CN1367591A - 码分多址低扩频比下的瑞克和均衡级联接收方法及装置 - Google Patents

Abstract

码分多址低扩频比下的瑞克和均衡级联接收方法及装置是一种基于瑞克(RAKE)接收和软输出均衡(SOVA)相互级联的蜂窝CDMA接收方法与装置。该级联方法与装置既可合并接收有效多径信号,又可抵消多径信号引起的符号间干扰,特别适合于低扩频比下的CDMA系统高速数据传输。其基本构成包括瑞克接收机和软输出均衡器两部分,首先对多径衰落信道参数估计并进行瑞克接收,然后根据信道参数及有效径位置,计算等效时变的符号间干扰ISI系数,最后实现软输出维特比均衡算法。计算机仿真和试验结果表明,该方法和装置能在计算量增加不多的条件下,较为显著地改善第三代移动通信系统的高速数据传输性能。

Description

码分多址低扩频比下的瑞克和均衡级联接收方法及装置

一、技术领域：

本发明属于CDMA(码分多址)蜂窝通信系统中实现多径分集接收与软输出维特比均衡算法的技术的领域。

二、背景技术：

CDMA蜂窝通信技术以其频率规划简单、系统容量大、抗多径能力强、通信质量好、电磁干扰小等特点显示出巨大的发展潜力，是未来第三代移动通信的主流技术。CDMA扩频信号接收机分为相干接收机和非相干接收机两种。相干接收机需要知道接收信号的相位信息，而非相干接收机不需要知道接收信号的相位信息，但要求发送信号为正交调制方式。移动通信系统中存在多径衰落现象，会造成严重的多径干扰。在采用了扩展频谱技术的CDMA蜂窝移动通信系统中，通过接收带有确知信息的导频(Pilot)信号，可以对多径信号的幅度和相位信息进行估计，从而使得多径分集和相干接收成为可能。针对多径衰落信号进行分集处理的相干扩频接收机称为瑞克(RAKE)接收机，它可对多个携有相同信息且衰落特性相互独立的单径信号进行相位校正并进行最大比合并处理，从而达到克服多径衰落，提高接收信号干扰比之目的。

在采用RAKE接收方案时，由于多径的存在造成了符号间干扰。当扩频比较大时，这种干扰与接收符号的能量相比较小，可以忽略不计。但是，为了支持较高的数据速率，必须使用较小(低)的扩频比。这时，符号间干扰严重影响了RAKE接收机的性能，即使是在信噪比较高的情况下，RAKE接收机也无法达到理想的效果。解决符号间干扰的传统方法是均衡技术，如GSM系统中的信道均衡算法等。在扩频系统中如何使用均衡技术来抵消符号间干扰是能否支持高速数据速率业务的关键。

三、发明内容：

(1)发明目的

本发明的目的是提出一种既可以合并接收的多径信号，又可以抵消各径信号中的符号间干扰，从而能有效克服传统RAKE接收机在存在符号间干扰时所带来的系统性能恶化的一种码分多址低扩频比下的瑞克和软输出维特比算法均衡级联接收方法及装置。

(2)技术方案

一种码分多址低扩频比下的瑞克和软输出维特比算法均衡级联接收方法，首先估计信道参数，其次对接收信号进行瑞克接收，然后利用估计出的各径信道参数及有效径的位置和接收机中生成的本地扩频码序列，计算等效时变的符号间干扰ISI系数，最后实现软输出维特比均衡算法。

估计信道参数是利用已有的信道参数估计方法，在导频符号序列的辅助下，对多径信道进行较准确的估计，得到各径的时延、相位和幅度等参数，并从各接收径中选出若干有效径；对接收信号进行瑞克接收是对接收信号进行瑞克接收的有效径信号进行最大比合并，实现瑞克接收，得到接收的符号序列。

实现输出维特比均衡算法是利用计算出的时变等效ISI系数和除去导频符号序列干扰后的瑞克接收机的输出符号序列，进行软输出维特比均衡算法，输出一组取值与对数似然度量有关的符号概率序列，提供给后续的信道译码。

