JP4212560B2 - 電源回路 - Google Patents

Description

本発明は、負荷回路に電源電圧を供給する電源回路、特に電源電圧を切り換える出力切換機能を有する電源回路に関する。

近年、携帯機器に代表されるように電子機器の多機能化や省電力化に対応するため、動作状態によって電源電圧を切り換える場合がある。このような電源電圧切換機能を有する従来の電源回路として、図５に示すような電源回路が知られている。

図５に示した電源回路は、（特許文献１）の図２に従来例として記載されている電源回路である。１は入力端子、２は出力端子、３は制御端子、４はシリーズレギュレータやスイッチングレギュレータ等のコンバータ部、６は出力検出帰還部である。

前記コンバータ部４は、入力端子１と出力端子２を有し、出力検出帰還部６から入力される誤差信号Ｖｅに基づいて、入力端子１に印加された電源入力電圧Ｖｉｎを所望の出力電圧Ｖｏｕｔに変換して出力端子２から出力する。

出力検出帰還部６は、出力電圧Ｖｏｕｔを分圧する抵抗３１，３２，３３との直列回路と、制御端子３から入力される制御信号Ｖｓに応じて前記抵抗３１の両端を短絡／開放するスイッチ３４と、抵抗３２，３３との接続点電位を電圧源３５の基準電圧Ｖｒｅｆと比較増幅して誤差電圧Ｖｅを出力する誤差増幅器３６から構成されている。

なお、（特許文献１）のコンバータ部４は、Ｐチャンネルトランジスタからなるシリーズレギュレータが記載されているが、スイッチングレギュレータも含む各種回路が想定されるので、ここではコンバータ部４として一般化した。

前述のようにコンバータ部４は誤差電圧Ｖｅに応じて電源入力電圧Ｖｉｎを所定の電源出力電圧Ｖｏｕｔに変換する回路であり、誤差増幅器３６の正負入力端子が等しい電位となるように動作する。従って、制御信号Ｖｓによってスイッチ３４をオン／オフさせ、抵抗３１が短絡されるか否かによって抵抗分圧比が変わり、出力電圧Ｖｏｕｔを切り換えることができる。抵抗３１，３２，３３の各抵抗値をＲ３１，Ｒ３２，Ｒ３３とすると、スイッチ３４がオフの時の出力電圧Ｖｏｕｔ１は次式のようになる。

Ｖｏｕｔ１＝Ｖｒｅｆ・（１＋Ｒ３１／Ｒ３３＋Ｒ３２／Ｒ３３）
また、スイッチ３４がオンの時の出力電圧Ｖｏｕｔ２は次式のようになる。
Ｖｏｕｔ２＝Ｖｒｅｆ・（１＋Ｒ３２／Ｒ３３）
しかし、上記のような構成では、出力電圧を変化させる際に、誤差増幅器３６の入力端子電圧が短時間に大きく変化する。その結果、出力電圧にオーバーシュートやアンダーシュートが発生する。（特許文献１）では、この課題の解決のために誤差増幅器３６の入力にローパスフィルタを挿入し、抵抗分圧比を変化させてから一定時間だけローパスフィルタを動作させることにより、誤差増幅器３６への入力端子電圧の変化を緩和している。
特開平１１−１１９８４５（図２）

しかしながら上記従来の電源回路では、出力電圧を変化させる際に、抵抗分圧比を変化させるためにスイッチ３４によって検出抵抗値を変化させている。このため誤差増幅器３６への入力インピーダンスが変化し、誤差増幅器の交流利得も変化する。すなわち、出力電圧の切り換えに対し、電源回路の制御安定性を確保するための設計が複雑化する。さらに、スイッチ３４のオフによって誤差増幅器３６の交流利得が低下すると、出力電圧の上昇の際に発生するオーバーシュートの抑制が劣化する。

また（特許文献１）では、出力電圧に発生するオーバーシュートやアンダーシュートの対策のために、誤差増幅器３６の入力にローパスフィルタを挿入し、誤差増幅器３６への入力端子電圧の変化を緩和しているので、出力電圧の変化する速さも緩和することになる。すなわち、制御信号Ｖｓによってスイッチが動作しても、出力電圧が切り換わるのに時間遅れが発生するという課題がある。

本発明では出力電圧を切り換える際に、オーバーシュートやアンダーシュートを抑制しながらも出力電圧を切り換えの時間遅れが発生せずに高速に出力電圧が切り換わり、かつ、出力電圧の変化による電源回路の制御安定性も容易に確保することができる電源回路を提供することを目的とする。

本発明の請求項１記載の電源回路は、誤差信号に基づいて電源入力電圧を出力電圧に変換するコンバータ部と、前記出力電圧に応じた前記誤差信号を出力する出力検出帰還部を有する電源回路であって、前記出力検出帰還部は、基準電圧と前記出力電圧から得られる出力検出電圧との電圧差を増幅した前記誤差信号を出力する誤差増幅器と、コンデンサと抵抗との直列回路を有し前記誤差増幅器の位相を補償する位相補償回路と、前記出力検出電圧と前記基準電圧との電圧差が所定の範囲内にあるかどうかを示す状態信号を出力する状態検出回路と、前記状態信号を入力され、前記出力検出電圧と前記基準電圧との電圧差が所定の範囲外にある時には前記位相補償回路のコンデンサの電圧を所定値に設定する応答補償回路とを設けたことを特徴とする。
本発明の請求項２記載の電源回路は、請求項１において、前記応答補償回路は、前記基準電圧と前記出力検出電圧との電圧差が所定の範囲外にある時には前記位相補償回路の抵抗の抵抗値を高く設定することを特徴とする。

