DE3624207A1

DE3624207A1 - Einstufiger differenz-operationsverstaerker mit hoher leerlaufverstaerkung

Info

Publication number: DE3624207A1
Application number: DE19863624207
Authority: DE
Inventors: Guido Torelli; Plaza Alejandro De La
Original assignee: SGS Microelettronica SpA
Current assignee: STMicroelectronics SRL
Priority date: 1985-07-18
Filing date: 1986-07-17
Publication date: 1987-03-26
Also published as: US4749956A; GB8617467D0; JPS6271310A; GB2180113A; IT1185638B; IT8521627A0; FR2585201A1; FR2585201B1; GB2180113B

Description

Die Erfindung betrifft einen einstufigen Differenz-Operationsverstärker mit erhöhter Leerlaufverstärkung in MOS-Technik. Der Verstärker besitzt Elemente (Transistoren) für eine Transkonduktanz-(Steilheits-)Stufe, Last- und Vorspannungs-Elemente für diese Stufe und eine Spannungsstabilisierungschaltung für die Ausgangs-Ruhespannung. Letztgenannte Stufe ist eine Gleichtakt-Rückkopplungsstufe (CMFB).

Die Verwendung von Operationsverstärkern in in MOS-Technik ausgeführten integrierten Schaltungen hat in den letzten Jahren zunehmende Verbreitung gefunden, und zwar als Folge des Bestrebens, die Schaltungen als integrierte Schaltungen auszuführen und die Analog-Untersysteme in der gleichen Technik auszubilden.

Eine Übersicht über die Entwurfstechniken von integrierten Operationsverstärkern in MOS-Technik (NMOS, CMOS) ist z.B. in dem Artikel "MOS Operational Amplifier Design - A Tutorial Overview" von P. R. Gray und R. G. Mayer in "IEEE Journal of Solid-State Circuits", Vol. SC-17, No. 6, S. 969, Dezember 1982, gegeben.

Es gibt eine Reihe von Grundvoraussetzungen, die ein als monolithische MOS-Schaltung integriert ausgebildeter Operationsverstärker (OPAMP) erfüllen muß (vgl. Fig. 1, in der VREF und VRIF feste, nicht notwendigerweise unterschiedliche Spannungen und A die Schleifenverstärkung des Verstärkers ist). Im einzelnen handelt es sich um folgende Erfordernisse:
- hohe Leerlaufverstärkung
- geringe Beruhigungszeit
- Möglichkeit der Ansteuerung kapazitiver Lasten
- starke Speisespannungsentkopplung ("PSSR")
- geringes Eingangsrauschen

Weitere Erfordernisse, die insbesondere bei integrierten Operationsverstärkern eine Rolle spielen, sind:
- geringe Chip-Belegungsfläche
- leichtes Verbinden mit anderen Teilen der integrierten Schaltung
- hohe Ausgangsspannungs-Ausschläge bei geringer Verzerrung durch Oberschwingungen
- begrenzte Verlustleistung

In jüngster Zeit hat sich die Projektierungsmethode durchgesetzt, bei der Operationsverstärker mit Differenzausgang eingesetzt werden (im englischen Sprachgebrauch Verstärker vom Typ "fully-differential" oder "double-ended"), bei denen die Ausgangsspannung nicht bereits zwischen dem einzigen Ausgang des Verstärkers und einer feststehenden Bezugsspannung (z.B. Masse-Potential oder ein anderes intern in der Schaltung erzeugtes Potential) abgenommen wird, sondern stattdessen zwischen zwei Ausgängen des Verstärkers. Der Verstärker ist derart ausgebildet, daß die zwei Ausgangssignale symmetrisch bezüglich einer Bezugsspannung VREF (Fig. 2) entstehen.

Ein grundlegender Unterschied zwischen den Operationsverstärkern mit einem einzigen Ausgang und den "Voll-Differenz-Verstärkern", d.h. den Differenzverstärkern mit zwei symmetrischen Ausgängen, besteht darin, daß bei den letzteren kein dem Eingang und dem Ausgang des Operationsverstärkers gemeinsamer Bezugsknoten vorhanden ist.

