JP2010154696A - Secondary power-receiving circuit in noncontact power supply equipment - Google Patents

Secondary power-receiving circuit in noncontact power supply equipment Download PDF

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Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a secondary power-receiving circuit in noncontact power equipment which reduces coil current ripples when a switch means is closed or opened. <P>SOLUTION: A switch means 18 for connecting and disconnecting output ends of a full-wave rectifying circuit 14 is provided. A controller 31 driving the switch means 18 sets a switching frequency exactly to 2f, adjusts on-timing for a drive pulse P<SB>2</SB>to a position at which an input voltage V<SB>1</SB>to a choke coil 15 starts dropping from its peak, and matches the middle point of the pulse width of the drive pulse P<SB>2</SB>to the zero cross point of the full-wave input voltage V<SB>1</SB>. As a result, when the drive pulse P<SB>2</SB>is turned on to excite the choke coil 15, a current supplied to the choke coil 15 by a resonant circuit is close to zero, and then the input voltage V<SB>1</SB>drops to include the zero cross range. Hence an increase in a coil current I<SB>1</SB>flowing through the choke coil 15 is suppressed to reduce pulsations, thereby suppressing ripples. <P>COPYRIGHT: (C)2010,JPO&INPIT

Description

本発明は、無接触給電設備の２次側受電回路に関するものである。   The present invention relates to a secondary power receiving circuit of a contactless power supply facility.

従来の無接触給電設備の２次側受電回路の一例が、たとえば特許文献１に開示されている。
従来の無接触給電設備の２次側受電回路では、周波数が、例えば１０ｋＨｚの高周波電流を流す１次側誘導線路に対向して、１次側誘導線路より起電力が誘起されるピックアップコイルを設け、このピックアップコイルに並列に、ピックアップコイルとともに１次側誘導線路の周波数に共振する共振回路を形成する共振コンデンサを接続し、この共振回路に整流回路（全波整流回路）を接続し、定電圧制御回路を介して、消費電力が変動する負荷（例えば、自走台車の走行用電動モータを制御するインバータ）へ給電している。 An example of a secondary power receiving circuit of a conventional contactless power supply facility is disclosed in Patent Document 1, for example.
In a secondary power receiving circuit of a conventional non-contact power supply facility, a pickup coil is provided that is opposed to a primary induction line that passes a high-frequency current having a frequency of, for example, 10 kHz, and an electromotive force is induced from the primary induction line. In parallel with this pickup coil, a resonance capacitor that forms a resonance circuit that resonates with the frequency of the primary induction line together with the pickup coil is connected, and a rectifier circuit (full-wave rectifier circuit) is connected to this resonance circuit to provide a constant voltage. Power is supplied to a load whose power consumption fluctuates (for example, an inverter that controls an electric motor for traveling of a self-propelled carriage) via a control circuit.

前記定電圧制御回路は、チョークコイルと、ダイオードと、出力コンデンサ（電圧コンデンサ）と、整流回路の出力端間を接続状態（スイッチ手段がオン状態）または開放状態（スイッチ手段がオフ状態）とするスイッチ手段（例えば、出力調整用トランジスタ）から構成され、前記スイッチ手段を制御する制御回路が設けられている。   In the constant voltage control circuit, the choke coil, the diode, the output capacitor (voltage capacitor), and the output terminal of the rectifier circuit are connected (switch means is on) or open (switch means is off). A switch circuit (for example, an output adjustment transistor) is provided, and a control circuit for controlling the switch device is provided.

この制御回路は、出力電圧（負荷の電圧）を計測し、前記走行用電動モータを停止するなどにより負荷が減少して、出力電圧（出力コンデンサの両端電圧）が上昇し、出力電圧が予め設定された基準電圧を超えると、前記スイッチ手段を接続状態として出力電圧を下げ、前記出力電圧が基準電圧に戻るとスイッチ手段を開放状態として、出力電圧を基準電圧に維持する制御を行っている。   This control circuit measures the output voltage (voltage of the load), the load decreases by stopping the electric motor for traveling, etc., the output voltage (voltage across the output capacitor) rises, and the output voltage is preset If the output voltage exceeds the reference voltage, the switch means is connected to lower the output voltage, and when the output voltage returns to the reference voltage, the switch means is opened to maintain the output voltage at the reference voltage.

以下に、上記２次側受電回路の構成における作用を説明する。
周波数が、例えば１０ｋＨｚの高周波電流が１次側誘導線路に供給されると、この１次側誘導線路に発生する磁束により、ピックアップコイルに誘導起電力が誘起され、この誘導起電力によりピックアップコイルにおいて発生した電流は整流回路で整流され、スイッチ手段が開放状態のとき、定電圧制御回路を介して負荷へ供給される。また負荷が減少して、出力電圧が上昇し、出力電圧が予め設定された基準電圧を超えると、スイッチ手段が接続状態とされ、出力コンデンサの放電電流が負荷へ供給され、出力電圧が下げられ出力電圧は基準電圧に維持される。
特開平１１−１７８１０４号公報 Below, the effect | action in the structure of the said secondary side power receiving circuit is demonstrated.
When a high frequency current having a frequency of, for example, 10 kHz is supplied to the primary side induction line, an induced electromotive force is induced in the pickup coil by the magnetic flux generated in the primary side induction line. The generated current is rectified by the rectifier circuit, and is supplied to the load via the constant voltage control circuit when the switch means is open. When the load decreases and the output voltage rises and the output voltage exceeds the preset reference voltage, the switch means is connected, the discharge current of the output capacitor is supplied to the load, and the output voltage is lowered. The output voltage is maintained at the reference voltage.
JP 11-178104 A

しかし、従来の無接触給電設備の２次側受電回路では、全波整流後にチョークコイルに流れる電流（コイル電流）は、チョークコイルの作用により平滑されているが、このチョークコイルの作用だけでは、脈動しリップルが大きな周期で波うつために、ノイズが発生し、また該リップルのストレスにより、コイル電流が流れる素子が発熱し、さらに寿命が短くなるという問題があった。   However, in the secondary side power receiving circuit of the conventional contactless power supply equipment, the current (coil current) flowing through the choke coil after full-wave rectification is smoothed by the action of the choke coil. Since pulsation and ripples oscillate with a large period, noise is generated, and the stress of the ripple generates heat in the element through which the coil current flows, resulting in a further shortened life.