本発明の請求項３記載の電源回路は、誤差信号に基づいて電源入力電圧を所定の電源出力電圧に変換するコンバータ部と、前記電源出力電圧に応じた前記誤差信号を出力する出力検出帰還部を有する電源回路であって、前記出力検出帰還部は、基準電圧と前記電源出力電圧から得られる出力検出電圧との電圧差を増幅した前記誤差信号を出力する誤差増幅器と、コンデンサと抵抗との直列回路を有し前記誤差増幅器の位相を補償する位相補償回路と、前記出力検出電圧と前記基準電圧との電圧差が所定の範囲内にあるかどうかを示す状態信号を出力する状態検出回路と、前記基準電圧と前記出力検出電圧との電圧差が所定の範囲外にある状態から範囲内にある状態へ遷移した際に所定の時間にわたって前記位相補償回路のコンデンサの電圧を所定値に設定する応答補償回路とを設けたことを特徴とする。

本発明の請求項４記載の電源回路は、請求項１〜請求項３の何れかにおいて、前記状態検出回路は、前記出力検出電圧が前記基準電圧より所定の電圧値以上高いとアクティブとなる前記状態信号を出力する比較器を有することを特徴とする。

本発明の請求項５記載の電源回路は、請求項１〜請求項３の何れかにおいて、前記状態検出回路は、前記出力検出電圧が前記基準電圧より所定の電圧値以上低いとアクティブとなる前記状態信号を出力する比較器を有することを特徴とする。

本発明の請求項６記載の電源回路は、請求項１〜請求項３の何れかにおいて、前記状態検出回路は、前記出力検出電圧が前記基準電圧より所定の電圧値以上高いとアクティブとなる第１の信号を出力する第１の比較器と、前記出力検出電圧が前記基準電圧より所定の電圧値以上低いとアクティブとなる第２の信号を出力する第２の比較器と、前記第１の信号がアクティブまたは前記第２の信号がアクティブの時にアクティブとなる前記状態信号を出力する論理回路とを有することを特徴とする。

本発明の請求項７記載の電源回路は、請求項１〜請求項３の何れかにおいて、前記出力検出帰還部は、前記出力電圧を切り換えるための切換信号によって前記誤差増幅器への入力電圧を変化させる出力切換回路を有することを特徴とする。

本発明の請求項８記載の電源回路は、請求項７において、前記出力切換回路は、前記検出抵抗と前記誤差増幅器の入力端子との接続点に一端が接続される抵抗と、前記切換信号によって前記抵抗の他端に所定の直流電圧を選択して印加するスイッチ回路とを有することを特徴とする。

本発明の電源回路によれば、出力電圧を切り換える際に、誤差増幅器の出力する誤差信号の過渡的な応答を促進しながら、直流的には所定値に固定することにより、出力電圧を所望値に向けて高速に変化させ、所望値近辺ではオーバーシュートやアンダーシュートを抑制することができる。

さらに、前記出力切換回路を、前記検出抵抗と前記誤差増幅器の入力端子との接続点に一端が接続される抵抗と、前記切換信号によって前記抵抗の他端に所定の直流電圧を選択して印加するスイッチ回路とで構成した場合には、出力電圧の切り換えによらず誤差増幅器の交流利得が不変であるので、出力電圧の変化による電源回路の制御安定性も容易に確保することができる。

以下、本発明の電源回路を各実施の形態に基づいて説明する。
（第１の実施形態）
図１と図２は本発明の（第１の実施形態）を示す。

図１は、本発明の（第１の実施形態）に係る電源回路を示す。
１は入力端子、２は出力端子、３は制御端子、４はシリーズレギュレータやスイッチングレギュレータ等のコンバータ部、５は出力検出帰還部である。

コンバータ部４は、入力端子１に印加された電源入力電圧を出力検出帰還部５から入力される誤差信号Ｖｅに基づく所望の出力電圧に変換して出力端子２から出力する。
出力検出帰還部５は、抵抗１１，１２，１３と、スイッチ回路１４と、第１の基準電圧Ｖｒｅｆ１を出力する電圧源１５と、抵抗１６，１７，１８と、比較器１９，２０と、オアゲート２１と、インバータ２２と、スイッチ回路２３，２４と、第２の基準電圧Ｖｃを出力する電圧源２５と、誤差増幅器２６と、抵抗２７，２８と、コンデンサ２９から構成される。