Ein wesentlicher Vorteil des Voll-Differenz-Verfahrens besteht in der Tatsache, daß folgende Besonderheiten erzielt werden:
1) Eine Verbesserung des Maximalausschlags der effektiven Ausgangsspannungen;
2) eine Verringerung des Klirrfaktors am Ausgang (insbesondere betrifft dies die Verzerrung, die auf geradzahlige Oberwellen zurückzuführen ist);und
3) ein verbesserter PSSR-Wert.

Ein typisches Problem dieses Verstärkertyps besteht darin, daß man eine spezielle Schaltung vorsehen muß, mit der man die "Ruhespannung" der beiden Ausgänge (d.h. die bei Abwesenheit von Signalen an den Eingängen an den Ausgängen vorhandenen Spannungen) auf einen Wert festlegt, der einen symmetrischen Ausschlag bei maximalem Spannungswert der Ausgangssignale gestattet (diese Ruhespannung ist im allgemeinen die Spannung VREF, siehe Fig. 2).

Häufig wird außerdem (typischerweise dann, wenn die Schaltung durch eine einzige Spannungsquelle gespeist wird) auch die Ruhespannung der zwei Eingänge mit Hilfe einer Schaltung fixiert, die den Pegel unter Berücksichtigung der schaltungstechnischen Anforderungen des Verstärkers optimiert (diese Spannung ist in Fig. 2 mit VRIN bezeichnet).

Eine technische Möglichkeit bei dem Entwurf von "Voll-Differenz- -Verstärkern besteht im Hinblick auf die Grundforderung einer hohen Verstärkung darin, zwei Stufen in Kaskade zu schalten, wobei jede Einzelstufe, für sich genommen, für den betreffenden Anwendungsfall nicht die erforderliche hohe Verstärkung besitzt.

Der Hauptnachteil bei dieser Lösungsmöglichkeit besteht darin, daß ein zweistufiger Verstärker die Verwendung einer erhöhten (und mit zunehmender Last anwachsenden) Kompensationskapazität erforderlich macht, die zwischen die erste und die zweite Stufe einzufügen ist, um die Stabilität des Systems zu gewährleisten, in welchem sich der Verstärker befindet. Unter anderem wird durch diese Maßnahme der von dem Verstärker benötigte Platzbedarf erheblich gesteigert.

Eine alternative Entwurfsmethode, die mit zunehmendem Erfolg angewandt wird, besteht darin, eine einzige Verstärkerstufe zu verwenden, die allein eine ausreichende Verstärkung für den jeweiligen Anwendungsfall aufweist. Der Hauptvorteil eines solchen Verstärkertyps besteht darin, daß die Kompensationskapazität entfallen kann.

Grundsätzlich handelt es sich bei einem einstufigen Verstärker um ein Bauteil, bei dem die Möglichkeit besteht, eine einzige Stufe zu identifizieren, die eine erhöhte Steilheit (Transkonduktanz) gm besitzt, mit der folgende Übertragungsfunktion realisiert wird:

wobei Iout den Signalstrom am Ausgang der Stufe und Vin die Signalspannung am Eingang ist. In dem Verstärker erhält man die Gesamt-Spannungsverstärkung aufgrund des Spannungsabfalls, der von dem Strom Iout an der Ausgangsimpedanz Zout hervorgerufen wird, wodurch sich die Spannungsverstärkung A des im Leerlauf betriebenen Verstärkers zu

ergibt. Ein Beispiel für dieses Verfahren mit einer einzigen Stufe ist die unter der Bezeichnung "folded cascode" bekannte Stufe (vgl. Fig. 3 auf Seite 979 des oben erwähnten Artikels).

In der erwähnten Fig. 3 und den weiteren Figuren sind die NMOS- und die PMOS-Transistoren gemäß Übereinkunft mit der Substrat- Elektrode an die mehr negative bzw. an die mehr positive Versorgungsspannung angeschlossen, wenn nichts anderes angegeben ist. Insbesondere können in Fig. 3 einige der Transistoren mit ihrer Substrat-Elektrode ("body"-Elektrode) an die Source- Elektrode angeschlossen sein, wenn dies im Einzelfall erforderlich ist.