またスイッチ手段は負荷が減少したことにより接続状態とされ、２次側受電回路が急に１次側誘導線路から切り離された状態（帰還インピーダンスが略ゼロに近い状態）とされることにより、１次側誘導線路の１次側電流が大きく変動して、１次側誘導線路に過電流が発生する恐れがあった。   Further, the switch means is connected due to a decrease in the load, and the secondary power receiving circuit is suddenly disconnected from the primary induction line (the feedback impedance is nearly zero). There is a possibility that the primary current of the secondary induction line fluctuates greatly and an overcurrent is generated in the primary induction line.

またスイッチ手段は開放状態とされると、共振回路の共振電圧は、急激に上昇し、必要以上に高圧となることがあり、共振回路を形成するピックアップコイルと共振コンデンサに耐電圧が高い素子、すなわち価格の高い素子を使用する必要があり、コストアップとなっていた。   In addition, when the switch means is in an open state, the resonance voltage of the resonance circuit rises rapidly and may become higher than necessary, and the pickup coil and the resonance capacitor that form the resonance circuit have high withstand voltage elements, That is, it is necessary to use a high-priced element, which increases the cost.

そこで、本発明は、スイッチ手段の接続状態と開放状態における１次側誘導線路および共振回路の素子への影響を回避できるとともに、コイル電流の脈動およびリップルを減少できる無接触給電設備の２次側受電回路を提供することを目的としたものである。   Therefore, the present invention can avoid the influence on the elements of the primary induction line and the resonance circuit in the connected state and the open state of the switch means, and can reduce the pulsation and ripple of the coil current and the secondary side of the contactless power supply equipment. The object is to provide a power receiving circuit.

前述した目的を達成するために、本発明のうち請求項１に記載の発明は、高周波電流を流す１次側誘導線路に対向して前記誘導線路より起電力が誘起されるピックアップコイルと、前記ピックアップコイルに並列に接続され、このピックアップコイルと前記高周波電流の周波数に共振する共振回路を形成する共振コンデンサと、前記共振回路の共振コンデンサに並列に接続される全波整流回路と、前記全波整流回路の一方の出力端子に、一端が接続されるチョークコイルと、前記チョークコイルの他端に、アノードが接続されるダイオードと、前記ダイオードのカソードと前記全波整流回路の他方の出力端子との間に接続され、消費電力が変動する負荷に電力を供給する出力コンデンサと、前記チョークコイルの他端と前記全波整流回路の他方の出力端子との間に接続されるスイッチと、前記スイッチを接続状態または開放状態とするコントローラとを備え、
前記コントローラは、前記全波整流回路の一方の出力端子から出力される全波の電圧信号に同期して、前記高周波電流の周波数の２倍の周波数の同期パルスを出力するパルス発生回路と、前記スイッチヘ駆動パルスを出力し、この駆動パルスがオンのときにスイッチを接続状態とし、オフのときにスイッチを開放状態とするパルス幅制御回路を備え、前記パルス幅制御回路は、前記駆動パルスのパルス幅を、前記出力コンデンサの出力電圧が予め設定された基準電圧より低いとき短くし、前記基準電圧より高いとき長くし、前記駆動パルスをオンとするタイミングを、前記パルス発生回路から入力した同期パルスに同期して、前記全波の電圧信号がピークから下降に転じた位置とすることを特徴とするものである。 In order to achieve the above-described object, the invention according to claim 1 of the present invention includes a pickup coil in which an electromotive force is induced from the induction line opposite to a primary induction line through which a high-frequency current flows. A resonance capacitor connected in parallel to the pickup coil and forming a resonance circuit that resonates with the frequency of the high-frequency current, a full-wave rectifier circuit connected in parallel to the resonance capacitor of the resonance circuit, and the full-wave A choke coil having one end connected to one output terminal of the rectifier circuit, a diode connected to an anode to the other end of the choke coil, a cathode of the diode, and the other output terminal of the full-wave rectifier circuit An output capacitor for supplying power to a load whose power consumption fluctuates, the other end of the choke coil, and the full-wave rectifier circuit Comprising of a switch connected between the output terminal, and a controller for the switch and the connection state or the open state,
The controller synchronizes with a full-wave voltage signal output from one output terminal of the full-wave rectifier circuit, and outputs a synchronization pulse having a frequency twice the frequency of the high-frequency current; and A pulse width control circuit that outputs a drive pulse to the switch, sets the switch to a connected state when the drive pulse is on, and opens the switch when the drive pulse is off; the pulse width control circuit includes a pulse of the drive pulse The width of the output capacitor is shortened when the output voltage of the output capacitor is lower than a preset reference voltage, lengthened when the output voltage is higher than the reference voltage, and the timing at which the drive pulse is turned on is a synchronization pulse input from the pulse generation circuit. In synchronism with the above, the position of the voltage signal of the full wave is changed from the peak to the fall.

上記構成によれば、スイッチ手段は、高周波電流周波数の２倍のスイッチング周波数で高速スイッチングされ、スイッチ手段が開放状態のとき、全波整流回路から出力された電流は、チョークコイルの励磁エネルギーを加えて出力コンデンサへ充電され、同時に負荷へ供給される。またスイッチ手段が接続状態のとき、全波整流回路の出力電圧は全てチョークコイルに印加されてチョークコイルが励磁されてエネルギーが充填される一方、出力コンデンサからは放電電流が負荷へ供給される。   According to the above configuration, the switch means is switched at a high speed with a switching frequency twice as high frequency current frequency, and when the switch means is open, the current output from the full-wave rectifier circuit adds the excitation energy of the choke coil. The output capacitor is charged and supplied to the load at the same time. When the switch means is in the connected state, all the output voltage of the full-wave rectifier circuit is applied to the choke coil, the choke coil is excited and charged with energy, while the output capacitor supplies a discharge current to the load.

