RU2271071C2 - Method and device for demodulating relative phase modulated signals - Google Patents
Method and device for demodulating relative phase modulated signals Download PDFInfo
- Publication number
- RU2271071C2 RU2271071C2 RU2003120779/09A RU2003120779A RU2271071C2 RU 2271071 C2 RU2271071 C2 RU 2271071C2 RU 2003120779/09 A RU2003120779/09 A RU 2003120779/09A RU 2003120779 A RU2003120779 A RU 2003120779A RU 2271071 C2 RU2271071 C2 RU 2271071C2
- Authority
- RU
- Russia
- Prior art keywords
- input
- signal
- output
- circuit
- correlator
- Prior art date
Links
Images
Landscapes
- Synchronisation In Digital Transmission Systems (AREA)
Abstract
Description
Изобретение относится к передаче данных по дискретным каналам связи и может быть использовано для построения устройств демодуляции сигналов с относительной фазовой модуляцией.The invention relates to the transmission of data via discrete communication channels and can be used to build signal demodulation devices with relative phase modulation.
Известный способ демодуляции сигналов с относительной фазовой модуляцией (ОФМ) [1, с.300] заключается в том, что формируют два сигналов с частотой, равной средней частоте демодулируемого сигнала, вычисляют на длительности элемента сигнала пару его корреляционных квадратурных (синфазный и квадратурный) опорных гармонических функций с упомянутыми опорными сигналами, берут в момент окончания элемента сигнала отсчеты указанных корреляционных функций, получают оценку фазы демодулируемого сигнала путем вычисления функции arctg отношения этих отсчетов, сравнивая полученную оценку фазы соответствующей оценкой фазы, полученной на предшествующем элементе сигнала, принимают решение по методу сравнения фаз о переданном информационном символе.A known method of demodulation of signals with relative phase modulation (OFM) [1, p. 300] is that they form two signals with a frequency equal to the average frequency of the demodulated signal, calculate on the duration of the signal element a pair of its correlation quadrature (in-phase and quadrature) reference harmonic functions with the aforementioned reference signals, take samples of the indicated correlation functions at the end of the signal element, obtain an estimate of the phase of the demodulated signal by calculating the arctg function of the ratio of these accounts, comparing the resulting phase estimate corresponding phase estimate obtained at the preceding element signal, decide on the method of comparing the phases of the transmitted information symbol.
Известен демодулятор сигналов с относительной фазовой модуляцией [1, с.300] (устройство), состоящий из двух корреляторов, двух блоков стробирования, а также из блока вычисления функции arctg, решающего блока, генератора опорного колебания, фазовращателя, генератора тактовых импульсов; причем второй вход первого коррелятора вместе с входом фазовращателя подключен к выходу генератора опорного колебания, второй вход второго коррелятора соединен с выходом фазовращателя, входы установки корреляторов соединены вместе и подключены к первому выходу генератора тактовых импульсов; входы управления блоков стробирования соединяются с вторым выходом генератора тактовых импульсов; вход первого блока стробирования соединен с выходом первого коррелятора, а выход первого блока стробирования соединен с первым входом блока вычисления функции arctg, второй вход которого соединен с выходом второго блока стробирования, вход которого подключен к выходу второго коррелятора, соединенные вместе первые входы первого и второго корреляторов служат входом демодулятора, выходом которого является выход решающего блока, вход которого подключен к выходу блока вычисления функции arctg.Known demodulator of signals with relative phase modulation [1, p. 300] (device), consisting of two correlators, two gating units, as well as an arctg function calculation unit, a decision unit, a reference oscillator, a phase shifter, a clock generator; moreover, the second input of the first correlator together with the input of the phase shifter is connected to the output of the reference oscillator, the second input of the second correlator is connected to the output of the phase shifter, the inputs of the correlators are connected together and connected to the first output of the clock; the control inputs of the gating units are connected to the second output of the clock; the input of the first gating unit is connected to the output of the first correlator, and the output of the first gating unit is connected to the first input of the arctg function calculation unit, the second input of which is connected to the output of the second gating unit, the input of which is connected to the output of the second correlator, the first inputs of the first and second correlators connected together serve as the input of the demodulator, the output of which is the output of the decision block, the input of which is connected to the output of the arctg function calculation unit.
Описанный демодулятор ОФМ [1, с.300] является в известной мере математической моделью, поясняющей принципы демодуляции сигналов ОФМ, реализация которой связана со значительными трудностями. В известном способе демодуляции сигналов ОФМ после получения отсчетов упомянутых корреляционных функций вычисляют оценку фазы сигнала по правилу:The described OFM demodulator [1, p. 300] is to a certain extent a mathematical model explaining the principles of demodulation of OFM signals, the implementation of which is associated with significant difficulties. In the known method of demodulating OFM signals, after obtaining samples of the aforementioned correlation functions, the signal phase estimate is calculated according to the rule:
φn=arctg(Y/X).φ n = arctan (Y / X).
При этом получают оптимальную оценку фазы [2, с.380], линейно зависимую от фазы демодулируемого сигнала. Однако в условиях, когда демодулируемый сигнал ограничивают, используют в качестве опорных сигналов последовательности прямоугольных импульсов, оценка фазы, вычисленная по вышеуказанному правилу, перестает быть оптимальной, так как не обеспечивает линейной зависимости оценки от фазы демодулируемого сигнала, что соответственно приводит к снижению помехоустойчивости демодуляции сигналов ОФМ.In this case, an optimal phase estimate is obtained [2, p. 380], which is linearly dependent on the phase of the demodulated signal. However, under conditions when the demodulated signal is limited, rectangular pulse sequences are used as reference signals, the phase estimate calculated according to the above rule ceases to be optimal, since it does not provide a linear dependence of the estimate on the phase of the demodulated signal, which accordingly leads to a decrease in the noise immunity of signal demodulation OFM.
Наиболее близким к заявляемому способу является способ демодуляции сигналов с относительной фазовой модуляцией (ОФМ) [3], заключающийся в фильтрации демодулируемого сигнала S(t), в получении на длительности Т каждого элемента сигнала двух корреляционных функций Y(t), X(t), во взятии отсчетов Yn, Хn, указанных корреляционных функций в момент окончания элемента сигнала, в получении оценки фазы Фn с использованием отсчетов Yn, Хn, указанных корреляционных функций, в принятии решения о переданном информационном символе на основе сравнения оценки фазы Фn со значением фазы, полученном из предыдущих элементов сигнала, при этом формируют из упомянутого отфильтрованного демодулируемого сигнала S(t) последовательность прямоугольных импульсов Sn(t), соответствующих знаку его мгновенных значений, генерируют две опорных последовательности прямоугольных импульсов cn(t) и sn(t), соответствующих знаку мгновенных значений синфазного Cos(2π·f0·t) и квадратурного Sin(2π·f0·t) сигналов с частотой f0, равной средней частоте демодулируемого сигнала, для получения упомянутых корреляционных функций Y(t), X(t) определяют корреляцию сформированной последовательности прямоугольных импульсов Sn(t) с упомянутыми опорными импульсами последовательностями cn(t) и sn(t), соответственно, определяют знаки и вычисляют абсолютные значения полученных отсчетов Yn, Xn, формируют оценку фазы Фn сигнала по правилуClosest to the claimed method is a method of demodulating signals with relative phase modulation (OFM) [3], which consists in filtering the demodulated signal S (t), in obtaining for the duration T of each signal element two correlation functions Y (t), X (t) , in taking samples Y n , X n , the indicated correlation functions at the end of the signal element, in obtaining an estimate of the phase Ф n using samples Y n , X n , these correlation functions, in deciding on the transmitted information symbol based on the comparison of the estimates phase Ф n with the phase value obtained from the previous signal elements, in this case, from the aforementioned filtered demodulated signal S (t), a sequence of rectangular pulses S n (t) corresponding to the sign of its instantaneous values generate two reference sequences of rectangular pulses c n (t ) and s n (t) corresponding to the sign of the instantaneous values of the in-phase Cos (2π · f 0 · t) and quadrature Sin (2π · f 0 · t) signals with a frequency f 0 equal to the average frequency of the demodulated signal to obtain the mentioned correlation functions Y (t) X (t) determine the correlation of the generated sequence of rectangular pulses S n (t) with the mentioned reference pulses sequences c n (t) and s n (t), respectively, determine the signs and calculate the absolute values of the obtained samples Y n , X n , form an estimate phase Ф n signal according to the rule
-2A-Yn, при (|Xn|>|Yn|)&(Xn≤0)&(Yn≤0)-2A-Y n , with (| X n |> | Y n |) & (X n ≤0) & (Y n ≤0)
-A+Xn, при (|Xn|≤|Yn|)&(Yn≤0)-A + X n , with (| X n | ≤ | Y n |) & (Y n ≤0)
Yn, при (|Xn|>|Yn|)&(Xn>0)Y n , for (| X n |> | Y n |) & (X n > 0)
-A-Xn, при (|Xn|≤|Yn|)&(Yn>0)-AX n , for (| X n | ≤ | Y n |) & (Y n > 0)
-2A-Yn, при (|Xn|>|Yn|)&(Xn≤0)&(Yn>0)-2A-Y n , with (| X n |> | Y n |) & (X n ≤0) & (Y n > 0)
где А константа, (А=π/2), а & - операция конъюнкции.where A is a constant, (A = π / 2), and & is the conjunction operation.
