus, the FET 123 is turned on / off. As described above, the PFC circuit 120 of this embodiment suppresses power consumption by reducing the PFC output voltage when the load of the load circuit is light or no load.

ＰＦＣ待機制御回路１３０は、抵抗１３３、トランジスタ１３４、抵抗１３５、ツェナーダイオード１３６、１３７、抵抗１３８、トランジスタ１３９、コンデンサ１４０、抵抗１４１、１４２、ダイオード１４３で構成される。ＰＦＣ待機制御回路１３０は、一次側補助巻線１７０の両端に生じる電圧に基づいて、トランジスタ１３４及びトランジスタ１３９をオン／オフし、ＰＦＣ回路１２０の動作状態及びＰＦＣ制御用ＩＣ１２８の電力供給を制御する。コンデンサ１４０及び抵抗１４１は並列に接続され、その一端はグラウンドＧＮＤ１に、また、他端は抵抗１４２の一端、ツェナーダイオード１３６、１３７のアノードにそれぞれ接続される。また、抵抗１４２の他端は、ダイオード１４３のアノードに接続され、ダイオード１４３のカソードは、一次側補助巻線１７０の一端に接続される。後述するように、コンデンサ１４０、抵抗１４１、１４２、ダイオード１４３は、制御用ＩＣ１５５のスイッチングパルスの供給モードを検出することにより、負荷回路の負荷を検出する負荷検出回路を構成している。また、抵抗１３３、トランジスタ１３４、抵抗１３５、ツェナーダイオード１３６は、負荷検出回路の出力に基づいてＰＦＣ回路１２０のセンシング電圧を切り換えるセンシング電圧切り換え回路を構成している。また、トランジスタ１３９、抵抗１３８、ツェナーダイオード１３７は、負荷検出回路の出力に基づいてＰＦＣ制御用ＩＣ１２８の電源をオン／オフする電源制御回路を構成している。 The PFC standby control circuit 130 includes a resistor 133, a transistor 134, a resistor 135, a Zener diode 136, 137, a resistor 138, a transistor 139, a capacitor 140, resistors 141, 142, and a diode 143. The PFC standby control circuit 130 turns on / off the transistor 134 and the transistor 139 based on the voltage generated at both ends of the primary side auxiliary winding 170, and controls the operating state of the PFC circuit 120 and the power supply of the PFC control IC 128. . The capacitor 140 and the resistor 141 are connected in parallel, one end of which is connected to the ground GND1, and the other end is connected to one end of the resistor 142 and the anodes of the Zener diodes 136 and 137, respectively. The other end of the resistor 142 is connected to the anode of the diode 143, and the cathode of the diode 143 is connected to one end of the primary side auxiliary winding 170. As will be described later, the capacitor 140, the resistors 141 and 142, and the diode 143 constitute a load detection circuit that detects the load of the load circuit by detecting the switching pulse supply mode of the control IC 155. The resistor 133, the transistor 134, the resistor 135, and the Zener diode 136 constitute a sensing voltage switching circuit that switches the sensing voltage of the PFC circuit 120 based on the output of the load detection circuit. The transistor 139, the resistor 138, and the Zener diode 137 constitute a power control circuit that turns on / off the power of the PFC control IC 128 based on the output of the load detection circuit.

図２は、本発明の実施の形態に係るスイッチング電源装置１の一次側補助巻線１７０の両端に生じる電圧を示す波形図である。図２（ａ）は、制御用ＩＣ１５５が通常モードで動作している時の一次側補助巻線１７０の両端に生じる電圧を示す波形図であり、図２（ｂ）は、制御用ＩＣ１５５が周波数低減モードで動作している時の一次側補助巻線１７０の両端に生じる電圧を示す波形図であり、図２（ｃ）は、制御用ＩＣ１５５がバーストモードで動作している時の一次側補助巻線１７０の両端に生じる電圧を示す波形図である。 FIG. 2 is a waveform diagram showing voltages generated at both ends of the primary side auxiliary winding 170 of the switching power supply device 1 according to the embodiment of the present invention. 2A is a waveform diagram showing a voltage generated at both ends of the primary auxiliary winding 170 when the control IC 155 is operating in the normal mode. FIG. 2B is a waveform diagram showing the frequency of the control IC 155. FIG. 2C is a waveform diagram showing a voltage generated at both ends of the primary side auxiliary winding 170 when operating in the reduction mode, and FIG. 2C is a diagram illustrating a primary side auxiliary when the control IC 155 is operating in the burst mode. 4 is a waveform diagram showing a voltage generated at both ends of a winding 170. FIG.