前記スイッチ手段を接続状態とする駆動パルスのパルス幅は、出力コンデンサの出力電圧により求められ、出力電圧が予め設定された基準電圧より低いとき短くされ、基準電圧より高いとき長くされる。すなわち、負荷が減少して、出力コンデンサの出力電圧が上昇し、出力電圧が前記基準電圧を超えると、スイッチ手段が接続状態とされる時間が長くなり、出力電圧が下げられて基準電圧に維持される。また負荷が増加して、出力コンデンサの出力電圧が下降し、出力電圧が前記基準電圧より下がると、スイッチ手段が開放状態とされる時間が長くなり、出力電圧が上げられて基準電圧に維持される。   The pulse width of the drive pulse for connecting the switch means is determined by the output voltage of the output capacitor, and is shortened when the output voltage is lower than a preset reference voltage and lengthened when the output voltage is higher than the reference voltage. That is, when the load decreases, the output voltage of the output capacitor increases, and when the output voltage exceeds the reference voltage, the time for which the switch means is connected is lengthened, and the output voltage is lowered and maintained at the reference voltage. Is done. When the load increases and the output voltage of the output capacitor decreases and the output voltage drops below the reference voltage, the time for which the switch means is opened is lengthened, and the output voltage is raised and maintained at the reference voltage. The

またスイッチング周波数を高周波電流周波数の２倍とし、駆動パルスのオンのタイミングを、全波整流回路の出力端子から出力される全波の電圧信号（チョークコイルの入力電圧信号）がピークから下降に転じた位置としていることにより、駆動パルスがオン、すなわち整流後の電圧でチョークコイルが励磁されるとき、チョークコイルの印加電圧は下降する局面であることにより、チョークコイルに流れるコイル電流の上昇は抑えられ滑らかになり、脈動が抑えられ、コイル電流のリップルは大きく抑えられ、よってノイズが抑えられ、リップルによるストレスによって発生する、コイル電流が流れる素子の発熱が抑えられ、さらに寿命が短くなることが回避される。   In addition, the switching frequency is set to twice the high-frequency current frequency, and the drive pulse is turned on when the full-wave voltage signal (choke coil input voltage signal) output from the output terminal of the full-wave rectifier circuit starts to decrease from the peak. Therefore, when the drive pulse is turned on, that is, when the choke coil is excited with the voltage after rectification, the applied voltage of the choke coil is in a phase to decrease, so that the increase of the coil current flowing through the choke coil is suppressed. The coil current ripple is greatly suppressed, noise is suppressed, the heat generated by the element through which the coil current flows, which is caused by stress due to the ripple, is suppressed, and the life is further shortened. Avoided.

また高周波電流周波数の２倍で高速スイッチングされることにより、負荷の変動に迅速に対応され、負荷の変動が、共振回路を介して１次側誘導線路に及ばす影響、たとえば急に帰還インピーダンスがゼロに近くなることにより１次側誘導線路が過電流となる影響が抑えられる。   In addition, the high-speed switching at twice the high-frequency current frequency enables quick response to load fluctuations, and the influence of load fluctuations on the primary induction line via the resonance circuit, for example, the feedback impedance suddenly By approaching zero, the influence of the primary induction line becoming an overcurrent is suppressed.

また高周波電流周波数の２倍で高速スイッチングされることにより、出力コンデンサの出力電圧に迅速に対応され、共振電圧が急激に上昇することが抑えられる。
また請求項２に記載の発明は、請求項１に記載の発明であって、前記駆動パルスのパルス幅の中間点を、前記全波の電圧信号のゼロクロス位置とすることを特徴とするものである。 In addition, the high-speed switching at twice the high-frequency current frequency makes it possible to respond quickly to the output voltage of the output capacitor and suppress the sudden increase in the resonance voltage.
The invention according to claim 2 is the invention according to claim 1, characterized in that an intermediate point of the pulse width of the drive pulse is set to a zero cross position of the voltage signal of the full wave. is there.

上記構成によれば、駆動パルスがオン、すなわち整流後の電圧でチョークコイルが励磁されるとき、駆動パルスのパルス幅の中間点を前記全波の電圧信号のゼロクロス位置とすることにより、チョークコイルに印加される電圧は小さくなり、よってチョークコイルに流れるコイル電流の上昇は抑えられ滑らかになり、脈動が抑えられ、コイル電流のリップルは大きく抑えられる。   According to the above configuration, when the drive pulse is on, that is, when the choke coil is excited with the rectified voltage, the choke coil is set to the zero-cross position of the full-wave voltage signal by setting the intermediate point of the pulse width of the drive pulse. The voltage applied to is reduced, so that the increase in the coil current flowing through the choke coil is suppressed and smoothed, pulsation is suppressed, and the ripple of the coil current is largely suppressed.

本発明の無接触給電設備の２次側受電回路は、次の優れた効果を有している。
（１）チョークコイルに流れるコイル電流の脈動を抑えることができ、さらにコイル電流のリップルを大きく抑えることができ、よってノイズの発生を抑えることができ、リップルによるストレスによって発生する、コイル電流が流れる素子の発熱を抑えることができ、さらに寿命が短くなることを回避できる。 The secondary power receiving circuit of the non-contact power feeding equipment of the present invention has the following excellent effects.
(1) The pulsation of the coil current flowing through the choke coil can be suppressed, and further the ripple of the coil current can be largely suppressed, so that the generation of noise can be suppressed and the coil current generated by the stress due to the ripple flows. It is possible to suppress the heat generation of the element and to further prevent the life from being shortened.