整个装置由瑞克接收机和软输出维特比均衡器两部分所组成，瑞克接收机和输入端接基带采样信号输入，瑞克接收机的输出端接软输出维特比均衡器的输入端；瑞克接收机包括信道参数估计器模块、有效到达径选择器模块、瑞克解调与最大比合并模块、本地扩频序列发生器模块，软输出维特比均衡器包括等效时变ISI系数计算模块、导频信道干扰消除模块、软输出维特比均衡模块，其中信道参数估计模块、有效到达径选择器模块、瑞克解调与最大比合并模块、导频信道干扰消除模块、软输出维特比均衡模块依次顺序串联连接，等效时变ISI系数计算模块的输入端分别接信道参数估计器模块、有效到达径选择器模块、本地扩频序列发生器模块，等效时变ISI系数计算模块和软输出维特比均衡模块。

(3)技术效果

由于低扩频比时，符号间的干扰通常仅持续2至5个符号间隔，本发明提出的基于上述原理的接收机装置简单易行，计算量较传统的RAKE接收机增加不多，非常适合于第三代移动通信系统的高速数据传输。

本发明所提出的RAKE和软输出维特比均衡联合接收的算法，适用于CDMA系统中扩频比较低的情况下，利用RAKE接收技术来合并多径信号，实现接收分集；同时利用软输出维特比均衡算法来抵消合并各径中的符号间干扰，从而达到提高接收性能的目的。

本发明的主要优点在于计算简单易行，可在传统的RAKE接收机中加三个独立的模块来完成，而且可用于任何具有连续导频的CDMA移动通信系统，包括3GPP WCDMA和3GPP2 cdma2000系统。在低扩频比时，符号间干扰的影响往往是不可忽略的，本发明能在这种条件下有效地克服传统RAKE接收机所产生的系统性能恶化，满足高速数据业务的要求。

四、附图说明：

图1是RAKE和软输出维特比均衡联合接收方法的装置总框图。其中有软输出维特比均衡器B，它包括信道参数估计器模块B100、有效到达径选择器模块B101、瑞克解调与最大比合并模块B102、本地扩频序列发生器模块B103，瑞克接收机A包括等效时变ISI系数计算模块A100、导频信道干扰消除模块A101、软输出维特比均衡模块A102、基带采样信号输入IN。

图2是等效时变ISI系数计算示意图。其中包括确定有效径位置模块C100、计算各有效径ISI系数模块C101、合并各有效径ISI系数模块C102、计算各有效径ISI系数模块DC103、合并各有效径ISI系数模块DC104。

图3是第一径所对应的等效时变ISI系数计算的示意例图。

图4是传统RAKE接收机和本发明所提出的RAKE与软输出Viterbi均衡联合接收机的性能比较例图。

下面结合附图对本发明做进一步的详细说明。

五、具体实施方式

以下对发明中的各个组成分别加以论述。

1、信道参数估计器模块(B100)：

CDMA系统中的导频(Pilot)信道用于传送事先确知的导频序列，可用于系统定时和载波的提取、信道估计、越区切换等。若系统同时发射如下式所示的若干个码道的信号，

其中，第i项对应于第i个码分信道的等效基带信号；d_i(n)为第i个码道所发送的符号序列；w_i(t)为第i个码道所指定的编号为i的正交Walsh序列，其值仅在0＜t≤T_s区间内取非零值；pn(t)为伪随机扩频序列；T_s，i为第i个码道所发送符号间隔。i＝0的分项x₀(t)对应于Pilot信道。不失一般性，可假设导频序列所发送的符号恒等于1，也即d₀(n)＝1，且w₀(t)＝1，0＜t≤T_s。经过多径衰落信道后，接收端的等效基带接收信号可表示为：

式中T_c为码片间隔；z(t)是零均值的复数白色高斯噪声；c_l为信道第l径的衰落因子；信道参数估计的目的在于根据接收信号r(t)和确知的导频序列x₀(t)估计出信道衰落因子c_l。