前記比較器１９，２０は、出力検出電圧と基準電圧との電圧差が所定の範囲内にあるかどうかを示す状態信号を出力する状態検出回路４２を構成している。前記コンデンサ２９と抵抗２７，２８との直列回路は、誤差増幅器２６の位相補償回路４１を構成している。前記スイッチ回路２３，２４は、出力検出電圧Ｖｆｂと基準電圧Ｖｒｔ２との電圧差が所定の範囲外にある時には前記位相補償回路４１のコンデンサ２９の電圧を所定値に抑制する応答補償回路４３を構成している。抵抗１３とスイッチ回路１４は、前記出力検出電圧を切り換える切換信号としての制御信号Ｖｓによって前記誤差増幅器２６への入力電圧を変化させる出力切換回路４４を構成している。

さらに詳しく説明すると、直列に接続された抵抗１１，１２は、出力端子２の電源出力電圧Ｖｏｕｔを分圧して出力検出電圧Ｖｆｂを出力する。抵抗１３は、一端が抵抗１１と抵抗１２との接続点に接続され、他端はスイッチ回路１４のコモン端子に接続されている。

スイッチ回路１４は、制御端子３からの制御信号Ｖｓに応じて抵抗１３の前記他端を電圧源１５に接続するか、もしくは接地する。
ここでは、制御信号Ｖｓが“Ｈ”レベルの時にスイッチ回路１４が抵抗１３の前記他端に第１の基準電圧Ｖｒｅｆ１を印加し、制御信号Ｖｓが“Ｌ”レベルの時にスイッチ回路１４が抵抗１３の前記他端を接地するものとする。なお、スイッチ回路１４の切り換えによって抵抗１１と抵抗１２と抵抗１３との接続点の電位も変化する。この接続点の時々の電圧を出力検出電圧Ｖｆｂとする。

スイッチ回路１４と電圧源１５との接続点の電圧Ｖｒｔ１は、直列接続された抵抗１６，１７，１８によって分圧されて電圧Ｖｒｔ２，電圧Ｖｒｔ３を出力する。抵抗１６，１７，１８はそれぞれＲ１６，Ｒ１７，Ｒ１８の抵抗値を有する。

比較器１９は、正入力端子（＋）には抵抗１１と抵抗１２と抵抗１３との接続点の出力検出電圧Ｖｆｂが印加され、負入力端子（−）にはスイッチ回路１４と電圧源１５との接続点の電圧Ｖｒｔ１が印加されている。

比較器２０は、負入力端子（−）出力検出電圧Ｖｆｂが印加され、正入力端子（＋）には抵抗１７と抵抗１８との接続点の電圧Ｖｒｔ３が印加されている。

Ｖｒｔ３＝Ｖｒｔ１・Ｒ１８／（Ｒ１６＋Ｒ１７＋Ｒ１８）
比較器１９，２０の出力はオアゲート２１に入力される。オアゲート２１の出力はスイッチ回路２４をオン／オフするとともに、インバータ２２を介してスイッチ回路２３をオン／オフする。

スイッチ回路２３，２４は、いずれも入力信号が“Ｈ”レベルの時にオンする。すなわち、オアゲート２１の出力信号が“Ｈ”レベルの時にスイッチ回路２３はオフ状態で、スイッチ回路２４がオン状態である。オアゲート２１の出力信号が“Ｌ”レベルの時にスイッチ回路２３はオン状態で、スイッチ回路２４がオフ状態となる。スイッチ回路２４の一端はコンデンサ２９に接続され、他端には電圧源２５が接続され、スイッチ回路２４がオン状態の時にはコンデンサ２９に前記電圧源２５から出力された第２の基準電圧Ｖｃが印加される。スイッチ回路２３は抵抗２８と並列に接続され、スイッチ回路２３がオン状態の時には抵抗２８が短絡される。

誤差増幅器２６は、負入力端子（−）には抵抗１１と抵抗１２と抵抗１３との接続点の出力検出電圧Ｖｆｂが印加され、正入力端子（＋）には抵抗１６と抵抗１７との接続点の電圧Ｖｒｔ２が印加されている。

Ｖｒｔ２＝Ｖｒｔ１・（Ｒ１７＋Ｒ１８）／（Ｒ１６＋Ｒ１７＋Ｒ１８）
誤差増幅器２６の出力端子には抵抗２７の一端が接続され、抵抗２７の他端は抵抗２８とコンデンサ２９を介して接地されている。この誤差増幅器２６の出力端子と抵抗２７との接続点の信号が、前記誤差信号Ｖｅとして前記コンバータ部４に供給されている。

以下、図１の電源回路について、出力検出帰還部５の動作を中心に説明する。
まず、制御信号Ｖｓが“Ｌ”レベルの場合を説明する。
この場合、抵抗１３はスイッチ回路１４を介して接地されるので、電源出力電圧をＶｏｕｔ、抵抗１１の抵抗値をＲ１１、抵抗１２の抵抗値をＲ１２、抵抗１３の抵抗値をＲ１３とすると、誤差増幅器２６の負入力端子（−）には出力検出電圧Ｖｆｂとして以下の式で表される電圧Ｖｘが印加される。

