JP2002119053A

JP2002119053A - スイッチングレギュレータ

Info

Publication number: JP2002119053A
Application number: JP2000309222A
Authority: JP
Inventors: Joji Kasai; 讓治笠井; Teishun Hisamoto; 禎俊久本
Original assignee: Onkyo Corp
Current assignee: Onkyo Corp
Priority date: 2000-10-10
Filing date: 2000-10-10
Publication date: 2002-04-19

Abstract

(57)【要約】【課題】負荷や負帰還の状況に係わらず、出力インピ
ーダンスを常に低く維持できるスイッチングレギュレー
タを提供する。【解決手段】整流平滑回路１からの直流電圧をスイッ
チングするスイッチング回路２と、トランス４の１次側
巻線１５に直列に接続されてスイッチング回路２の出力
が入力される主コイル３と、トランス４の２次側巻線１
６から出力される電圧を整流および平滑して直流電圧を
生成する整流回路５および平滑回路６と、平滑回路６か
らの直流電圧と基準電圧との偏差に応じた制御信号を出
力する電圧変化検出回路７と、電圧変化検出回路７から
の制御信号に応じて発振周波数を制御され、その発振信
号をスイッチング回路２を駆動するためのタイミング信
号として出力する周波数可変発振回路９とを備えた。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、スイッチングレギ
ュレータに関する。

【０００２】

【従来の技術】商用交流電源からの交流電圧を整流およ
び平滑して得られた直流電圧をスイッチングすることに
より高い周波数の交流電圧にし、この交流電圧から高周
波トランスなどを用いて所望の直流電圧を生成し、この
直流電圧と所定の基準電圧との差を負帰還させることで
安定な直流電圧電源を得られるようにしたものを、一般
にスイッチングレギュレータと呼んでいる。

【０００３】従来の大電力用のスイッチングレギュレー
タは、一般に、直流電圧のスイッチングを常に一定の周
波数で行い、その流通角を負帰還により変化させる、Ｐ
ＷＭ制御を行う構成であった。

【０００４】一方、従来の小電力用のスイッチングレギ
ュレータは、一般に、トランスの１次側巻線に電流エネ
ルギーを蓄え、１次側巻線の開放時にそのエネルギーを
２次側巻線から取り出すフライバック方式が採用されて
おり、出力電圧を安定化させるために、トランスの１次
側巻線に蓄える電流エネルギーを可変させるべく、負帰
還により１次側巻線の通電時間を変化させる構成であっ
た。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】しかし、従来の大電力
用のスイッチングレギュレータでは、図６に示すよう
に、重負荷時にはＰＷＭ制御のデューティーサイクルが
大きいので十分な流通角が得られ、負帰還無しでの出力
インピーダンスを小さくできるものの、軽負荷時にはＰ
ＷＭ制御のデューティーサイクルが小さいので流通角が
小さくなり、出力インピーダンスが上昇するとともに、
結果的にデッドタイムが増加したことになり、ゼロスイ
ッチなどの低雑音化が基本的に困難であるという課題が
あった。

【０００６】また、従来の小電力用のスイッチングレギ
ュレータでは、トランスの１次側巻線にエネルギーを蓄
積するための時間と、そのエネルギーを２次側巻線を通
じて開放するための時間とがそれぞれ必要となり、全て
の時間をエネルギー伝達のためだけに使用できないこと
から、結果的に負帰還無しの場合の出力インピーダンス
が非常に大きくなり、大電力用としては適当でないとい
う課題があった。

【０００７】本発明は、このような事情のもとで考え出
されたものであって、負荷や負帰還の状況に係わらず、
出力インピーダンスを常に低く維持できるスイッチング
レギュレータを提供することを、その課題としている。

【０００８】

【発明の開示】上記の課題を解決するため、本発明で
は、次の技術的手段を講じている。

【０００９】本発明の第１の側面によれば、交流電圧を
整流および平滑して直流電圧を生成する第１整流平滑手
段と、第１整流平滑手段からの直流電圧をスイッチング
するスイッチング手段と、トランスの１次側巻線に直列
に接続されてスイッチング手段の出力が入力されるイン
ダクタンス素子と、トランスの２次側巻線から出力され
る電圧を整流および平滑して直流電圧を生成する第２整
流平滑手段と、第２整流平滑手段からの直流電圧と基準
電圧との偏差に応じた制御信号を出力する電圧変化検出
手段と、電圧変化検出手段からの制御信号に応じて発振
周波数を制御され、その発振信号をスイッチング手段を
駆動するためのタイミング信号として出力する周波数可
変発振手段とを備えたことを特徴とする、スイッチング
レギュレータが提供される。