In der in Fig. 3 gezeigten herkömmlichen Schaltung sind die Elemente mit der erhöhten Steilheit die Transistoren M 2 und M 3. Die Transistoren M 1, M 4, M 5, M 7-M 12 haben die Last- und die Vorspannungs-Funktion der Stufe. Der Transistor M 6 gestattet das Fixieren der Ruhespannung am Ausgang.

In der Skizze nach Fig. 3 ist ein rechteckiger Schaltungsblock eingezeichnet, der die Stabilisierung der Ruhe-Ausgangsspannung ermöglicht. Der Block ist mit der Abkürzung CMFB (= Common Mode Feedback) bezeichnet. Dieser Schaltungsblock kann je nach Schaltungs-Spezifikation ausgebildet sein. Beispielsweise kann dieser Rückkopplungsweg mit einer zeitlich-kontinuierlichen oder einer zeitlich getasteten Schaltung realisiert werden. Im Hinblick auf die oben angegebenen Anforderungen weist der in Fig. 3 skizzierte Verstärker folgende Besonderheiten auf:

- Leerlaufverstärkung: erhöht

- Beruhigungszeit: hängt von der Lastkapazität ab, ist aber auf jeden Fall nicht größer als bei dem zweistufigen Verstärker

- Ansteuerung kapazitiver Lasten: gut, und zwar ohne das Erfordernis, eine Kompensationskapazität mit einem der Last entsprechenden Wert hinzuzufügen

- PSSR: optimal, weil die Ausgangsspannung zwischen den zwei Knoten OUT+ und OUT- entsteht, und nicht auf eine feste Spannung bezogen ist

- Eingangsrauschen: ziemlich niedrig (größenordnungsmäßig wie bei dem zweistufigen Verstärker)

- Chip-Belegungsfläche: reduziert im Vergleich zu dem zweistufigen Verstärker

- Anschlußmöglichkeiten: hängen von der Anzahl der benötigten unterschiedlichen Vorspannungen entsprechend der korrekten Funktion des Verstärkers ab

- Ausgangsausschlag: gut, weil die Ausgangsspannung zwischen den zwei komplementären Ausgängen zur Verfügung steht. Der Wert des Maximalausschlags hängt ab von den Vorspannungen, den Abmessungen und der Schwellenspannung der Transistoren, die die "kaskode" bilden

- Verlustleistung: hängt von der gewünschten Beruhigungszeit ab und wird im wesentlichen festgelegt durch die Vorspannung VBIAS 1.

Mit nur diesen Vorteilen sind die einstufigen Voll-Differenz- -Operationsverstärker, die derzeit zur Verfügung stehen, nicht frei von Beschränkungen und Unzulänglichkeiten. Zum Beispiel: mit ihrem derzeitigen Aufbau können die Schaltungen nicht ohne weiteres erhöhten Anforderungen bezüglich Kompaktheit, leichter Verbindung mit anderen Teilen der integrierten Schaltung, in der der Verstärker ausgebildet ist, Anpassung an integrierte Schaltungen mit nur einer einzigen Spannungsversorgung, auch mit niedriger Spannung, verringerter Verlustleistung, minimaler Chip-Belegungsfläche und minimaler Anzahl von Verbindungsleitungen für die Vorspannungen mit dem Rest der Schaltung und dergleichen, genügen.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen einstufigen Differenz-Operationsverstärker (Voll-Differenz-Verstärker) zu schaffen, bei dem die oben aufgezeigten Probleme nicht auftreten oder doch zumindest gemildert sind, der eine besonders gute Leistung aufweist und optimale Kennwerte besitzt.

Diese Aufgabe wird durch die in den Patentansprüchen angegebene Erfindung gelöst.