上述のように、負荷回路にある程度の電力供給が要求される場合（すなわち、負荷回路の負荷が定格負荷の場合）、制御用ＩＣ１５５は通常モードで動作し、フォトトランジスタ１５６の受光量に応じた、所定の周波数（例えば、１３０ｋＨｚ）且つ所定のデューティ（例えば、１０％〜９０％）のスイッチングパルスをＦＥＴ１５２のゲート端子に供給する。そして、ＦＥＴ１５２が断続的にオン／オフすることにより、一次側巻線１５０に蓄積されたエネルギーが一次側補助巻線１７０に伝達され、図２（ａ）に示される電圧が一次側補助巻線１７０の両端に生じる。なお、一次側補助巻線１７０の両端に生じる電圧Ｖａは、一次側巻線１５０の巻数をＮＰ１、一次側補助巻線１７０の巻数をＮＰ２とした場合、以下の式（１）で表わされる。
Ｖａ＝Ｖ１×ＮＰ２／ＮＰ１・・・（１） As described above, when a certain amount of power supply is required for the load circuit (that is, when the load of the load circuit is a rated load), the control IC 155 operates in the normal mode and corresponds to the amount of light received by the phototransistor 156. A switching pulse having a predetermined frequency (for example, 130 kHz) and a predetermined duty (for example, 10% to 90%) is supplied to the gate terminal of the FET 152. When the FET 152 is intermittently turned on / off, the energy accumulated in the primary side winding 150 is transmitted to the primary side auxiliary winding 170, and the voltage shown in FIG. It occurs at both ends of 170. The voltage Va generated at both ends of the primary side auxiliary winding 170 is expressed by the following formula (1) when the number of turns of the primary side winding 150 is NP1 and the number of turns of the primary side auxiliary winding 170 is NP2.
Va = V1 × NP2 / NP1 (1)

上述したように、本実施形態のＰＦＣ回路１２０においては、制御用ＩＣ１５５のスイッチングパルスの供給モードに応じて、ＰＦＣ出力電圧（すなわち、一次直流電圧Ｖ１）が切り換わるように構成されており、制御用ＩＣ１５５のスイッチングパルスの供給モードが通常モードである場合、一次直流電圧Ｖ１が約４００Ｖとなる。従って、図２（ａ）に示される電圧波形の振幅は、式（１）のＶ１に４００Ｖを代入して得られる。 As described above, the PFC circuit 120 of the present embodiment is configured such that the PFC output voltage (that is, the primary DC voltage V1) is switched according to the switching pulse supply mode of the control IC 155. When the switching pulse supply mode of the IC 155 is the normal mode, the primary DC voltage V1 is about 400V. Therefore, the amplitude of the voltage waveform shown in FIG. 2A is obtained by substituting 400 V for V1 in equation (1).

負荷回路の負荷が定格負荷よりも軽くなると（すなわち、軽負荷となると）、制御用ＩＣ１５５は周波数軽減モードで動作し、所定の周波数（例えば、１０〜１３０ｋＨｚ）且つ所定のデューティ（例えば、１０％）のスイッチングパルスをＦＥＴ１５２のゲート端子に供給する。その結果、一次側補助巻線１７０の両端には、図２（ｂ）に示される電圧が生じる。周波数低減モードにおいては、ＰＦＣ回路１２０によって、一次直流電圧Ｖ１が２００〜３００Ｖとなるように制御されているため、図２（ｂ）に示される電圧波形の振幅は、図２（ａ）に示される電圧波形の振幅よりも小さくなる。 When the load of the load circuit becomes lighter than the rated load (that is, light load), the control IC 155 operates in the frequency reduction mode, and has a predetermined frequency (for example, 10 to 130 kHz) and a predetermined duty (for example, 10%). ) Is supplied to the gate terminal of the FET 152. As a result, the voltage shown in FIG. 2B is generated at both ends of the primary side auxiliary winding 170. In the frequency reduction mode, the primary DC voltage V1 is controlled to be 200 to 300V by the PFC circuit 120. Therefore, the amplitude of the voltage waveform shown in FIG. 2 (b) is shown in FIG. 2 (a). Smaller than the amplitude of the voltage waveform.

負荷回路の負荷が軽負荷よりもさらに軽くなり、無負荷の状態に近くなると、制御用ＩＣ１５５はバーストモードで動作し、軽負荷の時よりもさらに低い所定の周波数（例えば、５００Ｈｚ）で、所定数のパルス（例えば、５パルス）をスイッチングパルスとしてＦＥＴ１５２のゲート端子に供給する。その結果、一次側補助巻線１７０の両端には、図２（ｃ）に示される電圧が生じる。バーストモードにおいては、周波数低減モードと同様、ＰＦＣ回路１２０によって、一次直流電圧Ｖ１が２００〜３００Ｖとなるように制御されているため、図２（ｃ）に示される電圧波形の振幅は、図２（ｂ）に示される電圧波形の振幅と略等しくなる。 When the load of the load circuit becomes lighter than the light load and approaches a no-load state, the control IC 155 operates in a burst mode, and at a predetermined frequency (for example, 500 Hz) lower than that at the light load. Several pulses (for example, 5 pulses) are supplied as switching pulses to the gate terminal of the FET 152. As a result, the voltage shown in FIG. 2C is generated at both ends of the primary side auxiliary winding 170. In the burst mode, as in the frequency reduction mode, the primary DC voltage V1 is controlled to be 200 to 300 V by the PFC circuit 120. Therefore, the amplitude of the voltage waveform shown in FIG. It becomes substantially equal to the amplitude of the voltage waveform shown in (b).