【００１０】好ましい実施の形態によれば、インダクタ
ンス素子とトランスの１次側巻線との直列回路に対して
並列に接続された補助インダクタンス素子を有する。

【００１１】他の好ましい実施の形態によれば、周波数
可変発振手段は、タイミング信号として第１パルス列を
出力し、周波数可変発振手段からの第１パルス列のデュ
ーティーサイクルを略５０パーセントに保つデューティ
ー補正手段を有する。

【００１２】他の好ましい実施の形態によれば、周波数
可変発振手段は、タイミング信号として第１パルス列を
出力し、周波数可変発振手段からの第１パルス列に基づ
いて、その第１パルス列の周波数に係わらず互いのオフ
期間の重なり時間が常に一定である対の第２パルス列を
生成し、その第２パルス列によりスイッチング手段を駆
動するスイッチング制御手段を有する。

【００１３】他の好ましい実施の形態によれば、スイッ
チング制御手段は、第１パルス列をオフ期間の重なり時
間に相当する所定時間遅延させて遅延パルス列として出
力する遅延回路と、遅延回路からの遅延パルス列と第１
パルス列との論理積を第２パルス列の一方として出力す
るＡＮＤ回路と、遅延回路からの遅延パルス列と第１パ
ルス列との論理和の否定信号を第２パルス列の他方とし
て出力するＮＯＲ回路とを有する。

【００１４】本発明によれば、トランスの１次側巻線に
インダクタンス素子を直列に接続し、スイッチングの周
波数を可変させることで、１次側巻線に印加される電圧
を変化させて出力電圧を制御するので、流通角が常に一
定であることから、負荷や負帰還の状況に係わらず、出
力インピーダンスを常に低く維持できる。

【００１５】本発明のその他の特徴および利点は、添付
図面を参照して以下に行う詳細な説明によって、より明
らかとなろう。

【００１６】

【発明の実施の形態】以下、本発明の好ましい実施の形
態を、図面を参照して具体的に説明する。

【００１７】図１は、本発明に係るスイッチングレギュ
レータの回路ブロック図である。このスイッチングレギ
ュレータは、整流平滑回路１、スイッチング回路２、主
コイル３、トランス４、整流回路５、平滑回路６、電圧
変化検出回路７、アイソレータ８、周波数可変発振回路
９、スイッチング制御回路１０、定電圧電源回路１１、
補助コイル１２、入力端子１３、出力端子１４、および
抵抗器Ｒ１を備えている。スイッチング回路２は、４個
のＭＯＳ型の電界効果トランジスタＦＥＴ１〜ＦＥＴ４
を備えている。トランス４は、１次側巻線１５、２次側
巻線１６、および１次側補助巻線１７を備えている。

【００１８】整流平滑回路１は、入力端子１３に入力さ
れた商用交流電源からの交流電圧を整流および平滑し、
得られた直流電圧をスイッチング回路２に供給する。

【００１９】スイッチング回路２は、スイッチング制御
回路１０により制御されて、整流平滑回路１からの直流
電圧をスイッチングし、スイッチングにより得られた電
圧を主コイル３とトランス４の１次側巻線１５との直列
回路に供給する。

【００２０】主コイル３は、トランス４の１次側巻線１
５とでスイッチング回路２からの電圧を分圧する。すな
わち、スイッチング回路２からの電圧の周波数に応じ
て、１次側巻線１５に印加される電圧を可変させるため
に、主コイル３が設けられている。