Der erfindungsgemäße Verstärker besteht im wesentlichen aus zwei gleichen Zweigen. In jedem Zweig sind die entsprechenden Elemente gleich ausgebildet, und zwar Vorspannungs- und Last- Elemente, Transkonduktanzelemente und Gleichtakt-Rückkopplungselemente. Die drei Elemente in jedem Zweig werden von dem gleichen Ruhestrom durchflossen.

Im folgenden werden Ausführungsbeispiele der Erfindung anhand der Zeichnungen näher erläutert. Fig. 4 bis 9 zeigen Schaltungsskizzen von Ausführungsbeispielen der Erfindung.

Fig. 4 zeigt anhand eines Blockschaltbilds einen erfindungsgemäßen Verstärker mit zwei Zweigen RA 1, RA 2, die einander gleichen. Jeder Zweig enthält Vorspannungs- und Last-Elemente E ₁ = E ₂, Transkonduktanzelemente, TR 1 = TR 2, und Elemente einer Gleichtakt-Rückkopplung. Auch die Gleichtakt-Rückkopplungsstufe setzt sich aus zwei identischen Hälften CMFB ₁ = CMFB ₂ zusammen. Die Anordnung der Blöcke kann in der in Fig. 4 gezeigten Weise oder auch umgekehrt vorgenommen werden. Beispielsweise können die Positionen der Blöcke für die Last- und Vorspannungs-Elemente, E ₁ = E ₂ und die Blöcke der Gleichtakt-Rückkopplung, CMFB ₁ = CMFB ₂ in den beiden Zweigen vertauscht werden.

Jeder Zweig RA 1, RA 2 des erfindungsgemäßen Operationsverstärkers ist durch die Tatsache gekennzeichnet, daß der durch die drei Hauptelemente (Vorspannungs- und Last-Elemente E ₁, E ₂, Transkonduktanzelemente TR 1, TR 2 und Gleichtakt-Rückkopplungselemente CMFB ₁ = CMFB ₂) jedes Zweigs fließende Ruhestrom der selbe ist. In anderen Worten: betrachtet man den Ruhestrom, so kann man die drei Elemente in jedem Zweig als in Reihe geschaltet betrachten. Von den Signalströmen her betrachtet, muß sich der Gleichtakt- Rückkoppelblock so verhalten, daß er insgesamt einen Widerstandswert aufweist, der von dem Vorhandensein eines Differenz- Signals am Eingang und am Ausgang unabhängig ist, damit das Verhalten des Verstärkers bezüglich der Signale nicht beeinflußt wird.

Eine bevorzugte Realisierung dieser Lösungsmöglichkeit ist in Fig. 5 gezeigt. Diese Lösung ist besonders wirksam, insbesondere im Hinblick auf die Kompaktheit und die Verbindungsmöglichkeiten zu anderen Teilen der integrierten Schaltung, in der der Verstärker eingesetzt ist. Außerdem ist dieser Verstärker besonders geeignet für die Integration in Schaltungen mit nur einer einzigen Speisespannung (+VDD, 0), auch für niedrige Versorgungsspannungen (z.B. für eine Nennspannung VDD = +5 V). Auch die Verlustleistung kann niedriger sein als bei einem der oben beschriebenen bekannten Verstärker, bei gleicher Leistung im Hinblick auf die Beruhigungszeit, vorausgesetzt, es existieren zwei einzelne Zweige zwischen Versorgungsspannung und Masse. Die Transistoren, die in den beiden Zweigen RA 1 und RA 2 an entsprechenden, "symmetrischen" Stellen angeordnet sind, sind identisch (M 1 = M 2, M 3 = M 4, M 5 = M 6, M 7 = M 8).

Die Vorspannungen (VBIAS 1, VBIAS 2 und VBIAS 3), die nicht notwendigerweise sämtlich voneinander verschieden sind, werden in einem nicht gezeigten Schaltungsteil erzeugt. Sie sind so bemessen, daß sie die Transistoren M 1-M 8 in den Sättigungsbereich bringen, und zwar sowohl während des Ruhezustands der Schaltung als auch während des Anlegens von Signalen an den Eingang.