コンデンサ１４０、抵抗１４１、１４２、ダイオード１４３によって構成される負荷検出回路は、一次側補助巻線１７０の両端に生じる電圧を平均化する回路である。一次側補助巻線１７０の両端に生じる電圧をコンデンサ１４０と抵抗１４１によってフィルタ（積分）して、一次側補助巻線１７０の両端に生じる電圧の平均値をコンデンサ１４０の一端に負の電圧として出力する。上述のように、一次側補助巻線１７０の両端に生じる電圧は、一次側巻線１５０に蓄積されたエネルギー、すなわち、スイッチングパルスのオン／オフの状態（周波数、デューティー比）によって変化し、スイッチングパルスのオン／オフの状態は、負荷回路の負荷によって変化するため、一次側補助巻線１７０の両端に生じる電圧の平均値は、負荷回路の負荷を表すこととなる。以下、本明細書においては、コンデンサ１４０の一端側の電圧を「負荷検出電圧Ｖ３」と称する。 The load detection circuit configured by the capacitor 140, the resistors 141 and 142, and the diode 143 is a circuit that averages voltages generated at both ends of the primary side auxiliary winding 170. The voltage generated at both ends of the primary side auxiliary winding 170 is filtered (integrated) by the capacitor 140 and the resistor 141, and the average value of the voltages generated at both ends of the primary side auxiliary winding 170 is output as a negative voltage at one end of the capacitor 140. To do. As described above, the voltage generated at both ends of the primary side auxiliary winding 170 varies depending on the energy stored in the primary side winding 150, that is, the on / off state (frequency, duty ratio) of the switching pulse. Since the ON / OFF state of the pulse changes depending on the load of the load circuit, the average value of the voltage generated at both ends of the primary side auxiliary winding 170 represents the load of the load circuit. Hereinafter, in this specification, the voltage at one end of the capacitor 140 is referred to as “load detection voltage V3”.

図３は、本実施形態の負荷検出電圧Ｖ３を示す波形図である。図３（ａ）は、制御用ＩＣ１５５が通常モードで動作している時の負荷検出電圧Ｖ３を示す波形図であり、図３（ｂ）は、制御用ＩＣ１５５が周波数低減モードで動作している時の負荷検出電圧Ｖ３を示す波形図であり、図３（ｃ）は、制御用ＩＣ１５５がバーストモードで動作している時の負荷検出電圧Ｖ３を示す波形図である。なお、図３（ａ）〜（ｃ）中の点線で示す波形は、負荷検出回路によって平均化する前の波形、すなわち、図２（ａ）〜（ｃ）に示した一次側補助巻線１７０の両端に生じる電圧をそれぞれ示している。 FIG. 3 is a waveform diagram showing the load detection voltage V3 of the present embodiment. FIG. 3A is a waveform diagram showing the load detection voltage V3 when the control IC 155 is operating in the normal mode, and FIG. 3B is a waveform diagram showing the control IC 155 operating in the frequency reduction mode. FIG. 3C is a waveform diagram showing the load detection voltage V3 when the control IC 155 is operating in the burst mode. 3A to 3C are waveforms before being averaged by the load detection circuit, that is, the primary side auxiliary winding 170 shown in FIGS. 2A to 2C. The voltages generated at both ends of are respectively shown.

上述のように、制御用ＩＣ１５５が通常モードで動作している時の一次側補助巻線１７０の両端に生じる電圧波形は、制御用ＩＣ１５５が周波数低減モードで動作している時の一次側補助巻線１７０の両端に生じる電圧波形と比較し、周波数が高く、また振幅も大きい。従って、制御用ＩＣ１５５が通常モードで動作している時の負荷検出電圧Ｖ３ａは、制御用ＩＣ１５５が周波数低減モードで動作している時の負荷検出電圧Ｖ３ｂよりも大きくなり、負の方向に比較的大きな電圧として出力される（図３（ａ））。なお、本実施形態においては、コンデンサ１４０と抵抗１４１によるフィルタの時定数は、制御用ＩＣ１５５が通常モードで動作している時のスイッチングパルスの周波数と比較して十分に長くなるように設定されており、負荷検出電圧Ｖ３ａは負の一定電圧となる。 As described above, the voltage waveform generated at both ends of the primary side auxiliary winding 170 when the control IC 155 is operating in the normal mode is the primary side auxiliary winding when the control IC 155 is operating in the frequency reduction mode. Compared with the voltage waveform generated at both ends of the line 170, the frequency is high and the amplitude is large. Therefore, the load detection voltage V3a when the control IC 155 is operating in the normal mode is larger than the load detection voltage V3b when the control IC 155 is operating in the frequency reduction mode, and is relatively in the negative direction. It is output as a large voltage (FIG. 3A). In this embodiment, the filter time constant of the capacitor 140 and the resistor 141 is set to be sufficiently longer than the frequency of the switching pulse when the control IC 155 is operating in the normal mode. Therefore, the load detection voltage V3a is a negative constant voltage.

逆に、制御用ＩＣ１５５が周波数低減モードで動作している時の負荷検出電圧Ｖ３ｂは、制御用ＩＣ１５５が通常モードで動作している時の負荷検出電圧Ｖ３ａよりも小さくなるため、負の方向に負荷検出電圧Ｖ３ａよりも小さな電圧として出力される（図３（ｂ））。この場合も、通常モードと同様、コンデンサ１４０と抵抗１４１によるフィルタの時定数は、制御用ＩＣ１５５が周波数低減モードで動作している時のスイッチングパルスの周波数と比較して長くなるように設定されており、負荷検出電圧Ｖ３ｂは負の一定電圧となる。 On the other hand, the load detection voltage V3b when the control IC 155 is operating in the frequency reduction mode is smaller than the load detection voltage V3a when the control IC 155 is operating in the normal mode. The voltage is output as a voltage smaller than the load detection voltage V3a (FIG. 3B). Also in this case, as in the normal mode, the time constant of the filter by the capacitor 140 and the resistor 141 is set to be longer than the frequency of the switching pulse when the control IC 155 is operating in the frequency reduction mode. Therefore, the load detection voltage V3b is a negative constant voltage.

