JP5066227B2 - Internal combustion engine control device - Google Patents

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Description

本発明は、ガソリンや軽油等を燃料とする、自動車、オートバイ、農耕機、工機、船舶機等の内燃機関制御装置に関し、特に、バッテリ電圧あるいは昇圧したバッテリ電圧により駆動される、燃料噴射装置等の電磁負荷制御装置と、その駆動及び故障診断に関する。   The present invention relates to an internal combustion engine control device for automobiles, motorcycles, agricultural machinery, industrial machinery, marine aircraft, etc., which uses gasoline, light oil or the like as fuel, and in particular, a fuel injection device driven by a battery voltage or a boosted battery voltage. The present invention relates to an electromagnetic load control device, etc., its drive and fault diagnosis.

ガソリンや軽油等を燃料とする、自動車、オートバイ、農耕機、工機、船舶機等の内燃機関制御装置には、燃費や出力向上の目的で、気筒内に直接燃料を噴射するインジェクタ(燃料噴射装置)が備えられている。このような気筒内直接噴射型インジェクタは、高圧燃料を使用するため、開弁動作に多くのエネルギーを必要とする。また、制御性能(応答性)向上や高速回転(高速度制御)に対応するために、インジェクタに対する上記エネルギーの供給時間や遮断時間を短くする必要がある。つまり、電磁負荷に流れる電磁負荷電流を短時間で遮断する必要がある。燃料噴射を制御する内燃機関制御装置の従来技術の例として、特許文献1に示されているものがある。   For internal combustion engine control devices such as automobiles, motorcycles, agricultural machinery, industrial machinery, and marine aircraft that use gasoline or light oil as fuel, an injector that directly injects fuel into the cylinder (fuel injection) for the purpose of improving fuel efficiency and output. Device). Such an in-cylinder direct injection type injector uses a high pressure fuel, and therefore requires a lot of energy for the valve opening operation. Further, in order to cope with improvement in control performance (responsiveness) and high-speed rotation (high-speed control), it is necessary to shorten the supply time and interruption time of the energy to the injector. That is, it is necessary to cut off the electromagnetic load current flowing through the electromagnetic load in a short time. As an example of a prior art of an internal combustion engine control device that controls fuel injection, there is one disclosed in Patent Document 1.

電磁負荷電流を短時間で遮断し、電磁負荷に蓄積されている多くの上記エネルギーを電磁負荷から急速に移動させる(消費させる)ために、例えば、駆動回路内でツェナーダイオード効果を用いて熱エネルギーに変換する方式が考案されている。また、特許文献2に記載されているような、電磁負荷に蓄積されたエネルギーを昇圧回路に回生させる方式も提案されている。この方式には、電流回生ダイオード等の回生素子を用いて回生させる方法があり、大電流が流れる駆動回路の発熱を比較的低減させることができるため、燃料にガソリンを使用する直噴エンジンでも広く使用されている。   In order to cut off the electromagnetic load current in a short time and move (consume) a large amount of the above-mentioned energy accumulated in the electromagnetic load from the electromagnetic load, for example, heat energy using the Zener diode effect in the drive circuit, for example A method of converting to devise has been devised. In addition, a method of regenerating energy stored in an electromagnetic load in a booster circuit as described in Patent Document 2 has been proposed. In this method, there is a method of regenerating by using a regenerative element such as a current regenerative diode, and the heat generation of the drive circuit through which a large current flows can be relatively reduced. Therefore, even in a direct injection engine using gasoline as a fuel, in use.

電磁負荷の駆動中または停止途中に、電磁負荷に何らかの故障(天絡、地絡、短絡、開放)が生じた場合、即座にその故障内容を検出し、診断する必要がある。しかし、従来の内燃機関制御装置では、駆動周期が短くなった場合(つまり、内燃機関の回転数が増加した場合)には、故障検出タイミング制御が上手く設定できず、診断回路は、例えば、駆動回路及び電磁負荷は正常であるにもかかわらず、天絡が生じたという誤診断をすることがある。また、診断部位の電位を初期状態に戻すのに多大な時間を要していたため、制御性能向上の障害となる場合もある。加えて、上記診断回路はノイズのような突発的な外乱により、誤診断をする場合もある。   If an electromagnetic load has a fault (a power fault, a ground fault, a short circuit, or an open circuit) while the electromagnetic load is being driven or stopped, it is necessary to immediately detect and diagnose the fault. However, in the conventional internal combustion engine control device, when the drive cycle is shortened (that is, when the rotational speed of the internal combustion engine is increased), failure detection timing control cannot be set well, and the diagnostic circuit, for example, drives Although the circuit and the electromagnetic load are normal, there may be a misdiagnosis that a power fault has occurred. In addition, since it took a long time to return the potential of the diagnostic region to the initial state, it may be an obstacle to improving the control performance. In addition, the diagnostic circuit may make a wrong diagnosis due to sudden disturbance such as noise.

また、上記回生素子は、規定以上のエネルギーを掛けられて破壊した場合、エネルギーを回生することができなくなり、装置の発熱ひいては発火という重大事故に繋がる可能性を有している。   Further, when the regenerative element is destroyed by being applied with energy exceeding a specified level, the regenerative element cannot regenerate energy, which may lead to a serious accident such as heat generation of the device and ignition.

特許第3871168号公報Japanese Patent No. 3711168 特開2001−234793号公報JP 2001-234793 A

本発明は、インジェクタ(燃料噴射装置)などの電磁負荷を駆動する内燃機関制御装置において、内燃機関の回転数が高くなった場合、すなわち、電磁負荷の駆動周期が短くなった場合でも、該電磁負荷の故障診断精度を向上させること及び高速制御を安定して行うことを目的とする。加えて、ノイズに影響されない内燃機関制御装置を提供することを目的とする。   The present invention relates to an internal combustion engine control device that drives an electromagnetic load such as an injector (fuel injection device), even when the rotational speed of the internal combustion engine increases, that is, even when the driving cycle of the electromagnetic load decreases. The purpose is to improve the load fault diagnosis accuracy and to stably perform high-speed control. In addition, it aims at providing the internal combustion engine control apparatus which is not influenced by noise.

更に、バッテリ電圧の昇圧回路を有する上記内燃機関制御装置において、該電磁負荷の駆動時に発生する逆起エネルギーを該昇圧回路に回生させる回路に対しても、信頼度の高い故障診断を行うことを目的とする。   Further, in the internal combustion engine control apparatus having a battery voltage booster circuit, a highly reliable fault diagnosis is performed even for a circuit that causes the booster circuit to regenerate back electromotive energy generated when the electromagnetic load is driven. Objective.

本発明の特徴は、内燃機関における燃料噴射装置などの電磁負荷の駆動周期が短くなった場合でも高い故障診断精度を確保するため、診断部位の電位を調整するための電流源あるいは電圧源を設けることにある。加えて、ノイズのような突発的な外乱に影響されない診断精度を確保するため、診断タイミングを最適に設定したり、平均化のための判定回数を増やしたりすることにある。   A feature of the present invention is that a current source or a voltage source for adjusting the potential of a diagnostic part is provided in order to ensure high failure diagnosis accuracy even when the drive cycle of an electromagnetic load such as a fuel injection device in an internal combustion engine is shortened. There is. In addition, in order to ensure diagnosis accuracy that is not affected by sudden disturbance such as noise, the diagnosis timing is optimally set and the number of determinations for averaging is increased.

更に、該昇圧回路に回生させる回路の故障診断については、該電磁負荷の駆動用スイッチ素子の入出力電圧もしくは回生電流を検出することで、上述の目的を達成できる。   Further, for the failure diagnosis of the circuit to be regenerated by the booster circuit, the above-described object can be achieved by detecting the input / output voltage or regenerative current of the driving switch element of the electromagnetic load.

具体的には、本発明による電磁負荷制御装置の構成は、基本的には以下のようになる。
電磁負荷と、前記電磁負荷の電源と、前記電磁負荷を駆動するために少なくとも前記電源と前記電磁負荷との間及び前記電磁負荷と電源グラウンドとの間のいずれか一方に配置されたドライバ用のスイッチ素子と、前記電磁負荷と前記スイッチ素子との間の電圧異常を検出することにより回路構成の故障を診断する診断手段とを備えた電磁負荷制御装置において、電磁負荷遮断時に生じる逆起エネルギーを急速に減衰させる手段、前記電圧異常の検出する時間帯を設定する手段、及び前記電圧異常の確証を得るための手段のうち少なくとも一つを備える。
Specifically, the configuration of the electromagnetic load control device according to the present invention is basically as follows.
For an electromagnetic load, a power source for the electromagnetic load, and a driver disposed at least between the power source and the electromagnetic load and between the electromagnetic load and a power ground for driving the electromagnetic load In an electromagnetic load control device comprising a switching element and a diagnostic means for diagnosing a fault in a circuit configuration by detecting a voltage abnormality between the electromagnetic load and the switching element, back electromotive energy generated when the electromagnetic load is interrupted At least one of means for rapidly attenuating, means for setting a time zone for detecting the voltage abnormality, and means for obtaining confirmation of the voltage abnormality is provided.

電磁負荷を駆動する内燃機関制御装置において、内燃機関の駆動周期が短くなった場合でも、該電磁負荷の故障診断の信頼性、精度を保証することができる。加えて、ノイズに影響されない故障診断を保証できる。更に、逆起エネルギーを該昇圧回路に回生させる回路の故障診断を確実に行うことができるため、従来よりも安全性の向上が期待できる。   In an internal combustion engine control apparatus that drives an electromagnetic load, the reliability and accuracy of failure diagnosis of the electromagnetic load can be ensured even when the drive cycle of the internal combustion engine is shortened. In addition, fault diagnosis that is not affected by noise can be guaranteed. Furthermore, since the failure diagnosis of the circuit that regenerates the back electromotive energy to the booster circuit can be performed reliably, the improvement in safety can be expected as compared with the conventional case.