Согласно вышеуказанному способу известен демодулятор сигналов ОФМ, состоящий из фильтра, из двух корреляторов, двух блоков стробирования, решающего блока, генератора опорного колебания, фазовращателя и генератора тактовых импульсов, причем вход первого блока стробирования соединен с выходом первого коррелятора, вход второго блока стробирования подключен к выходу второго коррелятора, вход фазовращателя подключен к выходу генератора опорного колебания, входы установки обоих корреляторов соединены вместе и подключены к первому выходу генератора тактовых импульсов, входы управления обоих блоков стробирования соединяются с вторым выходом генератора тактовых импульсов, вход фильтра служит входом демодулятора, выходом которого является выход решающего блока, ограничителя, двух блоков выделения знака и блока формирования оценки фазы, состоящего из двух инверторов, двух блоков выделения знака, коммутатора, двух блоков вычисления модуля, блока сравнения, генератора констант, сумматора, причем выход фильтра соединен с входом ограничителя, выход которого подключен к соединенным вместе первым входам корреляторов, второй вход первого коррелятора соединен с выходом первого блока выделения знака, вход которого подключен к выходу генератора опорного колебания, второй вход второго коррелятора соединен с выходом второго блока выделения знака, вход которого подключен к выходу фазовращателя, первый информационный вход коммутатора вместе с входом первого инвертора, входом третьего блока выделения знака и входом первого блока вычисления модуля служат первым входом блока формирования оценки фазы и соединены с выходом первого блока стробирования, четвертый информационный вход коммутатора вместе с входом второго инвертора, входом четвертого блока выделения знака и входом второго блока вычисления модуля служат вторым входом блока формирования оценки фазы и соединены с выходом второго блока стробирования, выход первого инвертора соединен с вторым информационным входом коммутатора, выход второго инвертора соединен с третьим информационным входом коммутатора, выход третьего блока выделения знака подключен к соединенным вместе первым управляющим входам коммутатора и генератора констант, выход четвертого блока выделения знака подключен к соединенным вместе вторым управляющим входам коммутатора и генератора констант, выход первого блока вычисления модуля подключен к первому входу блока сравнения, второй вход которого подключен к выходу второго блока вычисления модуля, выход блока сравнения подключен к соединенным вместе третьим управляющим входам коммутатора и генератора констант, выход коммутатора подключен к первому входу сумматора, второй вход которого подключен к выходу генератора констант, выход сумматора служит выходом блока формирования оценки фазы и соединен с входом решающего блока.According to the above method, a OFM signal demodulator consisting of a filter, two correlators, two gating units, a deciding unit, a reference oscillator, a phase shifter and a clock generator is known, the input of the first strobing unit connected to the output of the first correlator, the input of the second strobing unit connected to the output of the second correlator, the input of the phase shifter is connected to the output of the reference oscillator, the installation inputs of both correlators are connected together and connected to the first output a clock pulse generator, the control inputs of both gating blocks are connected to the second output of a clock pulse generator, the filter input serves as an input of a demodulator, the output of which is the output of a deciding block, a limiter, two sign extraction blocks and a phase estimation forming block consisting of two inverters, two allocation blocks sign, switch, two blocks for calculating a module, a comparison block, a constant generator, an adder, and the filter output is connected to the input of the limiter, the output of which is connected to connected to the first inputs of the correlators, the second input of the first correlator is connected to the output of the first sign extraction unit, the input of which is connected to the output of the reference oscillation generator, the second input of the second correlator is connected to the output of the second sign extraction unit, the input of which is connected to the output of the phase shifter, the first information input of the switch together with the input of the first inverter, the input of the third sign extraction unit and the input of the first module calculation unit, serve as the first input of the phase estimation forming unit and are connected to during the first strobing unit, the fourth information input of the switch, together with the input of the second inverter, the input of the fourth sign extraction unit and the input of the second module calculation unit, serve as the second input of the phase estimation forming unit and are connected to the output of the second gating unit, the output of the first inverter is connected to the second information input of the switch , the output of the second inverter is connected to the third information input of the switch, the output of the third sign extraction unit is connected to the first control unit connected together m inputs of the switch and constant generator, the output of the fourth sign extraction unit is connected to the second control inputs of the switch and constant generator connected together, the output of the first module calculation unit is connected to the first input of the comparison unit, the second input of which is connected to the output of the second module calculation unit, the output of the comparison unit connected to the third control inputs of the switch and the constant generator connected together, the output of the switch is connected to the first input of the adder, the second input of which is connected to the output in the constant generator, the output of the adder serves as the output of the phase estimator, and is connected to the input of the decision block.
Но этому изобретению свойственна потеря помехоустойчивости до двух децибел особенно при малых отношениях сигнал/шум на входе демодулятора сигналов ОФМ вследствие использования такой операции, как формирование из отфильтрованного демодулируемого сигнала S(t) последовательности прямоугольных импульсов Sn(t), так как эта операция соответствует амплитудному ограничению или квантованию принимаемого сигнала [1, стр.493-496]. Кроме того, в известном устройстве производится вычисление на длительности элемента Т сигнала корреляционной функции Y(t), определяемой в соответствии с (6а) выражениемBut this invention is characterized by a loss of noise immunity of up to two decibels, especially at low signal-to-noise ratios at the input of the OFM signal demodulator due to the use of an operation such as generating a sequence of rectangular pulses S n (t) from the filtered demodulated signal S (t), since this operation corresponds to amplitude limitation or quantization of the received signal [1, p. 493-496]. In addition, in the known device, the calculation of the duration of the element T of the signal of the correlation function Y (t) is determined in accordance with (6a) by the expression
Согласно этому значение корреляционной функции Y(t) определяется посредством интегрирования на длительности Т элемента сигнала произведения элемента фазоманипулируемого сигнала на опорный сигнал. В случае приема сигнала совместно с помехой квадрат отношения среднего уровня сигнала к среднему уровню помехи в выборке Yn корреляционной функции не может быть больше, чем квадрат отношения среднего уровня сигнала к среднему уровню помехи на входе коррелятора.Accordingly, the value of the correlation function Y (t) is determined by integrating the product of the phase-shifted signal element to the reference signal over the duration T of the signal element. In the case of receiving a signal together with the interference, the square of the ratio of the average signal level to the average interference level in the sample Y n of the correlation function cannot be larger than the square of the ratio of the average signal level to the average interference level at the correlator input.