假设移动信道为频率选择性慢衰落信道模型，则可认为在一个信道估计区间内c_l近似为常数。由此可得出c_l的估计值如下：式中N_a、N_c和N_z分别是扩频码的相关特性不够理想造成的多径干扰、多址干扰以及白噪声通过相关器后产生的输出；T_c为一个码片的时间宽度，NT_c为信道估计的积分区间；E_c是导频信道在一个码片之内的发送能量。

2、有效到达径选择器模块(B101)

在实际应用中，并不是所有信号的到达径均是有效的。为此应设定合适的门限，对窗口内每一径信号的能量进行判决。若位于同一径位置上的信道估计强度值连续两次大于门限，则为有效到达信号径；否则则为纯干扰径(IOP)。为避免性能恶化，所有的纯干扰径均不应参加运算。判决门限的选取应略大于导频信号(PN码)部分互相关(Partial Correlation)值的旁瓣值。

3、RAKE解调与最大比合并模块(B102)：

在得到了各径的信道参数估计值之后即可对承载数据传输的其它码道进行相干解调，为此只需将其它码道各径分别进行解扩，并利用[公式2]得到的信道估计参数 c_l对各径解扩结果进行幅度加权和相位校正，使之能够同相合成。该过程称作为最大比合并，具体可由以下公式描述：

式中y_i(m)为第i路数据承载码道所传输的第m个符号估计值；T_s为该数据的持续间隔； c_l ^*为 c_l的共轭运算。实际应用中，并不是RAKE接收机所能分辨的每一径上均有有效信号分量，需要对 c_l进行门限判决，并只需对有效到达径选择模块(B101)中所选择出的高于门限的多径分量进行合并。

4、本地扩频序列发生器模块(B103)

为实现扩频接收机的相干接收，需在本地恢复出与接收信号同步的扩频序列。为此需要利用本地发生的导频序列实现扩频序列初始同步，实现本地导频序列的粗同步，然后利用迟早门跟踪环路或基于多径能量窗重心的跟踪环路实现本地导频序列的细同步。其它码道的本地扩频序列的发生一般可通过正交Walsh序列与本地导频序列的复合(异或)运算而得到。5、等效时变ISI系数计算模块(A100)

当多径时延扩展与传输符号间隔T_s，i相接近时，符号间干扰将显著影响接收机性能，为此先计算在RAKE输出中由多径时延扩展所带来的符号间干扰ISI，然后考虑采用均衡算法，消除ISI的所带来的性能恶化。由[公式1]至[公式3]可推导出RAKE输出的下列表达式： $y_i\left(m\right)\≡y_i^s\left(m\right)+y_i^p\left(m\right)+y_i^q\left(m\right)$

其中，等式左边第一项y_i ^s(m)为多径信道所带来的符号间干扰；第二项y_i ^p(m)为导频信道所带来的码道间干扰；第三项y_i ^q(m)为其它码道对第当前所接收码道的互干扰；最后一项z′(m)为RAKE输出中的噪声分量；并定义

         ·w_i(t-mT_s，i)pn^*(t)dt

6、导频信道干扰消除模块(A101)考虑到y_i ^p(m)为导频信道所带来的确知的干扰项，因此可从RAKE输出中消除；而y_i ^q(m)为其它码道对当前所接收码道的互干扰，涉及到复杂的多用户联合检测问题，暂时加以忽略；由此得到修正后的RAKE输出如下：

7、软输出Viterbi均衡模块(A102)

最后，实现软输出Viterbi算法。标准的Viterbi均衡是经典的算法。下面给出QPSK调制方式下将标准Viterbi均衡改为软输出Viterbi均衡的方法。假设在k时刻状态s_i上有四条留存路径Path₀，Path₁，Path₂和Path₃，Path_m(m＝0，1，2，3)为分别对应于I_k-L＝b_m的路径。假设它们的对数似然值分别为M₀，M₁，M₂和M₃，分别对应为-1-j，-1+j，1-j，1+j四个状态。知道各个状态的概率后，就可以计算符号概率。幸存路径上当前状态的第一个符号为-1的概率为

