JP4425193B2 - モータの位置センサレス制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、回転子位置センサを用いることなくモータを駆動制御するモータの位置センサレス制御装置に関する。また、この位置センサレス制御装置を有するモータ駆動システムに関する。

従来より、モータの回転子位置を、センサを用いることなく検出しようとする技術が開発されている。そのような技術の中で、高周波回転電圧または高周波回転電流の注入を利用した技術が提案されている。

例えば、下記特許文献１には、高周波回転電圧をモータに印加し、電流ベクトル軌跡の楕円の長軸方向から回転子位置を推定する技術が開示されている。また、下記特許文献２に記載の技術では、高周波回転電圧をモータに印加し、モータに流れる電流をα−β軸上の電流に変換する。そして、その電流のα軸成分とβ軸成分のピーク値と位相を検出することにより、α軸から楕円長軸（ｄ軸）までの角度を求める。

また、下記特許文献３に記載の技術では、高周波の同相磁束ベクトルと鏡相磁束ベクトルとの成す角の中間角の余弦及び正弦の推定値を、ベクトル回転器の回転信号として利用している。また、下記特許文献４に記載の技術では、正相軸と、逆相軸の写像を利用して回転子位置を推定している。

特開２００３−２１９６８２号公報 特開２００４−８０９８６号公報 特開２００２−５１５９７号公報 特開２００３−１５３５８２号公報

しかしながら、上記特許文献１〜４に記載の技術は何れも、回転子位置を推定できる信号を得るために、抽出した信号に複雑な処理を施す必要があった。つまり、位置センサレス制御を行うために複雑な処理が必要であった。

そこで本発明は、非常に簡単な処理（演算量）にて位置センサレス制御を実現できるモータの位置センサレス制御装置及びこれを有するモータ駆動システムを提供することを目的とする。

上記目的を実現するために本発明の第１の構成は、回転子を構成する永久磁石が作る磁束に平行な軸をｄ軸、ｄ軸に対応する制御上の推定軸をγ軸、γ軸から電気角で９０度進んだ推定軸をδ軸とし、ｄ軸とγ軸との軸誤差が小さくなるようにモータを制御するモータの位置センサレス制御装置であって、前記モータを駆動する駆動電流に、該駆動電流とは異なる周波数の重畳電流を重畳する重畳部と、前記モータに供給したモータ電流から前記重畳電流のγ軸成分とδ軸成分を抽出する重畳成分抽出部と、抽出された前記重畳電流のγ軸成分とδ軸成分の積に基づいて前記モータを制御することにより、前記軸誤差を小さくする制御部と、を備えたことを特徴とする。

上記のように構成すれば、非常に簡単な処理（演算量）で前記軸誤差を小さくすることができる。

具体的には例えば、上記第１の構成において、前記重畳部は、前記駆動電流を流すために前記モータへ印加する駆動電圧に、前記重畳電流に応じた重畳電圧を重畳することによって、前記駆動電流に前記重畳電流を重畳する。

また例えば、上記第１の構成において、前記制御部は、前記積の直流成分に基づいて前記モータを制御することにより、前記軸誤差を小さくする。

また例えば、上記第１の構成において、前記制御部は、前記直流成分がゼロに収束するように前記モータを制御することにより、前記軸誤差を小さくする。

また例えば、上記第１の構成において、前記重畳電圧のγ−δ軸上での電圧ベクトル軌跡は、γ軸またはδ軸を基準として対象性を有する図形を成す。

また例えば、上記第１の構成において、前記重畳電圧のγ−δ軸上での電圧ベクトル軌跡は、真円、γ軸を短軸もしくは長軸とする楕円、またはγ軸もしくはδ軸上の線分を成す。

また例えば、上記第１の構成において、前記モータは非突極性を有するモータであり、前記重畳部は、前記重畳電流のγ軸成分に起因する磁気飽和によって前記モータのインダクタンスのｄ軸成分が変化するような電圧を、前記重畳電圧として前記駆動電圧に重畳するようにしてもよい。

このように、上記第１の構成に係る位置センサレス制御装置は、非突極性を有するモータにも適用可能である。

また、上記目的を実現するために本発明の第２の構成は、回転子を構成する永久磁石が作る磁束に平行な軸をｄ軸、ｄ軸に対応する制御上の推定軸をγ軸、γ軸から電気角で９０度進んだ推定軸をδ軸とし、ｄ軸とγ軸との軸誤差が小さくなるようにモータを制御するモータの位置センサレス制御装置であって、前記モータを駆動する駆動電流に、該駆動電流とは異なる周波数の重畳電流を重畳する重畳部と、前記駆動電流に前記重畳電流を重畳するために前記モータへ印加する重畳電圧のγ軸成分とδ軸成分を抽出する重畳成分抽出部と、抽出された前記重畳電圧のγ軸成分とδ軸成分の積に基づいて前記モータを制御することにより、前記軸誤差を小さくする制御部と、を備えたことを特徴とする。

上記のように構成すれば、非常に簡単な処理（演算量）で前記軸誤差を小さくすることができる。

また例えば、上記第２の構成において、前記制御部は、前記積の直流成分に基づいて前記モータを制御することにより、前記軸誤差を小さくする。

また例えば、上記第２の構成において、前記制御部は、前記直流成分がゼロに収束するように前記モータを制御することにより、前記軸誤差を小さくする。

また例えば、上記第２の構成において、前記重畳電流のγ−δ軸上での電流ベクトル軌跡は、γ軸またはδ軸を基準として対象性を有する図形を成す。

また例えば、上記第２の構成において、前記重畳電流のγ−δ軸上での電流ベクトル軌跡は、真円、γ軸を短軸もしくは長軸とする楕円、またはγ軸もしくはδ軸上の線分を成す。

また例えば、上記第２の構成において、前記モータは非突極性を有するモータであり、前記重畳部は、前記重畳電流のγ軸成分に起因する磁気飽和によって前記モータのインダクタンスのｄ軸成分が変化するような電流を、前記重畳電流として前記駆動電流に重畳するようにしてもよい。

このように、上記第２の構成に係る位置センサレス制御装置は、非突極性を有するモータにも適用可能である。

また、上記目的を実現するために本発明に係るモータ駆動システムは、モータと、前記モータを駆動するインバータと、前記インバータを制御することにより前記モータを制御する上記第１又は第２の構成の位置センサレス制御装置と、を備えたことを特徴とする。

上述した通り、本発明に係るモータの位置センサレス制御装置及びこれを有するモータ駆動システムによれば、非常に簡単な処理（演算量）にて位置センサレス制御を実現できる。

＜＜第１実施形態＞＞
以下、本発明の第１実施形態につき、詳細に説明する。図１は、本発明を適用したモータ駆動システムのブロック構成図である。１は、永久磁石を回転子（不図示）に、電機子巻線を固定子（不図示）に設けた三相永久磁石同期モータ１（以下、単に「モータ１」と記すことがある）である。モータ１として、突極機（突極性を有するモータ）及び非突極機（非突極性を有するモータ）の何れをも採用可能である。後に非突極機を採用した場合における動作も説明するが、主としてモータ１が突極機（例えば、埋込磁石形同期モータ）である場合を例にとり説明を行う。

２は、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）インバータであり、モータ１の回転子位置に応じてモータ１にＵ相、Ｖ相及びＷ相から成る三相交流電圧を供給する。このモータ１に供給される電圧をモータ電圧（電機子電圧）Ｖ_aとし、インバータ２からモータ１に供給される電流をモータ電流（電機子電流）Ｉ_aとする。

３は、位置センサレス制御装置であり、モータ電流Ｉ_aを用いてモータ１の回転子位置等を推定し、モータ１を所望の回転速度で回転させるための信号をＰＷＭインバータ２に与える。この所望の回転速度は、図示されないＣＰＵ（中央処理装置；Central Processing Unit）等から位置センサレス制御装置３にモータ速度指令値ω^*として与えられる。