В основу изобретения способа демодуляции сигналов с относительной фазовой модуляцией (ОФМ) положена задача увеличения помехоустойчивости как за счет исключения ограничения амплитуды фазомодулированного радиосигнала, так и за счет уменьшения уровня помехи, поступающей на вход интегратора коррелятора посредством предварительного определения мгновенного значения части помехи на выходе перемножителя напряжений коррелятора в области низких частот и вычитания сформированных мгновенных значений помехи из аддитивной смеси сигнала с помехой, поступающей на вход интегратора коррелятора.The invention of a method for demodulating signals with relative phase modulation (OFM) is based on the task of increasing noise immunity both by eliminating the limitation of the amplitude of the phase-modulated radio signal and by reducing the level of interference to the input of the correlator by first determining the instantaneous value of the interference part at the output of the voltage multiplier correlator in the field of low frequencies and subtracting the generated instantaneous interference values from the additive signal mixture with echo input to the correlator integrator.
Поставленная задача решается тем, что в способе демодуляции сигналов ОФМ, заключающемся в фильтрации демодулируемого сигнала S(t), который равенThe problem is solved in that in the method of demodulating OFM signals, which consists in filtering the demodulated signal S (t), which is equal to
S(t)=U(t)·Cos(2π·f0·t+{0,π})S (t) = U (t) · Cos (2π · f 0 · t + {0, π})
(где U(t) - амплитуда, которая может изменяться вследствие изменения условий распространения радиосигнала в канале связи, f0 - средняя частота, {0,π} - начальная фаза, определяемая информационным символом передаваемой информацией, сигнала), в генерировании опорного сигнала S0(t), который равен(where U (t) is the amplitude that can change due to changes in the propagation conditions of the radio signal in the communication channel, f 0 is the average frequency, {0, π} is the initial phase determined by the information symbol of the transmitted information, signal), in generating the reference signal S 0 (t), which is equal to
S0(t)=U0·Cos(2π·f0·t)S 0 (t) = U 0 Cos (2π f 0 t)
(где U0 - амплитуда сигнала), в получении на длительности Т элемента сигнала корреляционной функции Y(t) при перемножении сигнала Sc(t) со стабилизированной амплитудой на опорный сигнал S0(t) и интегрировании разности Sp(t) сигналов, во взятии отсчета Yn указанной корреляционной функции в момент окончания элемента сигнала, в вычислении абсолютного значения сигнала Ypn, в генерировании константы Е, в принятии решения о переданном информационном символе, отличающийся тем, что формируют из отфильтрованного демодулируемого сигнала сигнал Sc(t)(where U 0 is the signal amplitude), in obtaining the correlation function signal element Y (t) for the duration T of the signal element by multiplying the signal S c (t) with the stabilized amplitude by the reference signal S 0 (t) and integrating the difference S p (t) of the signals , in taking the sample Y n of the indicated correlation function at the time the signal element ends, in calculating the absolute value of the signal Y pn , in generating the constant E, in deciding on the transmitted information symbol, characterized in that the signal Sc (t) is formed from the filtered demodulated signal
Sc(t)=Uc·cos(2πf0+{0,π})Sc (t) = Uc · cos (2πf 0 + {0, π})
со стабилизированной амплитудой Uc, фильтруют произведение сигналов Sc(t)·S0(t) в фильтре низких частот (ФНЧ) и задерживают профильтрованный сигнал на время τ, равное длительности переходного процесса, обусловленного изменением полярности видеосигнала на выходе ФНЧ, кроме того, профильтрованный сигнал дифференцируют по времени, и продифференцированный сигнал задерживают тоже на время τ, получают в момент, при котором результат дифференцирования незадержанного переходного процесса видеосигнала должен иметь уровень, близкий к нулю, отчет Odn, а в момент, когда скачок продифференцированного переходного процесса видеосигнала не должен начинаться, отсчет Odτn, полученные отчеты запоминают, формируют мгновенные значения сигнала S'(t) по правилу:with a stabilized amplitude U c , filter the product of signals Sc (t) · S 0 (t) in the low-pass filter (LPF) and delay the filtered signal for a time τ equal to the duration of the transition process due to a change in the polarity of the video signal at the output of the LPF, in addition, the filtered signal is differentiated by time, and the differentiated signal is also delayed by the time τ, obtained at the moment at which the result of differentiation of the unreserved video signal transient should have a level close to zero, report O dn , and at the moment when the jump of the differentiated transient process of the video signal should not begin, the countdown O dτn , the received reports are stored, form the instantaneous values of the signal S '(t) according to the rule:
S'(t)=Odn+(Odn-Odτn)·t/τS '(t) = O dn + (O dn -O dτn ) t / τ
(где t - текущее время на интервале времени Т и принимающее значение от 0 до τ), интегрируют в текущем времени сначала сигнал S'(t) в течение времени τ, а затем в течение оставшийся части времени Т-τ продифференцированный задержанный сигнал, разность сигналов Sp(t) формируют посредством вычитания от профильтрованного в ФНЧ и задержанного сигнала проинтегрированный в текущем времени сигнал, сигнал Yр разности получают посредством вычитания от очередного отчета Yn корреляционной функции Y(t) отчета Yn-1, полученного от предыдущего элемента сигнала, при этом принимают решение о переданном информационном символе на основе сравнения абсолютного значения сигнала Yр с константой Е по правилу:(where t is the current time in the time interval T and takes a value from 0 to τ), first integrate the signal S '(t) in the current time during the time τ, and then during the remaining part of the time T-τ the differentiated delayed signal, the difference the signals Sp (t) are generated by subtracting the signal integrated into the current time from the filtered signal in the low-pass filter and the delay signal, the difference signal Y p is obtained by subtracting from the next report Y n the correlation function Y (t) of the report Y n-1 received from the previous signal element , in this case, a decision is made about the transmitted information symbol based on a comparison of the absolute value of the signal Y p with constant E according to the rule:
если выполняется неравенство 
Для этого в демодуляторе сигналов ОФМ, состоящем из фильтра, вход которого является входом демодулируемого сигнала ОФМ, генератора опорного сигнала, коррелятора, включающего в себя умножитель напряжений, оба входа которого являются сигнальными входами коррелятора, интегратор коррелятора, выход которого является выходом коррелятора, а вход сброса интегратора коррелятора является входом установки коррелятора, генератора тактовых импульсов, блока стробирования, соединенного с выходом коррелятора, а вход установки коррелятора подключен к первому выходу генератора тактовых импульсов, ко второму выходу которого подключен вход управления блока стробирования, блока вычисления модуля, генератора константы, решающего блока, выход которого является выходом демодулятора, введены блок стабилизации амплитуды фазомодулированного сигнала, вход которого подключен к выходу фильтра, а выход - к первому сигнальному входу коррелятора, второй сигнальный вход которого соединен с выходом генератора опорного сигнала, и блок уменьшения уровня помехи (УУП), вход которого соединен с выходом умножителя напряжений, а выход - с сигнальным входом интегратора коррелятора, состоящий из первой, второй и третьей схем задержки с одинаковым временем задержки, равным τ, первой и второй схем вычитания, при этом выход первой схемы вычитания является выходом блока УУП, первого интегратора, выход которого подключен к вычитающему входу первой схемы вычитания, другой вход которой соединен с выходом первой схемы задержки, коммутатора, выходом подключенного к входу первого интегратора, сумматора, выходом подключенного к первому сигнальному входу коммутатора, RS-триггера, выход которого соединен с управляющим входом коммутатора, второго интегратора, выходом подключенного к первому входу сумматора, при этом вычитающий вход второй схемы вычитания соединен со вторым входом сумматора, а выход второй схемы вычитания соединен со входом второго интегратора, первой и второй схем хранения выборки, выходы которых соединены соответственно с вычитающим и другим входом второй схемы вычитания, а управляющие входы объединены и соединены со вторым выходом генератора тактовых импульсов, синхронизированного