Die an die Anschlüsse IN+ und IN- angelegten Eingangsspannungen VIN+ und VIN- sind in Bezug auf eine Eingangs-Bezugsspannung, hier mit VRIN bezeichnet, symmetrisch. Diese Bezugsspannung wird im Inneren der integrierten Schaltung und muß die optimale Funktion des Verstärkers garantieren. Das Schaltbild des Verstärkers ist in Fig. 6 gezeigt. Weiter unten wird ein Beispiel für die Ausgestaltung der Schaltung zum Erzeugen der Spannung VRIN beschrieben.

Bei der dargestellten Schaltung ist die Gleichtakt-Rückkopplungsschaltung als zeitlichkontinuierliche Schaltung ausgebildet, wie in Fig. 7 gezeigt ist. In dieser Schaltung arbeiten die identischen Transistoren M 9 und M 10 in der Trioden-Zone (Linear-Zone).

Um die bestmöglichen Verbindungen mit anderen Teilen der integrierten Schaltung zu erhalten, kann man VBIAS 2 = VBIAS 3 = VREF wählen und als Block für die Erzeugung der Eingangs-Bezugsspannung VRIN die in Fig. 8 dargestellte Schaltung einsetzen. Diese Schaltung ist exakt eine Nachbildung oder Wiederholung eines der beiden Zweige RA 1 und RA 2 des Operationsverstärkers, wenn man von der Verbindung der Substrat-Elektrode des Transistors M13 absieht. Der Unterschied in dieser Verbindung ist nicht wesentlich. Er ist aber nützlich, um den hier beschriebenen Schaltungsaufbau verwenden zu können mit einer Versorgungsspannung einer einzigen Polarität und niedrigem Spannungswert (z. B. 5 V Nennspannung). Also wählt man M 11 = M 1, M 12 = M 3, M 13 = M 5, M 14 = M 7 und M 15 = M 9.

Im vorliegendne Fall ist die in Fig. 8 gezeigte Schaltung eine Nachbildung des Zweigs RA 1 in Fig. 5. Alternativ läßt sich der Spannungsgenerator-Block zum Erzeugen der Spannung VRIN dadurch erhalten, daß man von einem der zwei Zweige des Operationsverstärkers ausgeht, den oben beschriebenen Aufbau unverändert läßt, jedoch die Breite sämtlicher Transistoren mit dem selben Faktor K abstuft. Auf diese Weise wird der durch den Spannungsgenerator- Zweig für die Spannung VRIN fließende Strom um den Faktor K abgestuft, es bleiben aber für den Spannungsteil zum Erzeugen von VRIN die beschriebenen Vorteile erhalten.

In der Praxis läßt sich der Spannungserzeuger für VRIN auch auf der Ebene des Layouts realisieren, indem man einen der zwei Zweige des Operationsverstärkers ausnutzt und gegebenenfalls den Anschluß der Substrat-Elektrode des Transistors M 13 modifiziert.

Durch diesen Schaltungsaufbau erreicht man, daß die Ruhe- Ausgangsspannungen (die Spannungen an den Knoten OUT+ und OUT-) gleich VREF werden, während die Eingangs-Bezugsspannung VRIN automatisch einen Wert erhält, welcher die Funktion des Operationsverstärkers optimiert. Das vollständige Schaltungsbild des Operationsverstärkers in Verbindung mit dem Spannungsgenerator für die Bezugsspannung VRIN ist in Fig. 9 gezeigt. In Fig. 9 sind der Operationsverstärker OPAMP (entsprechend Fig. 5) und der Spannungsgenerator für VRIN (G.VRIN) (entsprechend Fig. 8) durch eine Trennungslinie X-X getrennt.

Der Operationsverstärker arbeitet wie folgt:

Im Ruhezustand, d.h. wenn die Signal-Eingangsspannungen 0 sind, sind die Ströme IL′ und IR′ einander gleich und (wenn man von dem möglichen Skalierfaktor K absieht) gleich dem Strom in dem Zweig des Spannungsgenerators für die Spannung VRIN, der mit IB bezeichnet ist und von der Vorspannung VBIAS festgelegt wird.