図２は、モータ１の解析モデル図である。以下の説明において、電機子巻線とはモータ１に設けられているものを指す。図２には、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の電機子巻線固定軸が示されている。１ａは、モータ１の回転子を構成する永久磁石である。永久磁石１ａが作る磁束と同じ速度で回転する回転座標系において、永久磁石１ａが作る磁束の方向をｄ軸にとり、ｄ軸に対応する制御上の推定軸をγ軸とする。また、図示していないが、ｄ軸から電気角で９０度進んだ位相にｑ軸をとり、γ軸から電気角で９０度進んだ位相に推定軸であるδ軸をとる。回転座標系はｄ軸とｑ軸を座標軸に選んだ座標系であり、その座標軸をｄ−ｑ軸と呼ぶ。制御上の回転座標系（推定回転座標系）はγ軸とδ軸を座標軸に選んだ座標系であり、その座標軸をγ−δ軸と呼ぶ。

ｄ−ｑ軸は回転しており、その回転速度を実モータ速度ωと呼ぶ。γ−δ軸も回転しており、その回転速度を推定モータ速度ω_eと呼ぶ。また、ある瞬間の回転しているｄ−ｑ軸において、ｄ軸の位相をＵ相の電機子巻線固定軸を基準としてθ（実回転子位置θ）により表す。同様に、ある瞬間の回転しているγ−δ軸において、γ軸の位相をＵ相の電機子巻線固定軸を基準としてθ_e（推定回転子位置θ_e）により表す。そうすると、ｄ軸とγ軸との軸誤差Δθ（ｄ−ｑ軸とγ−δ軸との軸誤差Δθ）は、Δθ＝θ―θ_eで表される。

以下の記述において、モータ電圧Ｖ_aのγ軸成分、δ軸成分、ｄ軸成分及びｑ軸成分を、それぞれγ軸電圧ｖγ、δ軸電圧ｖδ、ｄ軸電圧ｖ_d及びｑ軸電圧ｖ_qで表し、モータ電流Ｉ_aのγ軸成分、δ軸成分、ｄ軸成分及びｑ軸成分を、それぞれγ軸電流ｉγ、δ軸電流ｉδ、ｄ軸電流ｉ_d及びｑ軸電流ｉ_qで表す。

また、以下の記述において、Ｒ_aは、モータ抵抗（モータ１の電機子巻線の抵抗値）であり、Ｌ_d、Ｌ_qは、夫々ｄ軸インダクタンス（モータ１の電機子巻線のインダクタンスのｄ軸成分）、ｑ軸インダクタンス（モータ１の電機子巻線のインダクタンスのｑ軸成分）であり、Φ_aは、永久磁石１ａによる電機子鎖交磁束である。尚、Ｌ_d、Ｌ_q、Ｒ_a及びΦ_aは、モータ駆動システムの設計時において予め設定される値である。また、後に示す各式において、ｓはラプラス演算子を意味する。

図３は、図１の位置センサレス制御装置３の内部構成を詳細に表した、モータ駆動システムの構成ブロック図である。位置センサレス制御装置３は、電流検出器１１、座標変換器１２、減算器１３、減算器１４、電流制御部１５、磁束制御部１６、速度制御部１７、座標変換器１８、減算器１９、位置・速度推定器（以下、単に「推定器」という）２０、重畳電圧生成部２１、加算器２２及び２３を有して構成される。位置センサレス制御装置３を構成する各部位は、必要に応じて位置センサレス制御装置３内で生成される値の全てを自由に利用可能となっている。

電流検出器１１は、例えばホール素子等から成り、ＰＷＭインバータ２からモータ１に供給されるモータ電流Ｉ_aのＵ相電流ｉ_u及びＶ相電流ｉ_vを検出する。座標変換器１２は、電流検出器１１からのＵ相電流ｉ_u及びＶ相電流ｉ_vの検出結果を受け取り、それらを推定器２０から与えられる推定回転子位置θ_eを用いて、γ軸電流ｉγ及びδ軸電流ｉδに変換する。この変換には、下記式（１）を用いる。

推定器２０は、推定回転子位置θ_e及び推定モータ速度ω_eを推定して出力する。推定回転子位置θ_e及び推定モータ速度ω_eの推定手法については、後に詳説する。

減算器１９は、推定器２０から与えられる推定モータ速度ω_eを、モータ速度指令値ω^*から減算し、その減算結果（速度誤差）を出力する。速度制御部１７は、減算器１９の減算結果（ω^*−ω_e）に基づいて、δ軸電流指令値ｉδ^*を作成する。このδ軸電流指令値ｉδ^*は、モータ電流Ｉ_aのδ軸成分であるδ軸電流ｉδが追従すべき電流の値を表す。磁束制御部１６は、推定器２０から与えられる推定モータ速度ω_eと速度制御部１７から与えられるδ軸電流指令値ｉδ^*を用いて、γ軸電流指令値ｉγ^*を作成する。このγ軸電流指令値ｉγ^*は、モータ電流Ｉ_aのγ軸成分であるγ軸電流ｉγが追従すべき電流の値を表す。

減算器１３は、磁束制御部１６が出力するγ軸電流指令値ｉγ^*から、座標変換器１２が出力するγ軸電流ｉγを差し引いて、電流誤差（ｉγ^*−ｉγ）を算出する。減算器１４は、速度制御部１７が出力するδ軸電流指令値ｉδ^*から、座標変換器１２が出力するδ軸電流ｉδを差し引いて、電流誤差（ｉδ^*−ｉδ）を算出する。

電流制御部１５は、減算器１３及び１４にて算出された各電流誤差、座標変換器１２からのγ軸電流ｉγ及びδ軸電流ｉδ、並びに推定器２０からの推定モータ速度ω_eを受け、γ軸電流ｉγがγ軸電流指令値ｉγ^*に追従するように、且つδ軸電流ｉδがδ軸電流指令値ｉδ^*に追従するように、γ軸電圧指令値ｖγ^*とδ軸電圧指令値ｖδ^*を出力する。

重畳電圧生成部２１は、γ軸電圧指令値ｖγ^*及びδ軸電圧指令値ｖδ^*に重畳するための重畳電圧を出力する。重畳電圧は、γ軸成分のγ軸重畳電圧ｖｈγとδ軸成分のδ軸重畳電圧ｖｈδとから成る。この重畳電圧については後に詳説する。

加算器２２は、電流制御部１５からのγ軸電圧指令値ｖγ^*と重畳電圧生成部２１からのγ軸重畳電圧ｖｈγとの和（ｖγ^*＋ｖｈγ）を算出する。加算器２３は、電流制御部１５からのδ軸電圧指令値ｖδ^*と重畳電圧生成部２１からのδ軸重畳電圧ｖｈδとの和（ｖδ^*＋ｖｈδ）を算出する。座標変換器１８は、推定器２０から与えられる推定回転子位置θ_eに基づいて、γ軸重畳電圧ｖｈγが重畳されたγ軸電圧指令値ｖγ^*及びδ軸重畳電圧ｖｈδが重畳されたδ軸電圧指令値ｖδ^*の逆変換を行い、モータ電圧Ｖ_aのＵ相成分、Ｖ相成分及びＷ相成分を表すＵ相電圧指令値ｖ_u ^*、Ｖ相電圧指令値ｖ_v ^*及びＷ相電圧指令値ｖ_w ^*から成る三相の電圧指令値を作成して、それらをＰＷＭインバータ２に出力する。この逆変換には、下記の２つの等式から成る式（２）を用いる。

ＰＷＭインバータ２は、モータ１に印加されるべき電圧を表す三相の電圧指令値（ｖ_u ^*、ｖ_v ^*及びｖ_w ^*）に基づいてパルス幅変調された信号を作成し、該三相の電圧指令値に応じたモータ電流Ｉ_aをモータ１に供給してモータ１を駆動する。γ軸電圧指令値ｖγ^*及びδ軸電圧指令値ｖδ^*は、元々、それぞれモータ電圧Ｖ_aのγ軸成分及びδ軸成分であるγ軸電圧ｖδ及びδ軸電圧ｖδが追従すべき電圧の値を表すのであるが、上記重畳電圧の重畳により、γ軸電圧ｖδ及びδ軸電圧ｖδは、それぞれ、（ｖγ^*＋ｖｈγ）及び（ｖδ^*＋ｖｈδ）に追従することになる。