（２）１次側誘導線路が過電流となることを抑えることができ、１次側誘導線路は安定して複数の２次側受電回路に給電できる。
（３）共振電圧が急激に上昇することを抑えることができ、共振回路の素子を安価なものにできる。 (2) The primary side induction line can be prevented from being overcurrent, and the primary side induction line can stably feed power to a plurality of secondary side power receiving circuits.
(3) It is possible to suppress a sudden increase in the resonance voltage, and it is possible to make the element of the resonance circuit inexpensive.

以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。
図１に、本発明の実施の形態における無接触給電設備の２次側受電回路の回路構成図を示す。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
In FIG. 1, the circuit block diagram of the secondary side power receiving circuit of the non-contact electric power supply installation in embodiment of this invention is shown.

本発明の無接触給電設備の２次側受電回路は、図１に示すように、周波数ｆが、例えば１６ｋＨｚの高周波電流Ｉを流す１次側誘導線路１１に対向して配置され、１次側誘導線路１１より起電力が誘起されるピックアップコイル１２と、このピックアップコイル１２に並列に接続され、ピックアップコイル１２とともに高周波電流Ｉの周波数ｆに共振する共振回路を形成する共振コンデンサ１３と、この共振コンデンサ１３に接続される整流回路（全波整流回路）１４とを備えている。   As shown in FIG. 1, the secondary power receiving circuit of the contactless power supply facility according to the present invention is arranged so as to face a primary induction line 11 having a frequency f flowing a high-frequency current I of 16 kHz, for example. A pickup coil 12 in which an electromotive force is induced from the induction line 11, a resonance capacitor 13 connected in parallel to the pickup coil 12 and forming a resonance circuit that resonates with the frequency f of the high-frequency current I together with the pickup coil 12, and this resonance And a rectifier circuit (full-wave rectifier circuit) 14 connected to the capacitor 13.

さらに無接触給電設備の２次側受電回路は、前記整流回路１４のプラス側出力端子（一方の出力端子）１４ａに一端が接続されているチョークコイル１５と、該チョークコイル１５の他端にアノードが接続されているダイオード１６と、一端がダイオード１６のカソードに接続され、他端が整流回路１４のマイナス側出力端子（他方の出力端子）１４ｂに接続されている電圧コンデンサ（出力コンデンサ）１７と、一端が、チョークコイル１５の他端およびダイオード１６のアノードの接続点に接続され、他端が整流回路１４のマイナス側出力端子１４ｂに接続されているスイッチ手段（例えば、出力調整用トランジスタ）１８と、スイッチ手段１８を接続状態（スイッチ手段がオン状態）または開放状態（スイッチ手段がオフ状態）とするコントローラ３１とを備えている。   Further, the secondary power receiving circuit of the non-contact power feeding equipment includes a choke coil 15 having one end connected to the positive output terminal (one output terminal) 14a of the rectifier circuit 14 and an anode connected to the other end of the choke coil 15. And a voltage capacitor (output capacitor) 17 having one end connected to the cathode of the diode 16 and the other end connected to the negative output terminal (the other output terminal) 14b of the rectifier circuit 14. , Switch means (for example, output adjustment transistor) 18 having one end connected to the connection point between the other end of the choke coil 15 and the anode of the diode 16 and the other end connected to the negative output terminal 14b of the rectifier circuit 14. Then, the switch means 18 is set to a connected state (switch means is on) or an open state (switch means is off). And a controller 31.

前記出力コンデンサ１７の両端に接続された回路出力端子２０ａ，２０ｂ間に、消費電力が変動する負荷（例えば、自走台車の走行用電動モータを制御するインバータ）１９が接続される。   Connected between circuit output terminals 20a and 20b connected to both ends of the output capacitor 17 is a load (for example, an inverter for controlling an electric motor for traveling of a self-propelled carriage) 19 that varies in power consumption.

また出力電圧（出力コンデンサ１７の両端電圧、負荷１９の電圧）を計測するために、回路出力端子２０ａ，２０ｂ間に、同一抵抗値の２個の抵抗２１Ａ，２１Ｂが直列に接続されている。   In order to measure the output voltage (the voltage across the output capacitor 17 and the voltage at the load 19), two resistors 21A and 21B having the same resistance value are connected in series between the circuit output terminals 20a and 20b.

前記コントローラ３１には、制御信号として、全波整流回路１４のプラス側出力端子１４ａに出力される整流直後の電圧であるチョークコイル１５の全波の入力電圧（全波の入力電圧信号）Ｖ１が入力され、フィードバック信号として回路の出力電圧（抵抗２１Ａ，２１Ｂによる分圧）Ｖ２が入力され、コントローラ３１は、スイッチ手段１８へ駆動パルスＰ２を出力している。このコントローラ３１は、ゲートパルス発振器（パルス発生回路の一例）３２とＰＷＭモジュール（パルス幅制御回路の一例）３３から構成されている。 The controller 31 receives a full-wave input voltage (full-wave input voltage signal) V 1 of the choke coil 15 that is a voltage immediately after rectification that is output to the plus-side output terminal 14a of the full-wave rectifier circuit 14 as a control signal. There is an input, an output voltage of the circuit as a feedback signal (resistance 21A, the partial pressure due 21B) V 2 is input, the controller 31 outputs a driving pulse P 2 to the switch unit 18. The controller 31 includes a gate pulse oscillator (an example of a pulse generation circuit) 32 and a PWM module (an example of a pulse width control circuit) 33.

ゲートパルス発振器３２は、全波整流回路１４のプラス側出力端子１４ａに出力されるチョークコイル１５の全波の入力電圧Ｖ１に同期して、１次側誘導線路１１の高周波電流の周波数ｆの２倍の周波数（２ｆ）の同期パルス（トリガ）を出力するパルス発生回路であり、図２に示すチョークコイル１５の入力電圧Ｖ１がゼロ電圧となる毎に同期パルスＰ１を形成しスイッチトリガーとしてＰＷＭモジュール３３へ出力している。入力電圧Ｖ１は、全波整流回路１４の出力電圧であるから、周波数２ｆの連続波形となっており、周波数２ｆの同期パルスＰ１が出力される。 The gate pulse oscillator 32 has a frequency f of the high-frequency current of the primary induction line 11 in synchronization with the full-wave input voltage V 1 of the choke coil 15 output to the plus-side output terminal 14 a of the full-wave rectifier circuit 14. a pulse generating circuit for outputting a synchronization pulse (trigger) of the double frequency (2f), the switch trigger to form a synchronizing pulse P 1 input voltage V 1 is each zero voltage of the choke coil 15 shown in FIG. 2 Is output to the PWM module 33. Input voltages V 1, since the output voltage of the full-wave rectifier circuit 14, has a continuous waveform of a frequency 2f, synchronous pulses P 1 of the frequency 2f is outputted.