本発明による実施例1の内燃機関制御装置の回路構成図である。1 is a circuit configuration diagram of an internal combustion engine controller according to Embodiment 1 of the present invention. FIG. 本発明による実施例2の内燃機関制御装置の回路構成図である。It is a circuit block diagram of the internal combustion engine control apparatus of Example 2 by this invention. 実施例1の内燃機関制御装置における回路の動作波形の一例を示す図である。It is a figure which shows an example of the operation waveform of the circuit in the internal combustion engine control apparatus of Example 1. FIG. 本発明による実施例3の内燃機関制御装置の回路構成図である。It is a circuit block diagram of the internal combustion engine control apparatus of Example 3 by this invention. 実施例3の内燃機関制御装置における回路の動作波形の一例を示す図である。It is a figure which shows an example of the operation waveform of the circuit in the internal combustion engine control apparatus of Example 3. 本発明による実施例4の内燃機関制御装置の回路構成図である。It is a circuit block diagram of the internal combustion engine control apparatus of Example 4 by this invention. 実施例4の内燃機関制御装置における回路の動作波形の一例を示す図である。It is a figure which shows an example of the operation waveform of the circuit in the internal combustion engine control apparatus of Example 4. 本発明による実施例5の内燃機関制御装置の回路構成図である。It is a circuit block diagram of the internal combustion engine control apparatus of Example 5 by this invention. 実施例5の内燃機関制御装置における回路の動作波形の一例を示す図である。FIG. 10 is a diagram illustrating an example of operation waveforms of a circuit in an internal combustion engine control apparatus according to a fifth embodiment. 本発明による実施例6の内燃機関制御装置の回路構成図である。It is a circuit block diagram of the internal combustion engine control apparatus of Example 6 by this invention. 実施例6の内燃機関制御装置における回路の動作波形の一例を示す図である。It is a figure which shows an example of the operation waveform of the circuit in the internal combustion engine control apparatus of Example 6. 本発明による実施例7の内燃機関制御装置の回路構成図である。It is a circuit block diagram of the internal combustion engine control apparatus of Example 7 by this invention. 実施例7の内燃機関制御装置における回路の動作波形の一例を示す図である。FIG. 10 is a diagram illustrating an example of operation waveforms of a circuit in an internal combustion engine control apparatus according to a seventh embodiment. 本発明による実施例8の内燃機関制御装置の回路構成図である。It is a circuit block diagram of the internal combustion engine control apparatus of Example 8 by this invention. 本発明による実施例9の内燃機関制御装置の回路構成図である。It is a circuit block diagram of the internal combustion engine control apparatus of Example 9 by this invention. 実施例8の内燃機関制御装置における回路の動作波形の一例を示す図である。It is a figure which shows an example of the operation waveform of the circuit in the internal combustion engine control apparatus of Example 8. 実施例9の内燃機関制御装置における回路の動作波形の一例を示す図である。It is a figure which shows an example of the operation waveform of the circuit in the internal combustion engine control apparatus of Example 9. 実施例1において、第1電流量調整回路18が設けられていない回路構成を比較のために示す図である。In Example 1, it is a figure which shows the circuit structure in which the 1st electric current amount adjustment circuit 18 is not provided for the comparison. 実施例1において、第1電流量調整回路18が設けられていない構成の回路における動作波形の一例を示す図である。In Example 1, it is a figure which shows an example of the operation waveform in the circuit of the structure by which the 1st electric current amount adjustment circuit 18 is not provided.

本発明による内燃機関制御装置の実施例を以下に説明する。   An embodiment of an internal combustion engine controller according to the present invention will be described below.

図1と図3を使用して、本発明による内燃機関制御装置の第1の実施例を説明する。   A first embodiment of an internal combustion engine control apparatus according to the present invention will be described with reference to FIGS.

図1は、内燃機関制御装置2の回路構成であり、バッテリ電圧1、バッテリ電圧1を昇圧する昇圧回路3、昇圧回路3と電源グランド37との間に設置された電磁負荷5を有する。   FIG. 1 shows a circuit configuration of the internal combustion engine control device 2, which includes a battery voltage 1, a booster circuit 3 that boosts the battery voltage 1, and an electromagnetic load 5 that is installed between the booster circuit 3 and a power supply ground 37.

また、内燃機関制御装置2には、電磁負荷5から見てバッテリ電圧側と電源グランド37側とに、それぞれ電磁負荷用のドライバを構成するスイッチ素子(例えばFET)、すなわちハイサイドドライバ4とロウサイドドライバ10が設置されている。ここでは、電磁負荷5から見てバッテリ電圧側をハイサイド(上流)、電源グランド37側をロウサイド(下流)と称する。   The internal combustion engine controller 2 also includes switch elements (for example, FETs) constituting a driver for an electromagnetic load on the battery voltage side and the power supply ground 37 side as viewed from the electromagnetic load 5, that is, the high-side driver 4 and the low-side driver 4. A side driver 10 is installed. Here, the battery voltage side as viewed from the electromagnetic load 5 is referred to as a high side (upstream), and the power ground 37 side is referred to as a low side (downstream).

更に、内燃機関制御装置2は、マイクロプロセッサ30、ロジック回路31、ハイサイドドライバ用の駆動信号生成回路28、及びロウサイドドライバ用の駆動信号生成回路12を有する。また、電磁負荷5の故障診断のために、電圧検出回路15と診断回路25を有する。   Further, the internal combustion engine control device 2 includes a microprocessor 30, a logic circuit 31, a drive signal generation circuit 28 for a high side driver, and a drive signal generation circuit 12 for a low side driver. In addition, a voltage detection circuit 15 and a diagnosis circuit 25 are provided for failure diagnosis of the electromagnetic load 5.

昇圧回路3は、バッテリ電圧1を昇圧し、この昇圧電圧が電磁負荷5に、ハイサイドドライバ4及びロウサイドドライバ10を介して印加される。この昇圧電圧により、インジェクタ等の電磁負荷5に流れる電流5Aを短時間に上昇させる。すなわち、内燃機関制御装置2は、ハイサイドドライバ4とロウサイドドライバ10を駆動させて電磁負荷5を駆動する。この過程を、以下に説明する。マイクロプロセッサ30から出力されたコントロール信号29は、ロジック回路31に入力される。このコントロール信号に基づいて、ロジック回路31は、ロジックのハイサイドドライバ駆動信号26とロウサイドドライバ駆動信号13をそれぞれのアナログ駆動信号生成回路28及び12に出力する。駆動信号生成回路28及び12は、入力されたロジック信号26及び13に基づきアナログのハイサイドドライバ駆動信号27及びロウサイドドライバ駆動信号11を生成する。このアナログ駆動信号27及び11によって、ハイサイドドライバ4とロウサイドドライバ10が通電(オン)して、電磁負荷5に電磁負荷電流5Aが流れ、電磁負荷5が駆動する。   The booster circuit 3 boosts the battery voltage 1 and this boosted voltage is applied to the electromagnetic load 5 via the high-side driver 4 and the low-side driver 10. With this boosted voltage, the current 5A flowing through the electromagnetic load 5 such as an injector is raised in a short time. That is, the internal combustion engine control device 2 drives the electromagnetic load 5 by driving the high-side driver 4 and the low-side driver 10. This process will be described below. A control signal 29 output from the microprocessor 30 is input to the logic circuit 31. Based on this control signal, the logic circuit 31 outputs a logic high-side driver drive signal 26 and a low-side driver drive signal 13 to the analog drive signal generation circuits 28 and 12, respectively. The drive signal generation circuits 28 and 12 generate an analog high side driver drive signal 27 and a low side driver drive signal 11 based on the input logic signals 26 and 13. By the analog drive signals 27 and 11, the high side driver 4 and the low side driver 10 are energized (turned on), the electromagnetic load current 5A flows through the electromagnetic load 5, and the electromagnetic load 5 is driven.

この電磁負荷電流5Aは、例えばインジェクタのような電磁負荷5の弁体を応答良く駆動(例えば開弁)するのに必要な程度の比較的大きな電流である。電磁負荷5の駆動後は、引き続き駆動後の弁体の状態を維持する程度の電流が、次のようにして所定時間、電磁負荷5に供給される。この場合には、ロウサイドドライバ駆動信号がオン状態を維持し(すなわち、ロウサイドドライバ10がオン状態)、一方、ハイサイドドライバ駆動信号がオフ(ハイサイドドライバ4がオフ)し、更に、チョッピング駆動信号生成回路108を介して電磁負荷5がチョッピングされて、電磁負荷5の駆動後の状態が維持される。チョッピング駆動信号109は、マイクロプロセッサ30からのコントロール信号29に基づき、ロジック回路31から出力される。この詳細は、図3を用いて後述する。   The electromagnetic load current 5A is a relatively large current required to drive (for example, open) a valve body of the electromagnetic load 5 such as an injector with good response. After the electromagnetic load 5 is driven, a current sufficient to maintain the state of the driven valve body is supplied to the electromagnetic load 5 for a predetermined time as follows. In this case, the low-side driver drive signal remains on (that is, the low-side driver 10 is on), while the high-side driver drive signal is off (the high-side driver 4 is off), and further chopping is performed. The electromagnetic load 5 is chopped via the drive signal generation circuit 108, and the state after the electromagnetic load 5 is driven is maintained. The chopping drive signal 109 is output from the logic circuit 31 based on the control signal 29 from the microprocessor 30. Details of this will be described later with reference to FIG.

電磁負荷5の故障診断は、診断回路25が行う。電圧検出回路15は、ロウサイドドライバ10のドレイン電圧46を検出し、診断フラグ信号14を診断回路25に出力する。   The diagnosis circuit 25 performs failure diagnosis of the electromagnetic load 5. The voltage detection circuit 15 detects the drain voltage 46 of the low-side driver 10 and outputs a diagnostic flag signal 14 to the diagnostic circuit 25.

例えば、ロウサイドドライバ10のドレイン電圧46が上昇してバッテリ電圧1に近い電圧まで達した場合、すなわちロウサイドドライバドレイン電圧46が天絡検出の閾値を超えていれば、診断回路25は、電磁負荷5が天絡したという天絡診断をする。   For example, when the drain voltage 46 of the low-side driver 10 rises and reaches a voltage close to the battery voltage 1, that is, if the low-side driver drain voltage 46 exceeds the threshold for detecting the power fault, the diagnostic circuit 25 A power fault diagnosis is made that the load 5 has a power fault.

一方、ロウサイドドライバ10のドレイン電圧46が下降してグランドレベルの電圧まで達した場合、すなわち、ロウサイドドライバドレイン電圧46が地絡検出の閾値を下回っていれば、診断回路25は、電磁負荷5が地絡したという地絡診断をする。   On the other hand, when the drain voltage 46 of the low-side driver 10 decreases to reach the ground level voltage, that is, when the low-side driver drain voltage 46 is below the ground fault detection threshold, the diagnostic circuit 25 Make a ground fault diagnosis that 5 has a ground fault.

更に、内燃機関制御装置2は、第1電流量調整回路18、第2電流量調整回路20及び電流調整用駆動信号切り替えスイッチ111を有する。第1電流量調整回路18は、第1電流源17からなる。第2電流量調整回路20は、第2電流源19及び第3電流源21からなる。切り替えスイッチ111は、ドレイン電圧検出回路15の出力信号に応じて第1、第2の電流量調整回路(18、20)の電流源17、19、21を選択的に切り替え制御するためのものである。   Further, the internal combustion engine control device 2 includes a first current amount adjustment circuit 18, a second current amount adjustment circuit 20, and a current adjustment drive signal changeover switch 111. The first current amount adjustment circuit 18 includes a first current source 17. The second current amount adjustment circuit 20 includes a second current source 19 and a third current source 21. The change-over switch 111 is used to selectively switch the current sources 17, 19, and 21 of the first and second current amount adjustment circuits (18, 20) in accordance with the output signal of the drain voltage detection circuit 15. is there.

このうち第2電流量調整回路20は、電磁負荷のスイッチング素子(ロウサイドドライバ10)側のドレイン電圧を検出して、電磁負荷駆動時のドレイン電圧を所定の電圧レベルに保つためのものである。例えば、ドレイン電圧が低い場合には、ドレイン電圧検出回路15、電流調整用駆動信号切り替えスイッチ111を介して第3電流源(電源側電流源)21をオンしてドレイン電圧を上昇させ、逆にドレイン電圧が高い場合には、第2電流源(グラウンド側電流源)19をオンしてドレイン電圧を減少させ、最終的にドレイン電圧を一定レベルに保つ。この場合、第2電流源19は、グランド側に接続されているが、ドレイン電圧を所定レベルに収束させるために、緩やかにドレイン電圧を下降させる仕様になっている。   Among them, the second current amount adjusting circuit 20 detects the drain voltage on the switching element (low side driver 10) side of the electromagnetic load, and keeps the drain voltage at the time of driving the electromagnetic load at a predetermined voltage level. . For example, when the drain voltage is low, the third current source (power source side current source) 21 is turned on via the drain voltage detection circuit 15 and the current adjustment drive signal changeover switch 111 to increase the drain voltage. When the drain voltage is high, the second current source (ground side current source) 19 is turned on to decrease the drain voltage, and finally the drain voltage is kept at a constant level. In this case, the second current source 19 is connected to the ground side, but is designed to gently lower the drain voltage in order to converge the drain voltage to a predetermined level.