γ軸重畳電圧ｖｈγ及びδ軸重畳電圧ｖｈδが共にゼロである場合、モータ電流Ｉ_aはγ軸電流指令値ｉγ^*及びδ軸電流指令値ｉδ^*にのみ従ったものとなる。このγ軸電流指令値ｉγ^*及びδ軸電流指令値ｉδ^*にて表される電流は、モータ１を駆動する駆動電流である。また、γ軸電圧指令値ｖγ^*及びδ軸電圧指令値ｖδ^*は、モータ１を所望の回転速度（ω^*）で駆動させるべく、γ軸電流指令値ｉγ^*及びδ軸電流指令値ｉδ^*に従って作成されたものである。従って、γ軸電圧指令値ｖγ^*及びδ軸電圧指令値ｖδ^*にて表される電圧は、モータ１に上記駆動電流を流すためにモータ１へ印加される駆動電圧である。

ゼロではない重畳電圧（γ軸重畳電圧ｖｈγ及びδ軸重畳電圧ｖｈδ）を、γ軸電圧指令値ｖγ^*及びδ軸電圧指令値ｖδ^*に重畳するということは、上記駆動電圧に上記重畳電圧を重畳することに相当する。この重畳電圧の重畳によって、上記駆動電流に上記重畳電圧に応じた重畳電流が重畳されることになる。

重畳電圧生成部２１によって生成される重畳電圧は、高周波の回転電圧である。ここで、「高周波」とは、その重畳電圧の周波数が駆動電圧の周波数よりも十分に大きいことを意味している。従って、この重畳電圧に従って重畳される上記重畳電流の周波数は、上記駆動電流の周波数よりも十分に大きい。また、「回転電圧」とは、図４や図１１に示す如く電圧ベクトルの軌跡がγ−δ軸上で（γ−δ座標上で）円を成すような電圧を意味する。例えば、上記回転電圧は３相で考えた場合における３相平衡電圧であり、３相平衡電圧の場合、その電圧ベクトルの軌跡は、図４の電圧ベクトル軌跡のようにγ−δ軸上で原点を中心とする真円を成すことになる。この回転電圧は、モータ１に同期しない高周波の電圧であるため、この回転電圧の印加によってモータ１が回転することはない。

また、モータ１が埋込磁石形同期モータ等であってＬ_d＜Ｌ_qが成立するとき、電圧ベクトル軌跡７０を成す重畳電圧によってモータ１に流れる重畳電流の電流ベクトルの軌跡は、図５の電流ベクトル軌跡７１に示す如く、γ−δ軸（γ−δ座標）上で原点を中心とし、γ軸方向を長軸方向且つδ軸方向を短軸方向とする楕円となる。但し、電流ベクトル軌跡７１は、軸誤差Δθがゼロの場合の電流ベクトル軌跡である。軸誤差Δθがゼロでない場合における重畳電流の電流ベクトル軌跡は、電流ベクトル軌跡７２にて表される楕円のようになり、その長軸方向（又は短軸方向）はγ軸方向（又はδ軸方向）と一致しない。即ち、軸誤差Δθがゼロでない場合は、γ−δ軸（γ−δ座標）上で原点を中心として電流ベクトル軌跡７１が傾き、電流ベクトル軌跡７２を描くようになる。

重畳電流のγ軸成分及びδ軸成分を、夫々γ軸重畳電流ｉｈγ及びδ軸重畳電流ｉｈδとすると、それらの積（ｉｈγ×ｉｈδ）には、電流ベクトル軌跡７２にて表される楕円の傾きに依存した直流成分が存在する。積（ｉｈγ×ｉｈδ）は、電流ベクトル軌跡の第１及び第３象限で正の値をとる一方で第２及び第４象限で負の値をとるため、楕円が傾いていない時は（電流ベクトル軌跡７１の場合は）直流成分を含まないが、楕円が傾くと（電流ベクトル軌跡７２の場合は）直流成分を含むようになる。尚、図５等におけるＩ、
II、III及びIVは、γ−δ軸（γ−δ座標）上での第１、第２、第３及び第４象限を表している。

図６に、時間を横軸にとり、軸誤差Δθがゼロの場合における積（ｉｈγ×ｉｈδ）とその積の直流成分を夫々曲線６０及び６１にて表す。図７に、時間を横軸にとり、軸誤差Δθがゼロではない場合における積（ｉｈγ×ｉｈδ）とその積の直流成分を夫々曲線６２及び６３にて表す。図６及び図７からも分かるように、積（ｉｈγ×ｉｈδ）の直流成分は、Δθ＝０°の場合にゼロとなり、Δθ≠０°の場合にゼロとならない。また、この直流成分は、軸誤差Δθの大きさが増大するにつれて大きくなる（軸誤差Δθに概ね比例する）。従って、この直流成分がゼロに収束するように制御すれば、軸誤差Δθはゼロに収束するようになる。

推定器２０は、この点に着目し、積（ｉｈγ×ｉｈδ）の直流成分がゼロに収束するようにγ−δ軸に修正を加えて、推定回転子位置θ_e及び推定モータ速度ω_eを推定する。図８は、推定器２０の内部構成の一例を表すブロック図である。図８の推定器２０は、バンドパスフィルタ（以下「ＢＰＦ」と記す）３１及び３２と、掛算器３３と、ローパスフィルタ（以下「ＬＰＦ」と記す）３４と、比例積分演算器３５と、積分器３６と、を有して構成される。

ＢＰＦ３１は、座標変換器１２から出力されるγ軸電流ｉγの値から、重畳成分であるγ軸重畳電流ｉｈγを抽出する。同様に、ＢＰＦ３２は、座標変換器１２から出力されるδ軸電流ｉδの値から、重畳成分であるδ軸重畳電流ｉｈδを抽出する。掛算器３３は、ＢＰＦ３１及び３２によって抽出されたγ軸重畳電流ｉｈγとδ軸重畳電流ｉｈδの積（ｉｈγ×ｉｈδ）を算出する。ＬＰＦ３４は、この積（ｉｈγ×ｉｈδ）から高周波成分を除去して、積（ｉｈγ×ｉｈδ）の直流成分ｉｈＤを抽出する。

比例積分演算器３５は、ＰＬＬ（Phase Locked Loop）から成り、位置センサレス制御装置３を構成する各部位と協働しつつ比例積分制御を行って、ＬＰＦ３４から出力される直流成分ｉｈＤがゼロに収束するように（即ち、軸誤差Δθがゼロに収束するように）推定モータ速度ω_eを算出する。積分器３６は、比例積分演算器３５から出力される推定モータ速度ω_eを積分して推定回転子位置θ_eを算出する。比例積分演算器３５が出力する推定モータ速度ω_eと積分器３６が出力する推定回転子位置θ_eは、共に推定器２０の出力値として、その値を必要とする位置センサレス制御装置３の各部位に与えられる。

図３及び図８のように構成すれば、軸誤差Δθがゼロに収束するようになる。また、従来技術と比べて回転子位置を推定するための処理（演算量）が簡単であり、容易に実現できるため実用性が高い。特にモータ１の停止状態や低速運転状態において、良好に回転子位置を推定できる。当然、当該モータ駆動システムから位置センサ（不図示）を省略可能であり、低コスト化等も期待できる。

また、図９に示す如く、ＬＰＦ３４に代えて、重畳電圧のｎ周期分（但し、ｎは１以上の整数）の積（ｉｈγ×ｉｈδ）を積分するｎ周期積分器３７を用いて直流成分ｉｈＤを抽出するようにしてもよい。更に、ｎ周期積分器３７を、重畳電圧のｎ周期分の積（ｉｈγ×ｉｈδ）の移動平均から直流成分ｉｈＤを算出する移動平均部（不図示）に置換するようにしてもよい。また、積（ｉｈγ×ｉｈδ）から直流成分ｉｈＤを抽出する手法として、ＬＰＦ、積分（ｎ周期積分）及び移動平均等の内の、複数の手法を組み合わせたものを採用しても良い。例えば、図１０に示す如く、図８におけるＬＰＦ３４を、ＬＰＦ３８と移動平均部３９に置換する。ＬＰＦ３８は、ＬＰＦ３４と同様のものである。移動平均部３９は、ＬＰＦ３８によって高周波成分を除去された積（ｉｈγ×ｉｈδ）の移動平均（重畳電圧のｎ周期分の移動平均）を算出して、直流成分ｉｈＤを算出する。尚、図９及び図１０において、図８と同一の部分には同一の符号を付してあり、重複する部分の説明は省略する。