而为1的概率为

。对应于第一个符号，保存的软判信息应为

采用近似公式e^a+e^b≈max{e^a，e^b}后，保存的软判信息可简化为max{M₀，M₁}-max{M₂，M₃。同理对应于当前状态的第二个符号，保存的简化软判信息为max{M₀，M₃}-max{M₂，M₄}。

与标准的Viterbi算法相比，这种软输出算法在存储量上没有增加，只是将存储硬判结果改为软判结果；在运算量上，每次计算出对数似然值以后，增加两次比较和两次减法而已。所以，与标准的Viterbi算法相比，在运算量上增加并不多。

根据本发明的方法，可将其应用于任何导频辅助的低扩频比CDMA移动通信系统，包括3GPP WCDMA和3GPP2 cdma2000系统。

图1给出了该方法应用于3GPP2 cdma2000系统的装置详细结构示意图。信道参数估计器模块(B100)对接收基带采样信号进行相关运算，完成[公式2]所示的信道估计运算。有效到达径选择器(B101)根据信道参数估计器幅度的大小，选择有效信号到达径。RAKE解调与最大比合并模块(B102)接收来自基带采样信号并根据有效到达径所在的位置，进行相关运算，完成如[公式3]所示的RAKE解调运算。本地扩频序列发生器(B103)用来生成与接收信号同步的扩频序列。等效时变ISI系数计算模块(A100)接收信道参数估计器、有效到达径选择器、本地扩频序列发生器等三个模块的输出，计算如[公式5a]和[公式5b]所示的等效时变ISI系数。导频信道干扰消除模块(A101)接收等效时变ISI系数计算模块输出，将导频信道所产生的等效时变ISI系数从RAKE解调与最大比合并模块的输出序列中除去，从而得到[公式6]所示的修正RAKE解调输出。软输出Viterbi均衡(A102)接收修正后的RAKE解调输出，以及等效时变ISI系数计算模块的输出，进行软输出Viterbi均衡运算，计算出软输出符号序列。

具体的信号处理过程共分为7个部分，分别详细描述如下：

1、首先，将接收进来的基带模拟信号经A/D转换后，成为数字信号，然后进入信道参数估计器模块(B100)，该模块接收数字基带采样信号进行相关运算，根据[公式2]估计出各径的信道参数 c_i(n)(i＝0，1，Λ，L-1)和相应的时延，其结果同时提供给有效到达径选择器(B101)和等效时变ISI系数计算单元(A100)等两个模块。

2、有效到达径选择器(B101)接收信道估计器估计出的信道参数 c_i(n)和相应的各径时延，选出信道估计强度值连续两次大于门限的径，得到这些有效径的时延和信道估计值 c_l(n)，输出给RAKE解调与最大比合并模块(B102)和等效时变ISI系数计算(A100)等两个模块。

3、RAKE解调与最大比合并模块(B102)接收基带采样信号并进行相关运算，并按[公式3]进行最大比合并，得到RAKE接收机的输出符号序列y_i(m)。

4、本地扩频序列发生器(B103)是用来生成与接收信号同步的扩频序列。为了实现接收机的相干接收，需在本地恢复出与接收信号同步的扩频序列。导频的本地扩频序列由事先约定的生成多项式产生并经同步后直接得到。其它码道的本地扩频序列的发生可由正交Walsh序列与本地导频序列的异或运算得到(导频的本地扩频序列也可看成是0号Walsh码与本地导频序列异或运算的结果)。

5、等效时变ISI系数计算模块(A100)接收来自本地扩频序列发生器(B103)的导频本地扩频序列与其它码道的本地扩频序列w_i(t)pn(t)、信道参数估计器模块(B100)所提供的各径信道参数估计值 c_i(n)及相应的时延、有效到达径选择器(B101)所提供的有效到达径信道参数估计值 c_l(n)与相应的时延等，并利用[公式5a]和[公式5b]计算等效时变ISI系数，包括数据信道的ISI系数和导频信道的ISI系数(即导频信道带来的码道间干扰部分)。