Ｖｘ＝Ｖｏｕｔ・Ｒ１２・Ｒ１３／｛Ｒ１１・（Ｒ１２＋Ｒ１３）＋Ｒ１２・Ｒ１３｝
コンバータ部４は、出力検出帰還部５を含む負帰還動作により、この電圧Ｖｘが誤差増幅器２６の正入力端子（＋）に印加される電圧Ｖｒｔ２と等しくなるように電源出力電圧Ｖｏｕｔを調整するので、制御信号Ｖｓが“Ｌ”レベルの時の電源出力電圧Ｖｏｕｔ１は以下の式で表される。

Ｖｏｕｔ１＝Ｖｒｔ２・（１＋Ｒ１１／Ｒ１２＋Ｒ１１／Ｒ１３）
次に、制御信号Ｖｓが“Ｈ”レベルの場合を説明する。
この場合、抵抗１３にはスイッチ回路１４を介して第１の基準電圧Ｖｒｅｆ１が印加されるので、誤差増幅器２６の負入力端子（−）には出力検出電圧Ｖｆｂとして以下の式で表される電圧Ｖｙが印加される。

Ｖｙ＝｛Ｖｏｕｔ・Ｒ１２・Ｒ１３＋Ｖｒｔ１・Ｒ１１・Ｒ１２｝
／｛Ｒ１１・（Ｒ１２＋Ｒ１３）＋Ｒ１２・Ｒ１３｝
コンバータ部４は、この電圧Ｖｙが電圧Ｖｒｔ２と等しくなるように電源出力電圧Ｖｏｕｔを調整するので、制御信号Ｖｓが“Ｈ”レベルの時の電源出力電圧Ｖｏｕｔ２は以下の式で表される。

Ｖｏｕｔ２＝Ｖｒｔ２・（１＋Ｒ１１／Ｒ１２＋Ｒ１１／Ｒ１３）−Ｖｒｔ１・Ｒ１１／Ｒ１３
一方、比較器１９の負入力端子（−）に印加される電圧Ｖｒｔ１は、
Ｖｒｔ１＝Ｖｒｔ２・（Ｒ１６＋Ｒ１７＋Ｒ１８）／（Ｒ１７＋Ｒ１８）
で表される。ここで、ａ＝（Ｒ１６＋Ｒ１７＋Ｒ１８）／（Ｒ１７＋Ｒ１８）とし、ａを“１．０５”の近辺に設定する。さらに、比較器２０の正入力端子（＋）に印加される電圧Ｖｒｔ３は、
Ｖｒｔ３＝Ｖｒｅｆ２・Ｒ１８／（Ｒ１７＋Ｒ１８）
で表される。ここで、ｂ＝Ｒ１８／（Ｒ１７＋Ｒ１８）とし、ｂを“０．９５”の近辺に設定する。

従って、制御信号Ｖｓが“Ｌ”レベルの場合、電源出力電圧Ｖｏｕｔが（Ｖｏｕｔ１・ａ）より高いと比較器１９は“Ｈ”レベルを出力し、電源出力電圧Ｖｏｕｔが（Ｖｏｕｔ１・ａ）より低いと比較器１９は“Ｌ”レベルを出力する。

また、電源出力電圧Ｖｏｕｔが（Ｖｏｕｔ１・ｂ）より高いと比較器２０は“Ｌ”レベルを出力し、電源出力電圧Ｖｏｕｔが（Ｖｏｕｔ１・ｂ）より低いと比較器２０は“Ｈ”レベルを出力する。

また、制御信号Ｖｓが“Ｈ”レベルの場合、電源出力電圧Ｖｏｕｔが（Ｖｏｕｔ２・ａ）より高いと比較器１９は“Ｈ”レベルを出力し、電源出力電圧Ｖｏｕｔが（Ｖｏｕｔ２・ａ）より低いと比較器１９は“Ｌ”レベルを出力する。

電源出力電圧Ｖｏｕｔが（Ｖｏｕｔ２・ｂ）より高いと比較器２０は“Ｌ”レベルを出力し、電源出力電圧Ｖｏｕｔが（Ｖｏｕｔ２・ｂ）より低いと比較器２０は“Ｈ”レベルを出力する。

以上から、上述のようにａ＝１．０５，ｂ＝０．９５とすると、電源出力電圧Ｖｏｕｔが前記電源出力電圧Ｖｏｕｔ１またはＶｏｕｔ２に対して、±５％以内にある場合、比較器１９と比較器２０はいずれも“Ｌ”レベルを出力するので、オアゲート２１も“Ｌ”レベルを出力し、スイッチ回路２３はオン状態、スイッチ回路２４はオフとなる。

逆に、電源出力電圧Ｖｏｕｔが所望値の±５％外にある場合、比較器１９と比較器２０のいずれかが“Ｈ”レベルを出力するので、オアゲート２１も“Ｈ”レベルを出力し、スイッチ回路２３はオフ、スイッチ回路２４はオン状態となる。