【００２１】トランス４は、高周波トランスであり、１
次側巻線１５に印加された電圧を昇圧して２次側巻線１
６から出力させる。

【００２２】整流回路５は、トランス４の２次側巻線１
６から出力された電圧を整流して平滑回路６に供給す
る。

【００２３】平滑回路６は、整流回路５からの電圧を平
滑し、得られた直流電圧を出力端子１４および電圧変化
検出回路７に供給する。

【００２４】電圧変化検出回路７は、平滑回路６からの
直流電圧と所定の基準電圧とを比較し、その偏差に応じ
た制御信号をアイソレータ８を介して周波数可変発振回
路９に供給する。

【００２５】アイソレータ８は、電圧変化検出回路７か
らの制御信号を周波数可変発振回路９に伝達する。

【００２６】周波数可変発振回路９は、電圧変化検出回
路７からの制御信号に応じた周波数の第１パルス列を生
成し、その第１パルス列をタイミング信号としてスイッ
チング制御回路１０に供給する。この周波数可変発振回
路９は、デューティー補正回路を内蔵しており、第１パ
ルス列のデューティーサイクルは略５０パーセントに維
持される。

【００２７】スイッチング制御回路１０は、周波数可変
発振回路９からの第１パルス列に基づいて、２相の第２
パルス列を生成して、一方の第２パルス列をスイッチン
グ回路２の電界効果トランジスタＦＥＴ１，ＦＥＴ２の
ゲートに供給し、他方の第２パルス列をスイッチング回
路２の電界効果トランジスタＦＥＴ３，ＦＥＴ４のゲー
トに供給する。

【００２８】定電圧電源回路１１は、トランス４の１次
側補助巻線１７からの電圧に基づいて、所定の電圧値の
直流電圧を生成し、それを周波数可変発振回路９および
スイッチング制御回路１０に電源として供給する。

【００２９】補助コイル１２は、その慣性電流をスイッ
チング回路２のフライホイルダイオードに流して、電圧
ゼロスイッチを実現するために設けられている。

【００３０】すなわち、電界効果トランジスタＦＥＴ
１，ＦＥＴ２あるいは電界効果トランジスタＦＥＴ３，
ＦＥＴ４のオン期間中に補助コイル１２に電流エネルギ
ーを蓄え、電界効果トランジスタＦＥＴ１，ＦＥＴ２あ
るいは電界効果トランジスタＦＥＴ３，ＦＥＴ４がオフ
となった瞬間に、補助コイル１２に蓄えられている電流
エネルギーをそれまでオフであった電界効果トランジス
タＦＥＴ３，ＦＥＴ４あるいは電界効果トランジスタＦ
ＥＴ１，ＦＥＴ２のフライホイルダイオードを通じて放
出することによりそのフライホイルダイオードをオンさ
せ、電界効果トランジスタＦＥＴ３，ＦＥＴ４あるいは
電界効果トランジスタＦＥＴ１，ＦＥＴ２の電圧をほぼ
０にするのである。

【００３１】さらに詳細に述べると、電界効果トランジ
スタＦＥＴ１，ＦＥＴ２あるいは電界効果トランジスタ
ＦＥＴ３，ＦＥＴ４がオフする直前に補助コイル１２に
流れていた電流は、電界効果トランジスタＦＥＴ１，Ｆ
ＥＴ２あるいは電界効果トランジスタＦＥＴ３，ＦＥＴ
４がオフしてもそのまま流れ続けようとするので、その
電流はそれまでオフであった電界効果トランジスタＦＥ
Ｔ３，ＦＥＴ４あるいは電界効果トランジスタＦＥＴ
１，ＦＥＴ２の寄生ダイオードあるいは外付けダイオー
ドを通って流れ続け、やがて抵抗分によってエネルギー
が減少し、電流もゼロになる。このダイオードは慣性電
流を流すためのものであるから、フライホイルダイオー
ドと呼ばれる。フライホイルダイオードに電流が流れて
いる間は、それに対応する電界効果トランジスタの両端
の電圧はほぼ０になっているので、そのタイミングでそ
の電界効果トランジスタをオンさせれば、サージ電流が
ほとんど流れず、スイッチングロスやノイズを抑制でき
る。この方式を電圧ゼロスイッチ方式という。

【００３２】なお、補助コイル１２に電流エネルギーが
蓄えられている期間には、主コイル３およびトランス４
の１次側漏れインダクタンスにも電流エネルギーが蓄え
られ、この電流エネルギーもフライホイルダイオードを
通じて放出される。