また、重畳電圧の電圧ベクトル軌跡が、図４の電圧ベクトル軌跡７０のように、γ−δ軸上で原点を中心とした真円を成す例を上述したが、重畳電圧として２相の回転電圧を重畳する場合、その回転電圧におけるγ軸重畳電圧ｖｈγの振幅とδ軸重畳電圧ｖｈδの振幅は異なっていても構わない。図１１に、δ軸重畳電圧ｖｈδの振幅をγ軸重畳電圧ｖｈγの振幅に対して相対的に大きくした場合における、重畳電圧としての２相の回転電圧の電圧ベクトル軌跡７３を示す。電圧ベクトル軌跡７３は、γ−δ軸（γ−δ座標）上で原点を中心とし、γ軸方向を短軸方向且つδ軸方向を長軸方向とする楕円を成す。

電圧ベクトル軌跡７３で表される重畳電圧を重畳した場合、対応して流れる重畳電流の電流ベクトル軌跡は、図１２に示す如くδ軸方向に伸びた楕円となる。この場合も、軸誤差Δθがゼロならば、重畳電流の電流ベクトル軌跡は電流ベクトル軌跡７４のようにγ−δ軸（γ−δ座標）上で原点を中心とし且つγ軸方向を短軸方向又は長軸方向とする楕円を成す（場合によっては、真円も成す）ため、積（ｉｈγ×ｉｈδ）は直流成分を持たない。一方、軸誤差Δθがゼロでなくなると、重畳電流の電流ベクトル軌跡は電流ベクトル軌跡７４から電流ベクトル軌跡７５のように原点を中心として傾くこととなるため、積（ｉｈγ×ｉｈδ）は直流成分を持つようになる（但し、重畳電流の電流ベクトル軌跡が真円を成す場合を除く）。このため、図８等に示した推定器２０によって回転子位置を推定可能である。

更にまた、重畳電圧として１相の交番電圧を採用しても良い。例えば、γ軸重畳電圧ｖｈγとδ軸重畳電圧ｖｈδの内、δ軸重畳電圧ｖｈδのみをゼロとするとγ軸電圧の成分のみを持つ１相の高周波電圧（γ相の高周波の交番電圧）が重畳電圧となり、γ軸重畳電圧ｖｈγのみをゼロとするとδ軸電圧の成分のみを持つ１相の高周波電圧（δ相の高周波の交番電圧）が重畳電圧となる。この１相の交番電圧も、モータ１に同期しない高周波の電圧であるため、この交番電圧の印加によってモータ１が回転することはない。

例えば、γ軸重畳電圧ｖｈγとδ軸重畳電圧ｖｈδの内、γ軸重畳電圧ｖｈγのみをゼロとした場合、重畳電圧の電圧ベクトル軌跡は、γ−δ軸（γ−δ座標）上で原点を中点とするδ軸上の線分を成す。この場合も、軸誤差Δθがゼロならば、重畳電流の電流ベクトル軌跡は図１３の電流ベクトル軌跡７７のようにγ−δ軸（γ−δ座標）上で原点を中点とする線分を成すため、積（ｉｈγ×ｉｈδ）は直流成分を持たない。一方、軸誤差Δθがゼロでなくなると、重畳電流の電流ベクトル軌跡は電流ベクトル軌跡７７から電流ベクトル軌跡７８のように原点を中心として傾くこととなるため、積（ｉｈγ×ｉｈδ）は直流成分を持つようになる。このため、図８等に示した推定器２０によって回転子位置を推定可能である。

重畳電圧として２相の回転電圧を採用した場合にγ軸重畳電圧ｖｈγの振幅とδ軸重畳電圧ｖｈδの振幅との関係をどのように設定するかや、重畳電圧としてどのような１相の交番電圧を採用するかは、モータ１の特性やモータ駆動システムの適用場面等に応じて適宜選ぶことができる。２相の回転電圧におけるγ軸重畳電圧ｖｈγの振幅を相対的に大きくすれば（δ軸重畳電圧ｖｈδの振幅を相対的に小さくすれば）、トルクに関与する電流成分が減るため重畳に起因するトルク脈動の発生が抑制できる一方で、トルクに関与しない電流成分が増えるため重畳に起因する磁気飽和の影響があらわれやすくなる。これは、γ軸電圧の成分のみを持つ１相の高周波電圧を重畳電圧として採用した場合も同様である。

逆に、２相の回転電圧におけるδ軸重畳電圧ｖｈδの振幅を相対的に大きくすれば（γ軸重畳電圧ｖｈγの振幅を相対的に小さくすれば）、トルクに関与しない電流成分が減るため重畳に起因する磁気飽和の影響があらわれにくくなる一方で、トルクに関与する電流成分が増えるため重畳に起因するトルク脈動が発生しやすくなる。これは、δ軸電圧の成分のみを持つ１相の高周波電圧を重畳電圧として採用した場合も同様である。

また、重畳電圧としてγ軸重畳電圧ｖｈγの振幅とδ軸重畳電圧ｖｈδの振幅が異なる２相の回転電圧を採用すれば、或いは重畳電圧として１相の交番電圧を採用すれば、図４に示す真円を成す回転電圧を採用する場合よりも、重畳に起因する消費電力増大の抑制が可能である。軸誤差Δθを精度良くゼロに保つことができるように、ある程度の大きさの重畳電流を重畳する必要があるが、γ軸重畳電圧ｖｈγの振幅とδ軸重畳電圧ｖｈδの振幅との関係をモータ１の特性等に応じて適切に設定することにより、又はモータ１の特性等に応じて１相の交番電圧を採用することにより、重畳に起因する消費電力増大は抑制される。

また、重畳電圧として２相の回転電圧を得るためには、γ軸重畳電圧ｖｈγ及びδ軸重畳電圧ｖｈδを正弦波とする必要があるが、γ軸重畳電圧ｖｈγ及び／又はδ軸重畳電圧ｖｈδを正弦波とする必要は必ずしもない。重畳電圧のγ−δ軸（γ−δ座標）上での電圧ベクトル軌跡が原点を内包し且つγ軸またはδ軸を基準として対象性を有する図形を描くならば、γ軸重畳電圧ｖｈγ及びδ軸重畳電圧ｖｈδとしてどのような波形を選んでも構わない。重畳電圧のγ−δ軸（γ−δ座標）上での電圧ベクトル軌跡が原点を内包し且つγ軸またはδ軸を基準として対象性を有する図形を描くならば、重畳電圧として２相の回転電圧を採用した場合と同様、軸誤差Δθ＝０°のときに積（ｉｈγ×ｉｈδ）は直流成分を持たず、軸誤差Δθの大きさが０°から増大するに従って積（ｉｈγ×ｉｈδ）の直流成分がゼロを起点として増大するからである。

尚、「原点を内包し」とは、上記「対象性を有する図形」の内部にγ−δ軸（γ−δ座標）上における原点が存在することを意味する。また、「γ軸を基準として対象性を有する」とは、γ−δ軸（γ−δ座標）上における電圧ベクトル軌跡の、第１象限及び第２象限の部分の図形と第３象限及び第４象限の部分の図形との間にγ軸を軸とする線対称の関係が成立していること意味する。また、「δ軸を基準として対象性を有する」とは、γ−δ軸（γ−δ座標）上における電圧ベクトル軌跡の、第１象限及び第４象限の部分の図形と第２象限及び第３象限の部分の図形との間にδ軸を軸とする線対称の関係が成立していること意味する。

例えば、図１４に示す如く、γ軸重畳電圧ｖｈγ（実線８２）及びδ軸重畳電圧ｖｈδ（破線８３）は矩形波であっても良い。この場合、その電圧ベクトル軌跡は、図１５の電圧ベクトル軌跡８４のように、γ−δ軸（γ−δ座標）上で原点を中心とする長方形を成し、対応して流れる重畳電流の電流ベクトル軌跡は、図１６に示す如く（略）菱形となる。重畳電流の電流ベクトル軌跡が描くその菱形は、軸誤差Δθがゼロならば電流ベクトル軌跡８５のようになり、積（ｉｈγ×ｉｈδ）は直流成分を持たない。ところが、軸誤差Δθがゼロでなくなると、重畳電流の電流ベクトル軌跡は電流ベクトル軌跡８５から電流ベクトル軌跡８６のように変化し、菱形が崩れて積（ｉｈγ×ｉｈδ）は直流成分を持つようになる。このため、図８等に示した推定器２０によって回転子位置を推定可能である。