一方、第1電流量調整回路18に用いられる第1電流源17は、電磁負荷5の通電を遮断した時(非駆動にした時:ハイサイド及びロウサイドドライバ4、10をオフした時)に電磁負荷によりロウサイドドライバ10のドレイン側に生じる逆起エネルギーによる跳ね上がり電圧を急速に減衰させる役割をなす。ひいては、この逆起エネルギーの急速減衰により、電圧検出回路15による天絡、地絡の検出動作を行うタイミングでの天絡の誤診断を防止するようにしてある。ちなみに、天絡、地絡の検出動作を行うタイミングは、マイクロプロセッサ30からのコントロール信号29が立ち上がる時、すなわち、電磁負荷5の駆動開始タイミング(ハイサイド及びロウサイドドライバ4、10をオンした時の立ち上がり)に行われる。この詳細は、図3及び図19のタイミングチャートを用いて後述する。   On the other hand, the first current source 17 used in the first current amount adjusting circuit 18 is when the energization of the electromagnetic load 5 is cut off (when not driven: when the high-side and low-side drivers 4 and 10 are turned off). It plays a role of rapidly attenuating a jumping voltage due to back electromotive energy generated on the drain side of the low-side driver 10 by an electromagnetic load. As a result, the rapid decay of the back electromotive energy prevents a power fault from being erroneously diagnosed at the timing when the voltage detection circuit 15 detects a power fault and a ground fault. By the way, the timing for performing the operation for detecting the power supply fault and the ground fault is when the control signal 29 from the microprocessor 30 rises, that is, when the electromagnetic load 5 starts driving (when the high side and low side drivers 4 and 10 are turned on). At the beginning). Details of this will be described later with reference to the timing charts of FIGS.

第1電流量調整回路18に用いる第1電流源17は、第2電流量調整回路20に用いる第2電流源19と同様に、ロウサイドドライバ10のドレイン側とグラウンド間に接続されるが、次のような相違点がある。すなわち、第2電流源19がドレイン電圧を所定レベルに収束させる収束用シンク電流源であるのに対して、第1電流源17が逆起エネルギー急速減衰(跳ね上がりドレイン電圧急速減衰)用であるため、その仕様が異なる。   The first current source 17 used for the first current amount adjustment circuit 18 is connected between the drain side of the low-side driver 10 and the ground, similarly to the second current source 19 used for the second current amount adjustment circuit 20. There are the following differences. That is, the second current source 19 is a convergence sink current source for converging the drain voltage to a predetermined level, whereas the first current source 17 is for rapid counter-electromotive energy decay (rapid drain voltage rapid decay). The specifications are different.

また、内燃機関制御装置2には、電磁負荷5の入力信号及び出力信号を、外部からのサージやノイズのような外乱から保護するために、ノイズ・サージ保護用コンデンサ(上流)7とノイズ・サージ保護用コンデンサ(下流)9が設けられている。   The internal combustion engine control device 2 also includes a noise / surge protection capacitor (upstream) 7 and a noise / surge protection capacitor 7 in order to protect the input signal and output signal of the electromagnetic load 5 from disturbances such as external surges and noise. A surge protection capacitor (downstream) 9 is provided.

更に内燃機関制御装置2は、逆流防止ダイオード6、及び電流回生ダイオード8を有する。逆流防止ダイオード6は、電磁負荷5のチョッピング制御時の電流の逆流を防止する。また、電流回生ダイオード8は、コントロール信号29の立ち下がりでロウサイドドライバ駆動信号(アナログ)11がオフになったとき、ロウサイドドライバ10の逆起エネルギーによる回生電流を、昇圧回路3に回生させる。   Furthermore, the internal combustion engine control device 2 includes a backflow prevention diode 6 and a current regeneration diode 8. The backflow prevention diode 6 prevents a backflow of current during chopping control of the electromagnetic load 5. The current regeneration diode 8 causes the booster circuit 3 to regenerate a regenerative current due to the back electromotive energy of the low side driver 10 when the low side driver drive signal (analog) 11 is turned off at the fall of the control signal 29. .

次に、第1の実施例の動作を、図3のタイミングチャートを用いて説明する。   Next, the operation of the first embodiment will be described with reference to the timing chart of FIG.

マイクロプロセッサ30から出力されたコントロール信号29がオンになると、ロウサイドドライバ10及びハイサイドドライバ4の駆動信号、すなわちロウサイドドライバ駆動信号(アナログ)11及びハイサイドドライバ駆動信号(アナログ)27がオンになり、電磁負荷5に電磁負荷電流5Aが流れる。   When the control signal 29 output from the microprocessor 30 is turned on, the driving signals for the low-side driver 10 and the high-side driver 4, that is, the low-side driver driving signal (analog) 11 and the high-side driver driving signal (analog) 27 are turned on. Thus, the electromagnetic load current 5 A flows through the electromagnetic load 5.

電磁負荷電流5Aは、昇圧回路3で昇圧されたバッテリ電圧1により、通電初期のピーク電流通電期間に、ピーク電流閾値100まで短時間で上昇する。ピーク電流閾値100は、電流を停止する値であり、予め定めてある。ピーク電流閾値100に達した電磁負荷電流5Aは、保持区間に遷移し、ハイサイドドライバ4がオフ(ハイサイド電流81Aがオフ)になった後、チョッピング駆動信号生成回路108によってチョッピングされる。
このときの電磁負荷上流電圧103の波形は、図3に示したようになる。電磁負荷の動作が終了すると、電磁負荷を初期状態に速やかに戻すために、電磁負荷電流5Aを短い通電電流下降期間で急速に遮断する。
The electromagnetic load current 5A rises in a short time to the peak current threshold 100 during the peak current energization period in the initial energization by the battery voltage 1 boosted by the booster circuit 3. The peak current threshold 100 is a value for stopping the current and is determined in advance. The electromagnetic load current 5A that has reached the peak current threshold 100 transitions to the holding section, and is chopped by the chopping drive signal generation circuit 108 after the high-side driver 4 is turned off (the high-side current 81A is turned off).
The waveform of the electromagnetic load upstream voltage 103 at this time is as shown in FIG. When the operation of the electromagnetic load is completed, the electromagnetic load current 5A is rapidly cut off in a short energization current falling period in order to quickly return the electromagnetic load to the initial state.

コントロール信号29がオフになると、コントロール信号29の立ち下がりでロウサイドドライバ駆動信号(アナログ)11がオフになる。このロウサイドドライバ駆動信号11(ゲート信号)の立ち下がりタイミング39で、ロウサイドドライバ10のドレイン側に、電磁負荷5による逆起エネルギーが発生する。ロウサイドドライバドレイン電圧46は、この逆起エネルギーにより、ある特定の電圧(跳ね上がり電圧300)まで跳ね上がる。跳ね上がり電圧300は、ノイズ・サージ保護用コンデンサ(下流)9に蓄積される。同時に、跳ね上がり電圧300は、ロウサイドドライバドレイン電圧46として電圧検出回路15に入力される。そして、電圧検出回路15の検出結果に従い、電流調整用駆動信号切り替えスイッチ111によって、第1電流量調整回路18及び第2電流量調整回路20が制御される。   When the control signal 29 is turned off, the low side driver drive signal (analog) 11 is turned off at the falling edge of the control signal 29. Back electromotive energy is generated by the electromagnetic load 5 on the drain side of the low side driver 10 at the falling timing 39 of the low side driver drive signal 11 (gate signal). The low-side driver drain voltage 46 jumps to a specific voltage (bounce voltage 300) due to this counter-electromotive energy. The jump voltage 300 is stored in the noise / surge protection capacitor (downstream) 9. At the same time, the jump voltage 300 is input to the voltage detection circuit 15 as the low side driver drain voltage 46. Then, the first current amount adjusting circuit 18 and the second current amount adjusting circuit 20 are controlled by the current adjusting drive signal changeover switch 111 according to the detection result of the voltage detection circuit 15.

このとき、図3に示すように、ロウサイドドライバドレイン電圧46が天絡閾値104よりも高い場合、電流調整用駆動信号切り替えスイッチ111から第1電流源制御信号16がハイ出力され、第1電流源17がオンとなる。これにより、ロウサイドドライバドレイン電圧46は、ノイズ・サージ保護用コンデンサ(下流)9に蓄積された電荷をディスチャージし、跳ね上がり電圧300を急激に減衰することができる。そして、ロウサイドドライバドレイン電圧46が天絡閾値104以下になると、電流調整用駆動信号切り替えスイッチ111により第1電流源制御信号16がロウ出力となり、第1電流源17はオフになる。この第1電流源制御信号立ち下がりタイミング33で、電流調整用駆動信号切り替えスイッチ111から第2電流源制御信号24がハイ出力され、第2電流源19がオンになる。これにより、ロウサイドドライバドレイン電圧46は、急速に減衰するが下がり過ぎることなく一定値105に収束し、定常状態に達する。   At this time, as shown in FIG. 3, when the low-side driver drain voltage 46 is higher than the power fault threshold 104, the first current source control signal 16 is output high from the current adjustment drive signal changeover switch 111, and the first current Source 17 is turned on. As a result, the low-side driver drain voltage 46 can discharge the charge accumulated in the noise / surge protection capacitor (downstream) 9 and can rapidly attenuate the jumping voltage 300. When the low side driver drain voltage 46 becomes equal to or lower than the power supply threshold 104, the first current source control signal 16 becomes a low output by the current adjustment drive signal changeover switch 111, and the first current source 17 is turned off. At the fall timing 33 of the first current source control signal, the second current source control signal 24 is output high from the current adjustment drive signal changeover switch 111, and the second current source 19 is turned on. As a result, the low-side driver drain voltage 46 rapidly decays but does not decrease too much, converges to a constant value 105, and reaches a steady state.

天絡状態であるかどうかを診断するタイミングは、コントロール信号29の立ち上がりに合わせる。コントロール信号29の立ち上がり以外は、電磁負荷5を急速に立ち上げたり逆起エネルギーが発生したりする状態であるので、天絡の判断が困難である。この天絡検出タイミング116で、ロウサイドドライバドレイン電圧46が天絡閾値104を超えていた場合、天絡状態であると判断する。   The timing for diagnosing whether or not the power supply is in the state of power is adjusted to the rising edge of the control signal 29. Except for the rise of the control signal 29, the electromagnetic load 5 is rapidly raised or back electromotive energy is generated, so that it is difficult to determine the power fault. If the low-side driver drain voltage 46 exceeds the power-failure threshold 104 at the power-failure detection timing 116, it is determined that the power-supply state is in effect.

本実施例によれば、ロウサイドドライバドレイン電圧46が逆起エネルギーによりある特定の電圧まで跳ね上がり、ノイズ・サージ保護用コンデンサ9にチャージされても、天絡検出タイミング116までに、チャージされた電圧を急激に減衰することができる。   According to the present embodiment, even if the low side driver drain voltage 46 jumps to a specific voltage due to the back electromotive force and is charged to the noise / surge protection capacitor 9, the charged voltage until the power fault detection timing 116 is reached. Can be attenuated rapidly.