また前記ＰＷＭモジュール３３は、スイッチ手段１８へ駆動パルスＰ２を出力し、駆動パルスＰ２がオンのときスイッチ手段１８を接続状態とし、オフのときスイッチ手段１８を開放状態とするパルス幅制御回路であり、図２に示すように、ゲートパルス発振器３２から入力した周波数２ｆの同期パルスＰ１に同期してＰＷＭ基準波（三角波）を形成し、すなわちチョークコイル１５の入力電圧Ｖ１に同期して入力電圧Ｖ１のピークをピーク位置とする三角波を形成し、この三角波と交差する、一定の出力電圧（分圧）Ｖ２の基準電圧（一点鎖線で示す）を予め設定し、チョークコイル１５の入力電圧Ｖ１がピークから下降に転じた位置を、駆動パルスＰ２をオンするタイミングとし、基準電圧より三角波（電圧）が低くなっている時間を駆動パルスＰ２のパルス幅とし、駆動パルスＰ２の中間点を全波の入力電圧Ｖ１のゼロクロス位置としている。また出力電圧（分圧）Ｖ２が前記基準電圧と一致するとき、基準電圧より三角波の電圧が低くなった三角波の時間を、駆動パルスＰ２の基準パルス幅としており、負荷１９が定格負荷のとき、基準パルス幅の駆動パルスＰ２が出力されると、出力電圧（分圧）Ｖ２が基準電圧に維持される。 Also, the PWM module 33 outputs a drive pulse P 2 to the switch unit 18, the driving pulse P 2 is in a connected state switch means 18 when on, the pulse width control circuit to open the switch means 18 when off As shown in FIG. 2, a PWM reference wave (triangular wave) is formed in synchronism with the synchronization pulse P 1 having the frequency 2f input from the gate pulse oscillator 32, that is, in synchronization with the input voltage V 1 of the choke coil 15. the peak of the input voltages V 1 to form a triangular wave with a peak position Te, the triangular wave to cross, previously set a constant output voltage (shown by the one-dot chain line) (partial pressure) reference voltage V 2, the choke coil 15 when the input voltages V 1 of a position turned to the lowered from the peak, the timing of turning on the driving pulse P 2, the triangular wave than the reference voltage (voltage) is lower Was a pulse width of the drive pulse P 2, and an intermediate point of the drive pulse P 2 to the zero-crossing position of the input voltage V 1 of the full-wave. Also when the output voltage (divided voltage) V 2 coincides with the reference voltage, a triangular wave of time the voltage of the triangular wave is lower than the reference voltage, and a reference pulse width of the drive pulse P 2, the load 19 is rated load when the drive pulse P 2 of the reference pulse width is output, the output voltage (divided voltage) V 2 is maintained at the reference voltage.

そして、図２に示すように、出力電圧（分圧）Ｖ２が基準電圧より低いとき駆動パルスＰ２のパルス幅を短くし、図３に示すように、基準電圧より高いとき駆動パルスＰ２のパルス幅を長くしてスイッチ手段１８へ出力するパルス幅制御を実行している。なお、周波数２ｆは、６０ｋＨｚ以下に制限している。 Then, as shown in FIG. 2, to shorten the pulse width of the drive pulse P 2 when the output voltage (divided voltage) V 2 is lower than the reference voltage, as shown in FIG. 3, the driving pulse P 2 is higher than the reference voltage The pulse width control for increasing the pulse width and outputting to the switch means 18 is executed. The frequency 2f is limited to 60 kHz or less.

このコントローラ３１により、周波数２ｆの同期パルスＰ１に同期してチョークコイル１５の入力電圧Ｖ１がピークから下降に転じた位置を駆動パルスＰ２のオンのタイミングとし、駆動パルスＰ２のパルス幅の中間点を全波の入力電圧Ｖ１のゼロクロス位置として、スイッチング周波数２ｆで高速スイッチングが実行され、このとき前記走行用電動モータを停止するなどにより負荷１９が減少して、出力電圧Ｖ２が上昇し、出力電圧Ｖ２が予め設定された基準電圧を超えると、前記スイッチ手段１８へ出力する駆動パルスＰ２のパルス幅を長くして（接続状態を長くして）出力電圧Ｖ２を下げ、出力電圧Ｖ２が基準電圧に戻るとスイッチ手段１８へ出力する駆動パルスＰ２のパルス幅を短くして（開放状態を長くして）、出力電圧Ｖ２を基準電圧に維持する。 The controller 31, a synchronization pulse P 1 in synchronism with the timing of the ON driving pulse P 2 where the input voltage V 1 is turned on drops from the peak of the choke coil 15 of the frequency 2f, the pulse width of the drive pulse P 2 of the midpoint as a zero cross position of the input voltage V 1 of the full-wave, the high-speed switching is performed at the switching frequency 2f, this time the load 19 is reduced such as by stopping the moving electric motor, the output voltage V 2 When the output voltage V 2 rises and exceeds a preset reference voltage, the pulse width of the drive pulse P 2 output to the switch means 18 is lengthened (the connection state is lengthened) and the output voltage V 2 is lowered. , by shortening the pulse width of the drive pulse P 2 to the output voltage V 2 is output back to the reference voltage to the switch unit 18 (open state and long), the output voltage Maintained for 2 to reference voltage.