Folglich sind auch die Ströme, die durch die Transistoren M 7, M 8 und M 14 fließen, einander gleich, so daß die Knoten 8 und 18 auf dem gleichen Potential liegen. Die Transistoren M 7, M 8 und M 14 sind identisch als "Source-Folger" geschaltet und besitzen die gleiche Gate-Spannung, so daß sie beide in der Sättiggungszone arbeiten und von dem gleichen Strom durchflossen werden.

Daraus folgt, daß die Knoten OUT+ und OUT- das gleiche Potential aufweisen müssen, nämlich das Gate-Potential des Transistors M 15, d.h. VREF. Falls die Spannung der beiden Knoten OUT+ und OUT- oberhalb von VREF läge, würde die Gleichtakt-Rückkopplung diese Spannung absenken, vorausgesetzt, durch die beiden Zweige (M 5, M 7, M 9) und (M 6, M 8, M 10) würde ein höherer Strom fließen als in den Zweigen (M 1, M 3) und (M 2, M 4). Die entgegengesetzte Situation würde eintreten, wenn die Spannungen an den Knoten V 4 und V 5 unterhalb des Wertes VREF lägen.

Man sieht, daß der durch die Zweige (M 1, M 3) und (M 2, M 4) fließende Strom tatsächlich in erster Näherung nicht von dem Vorhandensein einer Spannung an den Eingangsanschlüssen des Operationsverstärkers abhängt, wenn diese Spannung nur zwischen den Grenzen bleibt, die ein reguläres Funktionieren des Verstärkers garantieren. In Fig. 9 sind die Ströme in diesen beiden Zweigen mit IL bzw. IR bezeichnet.

Wenn zwischen den Knoten IN+ und IN- ein Differenz-Signal angelegt wird (z. B. VIN+ - VIN- ≦λτ 0), ergibt sich eine Änderung der Stromstärken IL′ und IR′ (IL′ ≦λτ IR′), die dadurch ein (Signal-)Gleichgewicht zwischen den Spannungen VOUT+ und VOUT- (VOUT+ - VOUT- ≦λτ 0) bestimmt. Vorausgesetzt, die Impedanz an den Knoten OUT+ und OUT- ist ziemlich hoch ("kaskode"-Stufe), so ist die Leerlaufverstärkung zwischen Δ (VOUT+ - VOUT-) und Δ (VIN+ - VIN-) sehr stark.

Wie man sieht, beeinflußt das Signalgleichgewicht zwischen den Spannungen VOUT+ und VOUT- in erster Näherung die Gleichtakt- Rückkopplung nicht, vorausgesetzt, die Summe (VOUT+ + VOUT-) bleibt konstant und die Transistoren M 9 und M 10 arbeiten in dem Trioden-Bereich. In diesem Bereich gilt für die Beziehung zwischen dem in einem Transistor fließenden Strom und der an dem Gate des Transistors anliegenden Spannung VG:

mit
k′ = Leitungsfaktor (pro Flächeneinheit) des Transistors
Vds = Drain-Source-Spannung des Transistors
Vg = Gate-Spannung des Transistors
Vs = Source-Spannung des Transistors
VT = Schwellenspannung des Transistors
W = effektive Breite des Transistors
L = effektive Länge des Transistors

Der Strom ICM, der insgesamt die Transistoren M 9 und M 10 durchfließt, beträgt:

wobei die Größen k′, Vds, Vg, Vs, Vt, W und L für die beiden Transistoren die gleichen sind.

Setzt man Vout = VOUTO + Δ V, und zwar sowohl für Vout+, als auch für Vout-, wobei VOUTO die Ruhe-Ausgangsspannung des Operationsverstärkers und Δ V die am Ausgang des Verstärkers erhaltene Signalspannung ist, so erhält man:

vorausgesetzt, daß Δ V+ = - Δ V- gilt. In Gleichung (5) ist berücksichtigt, daß für die beiden Transistoren M 9 und M 10 die Größen W/L, Vs und Vds gleich sind und VT und k′ ungefähr gleichgehalten werden können.