制御用ＩＣ１５５がバーストモードで動作している時の一次側補助巻線１７０の両端に生じる電圧波形は、制御用ＩＣ１５５が周波数低減モードで動作している時の一次側補助巻線１７０の両端に生じる電圧波形と比較し、周波数が低く、また間欠的に出力されるパルス幅も短い。従って、制御用ＩＣ１５５がバーストモードで動作している時の負荷検出電圧Ｖ３ｃは、制御用ＩＣ１５５が周波数低減モードで動作している時の負荷検出電圧Ｖ３ｂよりも小さくなり、負の方向に負荷検出電圧Ｖ３ｂよりも小さな電圧として出力される（図３（ｃ））。なお、本実施形態においては、制御用ＩＣ１５５がバーストモードで動作している場合に、制御用ＩＣ１５５がＦＥＴ１５２へ出力するスイッチングパルスの周波数が、コンデンサ１４０と抵抗１４１によるフィルタの時定数よりも短くなるように設定されている。従って、負荷検出電圧Ｖ３ｃは、スイッチングパルス（所定数のパルス）と同期して変動し、リップルを持った電圧波形となる。 The voltage waveform generated at both ends of the primary side auxiliary winding 170 when the control IC 155 is operating in the burst mode is applied to both ends of the primary side auxiliary winding 170 when the control IC 155 is operating in the frequency reduction mode. Compared to the generated voltage waveform, the frequency is low and the pulse width outputted intermittently is also short. Accordingly, the load detection voltage V3c when the control IC 155 is operating in the burst mode is smaller than the load detection voltage V3b when the control IC 155 is operating in the frequency reduction mode, and the load detection voltage V3c is detected in the negative direction. A voltage smaller than the voltage V3b is output (FIG. 3C). In this embodiment, when the control IC 155 operates in the burst mode, the frequency of the switching pulse output from the control IC 155 to the FET 152 is shorter than the time constant of the filter formed by the capacitor 140 and the resistor 141. Is set to Therefore, the load detection voltage V3c fluctuates in synchronization with the switching pulse (a predetermined number of pulses) and becomes a voltage waveform having a ripple.

以上のように、本実施形態の負荷検出回路は、一次側補助巻線１７０の両端に生じる電圧を平均化し、負の出力電圧（負荷検出電圧Ｖ３）として出力する。そして、この負荷検出電圧Ｖ３は、制御用ＩＣ１５５のスイッチングパルスの供給モード（すなわち、負荷回路の負荷）を示す電圧となっている。本実施形態のＰＦＣ待機制御回路１３０は、この負荷検出電圧Ｖ３を利用して、ＰＦＣ回路１２０の動作状態及びＰＦＣ制御用ＩＣ１２８の電力供給を制御している。 As described above, the load detection circuit according to the present embodiment averages the voltage generated at both ends of the primary side auxiliary winding 170 and outputs it as a negative output voltage (load detection voltage V3). The load detection voltage V3 is a voltage indicating the switching pulse supply mode of the control IC 155 (that is, the load of the load circuit). The PFC standby control circuit 130 of this embodiment controls the operating state of the PFC circuit 120 and the power supply of the PFC control IC 128 by using the load detection voltage V3.

制御用ＩＣ１５５が通常モードで動作している場合、負荷検出回路の出力（負荷検出電圧Ｖ３）は負の方向に大きな電圧として出力される（Ｖ３ａ）。本実施形態においては、トランジスタ１３４及び１３９のエミッタ電圧と負荷検出電圧Ｖ３ａの電位差が、ツェナーダイオード１３６及び１３７のツェナー電圧よりも大きくなるように設定されている。従って、ツェナーダイオード１３６及び１３７にトランジスタ１３４及び１３９を介してツェナー電流が流れ、トランジスタ１３４及び１３９がオンする。トランジスタ１３９がオンすると、ＰＦＣ制御用ＩＣ１２８のＶｃｃ端子（電源端子）には、トランジスタ１３９を介してコンデンサ１５７からの電流が供給され、ＰＦＣ制御用ＩＣ１２８が動作することとなる。また、トランジスタ１３４がオンすると、抵抗１３３と抵抗１２７が並列接続される。そして、この時の抵抗１２６、１２７の接続点の電圧（ＰＦＣのセンシング電圧）に基づいて、一次直流電圧Ｖ１が約４００ＶとなるようにＰＦＣ回路１２０が動作する。 When the control IC 155 operates in the normal mode, the output of the load detection circuit (load detection voltage V3) is output as a large voltage in the negative direction (V3a). In the present embodiment, the potential difference between the emitter voltages of the transistors 134 and 139 and the load detection voltage V3a is set to be larger than the Zener voltages of the Zener diodes 136 and 137. Therefore, a Zener current flows through the Zener diodes 136 and 137 via the transistors 134 and 139, and the transistors 134 and 139 are turned on. When the transistor 139 is turned on, the current from the capacitor 157 is supplied to the Vcc terminal (power supply terminal) of the PFC control IC 128 via the transistor 139, and the PFC control IC 128 operates. Further, when the transistor 134 is turned on, the resistor 133 and the resistor 127 are connected in parallel. Based on the voltage at the connection point of the resistors 126 and 127 (PFC sensing voltage) at this time, the PFC circuit 120 operates so that the primary DC voltage V1 becomes about 400V.