以下、制御信号Ｖｓが“Ｈ”レベルから“Ｌ”レベルに切り換わった場合の動作を説明する。
制御信号Ｖｓが“Ｈ”レベルの時、電源出力電圧Ｖｏｕｔは上式の電源出力電圧Ｖｏｕｔ２に安定化されていたものとする。制御信号Ｖｓが“Ｈ”レベルから“Ｌ”レベルに切り換わると、誤差増幅器２６の負入力端子（−）に印加される電圧と、比較器１９の正入力端子（＋）および比較器２０の負入力端子（−）に印加される電圧は急低下する。このため、誤差増幅器２６は出力電圧を上昇させ、比較器２０は“Ｈ”レベルを出力してスイッチ回路２３をオフ状態、スイッチ回路２４をオン状態とする。これにより、コンデンサ２９には第２の基準電圧Ｖｃが印加され、抵抗２７と直列に抵抗２８が接続される。

一方、誤差増幅器２６からの電流は抵抗２７と抵抗２８の直列回路を流れ、その電圧降下によって誤差信号Ｖｅは速やかに上昇する。誤差信号Ｖｅの上昇により、コンバータ部４は出力端子２への供給電力を増加し、電源出力電圧Ｖｏｕｔを上昇させる。電源出力電圧Ｖｏｕｔが（Ｖｏｕｔ１・ｂ）に至ると、比較器２０は“Ｌ”レベルを出力する。比較器１９の出力信号は元々“Ｌ”レベルであるので、オアゲート２１の出力信号は“Ｌ”レベルとなり、スイッチ回路２３をオン状態、スイッチ回路２４をオフ状態とする。これにより、コンデンサ２９への充電が開始される。

従って、電源出力電圧Ｖｏｕｔが前記電源出力電圧Ｖｏｕｔ１に至る際には、誤差増幅器２６の出力に接続された抵抗２７とコンデンサ２９との直列回路が時定数回路として機能するため、電源出力電圧Ｖｏｕｔへのオーバーシュートが抑制されたスムーズな安定化動作をする。

もし、コンデンサ２９が第２の基準電圧Ｖｃに固定されていなければ、電源出力電圧Ｖｏｕｔが前記電源出力電圧Ｖｏｕｔ１に至る際にはコンデンサ２９が過剰に充電されてしまい、誤差信号Ｖｅの低下が遅れることにより、コンバータ部４は出力端子２への電力供給が過剰となり、電源出力電圧Ｖｏｕｔへのオーバーシュートが発生してしまう。

また、もし抵抗２８が接続されていなければ、誤差増幅器２６の出力する電流が増加しても抵抗２７での電圧降下だけでは誤差信号Ｖｅの上昇が遅れ、電源出力電圧Ｖｏｕｔの上昇も遅れるため、応答時間が長くなってしまう。

図２は、図１の電源回路において前記制御信号Ｖｓが“Ｈ”レベルから“Ｌ”レベルに切り換わった場合の動作波形を示すもので、上から順に、制御信号Ｖｓ、誤差増幅器２６の負入力端子（−）に印加される電圧でかつ比較器１９の正入力端子（＋）および比較器２０の負入力端子（−）に印加される出力検出電圧Ｖｆｂ、オアゲート２１の出力信号Ｖｏｒ、誤差信号Ｖｅとコンデンサ２９の電圧Ｖｉｃ、電源出力電圧Ｖｏｕｔの各波形を表している。

制御信号Ｖｓが“Ｌ”レベルから“Ｈ”レベルに切り換わった場合の動作を説明する。
制御信号Ｖｓが“Ｌ”レベルの時、電源出力電圧Ｖｏｕｔは上式のＶｏｕｔ１に安定化されていたものとする。制御信号Ｖｓが“Ｌ”レベルから“Ｈ”レベルに切り換わると、誤差増幅器２６の負入力端子（−）に印加される電圧と、比較器１９の正入力端子（＋）及び比較器２０の負入力端子（−）に印加される電圧は急上昇する。このため、誤差増幅器２６は出力電圧を低下させ、比較器１９は“Ｈ”レベルを出力してスイッチ回路２３をオフ状態、スイッチ回路２４をオン状態とする。これにより、コンデンサ２９には第２の基準電圧Ｖｃが印加され、抵抗２７と直列に抵抗２８が接続される。一方、誤差増幅器２６への電流は抵抗２７と抵抗２８の直列回路を流れ、その電圧降下によって誤差信号Ｖｅは速やかに低下する。誤差信号Ｖｅの低下により、コンバータ部４は出力端子２への供給電力を減少し、電源出力電圧Ｖｏｕｔを低下させる。電源出力電圧Ｖｏｕｔが（Ｖｏｕｔ２・ａ）に至ると、比較器１９は“Ｌ”レベルを出力する。比較器２０は元々“Ｌ”レベルであるので、オアゲート２１の出力信号は“Ｌ”レベルとなり、スイッチ回路２３をオン状態、スイッチ回路２４をオフ状態とする。これにより、コンデンサ２９への放電が開始される。従って、電源出力電圧Ｖｏｕｔが所望値Ｖｏｕｔ２に至る際には、誤差増幅器２６の出力に接続された抵抗２７とコンデンサ２９との直列回路が時定数回路として機能するため、電源出力電圧Ｖｏｕｔへのアンダーシュートが抑制されたスムーズな安定化動作をする。もしコンデンサ２９が第２の基準電圧Ｖｃに固定されていなければ、電源出力電圧Ｖｏｕｔが所望値Ｖｏｕｔ２に至る際にはコンデンサ２９が過剰に放電されてしまい、低下し過ぎた誤差信号Ｖｅの上昇が遅れることにより、コンバータ部４から出力端子２への電力供給が不足し、電源出力電圧Ｖｏｕｔにアンダーシュートが発生してしまう。