6、导频信道干扰消除模块(A101)接收等效时变ISI系数计算模块(A100)输出的导频信道的等效时变ISI系数f_m-n ^i，0(k-l)，利用[公式6]将其从RAKE解调与最大比合并模块(B102)的输出序列y_i(m)中减去。

7、软输出Viterbi均衡模块(A102)接收导频信道干扰消除模块(A101)输出的序列 y_i(m)和等效时变ISI系数计算模块(A100)的输出f_m-n ^i，i(k-l)，作为软输出Viterbi均衡的输入，利用软输出Viterbi均衡的算法来得到软输出序列，供给后面的译码器。、

下面详细介绍等效时变ISI系数的计算过程。图2给出了这个计算过程的示意图，共分为5个部分，分别描述如下。

1、有效径位置(时延)确定模块(C100)接收图1中有效到达径选择器(B101)的输出确定每个有效到达径的位置(时延)，以便计算各个径的等效时变ISI系数。

2、有效径ISI系数(数据部分)计算模块(C101)根据已确定的有效到达径的位置，结合信道参数估计器模块(B100)的输出 c_i(n)与本地扩频序列发生器(B103)输出的本地扩频序列w_i(t)pn(t)，利用[公式5b]计算各有效到达径的等效时变ISI系数。这个等效时变ISI系数由一组数值构成，分别对应与不同时间到达的数据符号。图3给出了第一径所对应的等效时变ISI系数f_m-n，1 ^i，0(k-l)的计算例子(后面将详细介绍)。

3、有效径ISI系数(数据部分)合并模块(C102)接收有效径ISI系数(数据部分)计算模块(C101)输出的等效时变ISI系数(数据部分)，并将这些系数相应地累加，最终得到一组对应于不同数据符号的等效时变ISI系数f_m-n ^i，i(k-l)。

4、有效径ISI系数(导频部分)计算模块(C103)根据已确定的有效到达径的位置，结合信道参数估计器模块(B100)的输出 c_i(n)与本地扩频序列发生器(B103)输出的本地扩频序列w₀(t)pn(t)(这里使用了0号全‘1’的Walsh序列)，分别计算各有效到达径的等效时变ISI系数。这个等效时变ISI系数由一组数值构成，分别对应与不同时间到达的导频符号。具体过程可参照数据部分的计算方法。

5、有效径ISI系数(导频部分)合并模块(C104)接收有效径ISI系数(导频部分)计算模块(C103)输出的各有效径等效时变ISI系数(导频部分)，并将这些系数相应地累加，最终得到一组对应于不同导频符号的等效时变ISI系数f_m-n ^i，0(k-l)。