以下に、上記２次側受電回路の構成における作用を説明する。
周波数ｆ、例えば１６ｋＨｚの高周波電流Ｉが１次側誘導線路１１に供給されると、この１次側誘導線路１１に発生する磁束により、ピックアップコイル１２に誘導起電力が誘起され、この誘導起電力によりピックアップコイル１２において発生した電流は全波整流回路１４で整流される。 Below, the effect | action in the structure of the said secondary side power receiving circuit is demonstrated.
When a high-frequency current I having a frequency f, for example, 16 kHz, is supplied to the primary side induction line 11, an induced electromotive force is induced in the pickup coil 12 by the magnetic flux generated in the primary side induction line 11, and this induced electromotive force is generated. Thus, the current generated in the pickup coil 12 is rectified by the full-wave rectifier circuit 14.

そして、スイッチ手段１８は、スイッチング周波数２ｆ（例えば、３２ｋＨｚ、６０ｋＨｚ以下に制限）で高速スイッチングされ、開放状態のとき（駆動パルスＰ２がオフのとき）、全波整流回路１４から出力された電流は、チョークコイル１５の励磁エネルギーを加えて出力コンデンサ１７が充電され、同時に負荷１９へ供給される。またスイッチ手段１８が接続状態のとき（駆動パルスＰ２がオンのとき）、全波整流回路１４から出力された電流によりチョークコイル１５が励磁されてエネルギーが充填される一方、出力コンデンサ１７からは放電電流が負荷１９へ供給される。 The switch means 18, the switching frequency 2f (e.g., 32 kHz, limited to less than 60 kHz) in the high-speed switching, (when the driving pulse P 2 is off) when in an open state, the current output from the full-wave rectifier circuit 14 Is applied with the excitation energy of the choke coil 15 to charge the output capacitor 17 and simultaneously supplied to the load 19. Also (when the drive pulse P 2 is on) when the switch means 18 is in the connected state, while the energy choke coil 15 is excited is filled by current output from the full-wave rectifier circuit 14, from the output capacitor 17 A discharge current is supplied to the load 19.

前記駆動パルスＰ２のパルス幅はパルスのオンタイミング時の出力電圧Ｖ２により求められ、出力電圧Ｖ２が予め設定された基準電圧より低いとき短くされ、基準電圧より高いとき長くされる。すなわち、負荷１９が減少して、出力コンデンサ１７の両端電圧、すなわち出力電圧Ｖ２が上昇し、出力電圧Ｖ２が前記基準電圧を超えると、スイッチ手段１８が接続状態とされる時間が長くなり、出力電圧Ｖ２が下げられて基準電圧に維持される。また負荷１９が増加して、出力コンデンサ１７の両端電圧、すなわち出力電圧Ｖ２が下降し、出力電圧Ｖ２が前記基準電圧より下がると、スイッチ手段１８が開放状態とされる時間が長くなり、出力電圧Ｖ２が上げられて基準電圧に維持される。 Pulse width of the driving pulse P 2 is determined by the output voltage V 2 at the time of pulse-on timing, the output voltage V 2 is shorter when less than the preset reference voltage is greater when higher than the reference voltage. That is, the load 19 decreases, the voltage across the output capacitor 17, that is, the output voltage V 2 increases and the output voltage V 2 exceeds the reference voltage, the longer it takes for the switching means 18 are in a connected state , the output voltage V 2 is maintained at lowered by the reference voltage. Also the load 19 increases, the voltage across the output capacitor 17, that is, lowered output voltage V 2, when the output voltage V 2 drops below the reference voltage, the longer it takes for the switching means 18 is opened, the output voltage V 2 is maintained at a raised by the reference voltage.

またスイッチング周波数を正確に２ｆとし、駆動パルスＰ２のオンタイミングを、チョークコイル１５の入力電圧Ｖ１がピークから下降に転じた位置としていることにより、駆動パルスＰ２がオン、すなわちチョークコイル１５が励磁されるとき、共振回路によってチョークコイル１５へ供給される電流は、９０゜位相がずれているために、この電流は略ゼロであり、かつこの後、入力電圧Ｖ１は下降し、入力電圧Ｖ１がゼロクロスしている範囲としていることにより、チョークコイル１５に流れる電流（コイル電流）Ｉ１の上昇は抑えられ、滑らかになる（脈動が少なくなる）。またこのように、コイル電流Ｉ１の脈動が少なくなり、チョークコイル１５の入力電圧と出力電圧の差が少なくなることにより、コイル電流Ｉ１のリップルは大きく抑えられる。なお、スイッチング周波数が、２ｆよりずれると、駆動パルスＰ２のオンタイミングが、入力電圧Ｖ１からずれるので、リップルは増えてしまう。 Also make exactly 2f the switching frequency, the on-timing of the driving pulse P 2, by the input voltage V 1 of the choke coil 15 is set to a position turned to the lowered from the peak, the driving pulse P 2 is turned on, i.e., the choke coil 15 Is energized, the current supplied to the choke coil 15 by the resonant circuit is 90 ° out of phase, so this current is substantially zero, and thereafter the input voltage V 1 drops and the input by being a range in which the voltages V 1 is the zero-crossing, rising current (coil current) I 1 flowing through the choke coil 15 is suppressed, (less pulsation) to smooth made. Also as this, the pulsation of the coil current I 1 is reduced, by the difference between the input voltage and the output voltage of the choke coil 15 is reduced, the ripple of the coil current I 1 is suppressed greatly. The switching frequency is deviated from 2f, on timing of the driving pulse P 2 is, since the shift from the input voltage V 1, the ripple would be increased.

またスイッチング周波数２ｆで高速スイッチングされることにより、負荷１９の変動に迅速に対応され、負荷１９の変動が、共振回路を介して１次側誘導線路１１に及ばす影響、たとえば急に帰還インピーダンスがゼロに近くなることにより１次側誘導線路１１が過電流となる影響が抑えられる。   In addition, the high-speed switching at the switching frequency 2f quickly responds to the fluctuation of the load 19, and the influence of the fluctuation of the load 19 on the primary side induction line 11 via the resonance circuit, for example, the feedback impedance suddenly occurs. By becoming close to zero, the influence that the primary side induction line 11 becomes an overcurrent is suppressed.