また、もし抵抗２８が接続されていなければ、誤差増幅器２６が吸い込む電流が増加しても抵抗２７での電圧降下だけでは誤差信号Ｖｅの低下が遅れ、電源出力電圧Ｖｏｕｔの低下も遅れるため、応答時間が長くなってしまう。

なお、図１に示すこの実施の形態では、スイッチ回路２３をオフして抵抗２８が抵抗２７に直列に加わることによって抵抗値を大きくする機能と、スイッチ回路２４をオン状態してコンデンサ２９に第２の基準電圧Ｖｃを印加する機能を同時に並行して使っているが、これらは必ずしも並行して使わないと効果が無いわけではなく、負荷条件によってはどちらかの機能を省略してもう一方の機能だけにしても同様の効果が得られる。

また、図１に示すこの実施の形態では、電源出力電圧を切り換えるための構成が、電源出力電圧を検出する抵抗１１と抵抗１２と、抵抗１３とスイッチ回路１４と電圧源１５とから成っている。このような構成とすることにより、スイッチ回路１４の状態にかかわらず、出力端子２と誤差増幅器２６の負入力端子（−）との間は抵抗１１の抵抗値であり、また、電圧源１５は交流的にインピーダンスが低く交流的な接地と等価であるので、誤差増幅器２６の負入力端子（−）と接地間の交流抵抗値は抵抗１２と抵抗１３との並列抵抗の抵抗値となる。従って、出力端子２から誤差増幅器２６の負入力端子（−）に至る交流信号の伝達特性は、抵抗１１の抵抗値と、抵抗１２と抵抗１３との並列抵抗の抵抗値との分割比で決まり、スイッチ回路１４の状態にかかわらず一定である。即ち、スイッチ回路１４の状態にかかわらず、誤差増幅器２６の応答特性に関わる回路定数は変動しないため、誤差増幅器の交流の伝達特性は不変である。これにより電源出力電圧の切り換えに対し、電源回路の制御安定性を確保するための系の伝達特性の設計が一通りで済み、最適設計が可能となる。

（第２の実施形態）
図３と図４は本発明の（第２の実施形態）を示す。
図３は、本発明の（第２の実施形態）に係る電源回路を示し、次の点だけが図１に示したものと異なっている。

この図３においては、図１におけるオアゲート２１とスイッチ回路２４の間に単安定マルチバイブレータ３０が挿入され、単安定マルチバイブレータ３０の出力がスイッチ回路２４をオン／オフする。さらに、図１におけるインバータ２２とスイッチ回路２３と抵抗２８は削除された構成となる。

単安定マルチバイブレータ３０は、オアゲート２１から出力された入力信号が変化した後、所定の時間のみ所定の信号を出力する機能を有し、図３の回路では入力信号が“Ｈ”レベルから“Ｌ”レベルに切り換わった際に所定の時間だけ出力に“Ｈ”レベルとなる信号を出力する。

まず、制御信号Ｖｓが“Ｈ”レベルから“Ｌ”レベルに切り換わった場合の動作を説明する。なお、制御信号Ｖｓが“Ｈ”レベルの時、電源出力電圧Ｖｏｕｔは上式のＶｏｕｔ２に安定化されていたものとする。

この場合、制御信号Ｖｓが“Ｈ”レベルから“Ｌ”レベルに切り換わると、誤差増幅器２６の負入力端子（−）に印加される電圧と、比較器１９の正入力端子（＋）および比較器２０の負入力端子（−）に印加される電圧は急低下する。このため、誤差増幅器２６は出力電圧を上昇させ、比較器２０は“Ｈ”レベルを出力し、オアゲート２１の出力信号は“Ｈ”レベルとなる。単安定マルチバイブレータ３０は、入力信号が“Ｌ”レベルから“Ｈ”レベル に切り換わるときには出力信号に変化なく“Ｌ”レベルのままであるため、スイッチ回路２４をオフ状態のまま維持する。この間、誤差増幅器２６からの電流は抵抗２７を流れてコンデンサ２９の電位を上昇させるので、抵抗２７の電圧降下とコンデンサ２９の電圧変化によって誤差信号Ｖｅは速やかに上昇する。誤差信号Ｖｅの上昇により、コンバータ部４は出力端子２への供給電力を増加し、電源出力電圧Ｖｏｕｔを上昇させる。電源出力電圧Ｖｏｕｔが（Ｖｏｕｔ１・ｂ）に至ると、比較器２０は“Ｌ”レベルを出力する。比較器１９の出力信号は元々“Ｌ”レベルであるので、オアゲート２１の出力信号は“Ｈ”レベルから“Ｌ”レベルに切り換わる。この入力信号の変化を受けて、単安定マルチバイブレータ３０の出力信号は“Ｌ”レベルから“Ｈ”レベル に切り換わり、所定の時間が経過した後“Ｌ”レベルに戻る。単安定マルチバイブレータ３０の出力信号が“Ｈ”レベルの期間スイッチ回路２４がオン状態となり、コンデンサ２９には第２の基準電圧Ｖｃが印加され、電源出力電圧Ｖｏｕｔが所定の電圧より低下していた期間にコンデンサ２９に充電された電荷は瞬時に放電する。単安定マルチバイブレータ３０の出力が“Ｌ”レベルに戻ると、スイッチ回路２４はオフとなり、コンデンサ２９への充放電動作が開始される。