с началом задержанного видеосигнала, со входом второй схемы задержки, со входом сброса второго интегратора и S-входом RS-триггера, R-вход которого соединен с выходом второй схемы задержки, схемы дифференцирования, выход которой соединен со входом второй схемы хранения выборки, и через третью схему задержки - с входом первой схемы хранения выборки и со вторым сигнальным входом коммутатора, фильтра нижних частот, вход которого является входом блока УУП, а выход фильтра нижних частот соединен со входом схемы дифференцирования и входом первой схемы задержки, схема задержки на длительность Т, схема вычитания, при этом выход блока стробирования соединен с первым входом и через схему задержки на длительность Т - с вычитающим входом схемы вычитания, а выход схемы вычитания соединен с блоком вычисления модуля, выход которого соединен с первым входом решающей схемы, которая включает в себя последовательно соединенные компаратор напряжений и D-триггер, выход которого является выходом решающей схемы, при этом неинвертирующий вход компаратора напряжений является первым входом решающей схемы, а инвертирующий вход компаратора напряжений является вторым входом решающей схемы, который соединен с генератором константы, при этом управляющий вход решающей схемы, являясь входом синхронизации D-триггера, соединен со вторым выходом генератора тактовых импульсов.For this, in the OFM signal demodulator, which consists of a filter, the input of which is the input of the OFM demodulated signal, a reference signal generator, a correlator including a voltage multiplier, both inputs of which are signal inputs of the correlator, a correlator integrator, the output of which is the output of the correlator, and the input the reset of the correlator integrator is the input of the correlator setup, the clock generator, the gating unit connected to the correlator output, and the correlator setup input is connected to the first output of the clock pulse generator, to the second output of which is connected the control input of the gating unit, the module calculation unit, the constant generator, the deciding unit, the output of which is the output of the demodulator, the stabilization module of the phase-modulated signal amplitude is introduced, the input of which is connected to the filter output, and the output to the first signal input of the correlator, the second signal input of which is connected to the output of the reference signal generator, and the unit for reducing the noise level (UP), the input of which is connected to the output m of the voltage multiplier, and the output is with the signal input of the correlator integrator, consisting of the first, second, and third delay circuits with the same delay time equal to τ, the first and second subtraction circuits, while the output of the first subtraction circuit is the output of the UPU block, the first integrator, the output of which is connected to the subtracting input of the first subtraction circuit, the other input of which is connected to the output of the first delay circuit, the switch, the output connected to the input of the first integrator, adder, the output connected to the first signal go switch, RS-flip-flop, the output of which is connected to the control input of the switch, the second integrator, the output connected to the first input of the adder, while the subtracting input of the second subtraction circuit is connected to the second input of the adder, and the output of the second subtraction circuit is connected to the input of the second integrator, the first and the second sampling storage circuits, the outputs of which are connected respectively to the subtracting and other input of the second subtraction circuit, and the control inputs are combined and connected to the second output of the clock generator, synchronized with the start of the delayed video signal, with the input of the second delay circuit, with the reset input of the second integrator and the S-input of the RS flip-flop, the R-input of which is connected to the output of the second delay circuit, a differentiation circuit whose output is connected to the input of the second sample storage circuit, and through the third delay circuit - with the input of the first sampling storage circuit and with the second signal input of the switch, a low-pass filter, the input of which is the input of the PMU unit, and the output of the low-pass filter is connected to the input of the differentiation circuit I and the input of the first delay circuit, the delay circuit for the duration T, the subtraction circuit, while the output of the strobing unit is connected to the first input and through the delay circuit for the duration T - with the subtracting input of the subtraction circuit, and the output of the subtraction circuit is connected to the module calculation unit, output which is connected to the first input of the decision circuit, which includes a series-connected voltage comparator and a D-trigger, the output of which is the output of the decision circuit, while the non-inverting input of the voltage comparator is the first the input of the decision circuit, and the inverting input of the voltage comparator is the second input of the decision circuit, which is connected to the constant generator, while the control input of the decision circuit, being the synchronization input of the D-trigger, is connected to the second output of the clock generator.
Предлагаемое изобретение поясняется примером конкретного выполнения демодулятора ОФМ, приведенного на Фиг.1, содержащего фильтр 1, вход которого является входом демодулируемого сигнала ОФМ, генератор опорного сигнала 2, коррелятор 3, включающий в себя умножитель напряжений 4, входы которого являются сигнальными входами коррелятора 3, интегратор 5 коррелятора, выход которого является выходом коррелятора 3, а вход сброса интегратора 5 коррелятора является входом установки коррелятора 3, генератор тактовых импульсов 6, блок стробирования 7, вход которого соединен с выходом коррелятора 3, а вход установки коррелятора 3 присоединен к первому выходу генератора тактовых импульсов 6, ко второму выходу которого подключен вход управления блока стробирования 7, блок вычисления модуля 8, генератор константы 9, решающий блок 10, выход которого является выходом демодулятора, блок стабилизации амплитуды фазомодулированного сигнала, вход которого подключен к выходу фильтра 1, а выход - к первому сигнальному входу коррелятора 3, второй сигнальный вход которого соединен с выходом генератора опорного сигнала 2, блок уменьшения уровня помех (УУП) 12, вход которого соединен с выходом умножителя напряжений 4 коррелятора 3, а выход - с сигнальным входом интегратора 5 коррелятора 3, состоящий из первой, второй и третьей схем задержки с одинаковым временем задержки, равным τ 13, 14, 15, первой и второй схем вычитания 16, 17, выход первой схемы вычитания 16 является выходом блока УУП 12, первого интегратора 18, выход которого подключен к вычитающему входу первой схемы вычитания 16, другой вход которой соединен с выходом первой схемы задержки 13, коммутатора 19, выход которого подключен к входу первого интегратора 18, сумматора 20, выход которого подключен к первому сигнальному входу коммутатора 19, RS-триггера 21, выход которого соединен с управляющим входом коммутатора 19, второго интегратора 22, выход которого подключен к первому входу сумматора 20, при этом вычитающий вход второй схемы вычитания 17 соединен со вторым входом сумматора 20, а выход второй схемы вычитания 17 соединен с входом второго интегратора 22, первой и второй схем хранения выборки 23, 24, выходы которых соединены соответственно с вычитающим и первым входами второй схемы вычитания 17, а управляющие входы объединены и соединены со вторым выходом генератора тактовых импульсов 6, со входом второй схемы задержки 14, со входом сброса второго интегратора 22 и с S-входом RS-триггера 21, R-вход которого соединен с выходом второй схемы задержки 14, схемы дифференцирования 25, выход которой соединен с входом второй схемы хранения выборки 24 и через третью схему задержки 15 - со входом первой схемы хранения выборки 23 и вторым сигнальным входом коммутатора 19, фильтра нижних частот 26, вход которого является входом блока УУП 12, а выход фильтра нижних частот 26 соединен со входом схемы дифференцирования 25 и входом первой схемы задержки 13, схему задержки на длительность Т 27, схему вычитания 28, при этом выход блока стробирования 7 соединен с первым входом и через схему задержки 27 на длительность Т - с вычитающим входом схемы вычитания 28, а выход схемы вычитания 28 соединен с блоком вычисления модуля 8, выход которого соединен с первым входом решающей схемы 10, которая включает в себя последовательно соединенные компаратор напряжений 29 и D-триггер 30, выход которого является выходом решающей схемы 10, при этом неинвертирующий вход компаратора напряжений 29 является первым входом решающей схемы 10, а инвертирующий вход компаратора напряжений 29 является вторым входом, который соединен с генератором константы 9, при этом управляющий вход решающей схемы 10 является входом синхронизации D-триггера 30, соединен со вторым выходом генератора тактовых импульсов 6.The invention is illustrated by an example of a specific embodiment of the OFM demodulator shown in FIG. 1, comprising a