従って、内燃機関の回転数が増加してコントロール信号29の駆動周期が短くなり、天絡検出タイミング116の間隔が狭まった場合でも、駆動回路及び電磁負荷は正常であるにもかかわらず天絡が生じるという誤診断をすることがなく、電磁負荷5を高精度に診断し、高速度で制御することができる。   Therefore, even when the rotation speed of the internal combustion engine increases and the drive cycle of the control signal 29 is shortened and the interval of the power supply detection timing 116 is narrowed, the power supply circuit and the electromagnetic load are normal, but the power supply is not damaged. The electromagnetic load 5 can be diagnosed with high accuracy and controlled at a high speed without making a false diagnosis of occurrence.

また、以上の方法により、第1電流源17による電流は、ロウサイドドライバドレイン電圧46が逆起エネルギーによりある特定の電圧まで跳ね上がった場合にのみ流れるようにすることができるので、発熱を低減することができるというメリットもある。   Further, according to the above method, the current from the first current source 17 can flow only when the low-side driver drain voltage 46 jumps up to a specific voltage due to the back electromotive energy, thereby reducing heat generation. There is also an advantage that you can.

なお、上記の第1、第2電流量調整回路18、20のうち、第1電流量調整回路18(第1電流源17)が設けられておらず、第2電流量調整回路20(第2電流源19、第3電流源21)だけが設けられている構成、すなわち、図18の比較図に示したような構成では、上記のような逆起エネルギー急速減衰(跳ね上がりドレイン電圧急速減衰)を期待することができない。図18において、第1実施例と同一の符号は、第1実施例と同一或いは共通する要素を示す。すなわち、図18の状態で、仮に電磁負荷5の通電を遮断させた場合に、その跳ね上がりドレイン電圧をドレイン電圧検出回路15が検出して第2電流源19をオンしたとしても、第2電流源19は、その仕様から、ノイズ・サージ保護用コンデンサ9にチャージされた逆起エネルギーによる電圧を急速に放出することはできない。従って、図19に示すタイミングチャートの符号300に示すように逆起エネルギーの跳ね上がりドレイン電圧は、緩やかな減衰カーブを描いて所定のドレイン電圧に落ち着く。   Of the first and second current amount adjusting circuits 18 and 20, the first current amount adjusting circuit 18 (first current source 17) is not provided, and the second current amount adjusting circuit 20 (second In the configuration in which only the current source 19 and the third current source 21) are provided, that is, in the configuration as shown in the comparison diagram of FIG. 18, the reverse electromotive energy rapid decay (rapid drain voltage rapid decay) as described above is performed. I can't expect. In FIG. 18, the same reference numerals as those in the first embodiment denote the same or common elements as those in the first embodiment. That is, in the state of FIG. 18, even if the electromagnetic load 5 is deenergized, even if the drain voltage detection circuit 15 detects the jumped drain voltage and turns on the second current source 19, the second current source No. 19 cannot rapidly discharge the voltage due to the back electromotive energy charged in the noise / surge protection capacitor 9 due to its specifications. Accordingly, as indicated by reference numeral 300 in the timing chart shown in FIG. 19, the back electromotive energy jumps to a predetermined drain voltage while drawing a gentle attenuation curve.

この場合には、内燃機関の回転数が増加してコントロール信号29の駆動周期が短くなり、天絡検出タイミング116の間隔が狭まった場合には、この逆起エネルギーのドレイン電圧が天絡検出閾値を下回らない時に天絡検出タイミング116に入り、駆動回路及び電磁負荷は正常であるにもかかわらず天絡が生じているとの誤診断をする可能性が高まる。   In this case, when the number of revolutions of the internal combustion engine increases and the drive cycle of the control signal 29 is shortened, and the interval of the power fault detection timing 116 is narrowed, the drain voltage of the counter electromotive energy becomes the power fault detection threshold value. When the value does not fall below, the power supply detection timing 116 is entered, and the possibility of erroneous diagnosis that a power supply fault has occurred even though the drive circuit and the electromagnetic load are normal increases.

図2に、本発明による内燃機関制御装置の第2の実施例を説明する。   FIG. 2 illustrates a second embodiment of the internal combustion engine controller according to the present invention.

本実施例の構成は、図1に示す第1電流源17を、第1電流源用抵抗32に変更したものである。第1電流源用抵抗32は、シンク電流用抵抗としての役割を果たす。ノイズ・サージ保護用コンデンサ9にチャージされたロウサイドドライバドレイン電圧46は、第1電流源用抵抗32により消費されディスチャージするので、図3に示した実施例1の場合と同様に急激に減衰することができる。従って、このような構成によっても、実施例1と同様な効果を得ることが可能である。   In the configuration of this embodiment, the first current source 17 shown in FIG. 1 is changed to a first current source resistor 32. The first current source resistor 32 serves as a sink current resistor. Since the low-side driver drain voltage 46 charged in the noise / surge protection capacitor 9 is consumed and discharged by the first current source resistor 32, it is rapidly attenuated as in the first embodiment shown in FIG. be able to. Therefore, even with such a configuration, it is possible to obtain the same effect as in the first embodiment.

図4、5を使用して、本発明による内燃機関制御装置の第3の実施例を説明する。   A third embodiment of the internal combustion engine control apparatus according to the present invention will be described with reference to FIGS.

本実施例の構成は、図4に示すように、実施例1(図1)において、診断回路25とその周辺回路の位置を、電磁負荷5の下流から上流に変更したものである。前記周辺回路には、第1電流量調整回路18、第2電流量調整回路20、電圧検出回路15、及び電流調整用駆動信号切り替えスイッチ111が含まれる。実施例1では、電磁負荷5の故障診断は、ロウサイドドライバドレイン電圧46を検出することにより実施していた。本実施例での電磁負荷5の故障診断は、ハイサイドドライバドレイン電圧114(ハイサイドドライバのドレイン電圧)を電圧検出回路15で検出し、診断回路25で診断することにより実施する。   As shown in FIG. 4, the configuration of this embodiment is obtained by changing the positions of the diagnostic circuit 25 and its peripheral circuits from downstream to upstream of the electromagnetic load 5 in Embodiment 1 (FIG. 1). The peripheral circuit includes a first current amount adjustment circuit 18, a second current amount adjustment circuit 20, a voltage detection circuit 15, and a current adjustment drive signal changeover switch 111. In the first embodiment, the failure diagnosis of the electromagnetic load 5 is performed by detecting the low side driver drain voltage 46. The failure diagnosis of the electromagnetic load 5 in this embodiment is performed by detecting the high side driver drain voltage 114 (the drain voltage of the high side driver) with the voltage detection circuit 15 and diagnosing with the diagnosis circuit 25.

本実施例での動作を、図5のタイミングチャートに示した。ハイサイドドライバドレイン電圧114は、ハイサイドドライバゲート信号立ち下がりタイミング48で、逆起エネルギーにより、跳ね上がり電圧300まで上昇する。このとき、電流調整用駆動信号切り替えスイッチ111から第1電流源制御信号16がハイ出力され、第1電流源17がオンとなり、ハイサイドドライバドレイン電圧114は急激に減衰する。そして、ハイサイドドライバドレイン電圧114が天絡閾値104以下になり、第1電流源制御信号16がロウ出力となり第1電流源17がオフする。一方、第1電流源制御信号立ち下がりタイミング33で、電流調整用駆動信号切り替えスイッチ111から第2電流源制御信号24がハイ出力され、ここでは、第2電流源19がオンする。これにより、ハイサイドドライバドレイン電圧114は一定値106に収束する。   The operation in this embodiment is shown in the timing chart of FIG. The high side driver drain voltage 114 rises to the jumping voltage 300 due to the back electromotive energy at the high side driver gate signal falling timing 48. At this time, the first current source control signal 16 is output high from the current adjustment drive signal changeover switch 111, the first current source 17 is turned on, and the high-side driver drain voltage 114 is rapidly attenuated. Then, the high-side driver drain voltage 114 becomes equal to or lower than the power supply threshold 104, the first current source control signal 16 becomes a low output, and the first current source 17 is turned off. On the other hand, at the falling timing 33 of the first current source control signal, the second current source control signal 24 is output high from the current adjustment drive signal changeover switch 111, and here, the second current source 19 is turned on. As a result, the high-side driver drain voltage 114 converges to a constant value 106.

以上説明したように、本実施例での動作は、ロウサイドドライバドレイン電圧46がハイサイドドライバドレイン電圧114に替わっている以外は、実施例1とほぼ同じである。従って、本実施例の構成によっても、実施例1と同様に、内燃機関の回転数が増加してコントロール信号29の駆動周期が短くなり、天絡検出タイミング116の間隔が狭まった場合でも、駆動回路及び電磁負荷は正常であるにもかかわらず天絡が生じるという誤診断をすることがなく、電磁負荷5を高精度に診断し、高速度で制御することができる。   As described above, the operation in the present embodiment is almost the same as that in the first embodiment except that the low side driver drain voltage 46 is replaced by the high side driver drain voltage 114. Therefore, even in the configuration of the present embodiment, as in the first embodiment, even when the rotational speed of the internal combustion engine is increased and the drive cycle of the control signal 29 is shortened and the interval of the power supply detection timing 116 is narrowed, the drive is performed. It is possible to diagnose the electromagnetic load 5 with high accuracy and control it at a high speed without making a misdiagnosis that a power fault occurs even though the circuit and the electromagnetic load are normal.

図6、7を使用して、本発明における内燃機関制御装置の第4の実施例を説明する。実施例1から3は、天絡、地絡検出のうち、天絡検出において誤診断を予防できる装置の例であったが、本実施例では、地絡検出で誤診断を予防できる装置の例である。   A fourth embodiment of the internal combustion engine controller according to the present invention will be described with reference to FIGS. Examples 1 to 3 are examples of a device that can prevent misdiagnosis in the detection of a power fault among power and ground fault detection, but in this embodiment, an example of a device that can prevent a misdiagnosis by ground fault detection It is.

図6に示すように、本実施例における内燃機関制御装置2は、図4に示した実施例3の内燃機関制御装置2において電磁負荷5の下流に設置されているノイズ・サージ保護用コンデンサ(下流)9、ロウサイドドライバ10、及びロウサイドドライバ用の駆動信号生成回路12を省いた構成となっている。   As shown in FIG. 6, the internal combustion engine control device 2 in this embodiment is a noise / surge protection capacitor (downstream from the electromagnetic load 5 in the internal combustion engine control device 2 of the third embodiment shown in FIG. (Downstream) 9, the low side driver 10, and the drive signal generation circuit 12 for the low side driver are omitted.

ロジック回路31は、マイクロプロセッサ30から出力されたコントロール信号29を受信し、ハイサイドドライバ用の駆動信号生成回路28にハイサイドドライバ駆動信号(ロジック)26を出力する。ハイサイドドライバ駆動信号(ロジック)26を受信したハイサイドドライバ用の駆動信号生成回路28は、ハイサイドドライバ駆動信号(アナログ)27をハイサイドドライバ4に出力する。ハイサイドドライバ4は、ハイサイドドライバ駆動信号(アナログ)27によって駆動し、電磁負荷5に電磁負荷電流5Aを流す。電磁負荷5の故障診断は、ハイサイドドライバ4のソース電圧115を電圧検出回路15で検出し診断回路25で行う。   The logic circuit 31 receives the control signal 29 output from the microprocessor 30 and outputs a high-side driver drive signal (logic) 26 to the drive signal generation circuit 28 for the high-side driver. The drive signal generation circuit 28 for the high side driver that has received the high side driver drive signal (logic) 26 outputs the high side driver drive signal (analog) 27 to the high side driver 4. The high-side driver 4 is driven by a high-side driver drive signal (analog) 27 and causes an electromagnetic load current 5 </ b> A to flow through the electromagnetic load 5. The failure diagnosis of the electromagnetic load 5 is performed by the diagnosis circuit 25 after the source voltage 115 of the high side driver 4 is detected by the voltage detection circuit 15.