また、モータ１として、非突極機である表面磁石形同期モータを採用することも可能である。但し、モータ１として非突極機を採用した場合において、重畳電圧のγ−δ軸（γ−δ座標）上の電圧ベクトル軌跡が図４の電圧ベクトル軌跡７０のように真円を成す場合（即ち、回転電圧におけるγ軸重畳電圧ｖｈγの振幅とδ軸重畳電圧ｖｈδの振幅が等しい場合）、重畳電流のγ−δ軸（γ−δ座標）上の電流ベクトル軌跡も、図１７の電流ベクトル軌跡８０のように原点を中心とする真円となる（但し、磁気飽和がない場合）。重畳電流の電流ベクトル軌跡が真円であると、軸誤差Δθがゼロでないことに起因して該真円が傾いても、その傾きを捉えることはできない。

このような場合、永久磁石１ａによる電機子鎖交磁束Φ_aの向きと同じ向きの磁束が増大する方向に重畳電流のγ軸成分を増大させることによって、意図的にモータ１に磁気飽和を起こさせると良い。磁気飽和が起こるとｄ軸インダクタンスＬ_dが減ってγ軸重畳電流ｉｈγが流れやすくなるため、電圧ベクトル軌跡が真円を成すような重畳電圧を重畳した場合でも重畳電流の電流ベクトル軌跡は真円とならず、その電流ベクトル軌跡は電流ベクトル軌跡８１のようにγ軸方向にふくらむことになる。そうすると、Δθ≠０°の時に積（ｉｈγ×ｉｈδ）の直流成分がゼロでない値を持つことになるため、上述と同様の手法にて回転子位置を推定可能となる。

具体的には、非突極機であるモータ１のｄ軸インダクタンスＬ_dがγ軸重畳電流ｉｈγに起因する磁気飽和によって変化するような重畳電圧を重畳すればよい。尚、高周波の重畳電圧と重畳電流を考えた場合、γ軸重畳電圧ｖｈγとγ軸重畳電流ｉｈγは略比例関係にあり、δ軸重畳電圧ｖｈδとδ軸重畳電流ｉｈδは略比例関係にある。モータの電圧方程式は下記式（３ａ）及び（３ｂ）を満たすが、高周波においては下記式（３ａ）及び（３ｂ）の夫々の右辺において、第２項が支配的になり他の項は無視できるからである。式（３ａ）及び（３ｂ）におけるｐは、微分演算子である。

勿論、モータ１として非突極機を採用した場合でも、γ軸重畳電圧ｖｈγの振幅とδ軸重畳電圧ｖｈδの振幅が異なる２相の回転電圧を重畳電圧として採用しても良いし、１相の交番電圧を重畳電圧として採用しても良い。但し、γ軸重畳電流ｉｈγに起因する磁気飽和を利用するためには、γ軸重畳電圧ｖｈγ（γ軸重畳電流ｉｈγ）はゼロであってはならない。

また、電流制御部１５は下記の２つの等式から成る式（４ａ）及び（４ｂ）を用いて必要な演算を行う。また、磁束制御部１６、速度制御部１７及び比例積分演算器３５は、夫々下記式（５）、（６）及び（７）を用いて必要な演算を行う。

ここで、Ｋ_cp、Ｋ_sp及びＫ_pは比例係数、Ｋ_ci、Ｋ_si及びＫ_iは積分係数であり、それらはモータ駆動システムの設計時において予め設定される値である。

また、上述の例では、重畳電圧を座標変換器１８の入力側（即ち、ｖγ^*及びｖδ^*）に重畳するようにしているが、座標変換器１８の出力側（即ち、ｖ_U ^*、ｖ_V ^*及びｖ_W ^*）で重畳電圧を重畳するようにしても構わない。この場合、γ軸重畳電圧ｖｈγとδ軸重畳電圧ｖｈδを三相電圧に変換した値を、三相の電圧指令値（ｖ_U ^*、ｖ_V ^*及びｖ_W ^*）に重畳すればよい。

＜＜第２実施形態＞＞
次に、本発明の第２実施形態につき、詳細に説明する。図１８は、第２実施形態に係るモータ駆動システムの詳細な構成ブロック図である。第２実施形態に係るモータ駆動システムは、モータ１と、インバータ２と、位置センサレス制御装置３ａと、を有して構成される。位置センサレス制御装置３ａは、図３の位置センサレス制御装置３における重畳電圧生成部２１並びに加算器２２及び２３を重畳電流生成部２４並びに加算器２５及び２６に置換すると共に、図３の位置センサレス制御装置３における位置・速度推定器２０、電流制御部１５及び座標変換器１８を、それぞれ位置・速度推定器２０ａ（以下、「推定器２０ａ」という）、電流制御部１５ａ及び座標変換器１８ａに置換した点で図３の位置センサレス制御装置３と相違しており、その他の点では基本的に位置センサレス制御装置３と一致している。図１８において、図３と同一の部分には同一の符号を付し、原則として同一の部分に関する重複する説明を省略する。

第２実施形態においても、モータ１として、突極機（突極性を有するモータ）及び非突極機（非突極性を有するモータ）の何れをも採用可能である。主としてモータ１が突極機（例えば、埋込磁石形同期モータ）である場合を例にとり説明を行う。

第２実施形態においては、推定器２０ａが推定回転子位置θ_e及び推定モータ速度ω_eを推定して出力する。このため、位置センサレス制御装置３ａを構成する各部位は、推定器２０ａによって推定された推定回転子位置θ_e及び推定モータ速度ω_eを必要に応じて用い、必要な演算を行うことになる。位置センサレス制御装置３ａを構成する各部位は、必要に応じて位置センサレス制御装置３ａ内で生成される値の全てを自由に利用可能となっている。

減算器１９は、推定器２０ａから与えられる推定モータ速度ω_eを、モータ速度指令値ω^*から減算し、その減算結果（速度誤差）を出力する。速度制御部１７は、減算器１９の減算結果（ω^*−ω_e）に基づいて、δ軸電流指令値ｉδ^*を作成する。磁束制御部１６は、推定器２０ａから与えられる推定モータ速度ω_eと速度制御部１７から与えられるδ軸電流指令値ｉδ^*を用いて、γ軸電流指令値ｉγ^*を作成する。

重畳電流生成部２４は、γ軸電流指令値ｉγ^*及びδ軸電流指令値ｉδ^*に重畳するための重畳電流を出力する。重畳電流は、γ軸成分のγ軸重畳電流ｉｈγとδ軸成分のδ軸重畳電流ｉｈδとから成る。この重畳電流については後に詳説する。

加算器２５は、磁束制御部１６からのγ軸電流指令値ｉγ^*と重畳電流生成部２４からのγ軸重畳電流ｉｈγとの和（ｉγ^*＋ｉｈγ）を算出する。加算器２６は、速度制御部１７からのδ軸電流指令値ｉδ^*と重畳電流生成部２４からのδ軸重畳電流ｉｈδとの和（ｉδ^*＋ｉｈδ）を算出する。

減算器１３は、加算器２５の算出結果（ｉγ^*＋ｉｈγ）から、座標変換器１２が出力するγ軸電流ｉγを差し引いて、電流誤差（ｉγ^*＋ｉｈγ−ｉγ）を算出する。減算器１４は、加算器２６の算出結果（ｉδ^*＋ｉｈδ）から、座標変換器１２が出力するδ軸電流ｉδを差し引いて、電流誤差（ｉδ^*＋ｉｈδ−ｉδ）を算出する。

電流制御部１５ａは、減算器１３及び１４にて算出された各電流誤差、座標変換器１２からのγ軸電流ｉγ及びδ軸電流ｉδ、並びに推定器２０ａからの推定モータ速度ω_eを受け、γ軸重畳電流ｉｈγの重畳されたγ軸電流指令値ｉγ^*にγ軸電流ｉγが追従するように、且つδ軸重畳電流ｉｈδの重畳されたδ軸電流指令値ｉδ^*にδ軸電流ｉδが追従するように、γ軸電圧指令値ｖγ^*とδ軸電圧指令値ｖδ^*を出力する。このため、これらのγ軸電圧指令値ｖγ^*及びδ軸電圧指令値ｖδ^*には、重畳電流に応じた重畳電圧（重畳成分）が含まれている。その重畳電圧のγ軸成分及びδ軸成分を、それぞれγ軸重畳電圧ｖｈγ及びδ軸重畳電圧ｖｈδとする。γ軸重畳電圧ｖｈγはγ軸重畳電流ｉｈγに応じた値を持ち、δ軸重畳電圧ｖｈδはδ軸重畳電流ｉｈδに応じた値を持つ。