制御用ＩＣ１５５が周波数低減モードで動作すると、負荷検出回路の出力は負の方向において減少する（Ｖ３ｂ）。この時、トランジスタ１３９のエミッタ電圧と負荷検出電圧Ｖ３ｂの電位差が、ツェナーダイオード１３７のツェナー電圧よりも大きくなり、また、トランジスタ１３４のエミッタ電圧と負荷検出電圧Ｖ３ｂの電位差が、ツェナーダイオード１３６のツェナー電圧よりも小さくなるように設定されている。すなわち、トランジスタ１３９がオンし、トランジスタ１３４がオフするように構成されている。トランジスタ１３９がオンすることにより、ＰＦＣ制御用ＩＣ１２８のＶｃｃ端子（電源端子）には、トランジスタ１３９を介してコンデンサ１５７からの電流が供給されることとなり、ＰＦＣ制御用ＩＣ１２８が動作することとなる。また、トランジスタ１３４がオフすることにより、抵抗１３３と抵抗１２７の並列接続が解かれる。抵抗１３３と抵抗１２７の並列接続が解かれると、ＰＦＣのセンシング電圧は、一次直流電圧Ｖ１を抵抗１２６と抵抗１２７とで分圧した電圧となるため、上述の通常モードの時のＰＦＣのセンシング電圧と比較すると上昇することとなる。そして、この上昇したセンシング電圧がＰＦＣ制御用ＩＣ１２８にフィードバックされると、ＰＦＣ制御用ＩＣ１２８はセンシング電圧を下げるようにＦＥＴ１２３をオン／オフ制御するため、一次直流電圧Ｖ１が低下し、２００〜３００Ｖとなる。このように、本実施形態のＰＦＣ待機制御回路１３０は、制御用ＩＣ１５５が周波数低減モードで動作する時に、ＰＦＣ出力電圧（一次直流電圧Ｖ１）を低下させることで不必要な電力の消費を抑え、電力効率を高めている。 When the control IC 155 operates in the frequency reduction mode, the output of the load detection circuit decreases in the negative direction (V3b). At this time, the potential difference between the emitter voltage of the transistor 139 and the load detection voltage V3b becomes larger than the Zener voltage of the Zener diode 137, and the potential difference between the emitter voltage of the transistor 134 and the load detection voltage V3b becomes the Zener voltage of the Zener diode 136. It is set to be smaller. That is, the transistor 139 is turned on and the transistor 134 is turned off. When the transistor 139 is turned on, the current from the capacitor 157 is supplied to the Vcc terminal (power supply terminal) of the PFC control IC 128 via the transistor 139, and the PFC control IC 128 operates. Further, when the transistor 134 is turned off, the parallel connection of the resistor 133 and the resistor 127 is released. When the parallel connection of the resistor 133 and the resistor 127 is released, the sensing voltage of the PFC becomes a voltage obtained by dividing the primary DC voltage V1 by the resistor 126 and the resistor 127. Therefore, the sensing voltage of the PFC in the normal mode described above It will rise compared to. Then, when this increased sensing voltage is fed back to the PFC control IC 128, the PFC control IC 128 controls the FET 123 to turn on / off so as to lower the sensing voltage, so that the primary DC voltage V1 decreases and becomes 200 to 300V. Become. As described above, the PFC standby control circuit 130 of this embodiment suppresses unnecessary power consumption by reducing the PFC output voltage (primary DC voltage V1) when the control IC 155 operates in the frequency reduction mode. Increases power efficiency.

制御用ＩＣ１５５がバーストモードで動作すると、負荷検出回路の出力は負の方向においてさらに減少し、リップルが生じる（Ｖ３ｃ）。本実施形態では、リップルの谷の部分（負の方向に大きくなる部分）で、トランジスタ１３９のエミッタ電圧と負荷検出電圧Ｖ３ｃの電位差が、ツェナーダイオード１３７のツェナー電圧よりも大きくなり、また、リップルの山の部分（負の方向に小さくなる部分）で、トランジスタ１３９のエミッタ電圧と負荷検出電圧Ｖ３ｃの電位差が、ツェナーダイオード１３７のツェナー電圧よりも小さくなるように設定されている。 When the control IC 155 operates in the burst mode, the output of the load detection circuit further decreases in the negative direction, and a ripple is generated (V3c). In the present embodiment, the potential difference between the emitter voltage of the transistor 139 and the load detection voltage V3c is larger than the Zener voltage of the Zener diode 137 at the ripple valley portion (the portion that increases in the negative direction). The voltage difference between the emitter voltage of the transistor 139 and the load detection voltage V3c is set to be smaller than the Zener voltage of the Zener diode 137 at the mountain portion (portion that decreases in the negative direction).