Работа заявляемого устройства происходит следующим образом. Приходящий по каналу связи сигнал S(t) поступает на вход фильтра 1, являющийся входом демодулятора. В фильтре 1 осуществляется ослабление частотных составляющих, находящихся вне полосы частот демодулируемого сигнала. В канале передачи в связи с изменением его параметров амплитуда сигнала может изменяться, при этом огибающая сигнала не будет постоянной. С выхода фильтра 1 сигнал поступает на вход стабилизатора амплитуды 11. В стабилизаторе амплитуды 11 происходит стабилизация амплитуды фазомодулированного сигнала до уровня Uc. С выхода стабилизатора амплитуды 11 фазомодулированный сигнал Sc(t) с длительностью элемента сигнала ТThe operation of the claimed device is as follows. The signal S (t) coming through the communication channel is fed to the input of
Sc(t)=Uc·Cos(2π·f0·t+{0,π})S c (t) = U c · Cos (2π · f 0 · t + {0, π})
(где Uc - амплитуда, f0 - средняя частота, {0,π} - начальная фаза, определяемая информационным символом передаваемой информации) поступает на вход умножителя напряжений 4 коррелятора 3. На второй вход умножителя напряжений 4 коррелятора 3 поступает с генератора опорного сигнала 2 опорный сигнал(where U c is the amplitude, f 0 is the average frequency, {0, π} is the initial phase determined by the information symbol of the transmitted information) is fed to the input of the voltage multiplier 4 of the correlator 3. The second input of the voltage multiplier 4 of the correlator 3 comes from the reference signal generator 2 reference signal
S0(t)=U0·Cos(2π·f0·t)S 0 (t) = U 0 Cos (2π f 0 t)
постоянной амплитуды U0. С выхода умножителя напряжений 4 коррелятора 3 сигнал произведения S0(t)·Sc(t) поступает на вход блока уменьшения уровня помехи (УУП) 12. Работа блока уменьшения уровня помехи 12 происходит следующим образом. При прохождении сигнала произведения_ S0(t)·Sc(t) через фильтр низких частот 26 посредством отфильтровывания фильтром низких частот 26 высокочастотной составляющей сигнала произведения производится выделение сигнала, соответствующего области низких частот, то есть формированию на выходе фильтра низких частот 26 видеосигнала (Фиг.2а) с полярностью, обусловленной начальной фазой в демодулируемом сигнале.constant amplitude U 0 . From the output of the voltage multiplier 4 of the correlator 3, the product signal S 0 (t) · S c (t) is fed to the input of the interference level reduction unit (UUP) 12. The operation of the interference level reduction unit 12 is as follows. When the product signal_S 0 (t) · S c (t) passes through the low-pass filter 26 by filtering off the high-frequency component of the product signal by the low-pass filter 26, the signal corresponding to the low-frequency region is selected, i.e., a video signal is generated at the output of the low-pass filter 26 ( Fig.2a) with polarity due to the initial phase in the demodulated signal.
При смене полярности видеосигнала происходит переходный процесс длительностью τ (Фиг.2а). Длительность переходного процесса определяется полосой частот, пропускаемой фильтром ФНЧ 26. Таким образом, на выходе фильтра низких частот 26 формируется видеосигнал с амплитудойWhen the polarity of the video signal is changed, a transition process of duration τ occurs (Fig. 2a). The duration of the transition process is determined by the frequency band passed by the low-pass filter 26. Thus, at the output of the low-pass filter 26, a video signal with an amplitude
Ea=k1·U0·Uc E a = k 1 · U 0 · U c
(где k1 - величина постоянная, определяется коэффициентами передачи перемножителя напряжений 4 и фильтра низких частот (ФНЧ) 26) и длительностью, равной длительности Т элемента фазомодулированного сигнала, и длительностью переходного процесса τ (Фиг.2а). Видеосигнал с выхода ФНЧ 26 поступает на вход дифференцирующей схемы 25. На выходе дифференцирующей схемы 25 формируется сигнал, соответствующий производной от видеосигнала по времени (Фиг.2b). Посредством третьей схемы задержки 15 продифференцированный сигнал задерживается (Фиг.2с). Время задержки третьей схемы 15 выбирается равным длительности переходного процесса - τ. Продифференцированный задержанный сигнал и продифференцированный незадержанный сигнал поступают на входы первой схемы хранения выборки (СХВ) 23 и второй СХВ 24 соответственно. Посредством этих схем хранения выборки производится получение отсчета в продифференцированных сигналах в момент действия стробирующего импульса (Фиг.2d) со второго выхода генератора тактовых импульсов 6 на управляющие входы схем хранения выборки 23, 24. Действие стробирующего импульса выбирается в такой момент (Фиг.2d), при котором результат дифференцирования незадержанного переходного процесса видеосигнала должен иметь уровень, близкий к нулю по сравнению с максимальным значением Еa (Фиг.2b), а скачок продифференцированного задержанного переходного процесса видеосигнала не должен начинаться (Фиг.2с). Таким образом, в полученных отсчетах на выходах СХВ 23, 24 будет всегда отсутствовать информация о продифференцированном видеосигнале. В случае действия аддетивной помехи (изображенной тонкой линией совместно с видеосигналом на Фиг.2а) на выходе дифференцирующей схемы (Фиг.2b, с), тогда на выходах СХВ 23, 24 будут получены отсчеты О'dτn, Odn, соответствующие мгновенным значениям продифференцированной помехи (Фиг.2b, с), на выходах в момент действия стробирующего импульса (Фиг.2) со второго выхода генератора тактовых импульсов 6. Посредством СХВ 23, 24 производятся выборка мгновенных значений продифференцированного сигнала и их хранение. Таким образом, при действии аддетивной помехи совместно с видеосигналом в отсчетах продифференцированного суммарного сигнала будет только информация об отсчетах помехи О'dτn, Оdn, на временном участке t'nτ÷t'nτ+τ (Фиг.2с), где отсчет О'dτn соответствует задержанному продифференцированному сигналу (Фиг.2с) и равен отсчету Оdτn, незадержанного продифференцированного сигнала (Фиг.2b). Далее, используя полученные отсчеты О'dτn, О'dn, можно мгновенные значения продифференцированной помехи на временном участке t'nτ-t'nτ+τ восстановить с конечной ошибкой посредством использования линейной интерполяции. Для этого полученные сигналы выборок О'dτn, О'dn подают на входы второй схемы вычитания 17. Второй схемой вычитания 17 формируется сигнал разности отсчетов О'dn-О'dτn. Сигнал разности отсчетов поступает на вход второго интегратора 22. Посредством второго интегратора 22 формируется напряжение S'1(t) (Фиг.2е)(where k 1 is a constant value, determined by the transmission coefficients of the voltage multiplier 4 and low-pass filter (LPF) 26) and a duration equal to the duration T of the element of the phase-modulated signal and the duration of the transition process τ (Figa). The video signal from the output of the low-pass filter 26 is fed to the input of the differentiating circuit 25. At the output of the differentiating circuit 25, a signal corresponding to the time derivative of the video signal is generated (Fig. 2b). By the third delay circuit 15, the differentiated signal is delayed (FIG. 2c). The delay time of the third circuit 15 is chosen equal to the duration of the transition process - τ. The differentiated delayed signal and the differentiated undelayed signal are supplied to the inputs of the first sample storage circuit (CXB) 23 and the second CXB 24, respectively. By means of these sampling storage circuits, a reference is made in the differentiated signals at the time of the action of the gating pulse (Fig. 2d) from the second output of the clock generator 6 to the control inputs of the sampling storage circuits 23, 24. The action of the gating pulse is selected at that moment (Fig. 2d) , in which the result of differentiation of the uncontrolled transient of the video signal should have a level close to zero compared to the maximum value of E a (Fig.2b), and the jump of the differentiated delayed p The video transition process should not begin (Fig. 2c). Thus, in the obtained samples at the outputs of the CXB 23, 24 there will always be no information about the