座標変換器１８ａは、推定器２０ａから与えられる推定回転子位置θ_eに基づいて、重畳電圧を含むγ軸電圧指令値ｖγ^*及びδ軸電圧指令値ｖδ^*の逆変換を行い、モータ電圧Ｖ_aのＵ相成分、Ｖ相成分及びＷ相成分を表すＵ相電圧指令値ｖ_u ^*、Ｖ相電圧指令値ｖ_v ^*及びＷ相電圧指令値ｖ_w ^*から成る三相の電圧指令値を作成して、それらをＰＷＭインバータ２に出力する。この逆変換には、下記の２つの等式から成る式（８）を用いる。勿論、式（８）におけるｖγ^*及びｖδ^*は、電流制御部１５ａの出力した値である（図３におけるｖγ^*及びｖδ^*とは異なる）。

ＰＷＭインバータ２は、モータ１に印加されるべき電圧を表す三相の電圧指令値（ｖ_u ^*、ｖ_v ^*及びｖ_w ^*）に基づいてパルス幅変調された信号を作成し、該三相の電圧指令値に応じたモータ電流Ｉ_aをモータ１に供給してモータ１を駆動する。

第１実施形態と同様、本実施形態においても、γ軸電流指令値ｉγ^*及びδ軸電流指令値ｉδ^*にて表される電流は、モータ１を駆動する駆動電流である。但し、本実施形態においては、γ軸電圧指令値ｖγ^*及びδ軸電圧指令値ｖδ^*にて表される電圧は、「モータ１に上記駆動電流を流すためにモータ１へ印加される駆動電圧」に、「モータ１に重畳電流生成部２４が生成した重畳電流を流すためにモータ１へ印加される重畳電圧」を加えたものとなっている。

重畳電流生成部２４によって生成される重畳電流は高周波の回転電流である。ここで、「高周波」とは、その重畳電流の周波数が駆動電流の周波数よりも十分に大きいことを意味している。また、「回転電流」とは、図１９のような電流ベクトルの軌跡がγ−δ軸上で（γ−δ座標上で）円を成すような電流を意味する。この回転電流は、モータ１に同期しない高周波の電流であるため、この回転電流の重畳によってモータ１が回転することはない。また、重畳電流生成部２４によって生成されるγ軸重畳電流ｉｈγとδ軸重畳電流ｉｈδは、それぞれ第１実施形態において重畳されることが期待されるγ軸重畳電流ｉｈγとδ軸重畳電流ｉｈδと同様（或いは同じ）になるように設定されている。

モータ１が埋込磁石形同期モータ等であってＬ_d＜Ｌ_qが成立する場合において、重畳電流の電流ベクトルの軌跡が、図１９の電流ベクトル軌跡９０のようにγ−δ軸上で原点を中心とする真円を成すとき、γ軸電圧指令値ｖγ^*及びδ軸電圧指令値ｖδ^*に含まれる重畳電圧の電圧ベクトルの軌跡は、図２０の電圧ベクトル軌跡９１に示す如く、γ−δ軸（γ−δ座標）上で原点を中心とし、γ軸方向を短軸方向且つδ軸方向を長軸方向とする楕円となる。但し、電圧ベクトル軌跡９１は、軸誤差Δθがゼロの場合の電圧ベクトル軌跡である。軸誤差Δθがゼロでない場合における重畳電圧の電圧ベクトル軌跡は、電圧ベクトル軌跡９２にて表される楕円のようになり、その短軸方向（又は長軸方向）はγ軸方向（又はδ軸方向）と一致しない。即ち、軸誤差Δθがゼロでない場合は、γ−δ軸（γ−δ座標）上で原点を中心として電圧ベクトル軌跡９１が傾き、電圧ベクトル軌跡９２を描くようになる。

従って、第１実施形態に類似した手法にて回転子位置の推定が可能となる。つまり、推定器２０ａは、積（ｖｈγ×ｖｈδ）の直流成分がゼロに収束するようにγ−δ軸に修正を加えて、推定回転子位置θ_e及び推定モータ速度ω_eを推定すればよい。図２１に、推定器２０ａの内部構成の一例を表すブロック図を示す。図２１の推定器２０ａは、ＢＰＦ（バンドパスフィルタ）３１ａ及び３２ａと、掛算器３３ａと、ＬＰＦ（ローパスフィルタ）３４ａと、比例積分演算器３５ａと、積分器３６ａと、を有して構成される。

ＢＰＦ３１ａは、電流制御部１５ａから出力されるγ軸電圧指令値ｖγ^*の値から、重畳成分であるγ軸重畳電圧ｖｈγを抽出する。同様に、ＢＰＦ３２ａは、電流制御部１５ａから出力されるδ軸電圧指令値ｖδ^*の値から、重畳成分であるδ軸重畳電圧ｖｈδを抽出する。掛算器３３ａは、ＢＰＦ３１ａ及び３２ａによって抽出されたγ軸重畳電圧ｖｈγとδ軸重畳電圧ｖｈδの積（ｖｈγ×ｖｈδ）を算出する。ＬＰＦ３４ａは、この積（ｖｈγ×ｖｈδ）から高周波成分を除去して、積（ｖｈγ×ｖｈδ）の直流成分ｖｈＤを抽出する。

比例積分演算器３５ａは、ＰＬＬ（Phase Locked Loop）から成り、位置センサレス制御装置３ａを構成する各部位と協働しつつ比例積分制御を行って、ＬＰＦ３４ａから出力される直流成分ｖｈＤがゼロに収束するように（即ち、軸誤差Δθがゼロに収束するように）推定モータ速度ω_eを算出する。積分器３６ａは、比例積分演算器３５ａから出力される推定モータ速度ω_eを積分して推定回転子位置θ_eを算出する。比例積分演算器３５ａが出力する推定モータ速度ω_eと積分器３６ａが出力する推定回転子位置θ_eは、共に推定器２０ａの出力値として、その値を必要とする位置センサレス制御装置３ａの各部位に与えられる。

図１８及び図２１のように構成すれば、軸誤差Δθがゼロに収束するようになる。また、従来技術と比べて回転子位置を推定するための処理（演算量）が簡単であり、容易に実現できるため実用性が高い。特にモータ１の停止状態や低速運転状態において、良好に回転子位置を推定できる。当然、当該モータ駆動システムから位置センサ（不図示）を省略可能であり、低コスト化等も期待できる。

また、第１実施形態と同様、ＬＰＦ３４ａを、重畳電流のｎ周期分（但し、ｎは１以上の整数）の積（ｖｈγ×ｖｈδ）を積分して直流成分ｖｈＤを算出するｎ周期積分器（不図示）に置換してもよいし、重畳電流のｎ周期分の積（ｖｈγ×ｖｈδ）の移動平均から直流成分ｖｈＤを算出する移動平均部（不図示）に置換してもよい。また、第１実施形態と同様、積（ｖｈγ×ｖｈδ）から直流成分ｖｈＤを抽出する手法として、ＬＰＦ、積分（ｎ周期積分）及び移動平均等の内の、複数の手法を組み合わせたものを採用しても良い。

また、重畳電流として２相の回転電流を重畳する場合、その重畳電流に応じた重畳電圧の電圧ベクトル軌跡がγ−δ軸（γ−δ座標）上で原点を中心とする楕円を成す限り、その回転電流におけるγ軸重畳電流ｉｈγの振幅とδ軸重畳電流ｉｈδの振幅を異ならせても構わない。それらの振幅を異ならせても、積（ｖｈγ×ｖｈδ）の直流成分は軸誤差Δθに従って変化するからである。γ軸重畳電流ｉｈγの振幅の方がδ軸重畳電流ｉｈδの振幅よりも相対的に大きい場合、重畳電流の電流ベクトル軌跡は、γ−δ軸（γ−δ座標）上で原点を中心とし、γ軸方向を長軸方向且つδ軸方向を短軸方向とする楕円を成す。逆に、γ軸重畳電流ｉｈγの振幅の方がδ軸重畳電流ｉｈδの振幅よりも相対的に小さい場合、重畳電流の電流ベクトル軌跡は、γ−δ軸（γ−δ座標）上で原点を中心とし、γ軸方向を短軸方向且つδ軸方向を長軸方向とする楕円を成す。