従って、電源出力電圧Ｖｏｕｔが所望値Ｖｏｕｔ１に至る際には、誤差増幅器２６の出力に接続された抵抗２７とコンデンサ２９との直列回路が時定数回路として機能しており、以降その時定数回路の作用によって、電源出力電圧Ｖｏｕｔへのオーバーシュートが抑制されたスムーズな安定化動作をする。もしコンデンサ２９に第２の基準電圧Ｖｃが印加されていなければ、電源出力電圧Ｖｏｕｔが所望値Ｖｏｕｔ１に至る際にはコンデンサ２９が過剰に充電されてしまい、誤差信号Ｖｅの低下が遅れることにより、コンバータ部４は出力端子２への電力供給が過剰となり、電源出力電圧Ｖｏｕｔへのオーバーシュートが発生してしまう。

図４は、図３の電源回路において前記制御信号Ｖｓが“Ｈ”レベルから“Ｌ”レベルに切り換わった場合の動作波形を示すもので、上から順に、制御信号Ｖｓ、誤差増幅器２６の負入力端子（−）に印加される電圧でかつ比較器１９の正入力端子（＋）および比較器２０の負入力端子（−）に印加される出力検出電圧Ｖｆｂ、オアゲート２１の出力信号Ｖｏｒ、単安定マルチバイブレータ３０の出力信号Ｖｓｃ、誤差信号Ｖｅとコンデンサ２９の電圧Ｖｉｃ、電源出力電圧Ｖｏｕｔの各波形を表している。

次に、制御信号Ｖｓが“Ｌ”レベルから“Ｈ”レベルに切り換わった場合の動作を説明する。
制御信号Ｖｓが“L”の時、電源出力電圧Ｖｏｕｔは上式のＶｏｕｔ１に安定化されて
いたものとする。制御信号Ｖｓが“L”から“H”に切り換わると、誤差増幅器２６の負入力端子（−）に印加される電圧と、比較器１９の正入力端子（＋）および比較器２０の負入力端子（−）に印加される電圧は急上昇する。このため、誤差増幅器２６は出力電圧を下降させ、比較器１９は“Ｈ”レベルを出力し、オアゲート２１の出力信号は“Ｈ”レベルとなる。単安定マルチバイブレータ３０は、入力信号が“Ｌ”レベルから“Ｈ”レベル に切り換わるときには出力信号に変化なく“Ｌ”レベルのままであるため、スイッチ回路２４をオフのまま維持する。この間、誤差増幅器２６への電流は抵抗２７を流れてコンデンサ２９の電位を下降させるので、抵抗２７の電圧降下とコンデンサ２９の電圧変化によって誤差信号Ｖｅは速やかに下降する。誤差信号Ｖｅの下降により、コンバータ部４は出力端子２への供給電力を減少し、電源出力電圧Ｖｏｕｔを低下させる。電源出力電圧Ｖｏｕｔが（Ｖｏｕｔ２・ａ）に至ると、比較器１９は“Ｌ”レベルを出力する。比較器２０は元々“Ｌ”レベルであるので、オアゲート２１の出力信号は“Ｈ”レベルから“Ｌ”レベルに切り換わる。この入力信号の変化を受けて、単安定マルチバイブレータ３０の出力は“Ｌ”レベルから“Ｈ”レベル に切り換わり、所定の時間が経過した後“Ｌ”レベルに戻る。単安定マルチバイブレータ３０の出力が“Ｈ”レベルの期間にわたってスイッチ回路２４がオンし、コンデンサ２９には第２の基準電圧Ｖｃが印加され、電源出力電圧Ｖｏｕｔが所定の電圧より上昇していた期間にコンデンサ２９から放電された電荷は瞬時に充電される。

単安定マルチバイブレータ３０の出力信号が“Ｌ”レベルに戻ると、スイッチ回路２４はオフ状態となり、コンデンサ２９への充放電動作が開始される。従って、電源出力電圧Ｖｏｕｔが所望値Ｖｏｕｔ１に至る際には、誤差増幅器２６の出力に接続された抵抗２７とコンデンサ２９との直列回路が時定数回路として機能するため、電源出力電圧Ｖｏｕｔのオーバーシュートを抑制したスムーズな安定化動作をする。もしコンデンサ２９に第２の基準電圧Ｖｃが印加されていなければ、電源出力電圧Ｖｏｕｔが所望値Ｖｏｕｔ１に至る際にはコンデンサ２９が過剰に充電されてしまい、誤差信号Ｖｅの低下が遅れることにより、コンバータ部４は出力端子２への電力供給が不足し、電源出力電圧Ｖｏｕｔにアンダーシュートが発生してしまう。