Der von dem Block (M 9, M 10) der Gleichtakt-Gegenkopplung dargestellte Widerstand ist deshalb mit guter Annäherung unabhängig von der am Ausgang vorhandenen Differenz-Signalspannung. Die in den Fig. 5 bis 9 vorgeschlagene Schaltung stellt mithin einen Voll-Differenz-Operationsverstärker mit nur einer einzigen Stufe dar. Der Verstärker besitzt eine hohe Leerlaufverstärkung, ist bei minimaler Chip-Belegungsfläche und bei minimaler Anzahl von Vorspannungs-Verbindungsleitungen zu der restlichen Schaltung (im Extremfall gibt es zwei Leitungen für VREF und VBIAS) integrierbar. Außerdem wird die Ausgangsspannung automatisch stabilisiert.

In der in Fig. 9 dargestellten Schaltung beträgt der maximale Ausschlag am Ausgang ≦Χεθβαθ VTN ≦Χεθβαθ + ≦Χεθβαθ VTP ≦Χεθβαθ , wobei VTN die Schwellenspannung eines N-Kanal-Transistors (Transistoren M 5 und M 6) und VTP die Schwellenspannung eines P-Kanal-Transistors (Transistoren M 3 und M 4) ist. Sollte eine Erhöhung des Ausschlags jeder der beiden Spannungen VOUT+ und VOUT- erwünscht sein, so kann man Transistoren mit höherer Schwellenspannung für die Bauteile M 3 - M 6 verwenden (indem man z.B. von einer geeigneten Implantation Gebrauch macht). Alternativ dazu können zwei verschiedene Vorspannungen für die Leitungen VBIAS 2 und VBIAS 3 (Fig. 5) verwendet werden, indem man auf die extreme Einfachheit der Verbindungen, die die in Fig. 9 dargestellte Lösung bevorzugt, verzichtet. Vorteilhaft arbeitet die erfindungsgemäße Schaltung auch mit nur einer einzigen Versorgungs-Nennspannung von 5 V, bei einem Nenn-Absolutwert der Transistor- Schwellenspannung von 1 V, und zwar aufgrund der geeigneten Anordnung der Transistoren in dem eigentlichen Verstärker und in dem Bezugsspannungsgenerator G.VRIN. Wie oben bereits erwähnt wurde, ist die Verbindung zwischen der Source und dem Substrat (Körper) des Transistors M 13 deshalb gemacht worden, damit die Schaltung auch bei niedrigen Versorgungsspannungen arbeiten kann. Der Transistor M 13 ist der einzige Transistor, bei dem nicht die Notwendigkeit der exakten Symmetrie zu dem korrespondierenden Teil in den beiden Zweigen des Operationsverstärkers besteht.

In einer abgewandelten Ausführungsform, die besonders kompakt ausgebildet ist, kann der Bezugsspannungsgenerator G.VRIN dadurch realisiert werden, daß der Transistor M 13 fortgelassen wird und die Drain-Elektrode des Transistors M 12 mit derjenigen des Transistors M 14 kurzgeschlossen wird. Um den Betrieb der Transistoren M 9, M 10 und M 15 im Trioden-Bereich im Fallvon zunehmend niedrigeren Versorgungsspannungen zu gewährleisten, kann man zur Realisierung dieser Transistoren Bauelemente verwenden, die eine niedrigere Schwellenspannung als die anderen Transistoren mit N-Kanal besitzen (z.B. kann man Transistoren verwenden, in denen die Schwellenspannung durch Implantation abgesenkt ist). Zur Erleichterung des Layouts und zur kompakteren Ausbildung der Schaltung sind die Substrat-Elektroden sämtlicher Transistoren des Verstärkers an eine geeignete Versorgungsspannung gelegt (VDD für die P-Kanal-Transistoren und VSS für die N-Kanal-Transistoren).

Im allgemeinen können sich den Bezugsspannungsgenerator mehrere einander gleichende Operationsverstärker teilen (z.B. sämtliche Operationsverstärker eines Filters oder eines Schaltungsblocks).