本実施例での動作を、図7のタイミングチャートを用いて説明する。   The operation in this embodiment will be described with reference to the timing chart of FIG.

マイクロプロセッサ30からのコントロール信号29がオンになると、ハイサイドドライバ4の駆動信号、すなわちハイサイドドライバ駆動信号(アナログ)27がオンになり、電磁負荷5に電磁負荷電流5Aが流れる。   When the control signal 29 from the microprocessor 30 is turned on, the drive signal for the high side driver 4, that is, the high side driver drive signal (analog) 27 is turned on, and the electromagnetic load current 5 A flows through the electromagnetic load 5.

コントロール信号29がオフになると、ハイサイドドライバ4のゲート信号がオフになる。このハイサイドドライバゲート信号立ち下がりタイミング48で、ハイサイドドライバ4のソース電圧115は、逆起エネルギーにより、ある特定の電圧(落込み電圧302)まで落ち込む。落込み電圧302により、ノイズ・サージ保護用コンデンサ(上流)7の電荷はディスチャージされ減少する。同時に、落込み電圧302は、ハイサイドドライバソース電圧115として電圧検出回路15に入力される。そして、電圧検出回路15の検出結果に従い、電流調整用駆動信号切り替えスイッチ111によって、第1電流量調整回路18及び第2電流量調整回路20が制御される。   When the control signal 29 is turned off, the gate signal of the high side driver 4 is turned off. At the high-side driver gate signal falling timing 48, the source voltage 115 of the high-side driver 4 drops to a specific voltage (drop voltage 302) due to the back electromotive energy. Due to the drop voltage 302, the charge of the noise / surge protection capacitor (upstream) 7 is discharged and reduced. At the same time, the drop voltage 302 is input to the voltage detection circuit 15 as the high side driver source voltage 115. Then, the first current amount adjusting circuit 18 and the second current amount adjusting circuit 20 are controlled by the current adjusting drive signal changeover switch 111 according to the detection result of the voltage detection circuit 15.

このとき、ハイサイドドライバソース電圧115が地絡閾値44よりも低い場合、電流調整用駆動信号切り替えスイッチ111から第1電流源制御信号16がハイ出力され、第1電流源17がオンとなる。これにより、ハイサイドドライバソース電圧115は、図7に示すように急激に上昇する。そして、ハイサイドドライバソース電圧115が地絡閾値44以上になると、第1電流源制御信号16がロウ出力となり第1電流源17はオフになる。この第1電流源制御信号立ち下がりタイミング33で、電流調整用駆動信号切り替えスイッチ111から第2電流源制御信号24がハイ出力され、第3電流源21がオンになる。これにより、ハイサイドドライバソース電圧115は一定電圧値107に収束する。   At this time, if the high-side driver source voltage 115 is lower than the ground fault threshold 44, the first current source control signal 16 is output high from the current adjustment drive signal changeover switch 111, and the first current source 17 is turned on. As a result, the high side driver source voltage 115 rises rapidly as shown in FIG. When the high-side driver source voltage 115 becomes equal to or higher than the ground fault threshold 44, the first current source control signal 16 becomes a low output and the first current source 17 is turned off. At the fall timing 33 of the first current source control signal, the second current source control signal 24 is output high from the current adjustment drive signal changeover switch 111, and the third current source 21 is turned on. As a result, the high-side driver source voltage 115 converges to a constant voltage value 107.

地絡状態であるかどうかを診断するタイミングは、実施例1での天絡状態の診断と同様に、コントロール信号29の立ち上がりに合わせる。この地絡検出タイミングで、ハイサイドドライバソース電圧115が地絡閾値44を下回っていた場合、地絡状態であると判断する。   The timing for diagnosing whether or not it is a ground fault condition is matched with the rising edge of the control signal 29 in the same manner as the diagnosis of the power fault condition in the first embodiment. If the high-side driver source voltage 115 is lower than the ground fault threshold 44 at this ground fault detection timing, it is determined that a ground fault state has occurred.

しかし、上述のような動作によって、ハイサイドドライバソース電圧115が逆起エネルギーによりある特定の電圧まで落ち込みノイズ・サージ保護用コンデンサ7をディスチャージした場合でも、前記地絡検出タイミングまでに、ディスチャージした電圧を急激に上昇させることが出来る。   However, even if the high-side driver source voltage 115 drops to a specific voltage due to the back electromotive energy and the noise / surge protection capacitor 7 is discharged by the operation as described above, the discharged voltage is detected before the ground fault detection timing. Can be increased rapidly.

従って、内燃機関の回転数が増加してコントロール信号29の駆動周期が短くなり、地絡検出タイミングの間隔が狭まった場合でも、駆動回路及び電磁負荷は正常であるにもかかわらず地絡が生じるという誤診断をすることがなく、電磁負荷5を高精度に診断し、高速度で制御することができる。   Therefore, even when the rotation speed of the internal combustion engine increases and the drive cycle of the control signal 29 is shortened and the interval of the ground fault detection timing is narrowed, the ground fault occurs even though the drive circuit and the electromagnetic load are normal. Therefore, the electromagnetic load 5 can be diagnosed with high accuracy and controlled at a high speed.

図8、9を用いて、本発明における内燃機関制御装置の第5の実施例を説明する。   A fifth embodiment of the internal combustion engine controller according to the present invention will be described with reference to FIGS.

本実施例の内燃機関制御装置2は、第1の実施例同様の回路構成をなすものであるが、次の点が相違する。本実施例では、図1に示す電流回生ダイオード8及びチョッピング駆動信号生成回路108が省略され(ただし電流回生ダイオード8及びチョッピング駆動信号生成回路108を設けてもよい)、また、以下に示すフィルタ時間生成回路50、診断ウィンドウ生成回路58、及び遅延時間可変回路301を有する。   The internal combustion engine control device 2 of the present embodiment has a circuit configuration similar to that of the first embodiment, but differs in the following points. In this embodiment, the current regeneration diode 8 and the chopping drive signal generation circuit 108 shown in FIG. 1 are omitted (however, the current regeneration diode 8 and the chopping drive signal generation circuit 108 may be provided), and the filter time shown below is used. A generation circuit 50, a diagnostic window generation circuit 58, and a delay time variable circuit 301 are included.

フィルタ時間生成回路50により、ロウサイドドライバ駆動信号(ロジック)13には所定の遅延時間が設けられ、コントロール信号29の立ち上がりまたは立ち下がりから遅れてハイまたはロウになる。前記遅延時間は、内燃機関制御装置2が備えられた内燃機関の高速運転に支障がない程度の時間である。前記遅延時間が設けられたロウサイドドライバ駆動信号(ロジック)13、つまり遅延ロウサイドドライバ駆動信号(ロジック)13aが、ロウサイドドライバ用の駆動信号生成回路12に入力される。このため、コントロール信号29とロウサイドドライバ駆動信号(アナログ)11との間にも、前記遅延時間と同じだけの遅延時間が生じる。この遅延時間の間では、コントロール信号29が入力されても、電磁負荷電流5Aの制御は開始されないので、ロウサイドドライバドレイン電圧46の電位レベル変動は発生しない。   The filter time generation circuit 50 provides a predetermined delay time to the low-side driver drive signal (logic) 13 and becomes high or low with a delay from the rise or fall of the control signal 29. The delay time is a time that does not hinder high-speed operation of the internal combustion engine provided with the internal combustion engine control device 2. The low-side driver drive signal (logic) 13 provided with the delay time, that is, the delayed low-side driver drive signal (logic) 13a is input to the drive signal generation circuit 12 for the low-side driver. For this reason, a delay time equivalent to the delay time also occurs between the control signal 29 and the low-side driver drive signal (analog) 11. During this delay time, even if the control signal 29 is input, the control of the electromagnetic load current 5A is not started, so that the potential level fluctuation of the low side driver drain voltage 46 does not occur.

また、フィルタ時間生成回路50により生成された遅延時間は、診断ウィンドウ生成回路58に入力される。診断ウィンドウ生成回路58からは、遅延時間の間だけ診断ウィンドウ信号112が出力されて、診断回路25に入力される。診断回路25は、診断ウィンドウ信号112がオンになっている間、診断カウンタが動作し、ロウサイドドライバドレイン電圧46が天絡閾値または地絡閾値を超えた場合に、その超えた時間をカウントする。   The delay time generated by the filter time generation circuit 50 is input to the diagnostic window generation circuit 58. A diagnostic window signal 112 is output from the diagnostic window generation circuit 58 during the delay time and is input to the diagnostic circuit 25. The diagnostic circuit 25 operates while the diagnostic window signal 112 is on. When the low-side driver drain voltage 46 exceeds the power fault threshold or the ground fault threshold, the diagnostic circuit 25 counts the exceeded time. .

以上のような回路構成の内燃機関制御装置2に対し、ノイズ等の外乱がロウサイドドライバドレイン電圧46に混入した場合のタイミングチャートを図9に示す。電磁負荷5の天絡や地絡の診断は、コントロール信号29の立ち上がりタイミング51をトリガとして開始し、診断ウィンドウ信号112がオンとなっている間、クロック信号の立ち上がりに同期して行う。診断ウィンドウ信号112は、コントロール信号29の立ち上がりタイミング51でオンとなり、ロウサイドドライバ駆動信号(アナログ)11の立ち上がりタイミング53でオフとなる。ロウサイドドライバ駆動信号(アナログ)11は、コントロール信号29の立ち上がりタイミング51から、遅延時間56だけ遅れている。すなわち、診断ウィンドウ信号112は、遅延時間56の間はオンとなっている。   FIG. 9 shows a timing chart when a disturbance such as noise is mixed in the low-side driver drain voltage 46 with respect to the internal combustion engine control apparatus 2 having the above circuit configuration. Diagnosis of the power supply fault or ground fault of the electromagnetic load 5 is started by using the rising timing 51 of the control signal 29 as a trigger, and is performed in synchronization with the rising edge of the clock signal while the diagnostic window signal 112 is on. The diagnostic window signal 112 is turned on at the rising timing 51 of the control signal 29 and turned off at the rising timing 53 of the low-side driver drive signal (analog) 11. The low side driver drive signal (analog) 11 is delayed by a delay time 56 from the rising timing 51 of the control signal 29. That is, the diagnostic window signal 112 is on during the delay time 56.

診断ウィンドウ信号112がオンとなっている間、診断回路25の診断カウンタは、上述したようにロウサイドドライバドレイン電圧46が天絡閾値を超えた時間または地絡閾値を下回った時間をカウントし、天絡や地絡の診断を行う。この診断においては、前記診断カウンタのカウントアップする回数が予め定めた診断カウント数よりも少ない場合は、診断フラグ信号14は出力されないようになっている。前記診断カウント数は、例えば、遅延時間56の間に前記クロック信号が立ち上がる回数に等しいと予め定めることができる。   While the diagnostic window signal 112 is on, the diagnostic counter of the diagnostic circuit 25 counts the time when the low-side driver drain voltage 46 exceeds the power fault threshold or falls below the ground fault threshold as described above. Diagnose sky and ground faults. In this diagnosis, when the number of times the diagnosis counter is counted up is less than a predetermined diagnosis count, the diagnosis flag signal 14 is not output. The diagnostic count number can be determined in advance to be equal to the number of times the clock signal rises during the delay time 56, for example.