【００３３】抵抗器Ｒ１は、起動抵抗である。

【００３４】図２は、周波数可変発振回路９の回路図で
ある。周波数可変発振回路９は、インバータ２１〜２
５、ホトカプラ２６、出力端子２７、抵抗器Ｒ２〜Ｒ
７、およびキャパシタＣ１〜Ｃ３を備えている。ホトカ
プラ２６は、発光側の発光ダイオード２８と、受光側の
ホトトランジスタ２９とを備えている。インバータ２１
は、シュミットトリガータイプのインバータである。

【００３５】電圧変化検出回路７からの制御信号は、ホ
トカプラ２６の発光ダイオード２８に入力される。これ
により、制御信号に応じて発光ダイオード２８の発光強
度が変化し、それに応じてホトトランジスタ２９のイン
ピーダンスが変化して、抵抗器Ｒ４よりも前段側の回路
により構成される矩形波発振回路の出力矩形波の周波数
が変化する。この矩形波は、抵抗器Ｒ４以降のデューテ
ィー補正回路によりほぼ５０パーセントのデューティー
サイクルに補正され、出力端子２７から第１パルス列３
０として出力され、スイッチング制御回路１０にタイミ
ング信号として供給される。

【００３６】図３は、スイッチング制御回路１０の回路
図である。スイッチング制御回路１０は、インバータ３
１，３２、ＡＮＤ回路３３、ＮＯＲ回路３４、入力端子
３５、出力端子３６，３７、抵抗器Ｒ８、およびキャパ
シタＣ４を備えている。

【００３７】図４は、スイッチング制御回路１０の各部
信号波形図である。図４において、Ａは入力端子３５に
入力される周波数可変発振回路９からの第１パルス列３
０の電圧波形、Ｂは抵抗器Ｒ８とキャパシタＣ４との接
続点の電圧波形、Ｃはインバータ３２の出力電圧波形、
Ｄは出力端子３６から出力される一方の第２パルス列３
８の電圧波形、Ｅは出力端子３７から出力される他方の
第２パルス列３９の電圧波形である。

【００３８】入力端子３５に入力された第１パルス列３
０は、ＡＮＤ回路３３およびＮＯＲ回路３４の一方の入
力端に供給されるとともに、インバータ３１によって反
転され、抵抗器Ｒ８とキャパシタＣ４とからなる積分回
路によって積分され、インバータ３２によって反転およ
び波形整形されて、ＡＮＤ回路３３およびＮＯＲ回路３
４の他方の入力端に供給される。インバータ３１，３
２、抵抗器Ｒ８およびキャパシタＣ４は、遅延回路を構
成しており、インバータ３２の出力は、抵抗器Ｒ８およ
びキャパシタＣ４の時定数によって決定される遅延時間
だけ、第１パルス列３０よりも遅延している。したがっ
て、一方の第２パルス列３８と他方の第２パルス列３９
とは、図４からも明らかなように、各パルスの立上がり
および立下がり毎に、双方共にオフの期間すなわちデッ
ドタイムを有している。

【００３９】本実施形態では、スイッチング回路２のス
イッチング素子としてＭＯＳ型の電界効果トランジスタ
ＦＥＴ１〜ＦＥＴ４を採用しているので、デッドタイム
を０．１〜０．５μ秒程度に設定している。なお、第２
パルス列３８，３９の周波数の上限は、スイッチング回
路２のスイッチング素子の応答速度に依存し、ＭＯＳ型
の電界効果トランジスタＦＥＴ１〜ＦＥＴ４を採用して
いるので１〜２ＭＨｚ程度である。第２パルス列３８，
３９の周波数の下限は、可聴周波数の上限より高い数十
ｋＨｚ程度である。

【００４０】図５は、電圧変化検出回路７の回路図であ
る。電圧変化検出回路７は、ホトカプラ４１、定電圧ダ
イオード４２、トランジスタ４３，４４、入力端子４
５，４６、および抵抗器Ｒ９〜Ｒ１３を備えている。ホ
トカプラ４１は、発光側の発光ダイオード４７と、受光
側のホトトランジスタ４８とを備えている。トランジス
タ４３，４４は差動増幅器を構成している。