differentiated video signal. This action addetivnoy interference (shown by a thin line, together with the video signal in Figure 2) at the output of the differentiating circuit (2b, c), then at the outputs of the UCR 23, 24 will be obtained samples O 'd τn, O d n, the corresponding instantaneous the values of the differentiated interference (Fig.2b, s), at the outputs at the time of the gate pulse (Fig.2) from the second output of the clock 6. By means of SHV 23, 24 instantaneous values of the differentiated signal are sampled and stored. Thus, under the action of additive interference together with the video signal in the samples of the differentiated total signal there will be only information about the interference samples O ' d τn, О d n, in the time section t' nτ ÷ t ' nτ + τ (Fig.2c), where the sample О ' d τn corresponds to the delayed differentiated signal (Fig. 2c) and is equal to the sample O dτn , of the undelayed differentiated signal (Fig. 2b). Further, using the obtained samples O ' d τn, O' d n, the instantaneous values of the differentiated interference in the time interval t ' nτ -t' nτ + τ can be restored with a finite error by using linear interpolation. For this, the received sample signals O ' d τn, O' d n are fed to the inputs of the second subtraction circuit 17. The second subtraction circuit 17 generates a signal of the difference of the samples O ' d n-O' d τn. The signal of the difference of the samples is fed to the input of the second integrator 22. By means of the second integrator 22, a voltage S ′ 1 (t) is generated (FIG. 2e)
(где k2 - коэффициент передачи интегратора, равный 1/τ). А так как значение отсчетов O'dn, О'dτn на участке интегрирования 0÷τ не изменяется, то получаемое напряжение S'1(t) можно представить в виде(where k 2 is the integrator transmission coefficient equal to 1 / τ). And since the value of the samples O ' dn , O' dτn does not change in the integration region 0 ÷ τ, the resulting voltage S ' 1 (t) can be represented as
В момент t'nτ действия стробирующего импульса (Фиг.2d) на стробирующий вход интегратора 22 последний устанавливается в нулевое состояние (Фиг.2е) и после чего начинается интегрирование (Фиг.2е) на временном участке t'nτ-t'nτ+τ. Выходной сигнал S'1(t) с интегратора 22 поступает на первый вход сумматора 20. На второй вход сумматора 20 поступает значение выборки О'dτn СХВ 23, и в результате на выходе сумматора 20 формируется суммарный сигнал (Фиг.2f). Суммарный сигнал S'(t) по существу совпадает с точностью, обусловленной линейной интерполяцией, на интервале t'nτ÷t'nτ+τ с продифференцированным задержанным сигналом на том же интервале времени (Фиг.2с, выделенный пунктиром).At the time t ' nτ of the action of the gating pulse (Fig.2d) on the gate input of the integrator 22, the latter is set to the zero state (Fig.2e) and then the integration begins (Fig.2e) in the time interval t' nτ -t ' nτ + τ . The output signal S ' 1 (t) from the integrator 22 is supplied to the first input of the adder 20. The second input of the adder 20 receives the sample value O' d τn СХВ 23, and as a result, the sum signal is generated at the output of the adder 20 (Fig.2f). The total signal S '(t) essentially coincides with the accuracy due to linear interpolation in the interval t' nτ ÷ t ' nτ + τ with the differentiated delayed signal in the same time interval (Fig. 2c, dashed).
Таким образом, на участке времени t'nτ÷t'nτ+τ будут воспроизведены мгновенные значения напряжений S'(t) только продифференцированной помехи. Далее с момента t'nτ+τ выход интегратора 22 отключается и вместо него подключается выход второй схемы задержки 14, на котором формируются мгновенные значения продифференцированной помехи на временном участке t'nτ+τ÷t'nτ-t'(n+1)τ+τ помехи, тем самым на интервале t'nτ÷t'(n+1)τ, равном длительности Т элемента сигнала (Фиг.2с, g), происходит полное восстановление продифференцированной помехи. Для этого сигнал с выхода сумматора 20 поступает на первый вход коммутатора 19, который за счет воздействия на управляющий вход сигнала с выхода RS-триггера 21 подключает первый вход коммутатора 19 на первый вход первого интегратора 18. При интегрировании в текущем времени мгновенных значений продифференцированного сигнала на выходе интегратора 18 будут формироваться мгновенные значения дифференцируемого сигнала с точностью до постоянной составляющей Δu (в соответствии с математическим определением значения неопределенного интеграла). Тогда посредством первого интегратора 18 на интервале времени t'nτ÷t'(n+1)τ производится восстановление мгновенных значений помехи. Это достигается следующим образом. В момент времени tnτ сигнал со второго выхода генератора тактовых импульсов 6, через вторую схему задержки 14, воздействуя на R-вход RS-триггера 21, переключает последний в нулевое состояние и этим подключает выход коммутатора 19 (Фиг.2g) (вход интегратора 18) ко второму входу коммутатора 19, и куда подается оставшаяся часть продифференцированного задержанного сигнала в течение времени t'nτ÷t'(n+1)τ (Фиг.2c, g). На выходе первого интегратора 18 может быть сформировано напряжение постоянной составляющей, так как интегрирование продифференцированного сигнала может начинаться с любого момента времени. Таким образом, на выходе первого интегратора 18 будут воспроизводиться задержанные на τ мгновенные значения помехи с ошибкой, обусловленной линейной интерполяцией и постоянной составляющей, обусловленной моментом начала интегрирования первым интегратором 18. Одновременно видеосигнал совместно с аддитивной помехой (изображенной пунктиром на Фиг.2а) с выхода ФНЧ 26 поступает на вход первой схемы задержки 13, задерживается на время τ и поступает на первый вход первой схемы вычитания 16, на вычитающий вход которой поступает сигнал в виде вычисленных мгновенных значений помехи, тоже задержанных на τ с выхода первого интегратора 18. На выходе первой схемы вычитания 16 формируется сигнал разности Sp(t) (Фиг.3а) между мгновенными значениями аддитивной смеси видеосигнала с помехой и вычисленными мгновенными значениями помехи. Таким образом, схемой вычитания 16 или блоком УУП 12 формируется без изменения видеосигнал совместно с уменьшенным уровнем помехи (Фиг.3а). С выхода схемы вычитания 16 сигнал поступает на вход интегратора 5 коррелятора 3. В интеграторе 5 коррелятора 3 производится интегрирование видеосигнала совместно с помехой уменьшенного уровня, и, в результате, на выходе коррелятора 3 формируется корреляционная функция Y(t) (Фиг.3b). С выхода коррелятора 3 сигнал поступает на вход блока стробирования 7. В блоке стробирования 7 в момент окончания интегрирования по сигналу со второго выхода генератора тактовых импульсов 6 (Фиг.3h) происходит взятие отсчетов Yn (Фиг.3с) функции корреляции Y(t) (Фиг.3b). Далее, посредством сигнала с первого выхода генератора тактовых импульсов 6 значение корреляционной функции Y(t) в интеграторе 5 коррелятора 3 сбрасывается в ноль, и после этого происходит формирование корреляционной функции для следующего элемента видеосигнала. С выхода блока стробирования 7 сигнал поступает на первый вход схемы вычитания 28, в то же время на вычитающий вход схемы вычитания 28 поступает задержанный на время Т в схеме задержки 27 (Фиг.3d) сигнал блока стробирования 7. С выхода схемы вычитания 28 (Фиг.3f) сигнал разности 
если в момент действия стробирующего импульса напряжения, действующие на входах компаратора 29, будут соответствовать выполнению неравенства 
В соответствии с (Фиг.3n) получена последовательность символов, которая предварительно перекодировалась на передающей стороне, а затем передавалась по каналу связи и поступала на вход демодулятора, в котором решающей схемой была снова восстановлена. Таким образом, работают системы передачи и приема сигналов с ОФМ [4, с.78].In accordance with (Fig. 3n), a sequence of symbols is obtained, which was pre-encoded on the transmitting side, and then transmitted over the communication channel and fed to the input of the demodulator, in which it was again restored by the decoding circuit. Thus, the transmission and reception of signals from the OFM [4, p. 78] work.
Работа заявляемого способа заключается в последовательной реализации заявляемым устройством следующих операций:The work of the proposed method consists in the sequential implementation of the claimed device of the following operations:
1. Фильтруют в фильтре фазомодулированный сигнал S(t) посредством фильтра 1.1. Filter the phase-modulated signal S (t) in the
2. Формируют фазомодулированный сигнал Sc(t) со стабилизированной амплитудой посредством блока стабилизации амплитуды 11.2. Form a phase-modulated signal S c (t) with a stabilized amplitude by means of an amplitude stabilization unit 11.