下面结合图3介绍第一径所对应的等效时变ISI系数f_m-n，1 ^i，i(k-l)的计算例子。不失一般性，我们这里考虑扩频比为4并且假设最大的时延扩展为4个码片的情况。图中w_i(t)pn(t)表示Walsh正交码和导频扩频序列合成的本地等效复扩频码序列，a_n ^h＝w_i(nT_s，i-hT_c)pn(nT_s，i-hT_c)表示第n个接收符号对应扩频码的第h个码片的值(取值为+1/-1)。第一行表示同步于第一径的本地扩频序列，第二行、第三、第四和第五行分别表示延时为1个码片，2个码片，3个码片和4个码片的本地扩频序列。右面一排参数 c_l(l＝0，1，2，3，4)分别为对应的信道参数估计值。最后一行给出了与第一径同步的本地等效复扩频码序列的共轭w_i(t)pn^*(t)，而相应的信道参数估计 c₀ ^*值在其右端给出。为了显示第n个符号和第n-1个符号对应扩频码的区别，第n-1个符号对应的扩频码用阴影示出。这样，[公式5b](n取值为m和m+1，i＝j，k＝0，l＝0，1，2，3，4)的积分可用下面的求和来表示 $f_0^{i,i}=[(a_n^{1^{*}}*a_n^1+a_n^{2^{*}}*a_n^2+a_n^{3^{*}}*a_n^3+a_n^{4^{*}}*a_n^4){\stackrel{-}{c}}_0$ $+(a_n^{3^{*}}*a_n^1+a_n^{4^{*}}*a_n^2){\stackrel{-}{c}}_2$ $+(a_n^{4^{*}}*a_n^1){\stackrel{-}{c}}_3]{\stackrel{-}{c}}_0^{*}$ $f_1^{i,i}=[(a_n^{1^{*}}*a_{n-1}^4){\stackrel{-}{c}}_1$ $+(a_n^{1^{*}}*a_{n-1}^2+a_n^{2^{*}}*a_n^3+a_n^{3^{*}}*a_n^4){\stackrel{-}{c}}_3$ $+(a_n^{1^{*}}*a_{n-1}^1+a_n^{2^{*}}*a_{n-1}^2+a_n^{3^{*}}*a_{n-1}^3+a_n^{4^{*}}*a_{n-1}^4){\stackrel{-}{c}}_4]{\stackrel{-}{c}}_0^{*}$

导频部分所对应的第一径等效时变ISI系数f_m-n，1 ^l，0(k-l)计算的原理同上，只要将图2中的等效复扩频码序列改为本地导频扩频码序列。这个计算过程对应于图2中示出的有效径ISI系数(导频部分)计算模块(C103)。

本发明是在传统RAKE接收机的基础上，增加独立的三个模块来实现的。下面来分析增加的几个模块的计算量，由于本地扩频序列和信道参数估计值均为复数，以下的估算均是以复数形式进行的。

1、等效时变ISI系数运算量估算

我们仅讨论符号间干扰在两个符号内(最大时延扩展为8个码偏间隔)的等效时变ISI系数的最大运算量。由等效时变ISI系数(数据部分)的求解过程可知，对于当前符号的系数计算，最多需要计算7个时延间隔为1个码片的等效复扩频序列的相关(当计算延时为4的有效径的ISI系数时)。由于等效复扩频序列的构成都是+1/-1的序列，相乘就可以用相加来实现。这个系数的计算共需25次单比特加法，7次小于4的整数(2比特)与信道参数(多比特)的乘法，7次多比特加法，1次多比特乘法。对于前一个符号的系数计算，最多需要计算4个时延间隔为1个码片的等效复扩频序列的相关。这个系数的计算共需16次单比特加法，4次小于4的整数(2比特)与信道参数(多比特)的乘法，4次多比特加法，1次多比特乘法。由以上分析可知，计算每个径的两个系数最多需要41次单比特加法，11次小于4的整数(2比特)与信道参数(多比特)的乘法，11次多比特加法，2次多比特乘法。假设我们使用最强3个有效径合并的RAKE接收机，对每个符号来说，计算这3个径的六个系数最多需要123次单比特加法，33次小于4的整数(2比特)与信道参数(多比特)的乘法，33次多比特加法，6次多比特乘法。而且三个径可同时运算。最后，将三径系数合并得到最终两个符号的ISI系数又需4次多比特加法。

等效时变ISI系数(导频部分)的计算量与等效时变ISI系数(数据部分)的计算量相同。

2、导频信道干扰消除

由[公式6]可知，每个符号仅需一次多比特减法就可以实现。

3、软输出Viterbi均衡

与标准的Viterbi算法相比，每次计算出各状态上留存路径的对数似然值以后，只需增加两次比较大小和两次减法。由于高速数据通信时，移动台通常距离基站较近，多径时延扩展也较小，通常仅持续2至3个符号，因此由软输出Viterbi均衡所带来的计算量的增加并不显著。