【００４１】入力端子４５，４６に平滑回路６からの直
流電圧が入力されると、その直流電圧と定電圧ダイオー
ド４２によって決定される基準電圧とが、トランジスタ
４３，４４からなる差動増幅器で比較され、その偏差に
応じた電流がホトカプラ４１の発光ダイオード４７に流
れて、発光ダイオード４７の発光強度が可変される。こ
れによりホトカプラ４１のホトトランジスタ４８が、平
滑回路６からの直流電圧と基準電圧との偏差に応じた電
流を制御信号としてアイソレータ８を介して周波数可変
発振回路９に供給する。

【００４２】次に上記スイッチングレギュレータの動作
を説明する。

【００４３】入力端子１３に入力された商用交流電源か
らの交流電圧は、整流平滑回路１により整流および平滑
され、スイッチング回路２によりスイッチングされて、
主コイル３とトランス４の１次側巻線１５との直列回路
に供給される。これによりトランス４の２次側巻線１６
に誘起された電圧は、整流回路５により整流され、平滑
回路６により平滑されて、出力端子１４から出力される
とともに、電圧変化検出回路７に供給される。これによ
り電圧変化検出回路７が、平滑回路６からの直流電圧と
基準電圧との偏差に応じた制御信号を周波数可変発振回
路９に供給し、周波数可変発振回路９が、電圧変化検出
回路７からの制御信号に応じて第１パルス列３０の周波
数を変化させる。具体的には、平滑回路６からの直流電
圧が基準電圧よりも高い場合は、それに応じて第１パル
ス列３０の周波数が高くなり、逆に、平滑回路６からの
直流電圧が基準電圧よりも低い場合は、それに応じて第
１パルス列３０の周波数が低くなる。

【００４４】すなわち、主コイル３のインピーダンスＺ
１は、主コイル３のインダクタンスをＬとすると、Ｚ１
＝ｊωＬである。また、トランス４の１次側から見込ん
だインピーダンスＺ２は、１次側巻線１５と２次側巻線
１６との巻数比をＮ：１、負荷抵抗をｒとすると、Ｚ２
＝Ｎ²ｒである。したがって、負荷が軽くなると、換言
すれば負荷抵抗ｒが大きくなると、トランス４の１次側
から見込んだインピーダンスＺ２が大きくなり、平滑回
路６からの出力電圧が基準電圧よりも高くなる結果、ス
イッチング回路２のスイッチング周波数が高くなる。こ
こで、主コイル３とトランス４の１次側巻線１５との直
列回路にステップ電圧が印加された場合の電流の過渡応
答を考えると、過渡期間においては電流がほぼ直線的に
増加する。したがって、スイッチング回路２のスイッチ
ング周波数が高くなると、トランス４の１次側巻線１５
に流れる電流の増加期間が短くなって、電流のピーク値
が小さくなる。この結果、トランス４の１次側巻線１５
に印加される電圧が低くなり、平滑回路６からの出力電
圧も低くなって、基準電圧と等しくなる。

【００４５】逆に、負荷が重くなると、換言すれば負荷
抵抗ｒが小さくなると、トランス４の１次側から見込ん
だインピーダンスＺ２が小さくなり、平滑回路６からの
出力電圧が基準電圧よりも低くなる結果、スイッチング
回路２のスイッチング周波数が低くなる。ここで、主コ
イル３とトランス４の１次側巻線１５との直列回路にス
テップ電圧が印加された場合の電流の過渡応答を考える
と、過渡期間においては電流がほぼ直線的に増加する。
したがって、スイッチング回路２のスイッチング周波数
が低くなると、トランス４の１次側巻線１５に流れる電
流の増加期間が長くなって、電流のピーク値が大きくな
る。この結果、トランス４の１次側巻線１５に印加され
る電圧が高くなり、平滑回路６からの出力電圧も高くな
って、基準電圧と等しくなる。