以上のように本発明の電源回路によれば、電源出力電圧を切り換える際に、誤差増幅器が出力する誤差信号の過渡的な応答を促進しながら、直流的には所定値に固定することにより、出力電圧を所望値に高速に変化させ、所望値近辺ではオーバーシュートやアンダーシュートを抑制できる。さらに、出力電圧の切り換えによらず誤差増幅器の交流利得が不変であるので、電源出力電圧の変化による電源回路の制御安定性も容易に確保することができる。

本発明は、負荷回路に供給する電源電圧を切り換える出力切換機能を有する電源回路に有用である。

本発明の第１の実施形態に係る電源回路の回路構成図 同実施形態の動作波形図 本発明の第２の実施形態に係る電源回路の回路構成図 同実施形態の動作波形図 従来の電源回路の回路構成図

符号の説明

１ 入力端子
２ 出力端子
３ 制御端子
４ コンバータ部
１１，１２，１３ 抵抗
１４ スイッチ回路
１５ 電圧源
１６，１７，１８ 抵抗
１９，２０ 比較器
２１ オアゲート
２２ インバータ
２３，２４ スイッチ回路
２５ 電圧源
２６ 誤差増幅器
２７，２８ 抵抗
２９ コンデンサ
３０ 単安定マルチバイブレータ
４１ 位相補償回路
４２ 状態検出回路
４３ 応答補償回路
４４ 出力切換回路

Claims (8)

1. 誤差信号に基づいて電源入力電圧を所定の電源出力電圧に変換するコンバータ部と、前記電源出力電圧に応じた前記誤差信号を出力する出力検出帰還部を有する電源回路であって、
   前記出力検出帰還部は、
   基準電圧と前記電源出力電圧から得られる出力検出電圧との電圧差を増幅した前記誤差信号を出力する誤差増幅器と、
   コンデンサと抵抗との直列回路を有し前記誤差増幅器の位相を補償する位相補償回路と、
   前記出力検出電圧と前記基準電圧との電圧差が所定の範囲内にあるかどうかを示す状態信号を出力する状態検出回路と、
   前記状態信号を入力され、前記出力検出電圧と前記基準電圧との電圧差が所定の範囲外にある時には前記位相補償回路のコンデンサの電圧を所定値に設定する応答補償回路と
   を設けた電源回路。
2. 前記応答補償回路は、
   前記基準電圧と前記出力検出電圧との電圧差が所定の範囲外にある時には前記位相補償回路の抵抗の抵抗値を高く設定することを特徴とする
   請求項１記載の電源回路。
3. 誤差信号に基づいて電源入力電圧を所定の電源出力電圧に変換するコンバータ部と、前記電源出力電圧に応じた前記誤差信号を出力する出力検出帰還部を有する電源回路であって、
   前記出力検出帰還部は、
   基準電圧と前記電源出力電圧から得られる出力検出電圧との電圧差を増幅した前記誤差信号を出力する誤差増幅器と、
   コンデンサと抵抗との直列回路を有し前記誤差増幅器の位相を補償する位相補償回路と、
   前記出力検出電圧と前記基準電圧との電圧差が所定の範囲内にあるかどうかを示す状態信号を出力する状態検出回路と、
   前記基準電圧と前記出力検出電圧との電圧差が所定の範囲外にある状態から範囲内にある状態へ遷移した際に所定の時間にわたって前記位相補償回路のコンデンサの電圧を所定値に設定する応答補償回路と
   を設けた電源回路。
4. 前記状態検出回路は、
   前記出力検出電圧が前記基準電圧より所定の電圧値以上高いとアクティブとなる前記状態信号を出力する比較器を有する
   請求項１または請求項２または請求項３に記載の電源回路。
5. 前記状態検出回路は、
   前記出力検出電圧が前記基準電圧より所定の電圧値以上低いとアクティブとなる前記状態信号を出力する比較器を有する
   請求項１または請求項２または請求項３に記載の電源回路。
6. 前記状態検出回路は、
   前記出力検出電圧が前記基準電圧より所定の電圧値以上高いとアクティブとなる第１の信号を出力する第１の比較器と、
   前記出力検出電圧が前記基準電圧より所定の電圧値以上低いとアクティブとなる第２の信号を出力する第２の比較器と、
   前記第１の信号がアクティブまたは前記第２の信号がアクティブの時にアクティブとなる前記状態信号を出力する論理回路とを有する
   請求項１または請求項２または請求項３に記載の電源回路。
7. 前記出力検出帰還部は、
   前記出力電圧を切り換えるための切換信号によって前記誤差増幅器への入力電圧を変化させる出力切換回路を有する
   請求項１または請求項２または請求項３に記載の電源回路。
8. 前記出力切換回路は、
   前記検出抵抗と前記誤差増幅器の入力端子との接続点に一端が接続される抵抗と、
   前記切換信号によって前記抵抗の他端に所定の直流電圧を選択して印加するスイッチ回路と
   を有する請求項７に記載の電源回路。

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