図9には、ロウサイドドライバドレイン電圧46がノイズ等の混入により上昇した場合について説明してある。なお、前記診断カウント数は、12回と予め定めたものとする。
図9に示すように、ロウサイドドライバドレイン電圧46は、ノイズ等により電位変動113が生じる。前記診断カウンタは、ロウサイドドライバドレイン電圧46が天絡閾値104を超えている間、クロック信号の立ち上がりに同期して初期状態54からカウントアップする。図9では、カウントアップ(1)74とカウントアップ(2)55の2回カウントアップしている。このカウントアップ数は、前記診断カウント数より少ないので、診断フラグ信号14は出力されない。このため、ノイズによる電位変動113を天絡と診断しないので、誤診断が起こらない。
FIG. 9 illustrates a case where the low-side driver drain voltage 46 rises due to noise or the like. It is assumed that the diagnostic count number is predetermined as 12 times.
As shown in FIG. 9, the low-side driver drain voltage 46 has a potential fluctuation 113 due to noise or the like. The diagnostic counter counts up from the initial state 54 in synchronization with the rising edge of the clock signal while the low-side driver drain voltage 46 exceeds the power fault threshold 104. In FIG. 9, the count-up (1) 74 and the count-up (2) 55 are counted up twice. Since the count-up number is smaller than the diagnosis count number, the diagnosis flag signal 14 is not output. For this reason, since the potential fluctuation 113 due to noise is not diagnosed as a power fault, no erroneous diagnosis occurs.

もし、前記カウントアップ数が、予め定めた前記診断カウント数(本実施例の場合は12回)以上の場合には、ロウサイドドライバ駆動信号(アナログ)11の立ち上がりタイミング53で、診断フラグ信号14がオンになり、天絡が生じたと診断する。   If the count-up number is equal to or greater than the predetermined diagnosis count number (12 times in this embodiment), the diagnostic flag signal 14 is output at the rising timing 53 of the low-side driver drive signal (analog) 11. Turns on and diagnoses that a skylight has occurred.

以上、ロウサイドドライバドレイン電圧46がノイズ等により上昇した場合について述べた。ロウサイドドライバドレイン電圧46が下降した場合についても同様に、診断ウィンドウ信号112がオンになっている間は、前記カウントアップ数と前記診断カウント数とを比較することにより、誤って地絡と診断してしまうことを防ぐことができる。上述の方法により、ノイズのような突発的な外乱により、電磁負荷5に天絡や地絡が生じたと誤診断をするのを防ぐことができる。   The case where the low side driver drain voltage 46 is increased due to noise or the like has been described above. Similarly, when the low-side driver drain voltage 46 drops, while the diagnostic window signal 112 is on, a diagnosis of a ground fault is made by comparing the count-up number with the diagnostic count number. Can be prevented. By the above-described method, it is possible to prevent erroneous diagnosis that a power fault or a ground fault has occurred in the electromagnetic load 5 due to a sudden disturbance such as noise.

また、図8に示すように、本実施例の内燃機関制御装置2は、遅延時間可変回路301を有するので遅延時間56を変えることができ、前記診断カウント数を変更して診断フラグ信号14をオンにする条件を変えることもできる。従って、遅延時間56や前記診断カウント数を変えることにより、さまざまな条件下でも誤診断の発生を防止することができるというメリットもある。   Further, as shown in FIG. 8, the internal combustion engine control apparatus 2 of the present embodiment has the delay time variable circuit 301, so that the delay time 56 can be changed, and the diagnosis flag signal 14 is changed by changing the diagnosis count number. You can also change the conditions to turn on. Therefore, by changing the delay time 56 and the diagnostic count number, there is an advantage that the occurrence of erroneous diagnosis can be prevented even under various conditions.

図10、11を使用して、本発明における内燃機関制御装置の第6の実施例を説明する。本実施例は、電流回生ダイオードの破壊または開放状態を検知することのできる内燃機関制御装置の例である。   A sixth embodiment of the internal combustion engine controller according to the present invention will be described with reference to FIGS. The present embodiment is an example of an internal combustion engine control device that can detect a breakdown or an open state of a current regeneration diode.

本実施例の内燃機関制御装置2は、第1実施例同様の回路構成をなすものであるが、次の点が相違する。本実施例では、図1に示す回生チョッピング駆動信号生成回路108が省略され(ただしチョッピング駆動信号生成回路108を設けてもよい)、また、以下に示すアクティブクランプ回路61が設けられ、かつ電圧検出回路15は、ロウサイドドライバ10のゲート信号11を検出するようにしてある。   The internal combustion engine control device 2 of the present embodiment has a circuit configuration similar to that of the first embodiment, but differs in the following points. In this embodiment, the regenerative chopping drive signal generation circuit 108 shown in FIG. 1 is omitted (the chopping drive signal generation circuit 108 may be provided), the active clamp circuit 61 shown below is provided, and voltage detection is performed. The circuit 15 detects the gate signal 11 of the low side driver 10.

アクティブクランプ回路61は、ロウサイドドライバドレイン電圧46が所定値を超えた場合に、ロウサイドドライバ10のゲートに電流を供給して強制的に前記ゲート信号をハイとし、ロウサイドドライバ10をオンにする。   When the low-side driver drain voltage 46 exceeds a predetermined value, the active clamp circuit 61 supplies a current to the gate of the low-side driver 10 to forcibly set the gate signal high and turn the low-side driver 10 on. To do.

診断回路25は、電圧検出回路15からの診断フラグ信号14と、ロジック回路31からのロウサイドドライバ駆動信号(ロジック)13とが入力され、この2つの信号を比較することにより、電流回生ダイオード8の破壊または開放状態を検知する。   The diagnostic circuit 25 receives the diagnostic flag signal 14 from the voltage detection circuit 15 and the low-side driver drive signal (logic) 13 from the logic circuit 31, and compares the two signals to thereby obtain the current regeneration diode 8. Detects the destruction or open state of

図11を参照して、電流回生ダイオード8が破壊または開放状態に陥った場合について説明する。電流回生ダイオード8は、電流回生ダイオード破壊・開放時間62の間、破壊または開放状態に陥ったとする。通常、ロウサイドドライバドレイン電圧46は、電流回生ダイオード8により昇圧電圧値63まで上昇する。しかし、電流回生ダイオード8が破壊または開放状態に陥った場合は、電流回生ダイオード破壊・開放時間62の間、逆起エネルギーは昇圧回路3に回生できないため、ロウサイドドライバドレイン電圧46は、昇圧電圧値63を超えて更に上昇する。ロウサイドドライバドレイン電圧46が予め定めた電流回生ダイオード破壊検出閾値(2)70を超えると、アクティブクランプ回路61がオンとなる。すると、ロウサイドドライバ10のドレインからゲートに電流が供給され、ロウサイドドライバ駆動信号(アナログ)11、すなわちロウサイドドライバ10のゲート信号は、少なくとも後述するフィルタ時間65の間、強制的に持ち上げられる。これにより、ロウサイドドライバ10がオンとなり、跳ね上がった逆起エネルギーは、クランプ電圧値64にクランプされる。   With reference to FIG. 11, the case where the current regeneration diode 8 is broken or opened will be described. It is assumed that the current regenerative diode 8 is broken or opened during the current regenerative diode breaking / opening time 62. Normally, the low side driver drain voltage 46 is raised to the boosted voltage value 63 by the current regeneration diode 8. However, when the current regenerative diode 8 is destroyed or opened, the back electromotive energy cannot be regenerated to the booster circuit 3 during the current regenerative diode destruction / release time 62, so the low side driver drain voltage 46 is It rises beyond the value 63. When the low side driver drain voltage 46 exceeds a predetermined current regeneration diode breakdown detection threshold (2) 70, the active clamp circuit 61 is turned on. Then, current is supplied from the drain of the low-side driver 10 to the gate, and the low-side driver drive signal (analog) 11, that is, the gate signal of the low-side driver 10 is forcibly raised at least during a filter time 65 described later. . As a result, the low-side driver 10 is turned on, and the back electromotive energy that has jumped up is clamped to the clamp voltage value 64.

ここで、電流回生ダイオード8の破壊または開放状態を検知する方法を説明する。   Here, a method of detecting the destruction or open state of the current regeneration diode 8 will be described.

跳ね上がった逆起エネルギーは、クランプ電圧値64にクランプされている。このとき、前記ゲート信号は、上述したように電位が上昇している。電圧検出回路15は、前記ゲート信号の電位を検出し、予め定めた電流回生ダイオード破壊検出閾値(1)66を超えている場合には、診断フラグ信号14をハイ出力する。前記ゲート信号が強制的に持ち上げられてから、診断フラグ信号14がハイ出力するまでの時間をフィルタ時間65と呼ぶ。   The back electromotive energy that has jumped up is clamped at the clamp voltage value 64. At this time, the potential of the gate signal rises as described above. The voltage detection circuit 15 detects the potential of the gate signal, and outputs a diagnostic flag signal 14 at a high level when a predetermined current regeneration diode breakdown detection threshold (1) 66 is exceeded. The time from when the gate signal is forcibly raised to when the diagnostic flag signal 14 is output high is called a filter time 65.

一方、図11に示したように、前記ゲート信号がアクティブクランプ回路61によって強制的に持ち上げられたとき、コントロール信号29は常にロウとなっている。従って、コントロール信号29に制御されるロウサイドドライバ駆動信号(ロジック)13も常にロウとなっている。   On the other hand, as shown in FIG. 11, when the gate signal is forcibly raised by the active clamp circuit 61, the control signal 29 is always low. Therefore, the low side driver drive signal (logic) 13 controlled by the control signal 29 is always low.

従って、診断回路25は、診断フラグ信号14がハイに、ロウサイドドライバ駆動信号(ロジック)13がロウになっている状態を検知する。これは、ロウサイドドライバ10の制御信号がロウになっているのにも関わらず、フィルタ時間65の間は前記ゲート信号の浮きが発生している状態である。このことは、アクティブクランプ回路61が動作しており、電流回生ダイオード8が破壊もしくは開放状態にあるということを意味する。以上により、電流回生ダイオード8が破壊もしくは開放状態にあるということを高精度に検知することができる。   Accordingly, the diagnostic circuit 25 detects a state in which the diagnostic flag signal 14 is high and the low-side driver drive signal (logic) 13 is low. This is a state in which floating of the gate signal occurs during the filter time 65 in spite of the control signal of the low-side driver 10 being low. This means that the active clamp circuit 61 is operating and the current regeneration diode 8 is in a broken or open state. As described above, it can be detected with high accuracy that the current regenerative diode 8 is broken or opened.

更に、ロウサイドドライバ10のゲートにノイズ等の外乱が生じた場合でも高い検出精度を保証するために、ロウサイドドライバ駆動信号(アナログ)11の立ち下がりからフィルタ時間65内で電流回生ダイオード8の状態を検知するようにしている。   Furthermore, in order to guarantee high detection accuracy even when a disturbance such as noise occurs in the gate of the low side driver 10, the current regeneration diode 8 of the current regeneration diode 8 is within the filter time 65 from the fall of the low side driver drive signal (analog) 11. The state is detected.