図４は、本実施形態の制御用ＩＣ１５５がバーストモードで動作する時の負荷検出電圧Ｖ３ｃとトランジスタ１３９のオン／オフの関係を示す波形図である。図４に示すように、制御用ＩＣ１５５からＦＥＴ１５２にスイッチングパルス（所定数のパルス）が出力され負荷検出電圧Ｖ３ｃが低下した場合（負の方向に大きくなった場合）、リップル電圧ΔＶの範囲内の所定の閾値電圧で、トランジスタ１３９がオンし、また、スイッチングパルスが停止し負荷検出電圧Ｖ３ｃが上昇した場合（負の方向に小さくなった場合）、リップル電圧ΔＶの範囲内の所定の閾値電圧で、トランジスタ１３９がオフするようにツェナーダイオード１３７のツェナー電圧が設定されている。すなわち、トランジスタ１３９は、負荷検出電圧Ｖ３ｃのリップルに同期して間欠的にオン／オフする。また、制御用ＩＣ１５５がバーストモードの時、トランジスタ１３４のエミッタ電圧と負荷検出電圧Ｖ３ｃの電位差が、ツェナーダイオード１３６のツェナー電圧よりも小さくなるように設定されている。すなわち、トランジスタ１３４は、常にオフするように構成される。従って、ＰＦＣ制御用ＩＣ１２８のＶｃｃ端子（電源端子）には、コンデンサ１５７からの電流がトランジスタ１３９を介して間欠的に供給されることとなり、ＰＦＣ制御用ＩＣ１２８が間欠的に動作することとなる。また、トランジスタ１３４がオフすることにより、抵抗１３３と抵抗１２７の並列接続が解かれる。抵抗１３３と抵抗１２７の並列接続が解かれると、上述の周波数低減モードと同様、ＰＦＣ制御用ＩＣ１２８が間欠的に動作した時に一次直流電圧Ｖ１が２００〜３００Ｖとなるように制御される。このように、本実施形態のＰＦＣ待機制御回路１３０は、制御用ＩＣ１５５がバーストモードで動作する時に、ＰＦＣ出力電圧（一次直流電圧Ｖ１）を低下させ、さらに、スイッチングパルスと同期して、ＰＦＣ制御用ＩＣ１２８への電源の供給を間欠的に行うことで、電力の消費を抑え、電力効率をさらに高めている。換言すると、制御用ＩＣ１５５がバーストモードで動作する場合、ＰＦＣ制御用ＩＣ１２８は、一次側巻線１５０に電力供給が必要なタイミングでのみ動作し、ＰＦＣ出力電圧は、一次側巻線１５０に必要な電力だけ供給できる電圧とされる。従って、一次側巻線１５０に電力供給が不要なタイミングでの電力消費が抑えられる。なお、本実施形態においては、トランジスタ１３９がオフしている間、ＰＦＣ制御用ＩＣ１２８が停止することとなるが、この間での一次側巻線１５０による電力消費がないため、一次直流電圧Ｖ１は、コンデンサ１２５の自然放電による電圧の低下があるものの、約４００Ｖを維持する。 FIG. 4 is a waveform diagram showing the relationship between the load detection voltage V3c and the on / off state of the transistor 139 when the control IC 155 of this embodiment operates in the burst mode. As shown in FIG. 4, when a switching pulse (predetermined number of pulses) is output from the control IC 155 to the FET 152 and the load detection voltage V3c decreases (in the negative direction), it falls within the range of the ripple voltage ΔV. When the transistor 139 is turned on at a predetermined threshold voltage, and the switching pulse is stopped and the load detection voltage V3c increases (decreases in the negative direction), the predetermined threshold voltage within the range of the ripple voltage ΔV is reached. The Zener voltage of the Zener diode 137 is set so that the transistor 139 is turned off. That is, the transistor 139 is intermittently turned on / off in synchronization with the ripple of the load detection voltage V3c. Further, when the control IC 155 is in the burst mode, the potential difference between the emitter voltage of the transistor 134 and the load detection voltage V3c is set to be smaller than the Zener voltage of the Zener diode 136. That is, the transistor 134 is configured to be always off. Therefore, the current from the capacitor 157 is intermittently supplied to the Vcc terminal (power supply terminal) of the PFC control IC 128 via the transistor 139, and the PFC control IC 128 operates intermittently. Further, when the transistor 134 is turned off, the parallel connection of the resistor 133 and the resistor 127 is released. When the parallel connection of the resistor 133 and the resistor 127 is released, the primary DC voltage V1 is controlled to be 200 to 300 V when the PFC control IC 128 operates intermittently, as in the frequency reduction mode described above. As described above, the PFC standby control circuit 130 of this embodiment reduces the PFC output voltage (primary DC voltage V1) when the control IC 155 operates in the burst mode, and further performs PFC control in synchronization with the switching pulse. By supplying power to the IC 128 intermittently, power consumption is suppressed and power efficiency is further improved. In other words, when the control IC 155 operates in the burst mode, the PFC control IC 128 operates only at a timing that requires power supply to the primary side winding 150, and the PFC output voltage is necessary for the primary side winding 150. The voltage is such that only power can be supplied. Therefore, power consumption at a timing when power supply to the primary winding 150 is unnecessary is suppressed. In the present embodiment, the PFC control IC 128 stops while the transistor 139 is off. However, since there is no power consumption by the primary winding 150 during this period, the primary DC voltage V1 is Although there is a voltage drop due to spontaneous discharge of the capacitor 125, it is maintained at about 400V.