またスイッチング周波数２ｆで高速スイッチングされることにより、非共振状態から共振状態が遷移するとき、出力電圧Ｖ２に迅速に対応され、共振電圧が急激に上昇することが抑えられる。 Also by being fast switching at the switching frequency 2f, when the resonant state from the non-resonant state transitions, is the quickest response to the output voltage V 2, it is suppressed by the resonance voltage increases rapidly.

また高速スイッチングをし、昇圧トポロジーにより出力電圧を上げよう上げようとするので、ピックアップコイル１２の共振周波数に、１次側誘導線路１１に供給される高周波電流Ｉの周波数ｆとの間でずれが発生しても、給電電力を維持できる。すなわち、給電周波数特性が、従来の場合と比較して改善され、広い周波数のずれの範囲で電力を得ることができ、高周波電流の周波数がずれても安定して電力を供給できる。   In addition, since high-speed switching is performed and the output voltage is increased by the boost topology, there is a deviation between the resonance frequency of the pickup coil 12 and the frequency f of the high-frequency current I supplied to the primary induction line 11. Even if it occurs, the power supply can be maintained. That is, the power feeding frequency characteristics are improved as compared with the conventional case, and power can be obtained in a wide frequency shift range, and power can be supplied stably even if the frequency of the high-frequency current is shifted.

以上のように本実施の形態によれば、コイル電流Ｉ１が滑らかとなり脈動を抑えることができ、さらにコイル電流Ｉ１のリップルを大きく抑えることができ、よってノイズの発生を抑えることができ、またコイル電流Ｉ１が流れる素子、すなわちチョークコイル１５、ダイオード１６、スイッチ手段１８、および出力コンデンサ１７がリップルのストレスによって発熱することを抑えることができ、寿命が短くなることを回避することができる。 As described above, according to the present embodiment, the coil current I 1 can be smoothed and pulsation can be suppressed, the ripple of the coil current I 1 can be greatly suppressed, and the generation of noise can be suppressed. the device through which the coil current I 1, i.e. it is possible to suppress the choke coil 15, diode 16, switching means 18, and the output capacitor 17 generates heat due to stress of the ripple can be avoided that the life is shortened .

また１次側誘導線路１１が過電流となる影響が抑えられることにより、１次側誘導線路１１から安定して複数の２次側受電回路へ給電でき、さらに１次側誘導線路１１から給電できる２次側受電回路の数を増すことが可能となる。   In addition, since the influence of the overcurrent on the primary side induction line 11 is suppressed, power can be stably supplied from the primary side induction line 11 to a plurality of secondary side power receiving circuits, and further, power can be supplied from the primary side induction line 11. It becomes possible to increase the number of secondary power receiving circuits.

また共振電圧が急激に上昇することが抑えられることにより、共振回路を形成するピックアップコイル１２と共振コンデンサ１３の定格（例えば、耐電圧）を抑えることができ、安価な素子とすることができ、コストを低減することができる。   Further, since the resonance voltage is prevented from rapidly increasing, the rating (for example, withstand voltage) of the pickup coil 12 and the resonance capacitor 13 forming the resonance circuit can be suppressed, and an inexpensive element can be obtained. Cost can be reduced.

また給電周波数特性が改善されることにより、広い範囲で電力を得ることができ、高周波電流の周波数がずれても安定性をよくすることができる。
また本実施の形態によれば、スイッチ周波数（同期パルスＰ１の周波数）を、６０ｋＨｚ以下とすることにより、スイッチングの際の電力消費を抑えることができ、発熱の増加を抑えることができる。 Further, by improving the power feeding frequency characteristics, power can be obtained in a wide range, and stability can be improved even if the frequency of the high frequency current is shifted.
According to this embodiment, the switch frequency (frequency of the synchronizing pulses P 1), by less 60 kHz, it is possible to reduce power consumption during switching, it is possible to suppress an increase in heat generation.

なお、本実施の形態では、コントローラ３１のＰＷＭモジュール３３は、ゲートパルス発振器３２から入力した周波数２ｆの同期パルスＰ１に同期してＰＷＭ基準波（三角波）を形成しているが、同期パルスＰ１に１つおきに同期して入力電圧Ｖ１の２つの波形で、３つのＰＷＭ基準波（三角波）を形成し、各三角波の立ち上がりを、駆動パルスＰ２をオンするタイミングとすることもできる。このとき、駆動パルスＰ２のスイッチング周波数は、高周波電流周波数ｆの３倍（３ｆ）となり、より高速でスイッチングされる。よって、負荷１９の変動に、より迅速に対応され、負荷１９の変動が、共振回路を介して１次側誘導線路１１に及ばす影響、たとえば急に帰還インピーダンスがゼロに近くなることにより１次側誘導線路１１が過電流となる影響を抑えることができ、さらに非共振状態から共振状態が遷移するとき、出力電圧Ｖ２に、より迅速に対応され、共振電圧が急激に上昇することを抑えることができる。なお、スイッチング周波数は、６０ｋＨｚ以下とする。 In this embodiment, PWM module 33 of the controller 31 is to form a PWM reference wave (triangular wave) in synchronism with the sync pulse P 1 of a frequency 2f inputted from the gate pulse generator 32, the synchronization pulses P 1 in every other synchronization with two waveforms of the input voltage V 1, 3 single PWM reference wave (triangular wave) to form, a rise of the triangular wave may be a timing of turning on the driving pulse P 2 . At this time, the switching frequency of the drive pulse P 2 is 3 times (3f) next to the high-frequency current frequency f, are switched faster. Therefore, the fluctuation of the load 19 is dealt with more quickly, and the influence of the fluctuation of the load 19 on the primary side induction line 11 through the resonance circuit, for example, the sudden return impedance becomes close to zero. it is possible to suppress the effect of side induction line 11 is an overcurrent, when further transitions resonant state from the non-resonant state, the output voltage V 2, faster is correspondingly suppress the resonance voltage increases rapidly be able to. The switching frequency is 60 kHz or less.