Es sind auch andere Ausführungsformen der Schaltung möglich, bei denen die einzelnen Verstärker-Blöcke anders ausgebildet sein können. Beispielsweise kann in einer Ausführungsform die Gleichtakt-Rückkopplungsstufe mit P-Kanal-Transistoren realisiert und direkt an den positiven Versorgungsspannungsanschluß angeschlossen sein, wobei die Source-Elektroden der beiden Transistoren mit diesem Anschluß verbunden sind, die Stufe mit der erhöhten Steilheit mit Hilfe von P-Kanal-Transistoren ausgebildet ist und die Vorspannungs- und Last-Stufe durch N- Kanal-Transistoren gebildet ist und strukturell zwischen der Stufe mit erhöhter Steilheit und dem negativen Versorgungsspannungsanschluß liegt. Falls besondere Spezifikationsforderungen gegeben sind, können einige der Transistoren des Operationsverstärkers (oder alle Transistoren) dadurch realisiert werden, daß die Substrat-Elektrode nicht an den passenden Versorgungsspannungsanschluß, sondern an die Source-Elektrode angeschlossen wird.

Die oben anhand der Zeichnungen beschriebenen Ausführungsbeispiele der Erfindung können im Rahmen der Erfindung noch modifiziert werden. Die Anzahl der gleichen Stufen muß nicht unbedingt 3 betragen.

Claims

1. In MOS-Technik ausgeführter einstufiger Voll-Differenz- Operationsverstärker mit hoher Leerlaufverstärkung, mit MOS- Transistoren für eine Transkonduktanzstufe, mit Last- und Vorspannungselementen für diese Stufe und mit einer Stabilisierungsschaltung für die Ruhe-Ausgangsspannung (Gleichtakt- Rückkopplung), dadurch gekennzeichnet, daß sich der Verstärker im wesentlichen aus mindestens zwei einander gleichenden Zweigen zusammensetzt, von denen jeder gleiche Last- und Vorspannungs-, Transkonduktanz- und Gleichtakt- Rückkopplungs-Elemente aufweist, und daß jedes der drei Elemente in jedem Zweig von dem gleichen Ruhestrom durchflossen wird.

2. Verstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß in jedem der gleichen Zweige die Transkonduktanzstufe (TR 1; TR 2) einen Transistor (M 1; M 8), das Vorspannungselement einen Transistor (M 1; M 2), das Lastelement einen Transistor (M 3; M 5) und die Gleichtakt-Rückkopplungsstufe einen Transistor (M 9; M 10) aufweist.

3. Verstärker nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß eine einzige Versorgungsspannung vorgesehen ist.

4. Verstärker nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß nur zwei Vorspannungs-Verbindungsleitungen vorgesehen sind.

5. Verstärker nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß eine zeitkontinuierliche Gleichtakt-Rückkopplung vorgesehen ist.

6. Verstärker nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß ein Bezugsspannungsgenerator (GVRIN) vorgesehen ist, der im wesentlichen eine Nachbildung einer Hälfte des Verstärkers mit einem Faktor K von gleich oder ungleich 1 ist.

7. Verstärker nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß in dem durch eine Nachbildung der Hälfte des Verstärkers gebildeten Bezugsspannungsgenerator vorzugsweise ein Transistor fehlt oder dort eine Kurzschlußverbindung zwischen dem Substrat-Anschluß und der Source des Transistors besteht.

8. Verstärker nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß sämtliche Transistoren mit der Substratelektrode an eine von zwei Versorgungsspannungsquellen angeschlossen sind.

9. Verstärker nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der Ort der Gleichtakt-Rückkopplungs- Stufen und der Vorspannungs-/Last-Stufen gegenüber dem Verstärker nach Anspruch 2 vertauscht sind, und daß die Eingangsstufen und die Gleichtakt-Rückkopplungsstufen mit P-Kanal- Transistoren ausgebildet sind, während die Vorspannungs-Stufen mit N-Kanal-Transistoren ausgebildet sind.

10. Verstärker nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß mindestens die Mehrzahl der Transistoren mit der Substratelektrode an die Source-Elektrode angeschlossen ist.