図12、13を使用して、本発明における内燃機関制御装置の第7の実施例を説明する。本実施例は、電流回生ダイオードの破壊または開放状態を検知することのできる内燃機関制御装置の別の例である。検知方法として、実施例6では、ロウサイドドライバ10のゲート信号の電圧を利用していたが、本実施例では、ロウサイドドライバ10のドレイン電圧46を利用する。第1、第2電流量調整回路18、20、及び電流回生ダイオード8の動作は、第1実施例と同様である。   A seventh embodiment of the internal combustion engine controller according to the present invention will be described with reference to FIGS. The present embodiment is another example of the internal combustion engine control device that can detect the destruction or the open state of the current regeneration diode. As a detection method, the voltage of the gate signal of the low-side driver 10 is used in the sixth embodiment, but the drain voltage 46 of the low-side driver 10 is used in this embodiment. The operations of the first and second current amount adjusting circuits 18 and 20 and the current regeneration diode 8 are the same as in the first embodiment.

図12は、本実施例における内燃機関制御装置2の回路を示した図である。実施例6とは、電圧検出回路15にロウサイドドライバ10のドレイン電圧46が入力される点が異なっている。図13に示すタイミングチャートは、実施例6と同様である。   FIG. 12 is a diagram showing a circuit of the internal combustion engine control device 2 in the present embodiment. The difference from the sixth embodiment is that the drain voltage 46 of the low-side driver 10 is input to the voltage detection circuit 15. The timing chart shown in FIG. 13 is the same as that of the sixth embodiment.

実施例6で述べたように、電流回生ダイオード8が破壊または開放状態に陥った場合、図13に示すように、電流回生ダイオード破壊・開放時間62の間は、逆起エネルギーは昇圧回路3に回生することができない。このため、ロウサイドドライバドレイン電圧46は、電流回生ダイオード破壊検出閾値(2)70を超え、クランプ電圧値64まで跳ね上がる。   As described in the sixth embodiment, when the current regenerative diode 8 is destroyed or opened, the back electromotive energy is applied to the booster circuit 3 during the current regenerative diode breaking / opening time 62 as shown in FIG. I can't regenerate. Therefore, the low-side driver drain voltage 46 exceeds the current regeneration diode breakdown detection threshold (2) 70 and jumps up to the clamp voltage value 64.

ここで、本実施例での、電流回生ダイオード8が破壊または開放状態になったことを検知する方法を説明する。跳ね上がったロウサイドドライバドレイン電圧46は、電圧検出回路15によって検出される。そして、電流回生ダイオード破壊検出閾値(2)70を超えると、診断フラグ信号14が診断回路25に出力される。診断回路25は、診断フラグ信号14をハイ出力する。これにより、電流回生ダイオード8が破壊または開放状態になったことを検知することができる。   Here, a method for detecting that the current regeneration diode 8 is broken or opened in this embodiment will be described. The jumped low side driver drain voltage 46 is detected by the voltage detection circuit 15. When the current regeneration diode breakdown detection threshold (2) 70 is exceeded, a diagnostic flag signal 14 is output to the diagnostic circuit 25. The diagnostic circuit 25 outputs the diagnostic flag signal 14 high. Thereby, it can be detected that the current regeneration diode 8 is broken or opened.

加えて、ロウサイドドライバ10のゲートにノイズ等の外乱が生じた場合でも高い検出精度を保証するために、ロウサイドドライバ駆動信号(アナログ)11の立ち下がりからフィルタ時間65内で検知する。   In addition, even when a disturbance such as noise occurs in the gate of the low-side driver 10, the detection is performed within the filter time 65 from the fall of the low-side driver drive signal (analog) 11 in order to ensure high detection accuracy.

以上のような方式をとれば、電流回生ダイオード8が破壊または開放状態になったことをより高精度に検知できる。   If the above method is adopted, it can be detected with higher accuracy that the current regenerative diode 8 is broken or opened.

図14、16を使用して、本発明における内燃機関制御装置の第8の実施例を説明する。本実施例は、電流回生ダイオードの破壊または開放状態を検知することのできる内燃機関制御装置の別の例である。検知方法として、本実施例では、昇圧回路3とハイサイドドライバ4との間に流れる電流(以下、ハイサイド電流と称する)の逆電流の有無を調べる。   An eighth embodiment of the internal combustion engine controller according to the present invention will be described with reference to FIGS. The present embodiment is another example of the internal combustion engine control device that can detect the destruction or the open state of the current regeneration diode. As a detection method, in this embodiment, the presence or absence of a reverse current of a current (hereinafter referred to as a high side current) flowing between the booster circuit 3 and the high side driver 4 is examined.

図14は、本実施例における内燃機関制御装置2の回路を示した図である。実施例7と異なるのは、昇圧回路3とハイサイドドライバ4の間に電流検出抵抗81と電流検出回路80を設け、電流検出回路80で検出した電流が電圧検出回路15に入力される点である。また、第1電流量調整回路18、第2電流量調整回路20、第1電流源17、第2電流源19、第3電流源21、及び電流調整用駆動信号切り替えスイッチ111は記載を省略した。図16に示すタイミングチャートは、実施例7と同様であるが、電流検出抵抗81に流れるハイサイド電流81Aの波形が追加されている。   FIG. 14 is a diagram showing a circuit of the internal combustion engine control device 2 in the present embodiment. The difference from the seventh embodiment is that a current detection resistor 81 and a current detection circuit 80 are provided between the booster circuit 3 and the high side driver 4, and the current detected by the current detection circuit 80 is input to the voltage detection circuit 15. is there. The first current amount adjustment circuit 18, the second current amount adjustment circuit 20, the first current source 17, the second current source 19, the third current source 21, and the current adjustment drive signal changeover switch 111 are not shown. . The timing chart shown in FIG. 16 is the same as that of the seventh embodiment, but the waveform of the high-side current 81A flowing through the current detection resistor 81 is added.

実施例6及び7で述べたように、電流回生ダイオード8が破壊または開放状態に陥った場合、図16に示すように、電流回生ダイオード破壊・開放時間62の間は、逆起エネルギーは昇圧回路3に回生することができない。このため、ロウサイドドライバドレイン電圧46は、電流回生ダイオード破壊検出閾値(2)70を超え、クランプ電圧値64まで跳ね上がる。   As described in the sixth and seventh embodiments, when the current regenerative diode 8 is broken or opened, as shown in FIG. 16, the back electromotive energy is increased during the current regenerative diode breaking / opening time 62 as shown in FIG. Cannot regenerate to 3. Therefore, the low-side driver drain voltage 46 exceeds the current regeneration diode breakdown detection threshold (2) 70 and jumps up to the clamp voltage value 64.

ここで、本実施例での、電流回生ダイオード8が破壊または開放状態になったことを検知する方法を説明する。図16に示すように、コントロール信号29がオンになってロウサイドドライバ駆動信号(アナログ)11がオンになると、ハイサイド電流81Aは、上流から下流に向かって流れ、ピーク電流84のような波形を示す。ロウサイドドライバ駆動信号(アナログ)11がオフとなると、通常は、電流回生ダイオード8に回生電流が流れ、電流検出抵抗81に流れるハイサイド電流81Aは逆電流85となる。   Here, a method for detecting that the current regeneration diode 8 is broken or opened in this embodiment will be described. As shown in FIG. 16, when the control signal 29 is turned on and the low-side driver drive signal (analog) 11 is turned on, the high-side current 81A flows from upstream to downstream and has a waveform like a peak current 84. Indicates. When the low side driver drive signal (analog) 11 is turned off, normally, a regenerative current flows through the current regenerative diode 8, and the high side current 81 </ b> A flowing through the current detection resistor 81 becomes a reverse current 85.

しかし、電流回生ダイオード8が破壊または開放となった場合は、回生電流を流すことができないため、電流検出抵抗81には逆電流85は流れない。図16に示したハイサイド電流81Aの波形のうち、点線部は、電流回生ダイオード8が正常の場合に流れるはずの逆電流85を示している。逆電流85が流れないことを電流検出回路80で検出することにより、電流回生ダイオード8が破壊または開放状態であることを検知できる。   However, when the current regenerative diode 8 is broken or opened, the regenerative current cannot flow, and therefore the reverse current 85 does not flow through the current detection resistor 81. In the waveform of the high-side current 81A shown in FIG. 16, the dotted line portion indicates the reverse current 85 that should flow when the current regeneration diode 8 is normal. By detecting by the current detection circuit 80 that the reverse current 85 does not flow, it can be detected that the current regenerative diode 8 is in a broken or open state.

図15、17を使用して、本発明における内燃機関制御装置の第9の実施例を説明する。本実施例は、電流回生ダイオードの破壊または開放状態を検知することのできる内燃機関制御装置の別の例である。検知方法として、本実施例では回生電流の有無を調べる。   A ninth embodiment of the internal combustion engine controller according to the present invention will be described with reference to FIGS. The present embodiment is another example of the internal combustion engine control device that can detect the destruction or the open state of the current regeneration diode. As a detection method, in this embodiment, the presence or absence of a regenerative current is examined.

本実施例における内燃機関制御装置を図15に示す。内燃機関制御装置2は、図14に示した実施例8のものと同じであるが、電流検出回路80と電流検出抵抗81の設置位置を変更し、電流回生ダイオード8とロウサイドドライバ10の間に設置したものである。
電流検出抵抗81には、回生電流81Bが流れる。図17に示すタイミングチャートも実施例8と同様であるが、ハイサイド電流81Aに替わって、回生電流81Bの波形が記されている。
FIG. 15 shows an internal combustion engine control apparatus according to this embodiment. The internal combustion engine control device 2 is the same as that of the eighth embodiment shown in FIG. 14, but the installation position of the current detection circuit 80 and the current detection resistor 81 is changed, and the current regeneration diode 8 and the low side driver 10 are arranged. It was installed in.
A regenerative current 81B flows through the current detection resistor 81. The timing chart shown in FIG. 17 is the same as that of the eighth embodiment, but the waveform of the regenerative current 81B is shown instead of the high side current 81A.

実施例8で説明したように、ロウサイドドライバ駆動信号(アナログ)11がオフになると、回生電流81Bは、通常、電流回生ダイオード8に流れ、電流検出抵抗81にも流れる。   As described in the eighth embodiment, when the low-side driver drive signal (analog) 11 is turned off, the regenerative current 81B normally flows through the current regenerative diode 8 and also flows through the current detection resistor 81.

しかし、電流回生ダイオード8が破壊または開放となった場合、回生電流81Bは、電流検出抵抗81に流れない。図17に示した回生電流81Bの波形のうち、点線部は、電流回生ダイオード8が正常の場合に流れるはずの回生電流を示している。回生電流81Bが流れないことを電流検出回路80で検出することにより、電流回生ダイオード8が破壊または開放状態であることを検知できる。   However, when the current regenerative diode 8 is broken or opened, the regenerative current 81B does not flow through the current detection resistor 81. Of the waveform of the regenerative current 81B shown in FIG. 17, the dotted line portion indicates the regenerative current that should flow when the current regenerative diode 8 is normal. By detecting by the current detection circuit 80 that the regenerative current 81B does not flow, it can be detected that the current regenerative diode 8 is in a broken or open state.