3. Формируют опорный гармонический сигнал S0(t) посредством генератора опорного сигнала 2.3. Form the reference harmonic signal S 0 (t) by the generator of the reference signal 2.
4. Вычисляют корреляционную функцию Y(t) посредством перемножения фазомодулированного сигнала Sc(t) со стабилизированной амплитудой на опорный сигнал S0(t), используя перемножитель напряжений 4 коррелятора 3, формирования элементов видеосигналов совместно с уменьшенным уровнем помех, используя блок уменьшения уровня помех (УУП) 12, включающий в себя первую, вторую, третью схемы задержки 13, 14, 15, первую и вторую схемы вычитания 16, 17, первый интегратор 18, коммутатор 19, сумматор 20, RS-триггер 21, второй интегратор 22, первую и вторую схемы хранения выборки 23, 24, схему дифференцирования 25, фильтр нижних частот 26 и интегрирования разности Sp(t) сигналов (элемента видеосигнала совместно с уменьшенным уровнем помехи) на интервале времени Т интегратором 5 коррелятора 3, генератора тактовых импульсов 6.4. The correlation function Y (t) is calculated by multiplying the phase-modulated signal S c (t) with the stabilized amplitude by the reference signal S 0 (t) using the voltage multiplier 4 of the correlator 3, generating the video signal elements together with the reduced noise level using the level reduction unit interference (UP) 12, which includes the first, second, third delay circuit 13, 14, 15, the first and second subtraction schemes 16, 17, the first integrator 18, switch 19, adder 20, RS-trigger 21, the second integrator 22, first and second storage schemes choice ki 23, 24, differentiation circuit 25, low-pass filter 26 and integration of the difference S p (t) of the signals (video signal element together with a reduced noise level) on the time interval T by integrator 5 of correlator 3, clock generator 6.
5. Определяют отсчет Yn, задерживают его на время Т, формируют разность 
6. Принимают решение о демодулируемом информационном символе посредством решающей схемы 10, состоящей из компаратора напряжений 29, D-триггера 30, генератора константы 9.6. Decide on a demodulated information symbol by means of a decision circuit 10 consisting of a voltage comparator 29, a D-trigger 30, a
Предлагаемый способ демодуляции сигналов с ОФМ можно реализовать в более простой форме, если отфильтрованный сигнал в фильтре низких частот 26 преобразуют в цифровую форму и далее все последующие преобразования с сигналами проводят в цифровом виде.The proposed method of demodulating signals with OFM can be implemented in a simpler form if the filtered signal in the low-pass filter 26 is converted to digital form and then all subsequent conversions with the signals are carried out in digital form.
Блоки и схемы, входящие в состав заявляемого устройства, известны в технике. Для их реализации могут быть использованы как соответствующие блоки известного устройства [1], так и блоки, описанные в литературе.The blocks and circuits that make up the inventive device are known in the art. To implement them, both the corresponding blocks of the known device [1] and the blocks described in the literature can be used.
В качестве фильтра 1 можно использовать фильтр, требования к которому сформированы в [5, стр.263].As
В качестве стабилизатора амплитуды 11 можно использовать устройство, описанное в [6].As a stabilizer of amplitude 11, you can use the device described in [6].
Генератор опорных сигналов 2, генератор тактовых импульсов 6 представлены в [1].The reference signal generator 2, the clock generator 6 are presented in [1].
Компаратор напряжений 29, коммутатор 19, триггер 21 и триггер 30, перемножитель сигналов 4, схемы хранения выборки 23, 24 могут быть реализованы на микросхемах 597СА2, 590КН4, 1564ТМ2, 174ПС1, КР1100СК2 соответственно [7].The voltage comparator 29, switch 19, trigger 21 and trigger 30, signal multiplier 4, sample storage circuits 23, 24 can be implemented on microcircuits 597CA2, 590KN4, 1564TM2, 174PS1, KR1100SK2, respectively [7].
Фильтр низких частот 26, схема дифференцирования 25, блок вычисления модуля 28, схемы вычитания 16,17, интеграторы 5, 18, 22, сумматор 20 в [8].Low-pass filter 26, differentiation circuit 25, module calculation unit 28, subtraction circuit 16.17, integrators 5, 18, 22, adder 20 in [8].
Схемы задержки 13, 15, 17, 27 в [9].Delay schemes 13, 15, 17, 27 in [9].
Генератор константы 9 реализуется на резистивном делителе напряжения с установлением уровня напряжения на выходе, равного значению константы Е.The generator of constant 9 is implemented on a resistive voltage divider with the establishment of the output voltage level equal to the value of the constant E.
ЛитератураLiterature
1. Спилкер Дж. Цифровая спутниковая связь. Пер. с англ./Под ред. В.В.Маркова. - М.: Связь, 1979.1. Spilker J. Digital satellite communications. Per. from English / Ed. V.V. Markova. - M.: Communication, 1979.
2. Пестряков В.Б. Фазовые радиотехнические системы. - М.: Сов. радио, 1968.2. Pestryakov VB Phase radio engineering systems. - M .: Owls. radio, 1968.
3. H 04 L 27/22, патент №2099892, 20.12.97.3. H 04 L 27/22, patent No. 2099892, 20.12.97.
4. Петрович Н.Т. Передачи дискретной информации в каналах с фазовой манипуляцией. - M., 1965.4. Petrovich N.T. Discrete information transmission in channels with phase shift keying. - M., 1965.
5. Фалько А.И., Зюко А.Г. Радиоприемные устройства./Под. ред. А.Г.Зюко. - М.: Связь, 1975.5. Falko A.I., Zyuko A.G. Radio receivers./ Under. ed. A.G. Zyuko. - M.: Communication, 1975.
6. А.С. №1737748, 04 27/22, 30.05.92. Бюл. №20.6. A.S. No. 1737748, 04/27/22, 05/30/92. Bull. No. 20.
7. Справочник разработчика и конструктора РЭА. Элементная база. Кн. 1. - M., 1993. Сост. Масленников М.Ю., Соболев Е.А. и др.7. Reference developer and designer of CEA. Elemental base.
8. Титце У., Шенк К. Полупроводниковая схемотехника. Справочное руководство./Пер. с нем. - М.: Мир, 1982.8. Titz U., Schenk K. Semiconductor circuitry. Reference Guide. / Per. with him. - M .: Mir, 1982.
9. Захарьящев Л.И. Конструирование ультразвуковых линий задержки. - М.: Сов. радио, 1982.9. Zakharyashchev L.I. Design of ultrasonic delay lines. - M .: Owls. radio, 1982.