【００４６】かくして、出力端子１４から出力される直
流電圧は、常に基準電圧に等しくなるようにフィードバ
ック制御される。

【００４７】また、スイッチング回路２のスイッチング
周波数を可変させることによりトランス４の１次側巻線
１５に印加される電圧を可変させるためには、主コイル
３とトランス４の１次側巻線１５との直列回路に流れる
電流が一定の定常電流になる前の直線的に増加する過渡
期間のみを利用する必要があり、このためには、軽負荷
時ほどスイッチング回路２のスイッチング周波数を高く
する必要があるが、本実施形態においては、負荷が軽く
なればスイッチング回路２のスイッチング周波数が高く
なり、負荷が重くなればスイッチング回路２のスイッチ
ング周波数が低くなるので、上記の要請を満足している
ことになる。

【００４８】このように、トランス４の１次側巻線１５
に直列に主コイル３を挿入し、この主コイル３のインピ
ーダンスとトランス４の１次側巻線１５のインピーダン
スとでスイッチング電圧を分圧する構成として、出力端
子１４から出力される出力電圧が基準電圧より高い場合
はスイッチング回路２のスイッチング周波数を高くして
トランス４の１次側巻線１５に印加される電圧を低く
し、逆に出力端子１４から出力される出力電圧が基準電
圧より低い場合はスイッチング回路２のスイッチング周
波数を低くしてトランス４の１次側巻線１５に印加され
る電圧を高くするので、出力電圧を安定化させることが
できる。

【００４９】しかも、負荷や負帰還の状況に係わらず、
出力インピーダンスを常に低く維持できる。すなわち、
第２パルス列３８，３９のデューティーサイクルを変化
させるのではなく周波数を変化させて出力電圧を制御す
るので、負荷変動などに係わらず常に大きな流通角で動
作することから、オープンループ時の出力インピーダン
スの上昇が少なく、特に大電力用途に適した、安定化さ
れた出力電圧を得ることができる。

【００５０】また、周波数可変発振回路９にデューティ
ー補正回路を内蔵させて、第１パルス列３０のデューテ
ィーサイクルを略５０パーセントに維持したので、トラ
ンス４に直流成分が印加されることがなく、異常動作の
発生を良好に防止できる。

【００５１】また、第２パルス列３８，３９がその周波
数に係わらず固定的なデッドタイムを有するようにスイ
ッチング制御回路１０を構成したので、電界効果トラン
ジスタＦＥＴ１，ＦＥＴ４、あるいは電界効果トランジ
スタＦＥＴ３，ＦＥＴ２を流れる貫流電流の発生を良好
に防止できる。すなわち、電界効果トランジスタＦＥＴ
１と電界効果トランジスタＦＥＴ４、あるいは電界効果
トランジスタＦＥＴ３と電界効果トランジスタＦＥＴ２
とが同時にオンとなって貫通電流が流れるのを防止する
ため、全ての電界効果トランジスタＦＥＴ１〜ＦＥＴ４
がオフとなる期間、すなわち、いわゆるデッドタイムと
呼ばれる期間が必要となる。通常のＰＷＭコントローラ
などでは、この期間はスイッチングの周期に対して５〜
１０パーセント程度の一定の割合となるように構成され
ているが、必要となるデッドタイムはスイッチング素子
としての電界効果トランジスタＦＥＴ１〜ＦＥＴ４の応
答速度に依存するものであってスイッチング周波数に依
存するわけではないので、第２パルス列３８，３９の周
波数に関係なく固定のデッドタイムである方が好まし
い。

【００５２】また、主コイル３とトランス４の１次側巻
線１５との直列回路と並列に、補助コイル１２を接続し
たので、補助コイル１２によってスイッチング回路２の
フライホイルダイオードに慣性電流を流せることから、
電界効果トランジスタＦＥＴ１〜ＦＥＴ４のオフからオ
ンへの切替え時に電界効果トランジスタＦＥＴ１〜ＦＥ
Ｔ４に電圧が印加されていない状態である、いわゆる電
圧ゼロスイッチを実現できる。

【００５３】なお、上記実施形態においては、スイッチ
ング回路２としてフルブリッジタイプを採用したが、用
途によってはハーフブリッジタイプを採用してもよい。

【００５４】また、上記実施形態においては、ホトカプ
ラ２６，４１として発光ダイオード２８，４７およびホ
トトランジスタ２９，４８を備えたものを採用したが、
受光側素子としてホトＭＯＳ−ＦＥＴやＣｄＳなどを用
いてもよく、また発光側素子として通常のランプなどを
用いてもよい。