更にまた、重畳電流として１相の交番電流を採用しても良い。この場合も、積（ｖｈγ×ｖｈδ）の直流成分は軸誤差Δθに従って変化するからである。例えば、γ軸重畳電流ｉｈγとδ軸重畳電流ｉｈδの内、δ軸重畳電流ｉｈδのみをゼロとするとγ軸電流の成分のみを持つ１相の高周波電流（γ相の高周波の交番電流）が重畳電流となり、γ軸重畳電流ｉｈγのみをゼロとするとδ軸電流の成分のみを持つ１相の高周波電流（δ相の高周波の交番電流）が重畳電流となる。この１相の交番電流も、モータ１に同期しない高周波の電流であるため、この交番電流の印加によってモータ１が回転することはない。例えば、γ軸重畳電流ｉｈγとδ軸重畳電流ｉｈδの内、γ軸重畳電流ｉｈγのみをゼロとした場合、重畳電流の電流ベクトル軌跡はγ−δ軸（γ−δ座標）上で原点を中点とするδ軸上の線分を成す。勿論、δ軸重畳電流ｉｈδのみをゼロとしても構わない。

重畳電流として２相の回転電流を採用した場合にγ軸重畳電流ｉｈγの振幅とδ軸重畳電流ｉｈδの振幅との関係をどのように設定するかや、重畳電流としてどのような１相の交番電流を採用するかは、モータ１の特性やモータ駆動システムの適用場面等に応じて適宜選ぶことができる。

また、重畳電流として２相の回転電流を得るためには、γ軸重畳電流ｉｈγ及びδ軸重畳電流ｉｈδを正弦波とする必要があるが、γ軸重畳電流ｉｈγ及び／又はδ軸重畳電流ｉｈδを正弦波とする必要は必ずしもない。重畳電流のγ−δ軸（γ−δ座標）上での電流ベクトル軌跡が原点を内包し且つγ軸またはδ軸を基準として対象性を有する図形を描くならば、γ軸重畳電流ｉｈγ及びδ軸重畳電流ｉｈδとしてどのような波形を選んでも構わない。重畳電流のγ−δ軸（γ−δ座標）上での電流ベクトル軌跡が原点を内包し且つγ軸またはδ軸を基準として対象性を有する図形を描くならば、重畳電流として２相の回転電流を採用した場合と同様、軸誤差Δθ＝０°のときに積（ｖｈγ×ｖｈδ）は直流成分を持たず、軸誤差Δθの大きさが０°から増大するに従って積（ｖｈγ×ｖｈδ）の直流成分がゼロを起点として増大するからである。例えば、ｉ軸重畳電流ｉｈγ及びδ軸重畳電流ｉｈδは矩形波であっても良い。

尚、「原点を内包し」とは、上記「対象性を有する図形」の内部にγ−δ軸（γ−δ座標）上における原点が存在することを意味する。また、「γ軸を基準として対象性を有する」とは、γ−δ軸（γ−δ座標）上における電流ベクトル軌跡の、第１象限及び第２象限の部分の図形と第３象限及び第４象限の部分の図形との間にγ軸を軸とする線対称の関係が成立していること意味する。また、「δ軸を基準として対象性を有する」とは、γ−δ軸（γ−δ座標）上における電流ベクトル軌跡の、第１象限及び第４象限の部分の図形と第２象限及び第３象限の部分の図形との間にδ軸を軸とする線対称の関係が成立していること意味する。

また、モータ１として、非突極機である表面磁石形同期モータを採用することも可能である。但し、モータ１として非突極機を採用した場合において、重畳電流のγ−δ軸（γ−δ座標）上の電流ベクトル軌跡が図１９の電流ベクトル軌跡９０のように真円を成す場合（即ち、回転電流におけるγ軸重畳電流ｉｈγの振幅とδ軸重畳電流ｉｈδの振幅が等しい場合）、重畳電圧のγ−δ軸（γ−δ座標）上の電圧ベクトル軌跡も原点を中心とする真円となる（但し、磁気飽和がない場合）。重畳電圧の電圧ベクトル軌跡が真円であると、軸誤差Δθがゼロでないことに起因して該真円が傾いても、その傾きを捉えることはできない。

このような場合、永久磁石１ａによる電機子鎖交磁束Φ_aの向きと同じ向きの磁束が増大する方向に重畳電流のγ軸成分を増大させることによって、意図的にモータ１に磁気飽和を起こさせると良い。磁気飽和が起こるとｄ軸インダクタンスＬ_dが減ってγ軸重畳電流ｉｈγが流れやすくなるため、電流ベクトル軌跡が真円を成すような重畳電流を重畳した場合でも重畳電圧の電圧ベクトル軌跡は真円とならない。そうすると、Δθ≠０°の時に積（ｖｈγ×ｖｈδ）の直流成分がゼロでない値を持つことになるため、上述と同様の手法にて回転子位置を推定可能となる。具体的には、非突極機であるモータ１のｄ軸インダクタンスＬ_dがγ軸重畳電流ｉｈγに起因する磁気飽和によって変化するような重畳電流を駆動電流に重畳すればよい。

勿論、モータ１として非突極機を採用した場合でも、γ軸重畳電流ｉｈγの振幅とδ軸重畳電流ｉｈδの振幅が異なる２相の回転電流を重畳電流として採用しても良いし、１相の交番電流を重畳電流として採用しても良い。但し、γ軸重畳電流ｉｈγに起因する磁気飽和を利用するためには、当然ではあるがγ軸重畳電流ｉｈγはゼロであってはならない。

また、電流制御部１５ａは、上記式（４ａ）の右辺の（ｉγ^*−ｉγ）を（ｉγ^*＋ｉｈγ−ｉγ）に置換した式と、上記式（４ｂ）の右辺の（ｉδ^*−ｉδ）を（ｉδ^*＋ｉｈδ−ｉδ）に置換した式を用いて必要な演算を行う。また、比例積分演算器３５ａは、上記式（７）の右辺のｉｈＤをｖｈＤに置換した式を用いて必要な演算を行う。

第１実施形態において、重畳電圧生成部２１並びに加算器２２及び２３は、重畳部（電圧重畳部）を構成している。第１実施形態において、ＢＰＦ３１及び３２並びに掛算器３３は、重畳成分抽出部を構成している。この重畳成分抽出部に、直流成分ｉｈＤを出力する部位が含まれていると考えても構わない。即ち、例えば、重畳成分抽出部にＬＰＦ３４、ｎ周期積分器３７又は移動平均部（不図示）が含まれていると考えても構わないし、ＬＰＦ３８及び移動平均部３９が含まれていると考えても構わない。第１実施形態において、位置センサレス制御装置３から上記重畳部を構成する部位と上記重畳成分抽出部を構成する部位を除いた部分は、制御部を構成している。

第２実施形態において、重畳電流生成部２４並びに加算器２５及び２６は、重畳部を構成している。第２実施形態において、ＢＰＦ３１ａ及び３２ａ並びに掛算器３３ａは、重畳成分抽出部を構成している。この重畳成分抽出部に、直流成分ｖｈＤを出力する部位が含まれていると考えても構わない。即ち、例えば、重畳成分抽出部にＬＰＦ３４ａ、ｎ周期積分器（不図示）又は移動平均部（不図示）が含まれていると考えても構わない。第２実施形態において、位置センサレス制御装置３ａから上記重畳部を構成する部位と上記重畳成分抽出部を構成する部位を除いた部分は、制御部を構成している。

また、第１及び第２実施形態における電流検出器１１は、図３等に示す如く、直接モータ電流を検出する構成にしてもいいし、それに代えて、電源側のＤＣ電流の瞬時電流からモータ電流を再現し、それによってモータ電流を検出する構成にしてもよい。