Claims (2)
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| RU2003120779/09A RU2271071C2 (en) | 2003-07-07 | 2003-07-07 | Method and device for demodulating relative phase modulated signals |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| RU2003120779/09A RU2271071C2 (en) | 2003-07-07 | 2003-07-07 | Method and device for demodulating relative phase modulated signals |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| RU2003120779A RU2003120779A (en) | 2005-02-10 |
| RU2271071C2 true RU2271071C2 (en) | 2006-02-27 |
Family
ID=35208155
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| RU2003120779/09A RU2271071C2 (en) | 2003-07-07 | 2003-07-07 | Method and device for demodulating relative phase modulated signals |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| RU (1) | RU2271071C2 (en) |
Cited By (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| RU2454014C1 (en) * | 2010-12-16 | 2012-06-20 | Государственное образовательное учреждение высшего профессионального образования "Военная академия связи имени С.М. Буденного" Министерства обороны Российской Федерации | Method of demodulating differential phase-shift keying modulation signals (versions) |
| RU2460224C1 (en) * | 2011-04-11 | 2012-08-27 | Федеральное государственное военное образовательное учреждение высшего профессионального образования "Военная академия связи имени маршала Советского Союза С.М. Буденного" Министерства Обороны Российской Федерации (Минобороны России) | Differential phase-shift keyed signal demodulator |
| RU2460225C1 (en) * | 2011-08-22 | 2012-08-27 | Федеральное государственное военное образовательное учреждение высшего профессионального образования "Военная академия связи имени маршала Советского Союза С.М. Буденного" Министерства Обороны Российской Федерации (Минобороны России) | Differential phase-shift keyed signal demodulator |
| RU2461119C1 (en) * | 2011-07-29 | 2012-09-10 | Федеральное государственное военное образовательное учреждение высшего профессионального образования "Военная академия связи имени маршала Советского Союза С.М. Буденного" Министерства Обороны Российской Федерации (Минобороны России) | Method for demodulation of signals with relative phase demodulation |
| RU2469487C1 (en) * | 2011-07-12 | 2012-12-10 | Федеральное государственное военное образовательное учреждение высшего профессионального образования "Военная академия связи имени маршала Советского Союза С.М. Буденного" Министерства Обороны Российской Федерации (Минобороны России) | Method of signal demodulation with relative phase demodulation |
| RU2485707C1 (en) * | 2011-10-18 | 2013-06-20 | Федеральное государственное образовательное бюджетное учреждение высшего профессионального образования "Сибирский государственный университет телекоммуникаций и информатики" (ФГОБУ ВПО "СибГУТИ") | Method to demodulate signals of relative phase modulation and device for its realisation |
| RU2510145C1 (en) * | 2012-12-18 | 2014-03-20 | Федеральное Государственное Автономное Образовательное Учреждение Высшего Профессионального Образования "Сибирский Федеральный Университет" (Сфу) | Method for restoring carrier frequency of phase-shift keyed signal and monitoring thereof |
| RU2628218C1 (en) * | 2016-03-28 | 2017-08-15 | Федеральное государственное казенное военное образовательное учреждение высшего образования "Военный учебно-научный центр Военно-воздушных сил "Военно-воздушная академия имени профессора Н.Е. Жуковского и Ю.А. Гагарина" (г. Воронеж) Министерства обороны Российской Федерации | Method of demodulating discrete n-position frequency signal |
| RU2786193C1 (en) * | 2022-06-08 | 2022-12-19 | Федеральное государственное автономное образовательное учреждение высшего образования "Санкт-Петербургский государственный университет аэрокосмического приборостроения" | Signal demodulation method |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| RU2477927C1 (en) * | 2011-09-13 | 2013-03-20 | Владимир Викторович Валиков | Device for signal demodulation with differential phase-shift keying |
-
2003
- 2003-07-07 RU RU2003120779/09A patent/RU2271071C2/en not_active IP Right Cessation
Non-Patent Citations (1)
| Title |
|---|
| СПИЛКЕР Дж. Цифровая спутниковая связь. Пер. с англ./Под ред. В.В. Маркова. М.: Связь, 1979. ПЕСТРЯКОВ В.Б. Фазовые радиотехнические системы. М.: Советское радио, 1968. ПЕТРОВИЧ Н.Т. Передача дискретной информации в каналах с фазовой манипуляцией. М., 1965. ФАЛЬКО А.И., ЗЮКО А.Г. Радиоприемные устройства/Под ред. А.Г. Зюко. М.: Связь, 1975. * |
Cited By (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| RU2454014C1 (en) * | 2010-12-16 | 2012-06-20 | Государственное образовательное учреждение высшего профессионального образования "Военная академия связи имени С.М. Буденного" Министерства обороны Российской Федерации | Method of demodulating differential phase-shift keying modulation signals (versions) |
| RU2460224C1 (en) * | 2011-04-11 | 2012-08-27 | Федеральное государственное военное образовательное учреждение высшего профессионального образования "Военная академия связи имени маршала Советского Союза С.М. Буденного" Министерства Обороны Российской Федерации (Минобороны России) | Differential phase-shift keyed signal demodulator |
| RU2469487C1 (en) * | 2011-07-12 | 2012-12-10 | Федеральное государственное военное образовательное учреждение высшего профессионального образования "Военная академия связи имени маршала Советского Союза С.М. Буденного" Министерства Обороны Российской Федерации (Минобороны России) | Method of signal demodulation with relative phase demodulation |
| RU2461119C1 (en) * | 2011-07-29 | 2012-09-10 | Федеральное государственное военное образовательное учреждение высшего профессионального образования "Военная академия связи имени маршала Советского Союза С.М. Буденного" Министерства Обороны Российской Федерации (Минобороны России) | Method for demodulation of signals with relative phase demodulation |
| RU2460225C1 (en) * | 2011-08-22 | 2012-08-27 | Федеральное государственное военное образовательное учреждение высшего профессионального образования "Военная академия связи имени маршала Советского Союза С.М. Буденного" Министерства Обороны Российской Федерации (Минобороны России) | Differential phase-shift keyed signal demodulator |
| RU2485707C1 (en) * | 2011-10-18 | 2013-06-20 | Федеральное государственное образовательное бюджетное учреждение высшего профессионального образования "Сибирский государственный университет телекоммуникаций и информатики" (ФГОБУ ВПО "СибГУТИ") | Method to demodulate signals of relative phase modulation and device for its realisation |
| RU2510145C1 (en) * | 2012-12-18 | 2014-03-20 | Федеральное Государственное Автономное Образовательное Учреждение Высшего Профессионального Образования "Сибирский Федеральный Университет" (Сфу) | Method for restoring carrier frequency of phase-shift keyed signal and monitoring thereof |
| RU2628218C1 (en) * | 2016-03-28 | 2017-08-15 | Федеральное государственное казенное военное образовательное учреждение высшего образования "Военный учебно-научный центр Военно-воздушных сил "Военно-воздушная академия имени профессора Н.Е. Жуковского и Ю.А. Гагарина" (г. Воронеж) Министерства обороны Российской Федерации | Method of demodulating discrete n-position frequency signal |
| RU2786193C1 (en) * | 2022-06-08 | 2022-12-19 | Федеральное государственное автономное образовательное учреждение высшего образования "Санкт-Петербургский государственный университет аэрокосмического приборостроения" | Signal demodulation method |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| RU2003120779A (en) | 2005-02-10 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US5121070A (en) | Phase demodulator for psk-modulated signals | |
| JP2714225B2 (en) | Spread spectrum signal demodulation circuit | |
| RU2271071C2 (en) | Method and device for demodulating relative phase modulated signals | |
| RU2099892C1 (en) | Method and device for relative phase modulated signal demodulation | |
| JPS5835428B2 (en) | Carrier wave regeneration circuit | |
| US3102164A (en) | Pulses on | |
| CN102185653A (en) | Coherent wireless laser communication system and method based on frequency stabilized laser, and receiver | |
| EP0484914A2 (en) | Demodulator and method for demodulating digital signals modulated by a minimum shift keying | |
| EP1113616A2 (en) | Method for recovering a clock signal in a telecommunications system and circuit thereof | |
| RU2307474C1 (en) | Method for receipt of noise-like signals with minimal frequency manipulation | |
| RU2357359C2 (en) | Device for synchronising receiver of noise-like signals with minimal frequency-shift keying | |
| JPH05211535A (en) | Afc circuit for demodulator | |
| JP2841935B2 (en) | Phase demodulator | |
| RU2460224C1 (en) | Differential phase-shift keyed signal demodulator | |
| JPH09238093A (en) | Spread spectrum receiver | |
| KR100247349B1 (en) | Apparatus for recovering symbol timing | |
| RU2138907C1 (en) | Device for synchronization of digital receiver | |
| JP2820143B2 (en) | Automatic frequency control method | |
| GB2213026A (en) | Control arrangement for a phase shift keying system | |
| SU1614120A1 (en) | Clocking device | |
| RU2450470C1 (en) | Method of demodulating differential phase-shift modulation signals and apparatus for realsing said method | |
| JPS6362932B2 (en) | ||
| JPS58129864A (en) | Demodulator for phase modulated signal | |
| JP2977456B2 (en) | Multi-phase PSK signal decoding device | |
| JPH02206263A (en) | Delay detecting circuit |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| MM4A | The patent is invalid due to non-payment of fees |
Effective date: 20060708 |