本発明は、ガソリンや軽油等を燃料とする、自動車、オートバイ、農耕機、工機、船舶機等において、バッテリ電圧あるいは昇圧したバッテリ電圧により、燃料噴射装置等の電磁負荷を駆動する内燃機関制御装置に関する。加えて、内燃機関のような駆動周期が変化する制御装置に関して、高い診断性能が必要な装置に適用される。   The present invention relates to an internal combustion engine control for driving an electromagnetic load such as a fuel injection device by a battery voltage or a boosted battery voltage in an automobile, a motorcycle, an agricultural machine, an industrial machine, a marine machine, etc. using gasoline or light oil as fuel. Relates to the device. In addition, the control device that changes the driving cycle, such as an internal combustion engine, is applied to a device that requires high diagnostic performance.

1…バッテリ電圧、2…内燃機関制御装置、3…昇圧回路、4…ハイサイドドライバ、5…電磁負荷、5A…電磁負荷電流、6…逆流防止ダイオード、7…ノイズ・サージ保護用コンデンサ(上流)、8…電流回生ダイオード、9…ノイズ・サージ保護用コンデンサ(下流)、10…ロウサイドドライバ、11…ロウサイドドライバ駆動信号(アナログ)、12…ロウサイドドライバ用の駆動信号生成回路、13…ロウサイドドライバ駆動信号(ロジック)、13a…遅延ロウサイドドライバ駆動信号(ロジック)、14…診断フラグ信号、15…電圧検出回路、16…第1電流源制御信号、17…第1電流源、18…第1電流量調整回路、19…第2電流源、20…第2電流量調整回路、21…第3電流源、24…第2電流源制御信号、25…診断回路、26…ハイサイドドライバ駆動信号(ロジック)、27…ハイサイドドライバ駆動信号(アナログ)、28…ハイサイドドライバ用の駆動信号生成回路、29…コントロール信号、30…マイクロプロセッサ、31…ロジック回路、32…第1電流源用抵抗、33…第1電流源制御信号立ち下がりタイミング、37…電源グランド、39…ロウサイドドライバゲート信号立ち下がりタイミング、44…地絡閾値、46…ロウサイドドライバドレイン電圧、48…ハイサイドドライバゲート信号立ち下がりタイミング、50…フィルタ時間生成回路、51…コントロール信号立ち上がりタイミング、53…ロウサイドドライバ駆動信号立ち上がりタイミング、54…診断カウンタの初期状態、55…カウントアップ2、56…遅延時間、58…診断ウィンドウ生成回路、61…アクティブクランプ回路、62…電流回生ダイオード破壊・開放時間、63…昇圧電圧値、64…クランプ電圧値、65…フィルタ時間、66…電流回生ダイオード破壊検出閾値1、70…電流回生ダイオード破壊検出閾値2、74…カウントアップ1、80…電流検出回路、81…電流検出抵抗、81A…ハイサイド電流、81B…回生電流、84…ピーク電流、85…逆電流、100…ピーク電流閾値、103…電磁負荷上流電圧、104…天絡閾値、105…ロウサイドドライバドレイン電圧の一定値、106…ハイサイドドライバドレイン電圧の一定値、107…ハイサイドドライバソース電圧の一定値、108…チョッピング駆動信号生成回路、109…チョッピング駆動信号、111…電流調整用駆動信号切り替えスイッチ、112…診断ウィンドウ信号、113…ノイズによる電位変動、114…ハイサイドドライバドレイン電圧、115…ハイサイドドライバソース電圧、116…天絡検出タイミング、300…跳ね上がり電圧、301…遅延時間可変回路、302…落込み電圧。   DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 ... Battery voltage, 2 ... Internal combustion engine control device, 3 ... Boost circuit, 4 ... High side driver, 5 ... Electromagnetic load, 5A ... Electromagnetic load current, 6 ... Backflow prevention diode, 7 ... Noise / surge protection capacitor (upstream) , 8... Current regeneration diode, 9... Noise / surge protection capacitor (downstream), 10... Low side driver, 11... Low side driver drive signal (analog), 12. ... low side driver drive signal (logic), 13a ... delayed low side driver drive signal (logic), 14 ... diagnostic flag signal, 15 ... voltage detection circuit, 16 ... first current source control signal, 17 ... first current source, DESCRIPTION OF SYMBOLS 18 ... 1st electric current amount adjustment circuit, 19 ... 2nd current source, 20 ... 2nd electric current amount adjustment circuit, 21 ... 3rd current source, 24 ... 2nd current source control signal, 2 Diagnostic circuit, 26 High side driver drive signal (logic), 27 High side driver drive signal (analog), 28 High side driver drive signal generation circuit, 29 Control signal, 30 Microprocessor, 31 Logic circuit 32... First current source resistor 33. First current source control signal falling timing 37. Power supply ground 39. Low side driver gate signal falling timing 44. Ground fault threshold 46. Driver drain voltage, 48... High side driver gate signal fall timing, 50... Filter time generation circuit, 51... Control signal rise timing, 53 .. Low side driver drive signal rise timing, 54. Up 2, 56 ... Slow Time, 58... Diagnostic window generation circuit, 61... Active clamp circuit, 62... Current regeneration diode destruction / opening time, 63 ... boost voltage value, 64 ... clamp voltage value, 65 ... filter time, 66. DESCRIPTION OF SYMBOLS 1,70 ... Current regeneration diode destruction detection threshold value 2, 74 ... Count-up 1, 80 ... Current detection circuit, 81 ... Current detection resistor, 81A ... High side current, 81B ... Regenerative current, 84 ... Peak current, 85 ... Reverse current , 100 ... Peak current threshold, 103 ... Electromagnetic load upstream voltage, 104 ... Skyline threshold, 105 ... Constant value of low-side driver drain voltage, 106 ... Constant value of high-side driver drain voltage, 107 ... High-side driver source voltage Constant value 108... Chopping drive signal generation circuit 109 109 chopping drive signal 11 DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 ... Drive signal changeover switch for electric current adjustment, 112 ... Diagnosis window signal, 113 ... Potential fluctuation by noise, 114 ... High side driver drain voltage, 115 ... High side driver source voltage, 116 ... Skylight detection timing, 300 ... Jumping voltage , 301 ... Delay time variable circuit, 302 ... Drop voltage.

Claims (2)

電磁負荷と、
前記電磁負荷の電源と、
前記電磁負荷を駆動するために少なくとも前記電源と前記電磁負荷との間及び前記電磁負荷と電源グラウンドとの間のいずれか一方に配置されたドライバ用のスイッチ素子と、
前記電磁負荷と前記スイッチ素子との間の電圧異常を検出することにより回路構成の故障を診断する診断手段と、
電磁負荷遮断時に生じる逆起エネルギーを減衰させる減衰手段として第1の電流量調節手段と、
前記電圧異常を検出する時間帯を設定する設定手段を備え、
前記スイッチ素子は、FETであり、
前記スイッチ素子のドレイン電圧を所定レベルに収束させるための第2の電流量調節手段をさらに備え、
前記第1の電流量調節手段は、第1の電流源を有し、前記診断手段が前記電磁負荷の天絡を検出すると、前記第1の電流源がオンになって前記スイッチ素子のドレイン電圧を減衰させ、
前記第2の電流量調節手段は、第2の電流源を有し、前記第2の電流源がオンになると、前記第1の電流量調節手段が減衰させた前記スイッチ素子のドレイン電圧を、前記第1の電流量調節手段が減衰させたのよりも緩やかに下降させ、
前記設定手段は、前記電圧異常の検出タイミングを、電磁負荷遮断と電磁負荷の通電とが繰り返される電磁負荷の通電開始タイミングに合わせて設定する、
ことを特徴とする電磁負荷制御装置。
Electromagnetic load,
A power source of the electromagnetic load;
A switch element for a driver arranged at least between the power source and the electromagnetic load and between the electromagnetic load and a power supply ground to drive the electromagnetic load;
A diagnostic means for diagnosing a fault in the circuit configuration by detecting a voltage abnormality between the electromagnetic load and the switch element;
A first current amount adjusting means as an attenuating means for attenuating back electromotive energy generated when the electromagnetic load is interrupted;
Setting means for setting a time zone for detecting the voltage abnormality;
The switch element is an FET;
A second current amount adjusting means for converging the drain voltage of the switch element to a predetermined level;
The first current amount adjusting unit includes a first current source, and when the diagnostic unit detects a power supply fault of the electromagnetic load, the first current source is turned on and a drain voltage of the switch element is detected. To attenuate
The second current amount adjusting means has a second current source, and when the second current source is turned on, the drain voltage of the switch element attenuated by the first current amount adjusting means is The first current amount adjusting means is lowered more slowly than attenuated,
The setting means sets the detection timing of the voltage abnormality in accordance with the energization start timing of the electromagnetic load in which the electromagnetic load cutoff and the energization of the electromagnetic load are repeated.
An electromagnetic load control device.
電磁負荷と、
前記電磁負荷の電源と、
前記電磁負荷を駆動するために少なくとも前記電源と前記電磁負荷との間及び前記電磁負荷と電源グラウンドとの間のいずれか一方に配置されたドライバ用のスイッチ素子と、
前記電磁負荷と前記スイッチ素子との間の電圧異常を検出することにより回路構成の故障を診断する診断手段と、
電磁負荷遮断時に生じる逆起エネルギーを減衰させる減衰手段として第1の電流量調節手段と、
前記電圧異常を検出する時間帯を設定する設定手段を備え、
前記スイッチ素子は、FETであり、
前記スイッチ素子のドレイン電圧を所定レベルに収束させるための第2の電流量調節手段をさらに備え、
前記第1の電流量調節手段は、第1の電流源を有し、前記診断手段が前記電磁負荷の天絡を検出すると、前記第1の電流源がオンになって前記スイッチ素子のドレイン電圧を減衰させ、
前記第2の電流量調節手段は、第2の電流源を有し、前記第2の電流源がオンになると、前記第1の電流量調節手段が減衰させた前記スイッチ素子のドレイン電圧を、前記第1の電流量調節手段が減衰させたのよりも緩やかに下降させ、
前記設定手段は、前記電圧異常の検出タイミングを、前記スイッチ素子を駆動させるための制御信号の立ち上がり又は立ち下がりのタイミングに設定する、
ことを特徴とする電磁負荷制御装置。
Electromagnetic load,
A power source of the electromagnetic load;
A switch element for a driver arranged at least between the power source and the electromagnetic load and between the electromagnetic load and a power supply ground to drive the electromagnetic load;
A diagnostic means for diagnosing a fault in the circuit configuration by detecting a voltage abnormality between the electromagnetic load and the switch element;
A first current amount adjusting means as an attenuating means for attenuating back electromotive energy generated when the electromagnetic load is interrupted;
Setting means for setting a time zone for detecting the voltage abnormality;
The switch element is an FET;
A second current amount adjusting means for converging the drain voltage of the switch element to a predetermined level;
The first current amount adjusting unit includes a first current source, and when the diagnostic unit detects a power supply fault of the electromagnetic load, the first current source is turned on and a drain voltage of the switch element is detected. To attenuate
The second current amount adjusting means has a second current source, and when the second current source is turned on, the drain voltage of the switch element attenuated by the first current amount adjusting means is The first current amount adjusting means is lowered more slowly than attenuated,
The setting means sets the detection timing of the voltage abnormality to a rising timing or falling timing of a control signal for driving the switch element;
An electromagnetic load control device.
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