以上のように、本実施形態のＰＦＣ回路１２０においては、制御用ＩＣ１５５のスイッチングパルスの供給モードに応じて（すなわち、負荷回路の負荷に応じて）、ＰＦＣ出力電圧（すなわち、一次直流電圧Ｖ１）を切り換え、電力消費を抑えている。また、制御用ＩＣ１５５がバーストモードで動作する場合（すなわち、負荷回路の負荷が無負荷に近い場合）には、さらにＰＦＣ制御用ＩＣ１２８を間欠的に動作させることで、ＰＦＣ回路１２０を能動的な状態（すなわち、ＰＦＣ出力電圧が一定の電圧となる状態）に保ちつつ、電力消費を抑えている。すなわち、本実施形態のＰＦＣ回路１２０は、バーストモードにおいてもＰＦＣ出力電圧（一次直流電圧Ｖ１）をほぼ一定に保っているため、負荷回路の負荷が重くなり、バーストモードから通常モードに復帰する場合であっても、ＰＦＣ回路１２０の動作が遅れることはなく、出力電圧（二次直流電圧Ｖ２）に一時的な落ち込みを発生させることがない。 As described above, in the PFC circuit 120 of the present embodiment, the PFC output voltage (that is, the primary DC voltage V1) according to the switching pulse supply mode of the control IC 155 (that is, according to the load of the load circuit). To reduce power consumption. In addition, when the control IC 155 operates in the burst mode (that is, when the load of the load circuit is close to no load), the PFC control IC 128 is further operated intermittently, thereby making the PFC circuit 120 active. While maintaining the state (that is, the state in which the PFC output voltage becomes a constant voltage), power consumption is suppressed. That is, since the PFC circuit 120 of the present embodiment maintains the PFC output voltage (primary DC voltage V1) substantially constant even in the burst mode, the load of the load circuit becomes heavy and the normal mode is restored from the burst mode. Even so, the operation of the PFC circuit 120 is not delayed, and the output voltage (secondary DC voltage V2) is not temporarily reduced.

以上が、本発明の実施の形態の説明であるが、本発明は、上述した実施形態の構成に限定されるものではなく、発明の技術的思想の範囲内において様々な変形が可能である。例えば、本実施形態においては、一次側補助巻線１７０の両端に生じる電圧を平均化する負荷検出回路を用いて、制御用ＩＣ１５５のスイッチングパルスの供給モードを検出する構成としたが、この構成に限定されるものではなく、制御用ＩＣ１５５からＦＥＴ１５２に出力されるスイッチングパルスを直接検出してスイッチングパルスの供給モードを検出することも可能である。 The above is the description of the embodiment of the present invention. However, the present invention is not limited to the configuration of the above-described embodiment, and various modifications are possible within the scope of the technical idea of the invention. For example, in the present embodiment, the load detection circuit that averages the voltages generated at both ends of the primary side auxiliary winding 170 is used to detect the switching pulse supply mode of the control IC 155. However, the present invention is not limited, and it is also possible to detect the switching pulse supply mode by directly detecting the switching pulse output from the control IC 155 to the FET 152.

また、本実施形態では、制御用ＩＣ１５５のスイッチングパルスの供給モードを検出することにより負荷回路の負荷を検出する構成としたが、この構成に限定されるものではない。例えば、二次側回路に負荷回路の負荷を検出する回路を設ける構成とすることも可能である。 In the present embodiment, the load of the load circuit is detected by detecting the switching pulse supply mode of the control IC 155, but the present invention is not limited to this configuration. For example, a configuration in which a circuit for detecting the load of the load circuit is provided in the secondary side circuit may be employed.

また、本実施形態では、制御用ＩＣ１５５のバーストモードを負荷検出回路で検出し、ＰＦＣ制御用ＩＣ１２８を負荷検出電圧Ｖ３ｃのリップルに同期して間欠的にオン／オフする構成としたが、この構成に限定されるものではない。例えば、負荷回路の負荷が無負荷に近い状態の時にスイッチングパルスと同期した周期的なパルスを出力するパルス生成回路を別途設け、ＰＦＣ制御用ＩＣ１２８が、パルス生成回路からのパルスでオン／オフする構成としても良い。 In this embodiment, the burst mode of the control IC 155 is detected by the load detection circuit, and the PFC control IC 128 is intermittently turned on / off in synchronization with the ripple of the load detection voltage V3c. It is not limited to. For example, when the load of the load circuit is close to no load, a pulse generation circuit that outputs a periodic pulse synchronized with the switching pulse is separately provided, and the PFC control IC 128 is turned on / off by a pulse from the pulse generation circuit. It is good also as a structure.