图4给出了传统RAKE接收机和本发明所提出的接收机的性能比较结果。第三代移动通信的标准中规定了不同环境下的最低传输数据速率。对于我们讨论的307.2K比特/秒的情况，应该使用室内到室外或步行环境的信道模型。表1给出了IMT-2000推荐的M.1225室内到室外或步行环境下的信道模型的各种参数。本文使用了M.1225信道B模型，移动台的速度为10公里/小时。

具体的仿真条件如下：单个用户，码片速率为1.2288Mcs，扩频增益为4，前向信道为QPSK调制方式，信道估计区间为256个符号，编码速率为1/2，约束长度为9，使用大小为12288的块交织。RAKE接收机中采用最强三径合并。

                  表1、性能比较所用的信道模型

抽头	信道A		信道B		多普勒频谱
						相对延时(ns)	平均功率(dB)	相对时延(ns)	平均功率(dB)
	1	0	0.0	0						0	Classic
2					110	-9.7	200	-0.9	Classic
	3	190	-19.2	800						-4.9	Classic
4					410	-22.8	1200	-8.0	Classic
	5	-	-	2300						-7.8	Classic
6					-	-	3700	-23.9	Classic

由图4可以看出，当信噪比较高时，由于码间干扰的影响，RAKE接收机的性能并未随着信噪比的继续提高而有明显改善。本文提出的RAKE接收接收机与软输出Viterbi均衡合成算法既利用RAKE接收机实现了接收分集，又利用软输出Viterbi均衡消除了码间干扰，能极大地改善接收机的性能。

Claims (6)

1、一种码分多址低扩频比下的瑞克和均衡级联接收方法，其特征在于首先估计信道参数，其次对接收信号进行瑞克接收，然后利用估计出的各径信道参数及有效径的位置和接收机中生成的本地扩频码序列，计算等效时变的符号间干扰系数，最后实现软输出维特比均衡算法。

2、根据权利要求1所述的码分多址低扩频比下的瑞克和均衡级联接收方法，其特征在于计算等效时变的符号间干扰系数是利用估计出的各径信道参数及有效径的位置和接收机中生成的本地扩频码序列来确定端克接收机输出中所包含的等效符号间干扰时变系数。

3、根据权利要求1或2所述的一种码分多址低扩频比下的瑞克和均衡级联接收方法，其特征在于用计算端克接收机输出中所包含的导频符号干扰时变系数的方法及干扰消除方法来确定导频信号干扰时变系数，并从端克接收机输出中加以抵消。

4、根据权利要求1或2所述的一种码分多址低扩频比下的瑞克和均衡级联接收方法，其特征在于实现输出维特比均衡算法是利用计算出的时变等效ISI系数和除去导频符号序列干扰后的瑞克接收机的输出符号序列，进行软输出维特比均衡算法，输出一组取值与对数似然度量有关的符号概率序列，提供给后续的信道译码。

5、一种码分多址低扩频比下的瑞克和均衡级联接收装置，其特征在于该装置由瑞克接收机(A)和软输出维特比均衡器(B)两部分所组成，瑞克接收机(A)和输入端接基带采样信号输入，瑞克接收机(A)的输出端接软输出维特比均衡器(B)的输入端。

6、根据权利要求5所述的一种码分多址低扩频比下的瑞克和均衡级联接收装置，其特征在于瑞克接收机包括信道参数估计器模块(B100)、有效到达径选择器模块(B101)、瑞克解调与最大比合并模块(B102)、本地扩频序列发生器模块(B103)，软输出维特比均衡器包括等效时变ISI系数计算模块(A100)、导频信道干扰消除模块(A101)、软输出维特比均衡模块(A102)，其中信道参数估计模块(B100)、有效到达经选择器模块(B101)、瑞克解调与最大比合并模块(B102)、导频信道干扰消除模块(A101)、软输出维特比均衡模块(A102)依次顺序串联连接，等效时变ISI系数计算模块(A100)的输入端分别接信道参数估计器模块(B100)、有效到达经选择器模块(B101)、本地扩频序列发生器模块(B103)，等效时变ISI系数计算模块(A101)和软输出维特比均衡模块(A102)。

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