本発明の実施の形態における無接触給電設備の２次側受電回路の回路構成図である。It is a circuit block diagram of the secondary side power receiving circuit of the non-contact electric power supply installation in embodiment of this invention. 同無接触給電設備の２次側受電回路の各部の特性図であり、コンデンサ出力電圧が基準電圧より低いときの駆動パルスの出力を示す。It is a characteristic view of each part of the secondary side receiving circuit of the same non-contact electric power supply equipment, and shows the output of the drive pulse when the capacitor output voltage is lower than the reference voltage. 同無接触給電設備の２次側受電回路の各部の特性図であり、コンデンサ出力電圧が基準電圧より高いときの駆動パルスの出力を示す。It is a characteristic view of each part of the secondary side receiving circuit of the non-contact electric power supply equipment, and shows the output of the drive pulse when the capacitor output voltage is higher than the reference voltage.

符号の説明Explanation of symbols

Ｉ １次側誘導線路の高周波電流（一次側電流）
ｆ １次側誘導線路の高周波電流の周波数
Ｖ１ 入力電圧
Ｖ２ 出力電圧
Ｐ１ 同期パルス
Ｐ２ 駆動パルス
Ｉ１ コイル電流
１１ １次側誘導線路
１２ ピックアップコイル
１３ 共振コンデンサ
１４ 整流回路（全波整流回路）
１５ チョークコイル
１６ ダイオード
１７ 電圧コンデンサ（出力コンデンサ）
１８ スイッチ手段（例えば、出力調整用トランジスタ）
１９ 負荷
２１Ａ，２１Ｂ 抵抗
３１ コントローラ
３２ ゲートパルス発振器
３３ ＰＷＭモジュール I High frequency current of primary side induction line (primary side current)
f Frequency of high-frequency current of primary induction line V 1 Input voltage V 2 Output voltage P 1 Synchronization pulse P 2 Drive pulse I 1 Coil current 11 Primary induction line 12 Pickup coil 13 Resonant capacitor 14 Rectifier circuit (Full wave rectification circuit)
15 Choke coil 16 Diode 17 Voltage capacitor (Output capacitor)
18 Switch means (eg, output adjustment transistor)
19 Load 21A, 21B Resistance 31 Controller 32 Gate pulse oscillator 33 PWM module

Claims (2)

高周波電流を流す１次側誘導線路に対向して前記誘導線路より起電力が誘起されるピックアップコイルと、
前記ピックアップコイルに並列に接続され、このピックアップコイルと前記高周波電流の周波数に共振する共振回路を形成する共振コンデンサと、
前記共振回路の共振コンデンサに並列に接続される全波整流回路と、
前記全波整流回路の一方の出力端子に、一端が接続されるチョークコイルと、
前記チョークコイルの他端に、アノードが接続されるダイオードと、
前記ダイオードのカソードと前記全波整流回路の他方の出力端子との間に接続され、消費電力が変動する負荷に電力を供給する出力コンデンサと、
前記チョークコイルの他端と前記全波整流回路の他方の出力端子との間に接続されるスイッチと、
前記スイッチを接続状態または開放状態とするコントローラと
を備え、
前記コントローラは、
前記全波整流回路の一方の出力端子から出力される全波の電圧信号に同期して、前記高周波電流の周波数の２倍の周波数の同期パルスを出力するパルス発生回路と、
前記スイッチヘ駆動パルスを出力し、この駆動パルスがオンのときにスイッチを接続状態とし、オフのときにスイッチを開放状態とするパルス幅制御回路
を備え、
前記パルス幅制御回路は、前記駆動パルスのパルス幅を、前記出力コンデンサの出力電圧が予め設定された基準電圧より低いとき短くし、前記基準電圧より高いとき長くし、前記駆動パルスをオンとするタイミングを、前記パルス発生回路から入力した同期パルスに同期して、前記全波の電圧信号がピークから下降に転じた位置とすること
を特徴とする無接触給電設備の２次側受電回路。 A pickup coil in which an electromotive force is induced from the induction line facing the primary side induction line through which a high-frequency current flows;
A resonance capacitor connected in parallel to the pickup coil and forming a resonance circuit that resonates with the frequency of the pickup coil and the high-frequency current;
A full-wave rectifier circuit connected in parallel to the resonant capacitor of the resonant circuit;
A choke coil having one end connected to one output terminal of the full-wave rectifier circuit;
A diode having an anode connected to the other end of the choke coil;
An output capacitor connected between the cathode of the diode and the other output terminal of the full-wave rectifier circuit for supplying power to a load whose power consumption varies;
A switch connected between the other end of the choke coil and the other output terminal of the full-wave rectifier circuit;
A controller for connecting or opening the switch;
The controller is
A pulse generation circuit that outputs a synchronization pulse having a frequency twice the frequency of the high-frequency current in synchronization with a full-wave voltage signal output from one output terminal of the full-wave rectifier circuit;
A pulse width control circuit that outputs a drive pulse to the switch, sets the switch to a connected state when the drive pulse is on, and opens the switch when the drive pulse is off;
The pulse width control circuit shortens the pulse width of the drive pulse when the output voltage of the output capacitor is lower than a preset reference voltage, lengthens it when it is higher than the reference voltage, and turns on the drive pulse. The secondary side power receiving circuit of the non-contact power feeding equipment, characterized in that the timing is set to a position where the voltage signal of the full wave turns from a peak to a drop in synchronization with a synchronizing pulse input from the pulse generating circuit. 前記駆動パルスのパルス幅の中間点を、前記全波の電圧信号のゼロクロス位置とすること
を特徴とする無接触給電設備の２次側受電回路。 A secondary-side power receiving circuit of a contactless power supply facility, wherein an intermediate point of the pulse width of the drive pulse is a zero cross position of the voltage signal of the full wave.
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