また、本明細書において下記の点に留意すべきである。上記の数ｍ（ｍは１以上の整数）と表記した墨付きかっこ内の式（式（１）等）の記述において、所謂下付き文字として表現されているγ及びδは、それらの墨付きかっこ外において、下付き文字でない標準文字として表記されている。このγ及びδの下付き文字と標準文字との相違は無視されるべきである。

本発明は、モータを用いるあらゆる電気機器に好適である。例えば、モータの回転によって駆動する電気自動車や、空気調和機等に用いられる圧縮機等に好適である。

本発明に係るモータ駆動システムの全体的構成を示すブロック図である。 図１のモータの解析モデル図である。 本発明に第１実施形態に係るモータ駆動システムの構成ブロック図である。 図３の重畳電圧生成部から出力される重畳電圧の電圧ベクトル軌跡の一例を示す図である（真円の電圧ベクトル軌跡）。 図４に示す重畳電圧に応じて流れる重畳電流の電流ベクトル軌跡を示す図である。 重畳電流のγ軸成分とδ軸成分の積と、その積の直流成分を表す波形図である（但し、軸誤差がゼロの場合）。 重畳電流のγ軸成分とδ軸成分の積と、その積の直流成分を表す波形図である（但し、軸誤差がゼロでない場合）。 図３の位置・速度推定器の内部構成の一例を表すブロック図である。 図３の位置・速度推定器の内部構成の他の例を表すブロック図である。 図３の位置・速度推定器の内部構成の他の例を表すブロック図である。 図３の重畳電圧生成部から出力される重畳電圧の電圧ベクトル軌跡の他の例を示す図である（楕円の電圧ベクトル軌跡）。 図１１に示す重畳電圧に応じて流れる重畳電流の電流ベクトル軌跡を示す図である。 図３の重畳電圧生成部から出力される重畳電圧が１相の交番電圧である場合における、重畳電流の電流ベクトル軌跡を示す図である。 図３の重畳電圧生成部から出力される重畳電圧の波形図（矩形波）の一例を示す図である。 図１４の波形図に対応する電圧ベクトル軌跡を示す図である。 図１５に示す重畳電圧に応じて流れる重畳電流の電流ベクトル軌跡を示す図である。 図３のモータが非突極機である場合における、重畳電流の電流ベクトル軌跡を示す図である。 本発明に第２実施形態に係るモータ駆動システムの構成ブロック図である。 図１８の重畳電流生成部から出力される重畳電流の電流ベクトル軌跡の一例を示す図である（真円の電流ベクトル軌跡）。 図１９に示す重畳電流に応じて印加される重畳電圧の電圧ベクトル軌跡を示す図である。 図１８の位置・速度推定器の内部構成の一例を表すブロック図である。

符号の説明

１ モータ
２ ＰＷＭインバータ
３、３ａ 位置センサレス制御装置
１１ 電流検出器
１２ 座標変換器
１３、１４、１９ 減算器
１５、１５ａ 電流制御部
１６ 磁束制御部
１７ 速度制御部
１８、１８ａ 座標変換器
２０、２０ａ 位置・速度推定器
２１ 重畳電圧生成部
２２、２３ 加算器
２４ 重畳電流生成部
２５、２６ 加算器
３１、３２、３１ａ、３２ｂ バンドパスフィルタ
３３、３３ａ 掛算器
３４、３４ａ ローパスフィルタ
３５、３５ａ 比例積分演算器
３６、３６ａ 積分器
３７ ｎ周期積分器
３８ ローパスフィルタ
３９ 移動平均部
ω^* モータ速度指令値
ω_e 推定モータ速度
θ_e 推定回転子位置
ｖ_u ^* Ｕ相電圧指令値
ｖ_v ^* Ｖ相電圧指令値
ｖ_w ^* Ｗ相電圧指令値
ｖγ^* γ軸電圧指令値
ｖδ^* δ軸電圧指令値
ｉγ^* γ軸電流指令値
ｉδ^* δ軸電流指令値
ｉγ γ軸電流
ｉδ δ軸電流
ｉ_d ｄ軸電流
ｉ_q ｑ軸電流
ｖｈγ γ軸重畳電圧
ｖｈδ δ軸重畳電圧
ｉｈＤ 直流成分
ｉｈγ γ軸重畳電流
ｉｈδ δ軸重畳電流
ｖｈＤ 直流成分

Claims (10)

1. 回転子を構成する永久磁石が作る磁束に平行な軸をｄ軸、ｄ軸に対応する制御上の推定軸をγ軸、γ軸から電気角で９０度進んだ推定軸をδ軸とし、
   ｄ軸とγ軸との軸誤差が小さくなるようにモータを制御するモータの位置センサレス制御装置であって、
   前記モータを駆動する駆動電流に、該駆動電流とは異なる周波数の重畳電流を重畳する重畳部と、
   前記モータに供給したモータ電流から前記重畳電流のγ軸成分とδ軸成分を抽出する重畳成分抽出部と、
   抽出された前記重畳電流のγ軸成分とδ軸成分の積に基づいて前記モータを制御することにより、前記軸誤差を小さくする制御部と、を備え、
   前記制御部は、前記積の直流成分が所定の値に収束するように前記モータを制御することにより、前記軸誤差を小さくする
   ことを特徴とする位置センサレス制御装置。
2. 前記重畳部は、前記駆動電流を流すために前記モータへ印加する駆動電圧に、前記重畳電流に応じた重畳電圧を重畳することによって、前記駆動電流に前記重畳電流を重畳することを特徴とする請求項１に記載の位置センサレス制御装置。
3. 前記重畳電圧のγ−δ軸上での電圧ベクトル軌跡は、γ軸またはδ軸を基準として対象性を有する図形を成す
   ことを特徴とする請求項２に記載の位置センサレス制御装置。
4. 前記モータは非突極性を有するモータであり、
   前記重畳部は、前記重畳電流のγ軸成分に起因する磁気飽和によって前記モータのインダクタンスのｄ軸成分が変化するような電圧を、前記重畳電圧として前記駆動電圧に重畳する
   ことを特徴とする請求項２又は請求項３に記載の位置センサレス制御装置。
5. 前記制御部は、前記直流成分がゼロに収束するように前記モータを制御することにより、前記軸誤差を小さくする
   ことを特徴とする請求項１乃至請求項５の何れかに記載の位置センサレス制御装置。
6. 回転子を構成する永久磁石が作る磁束に平行な軸をｄ軸、ｄ軸に対応する制御上の推定軸をγ軸、γ軸から電気角で９０度進んだ推定軸をδ軸とし、
   ｄ軸とγ軸との軸誤差が小さくなるようにモータを制御するモータの位置センサレス制御装置であって、
   前記モータを駆動する駆動電流に、該駆動電流とは異なる周波数の重畳電流を重畳する重畳部と、
   前記駆動電流に前記重畳電流を重畳するために前記モータへ印加する重畳電圧のγ軸成分とδ軸成分を抽出する重畳成分抽出部と、
   抽出された前記重畳電圧のγ軸成分とδ軸成分の積に基づいて前記モータを制御することにより、前記軸誤差を小さくする制御部と、を備え、
   前記制御部は、前記積の直流成分が所定の値に収束するように前記モータを制御することにより、前記軸誤差を小さくする
   ことを特徴とする位置センサレス制御装置。
7. 前記制御部は、前記直流成分がゼロに収束するように前記モータを制御することにより、前記軸誤差を小さくする
   ことを特徴とする請求項６に記載の位置センサレス制御装置。
8. 前記重畳電流のγ−δ軸上での電流ベクトル軌跡は、γ軸またはδ軸を基準として対象性を有する図形を成す
   ことを特徴とする請求項６又は請求項７に記載の位置センサレス制御装置。
9. 前記モータは非突極性を有するモータであり、
   前記重畳部は、前記重畳電流のγ軸成分に起因する磁気飽和によって前記モータのインダクタンスのｄ軸成分が変化するような電流を、前記重畳電流として前記駆動電流に重畳する
   ことを特徴とする請求項６〜請求項８の何れかに記載の位置センサレス制御装置。
10. モータと、
    前記モータを駆動するインバータと、
    前記インバータを制御することにより前記モータを制御する請求項１〜請求項９の何れかに記載の位置センサレス制御装置と、を備えた
    ことを特徴とするモータ駆動システム。
    
    
    

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