また、本実施形態では、トランジスタ１３４をオン／オフすることにより、抵抗１２７と抵抗１３３との並列接続を切り換え、ＰＦＣのセンシング電圧を２段階に切り換える構成としたが、この構成に限定されるものではない。例えば、抵抗１３３、トランジスタ１３４、抵抗１３５及びツェナーダイオード１３６と同じ回路をさらに追加し、ＰＦＣのセンシング電圧を３段階以上に切り換える構成としてもよい。また、負荷検出電圧Ｖ３がＰＦＣ制御用ＩＣ１２８のＦＢ端子にフィードバックされればよく、例えば、一次直流電圧Ｖ１と負荷検出電圧Ｖ３とを乗算してＰＦＣ制御用ＩＣ１２８のＦＢ端子にフィードバックするように構成してもよい。 In the present embodiment, the transistor 134 is turned on / off to switch the parallel connection of the resistor 127 and the resistor 133, and the PFC sensing voltage is switched in two stages. However, the present invention is limited to this configuration. is not. For example, the same circuit as that of the resistor 133, the transistor 134, the resistor 135, and the Zener diode 136 may be further added to switch the PFC sensing voltage to three or more stages. The load detection voltage V3 only needs to be fed back to the FB terminal of the PFC control IC 128. For example, the primary DC voltage V1 and the load detection voltage V3 are multiplied and fed back to the FB terminal of the PFC control IC 128. May be.

１スイッチング電源装置
１１０ダイオードブリッジ回路
１２０ＰＦＣ回路
１２２チョークコイル
１２３、１５２ＦＥＴ
１２４、１４３、１５８、２１５ダイオード
１２１、１２５、１４０、１５７、２２０コンデンサ
１２６、１２７、１３３、１３５、１３８、１４１、１４２、１５３、１５４、２２５、２４０、２４５抵抗
１３０ＰＦＣ待機制御回路
１３４、１３９トランジスタ
１３６、１３７ツェナーダイオード
１５０一次側巻線
１５６フォトトランジスタ
１７０一次側補助巻線
２００フォトカプラ
２１０二次側巻線
２３０発光ダイオード
２３５シャントレギュレータ
４００トランス
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Switching power supply device 110 Diode bridge circuit 120 PFC circuit 122 Choke coil 123, 152 FET
124, 143, 158, 215 Diode 121, 125, 140, 157, 220 Capacitor 126, 127, 133, 135, 138, 141, 142, 153, 154, 225, 240, 245 Resistance 130 PFC standby control circuit 134, 139 Transistor 136, 137 Zener diode 150 Primary side winding 156 Phototransistor 170 Primary side auxiliary winding 200 Photocoupler 210 Secondary side winding 230 Light emitting diode 235 Shunt regulator 400 Transformer

Claims

A switching power supply device having a primary circuit and a secondary circuit,
The primary circuit is
A rectifier circuit for rectifying the AC power supply voltage;
A first DC circuit that shapes and boosts the waveform of the current output from the rectifier circuit and outputs a first DC voltage;
A primary winding to which the first DC voltage is applied at one end;
A first switching element for turning on / off the current flowing through the connected the primary winding to the other end of said primary winding,
A control circuit for controlling on / off of the first switching element;
A power supply circuit for supplying power for driving the first DC circuit;
Have
The secondary circuit is
A secondary winding that generates electromagnetic induction with the primary winding;
A second DC circuit for rectifying and smoothing the voltage generated in the secondary winding and supplying a second DC voltage to the load circuit;
Have
The primary circuit is
An output circuit that outputs a voltage corresponding to the load of the load circuit;
The first DC circuit is:
A second switching element for turning on / off a current output from the rectifier circuit;
A detection voltage generation circuit for generating a detection voltage based on the first DC voltage;
And PFC control circuit in which the detection voltage to control said second switching element to a predetermined constant voltage,
A detection voltage control circuit that changes the detection voltage based on a voltage output from the output circuit;
I have a,
The power supply circuit is
A primary auxiliary winding that generates electromagnetic induction with the primary winding;
The output circuit is
Generate and output an average voltage obtained by averaging the voltage generated in the primary auxiliary winding,
The detection voltage control circuit includes:
A first detection voltage is set when the average voltage is higher than a predetermined reference voltage, and a second detection voltage higher than the first detection voltage is set when the average voltage is lower than the predetermined reference voltage. A switching power supply device.

The detection voltage control circuit includes:
The switching power supply device according to claim 1, wherein the detection voltage is changed stepwise based on a voltage output from the output circuit.

The first DC voltage is:
Wherein the detection voltage becomes the first voltage when the first detection voltage, characterized in that said detection voltage is smaller second voltage than the first voltage when the second detection voltage The switching power supply device according to claim 1 or 2 .

The detection voltage control circuit includes:
A voltage difference detection circuit for detecting a voltage difference between the detection voltage and the predetermined reference voltage;
4. The switching power supply device according to claim 1 , further comprising: a switch circuit that switches between the first detection voltage and the second detection voltage based on the voltage difference. 5. .

The voltage difference detection circuit is
5. The switching power supply device according to claim 4 , further comprising a Zener diode that generates a voltage substantially equal to a voltage difference between the detection voltage and the predetermined reference voltage.

The power supply circuit is
A third DC circuit for rectifying and smoothing the voltage generated in the primary auxiliary winding to generate a third DC voltage;
6. The switching power supply device according to claim 1, wherein the third DC voltage is supplied as a power source for driving the first DC circuit. 7.