【００５５】また、上記実施形態においては、インダク
タンス素子として主コイル３を用いたが、コイルの代わ
りに可飽和リアクトルを用いてもよい。

【００５６】また、上記実施形態においては、主コイル
３とトランス４の１次側巻線１５との直列回路に並列に
補助コイル１２を接続したが、この補助コイル１２は必
ずしも設ける必要はない。

【００５７】また、上記実施形態においては、周波数可
変発振回路９にデューティー補正回路を内蔵させたが、
このデューティー補正回路は必ずしも設ける必要はな
い。

【００５８】また、上記実施形態においては、固定のデ
ッドタイムを生成するようにスイッチング制御回路１０
を構成したが、必ずしもこのように構成する必要はな
い。

【００５９】もちろん、上記スイッチィングレキュレー
タの具体的な回路構成は、一例を示したものであって、
このように限定されるものではない。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明に係るスイッチングレギュレータの回路
ブロック図である。

【図２】図１に示す周波数可変発振回路の回路図であ
る。

【図３】図１に示すスイッチング制御回路の回路図であ
る。

【図４】図３に示すスイッチング制御回路の各部信号波
形図である。

【図５】図１に示す電圧変化検出回路の回路図である。

【図６】従来の大電力用のスイッチングレギュレータに
採用されていたＰＷＭ方式の説明図である。

【符号の説明】

１整流平滑回路２スイッチング回路３主コイル４トランス５整流回路６平滑回路７電圧変化検出回路８アイソレータ９周波数可変発振回路１０スイッチング制御回路１１定電圧電源回路１２補助コイル１５１次側巻線１６２次側巻線１７１次側補助巻線

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】交流電圧を整流および平滑して直流電圧
を生成する第１整流平滑手段と、前記第１整流平滑手段からの直流電圧をスイッチングす
るスイッチング手段と、トランスの１次側巻線に直列に接続されて前記スイッチ
ング手段の出力が入力されるインダクタンス素子と、前記トランスの２次側巻線から出力される電圧を整流お
よび平滑して直流電圧を生成する第２整流平滑手段と、前記第２整流平滑手段からの直流電圧と基準電圧との偏
差に応じた制御信号を出力する電圧変化検出手段と、前記電圧変化検出手段からの制御信号に応じて発振周波
数を制御され、その発振信号を前記スイッチング手段を
駆動するためのタイミング信号として出力する周波数可
変発振手段とを備えたことを特徴とする、スイッチング
レギュレータ。
【請求項２】前記インダクタンス素子と前記トランス
の１次側巻線との直列回路に対して並列に接続された補
助インダクタンス素子を有する、請求項１に記載のスイ
ッチングレギュレータ。
【請求項３】前記周波数可変発振手段は、タイミング
信号として第１パルス列を出力し、前記周波数可変発振手段からの第１パルス列のデューテ
ィーサイクルを略５０パーセントに保つデューティー補
正手段を有する、請求項１または２に記載のスイッチン
グレギュレータ。
【請求項４】前記周波数可変発振手段は、タイミング
信号として第１パルス列を出力し、前記周波数可変発振手段からの第１パルス列に基づい
て、その第１パルス列の周波数に係わらず互いのオフ期
間の重なり時間が常に一定である対の第２パルス列を生
成し、その第２パルス列により前記スイッチング手段を
駆動するスイッチング制御手段を有する、請求項１ない
し３のいずれかに記載のスイッチングレギュレータ。
【請求項５】前記スイッチング制御手段は、前記第１パルス列を前記オフ期間の重なり時間に相当す
る所定時間遅延させて遅延パルス列として出力する遅延
回路と、前記遅延回路からの遅延パルス列と前記第１パルス列と
の論理積を前記第２パルス列の一方として出力するＡＮ
Ｄ回路と、前記遅延回路からの遅延パルス列と前記第１パルス列と
の論理和の否定信号を前記第２パルス列の他方として出
力するＮＯＲ回路とを有する、請求項４に記載のスイッ
チングレギュレータ。