JPH10191640A - Controller for converter - Google Patents
Controller for converterInfo
- Publication number
- JPH10191640A JPH10191640A JP8347100A JP34710096A JPH10191640A JP H10191640 A JPH10191640 A JP H10191640A JP 8347100 A JP8347100 A JP 8347100A JP 34710096 A JP34710096 A JP 34710096A JP H10191640 A JPH10191640 A JP H10191640A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- voltage
- converters
- output
- converter
- current
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Landscapes
- Rectifiers (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Abstract
Description
【０００１】[0001]
【発明の属する技術分野】本発明は任意の周波数の交流
得る、コンバータ及びインバータからなる電力変換器の
制御装置に係り、特に中性点クランプインバータから発
生する中性点電流の変動による直流電圧変動を速やかに
抑制するためのコンバータの制御技術に関するものであ
る。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a control device for a power converter comprising a converter and an inverter capable of obtaining an AC of an arbitrary frequency, and more particularly to a DC voltage fluctuation due to a fluctuation of a neutral point current generated from a neutral point clamp inverter. The present invention relates to a control technique of a converter for quickly suppressing the pressure.
【０００２】[0002]
【従来の技術】コンバータは電源力率１で、しかも回生
運転が可能であるため、コンバータ・インバータシステ
ムとして交流電動機の可変速制御をはじめ種々の分野に
広く用いられている。最近、コンバータ・インバータシ
ステムの大容量化が進み、特にインバータとして中性点
クランプインバータが適用されている。周知のように、
中性点クランプインバータは変換器に用いるスイッチン
グ素子に対して出力電圧を高電圧化できること、またス
イッチング素子のスイッチング周波数が低くても出力電
圧の歪みが小さいことなどの特徴をもつが、反面、中性
点電流が発生する欠点がある。このため、コンバータと
組合せた場合には中性点電流の変動によりコンバータの
直流出力電圧が変動し、所定値に制御できなくなる。し
たがって、中性点クランプインバータの中性点電流によ
る出力電圧の変動をコンバータ側で抑制する必要があ
る。従来、この種のＰＷＭコンバータの出力電圧変動抑
制方式としては、特開平6−197540 号公報に記載されて
いるものが知られている。すなわち、中性点クランプイ
ンバータの中性点電流の変動によるコンバータの直流出
力電圧変動に対して双方向性電源機能を持つ電力変換器
を２組直列接続することにより直流出力電圧の変動を抑
制する方式が提案されている。しかし、直列接続された
電力変換器の制御方法については何ら触れられておら
ず、その効果が明確にされていない。2. Description of the Related Art Since a converter has a power factor of 1 and is capable of regenerative operation, it is widely used as a converter / inverter system in various fields including variable speed control of an AC motor. Recently, the capacity of converter / inverter systems has been increased, and neutral point clamp inverters have been particularly applied as inverters. As we all know,
Neutral point clamp inverters have the characteristics that the output voltage can be increased with respect to the switching element used in the converter, and that the output voltage distortion is small even if the switching frequency of the switching element is low. There is a drawback that a point current is generated. For this reason, when combined with a converter, the DC output voltage of the converter fluctuates due to the fluctuation of the neutral point current, and cannot be controlled to a predetermined value. Therefore, it is necessary for the converter to suppress the output voltage fluctuation due to the neutral point current of the neutral point clamp inverter. Conventionally, as a method of suppressing the output voltage fluctuation of this kind of PWM converter, there is known a method described in Japanese Patent Laid-Open No. 6-197540. That is, the DC output voltage fluctuation is suppressed by connecting two sets of power converters having a bidirectional power supply function in series with respect to the DC output voltage fluctuation of the converter due to the fluctuation of the neutral point current of the neutral point clamp inverter. A scheme has been proposed. However, there is no mention of a method of controlling the power converters connected in series, and the effect is not clarified.
【０００３】[0003]
【発明が解決しようとする課題】本発明の目的は、直列
接続された２組あるいはそれ以上のコンバータの入力電
圧を回転座標軸のｄ，ｑ成分に分解して制御し、各コン
バータの直流出力電圧の差に応じてｑ軸成分を補正する
ことにより、直流出力電圧の変動を抑制することができ
るコンバータの制御装置を提供することにある。SUMMARY OF THE INVENTION An object of the present invention is to control the input voltage of two or more sets of converters connected in series by decomposing them into d and q components of a rotating coordinate axis, and to control the DC output voltage of each converter. It is an object of the present invention to provide a converter control device capable of suppressing a fluctuation of a DC output voltage by correcting a q-axis component according to a difference between the two.
【０００４】[0004]
【課題を解決するための手段】上記目的は、交流電源に
変圧器を介して直列接続された２組のコンバータと、前
記コンバータの直流出力側にそれぞれ並列に接続された
直流平滑用コンデンサを備え、前記コンバータの直流出
力電圧をそれぞれ検出する直流電圧検出手段と、直流電
圧指令に基づいて前記コンバータの合計した直流出力電
圧を制御する手段と、前記コンバータの交流入力電圧を
回転座標軸成分に分解した電圧指令Ｖｄ*，Ｖｑ*により
調整する手段を具備したコンバータの制御装置におい
て、前記直流出力電圧検出器の出力信号から両者の差電
圧を検出し、その差電圧と差電圧指令（＝０）から補正
信号を演算し、補正信号に基づいて前記コンバータの電
圧指令Ｖｑ*を補正する手段を備えることにより実現で
きる。２組だけでなく３組以上の場合についても同様に
直流出力電圧の変動を抑制することができる。An object of the present invention is to provide two sets of converters connected in series to an AC power supply via a transformer, and a DC smoothing capacitor connected in parallel to the DC output side of the converter. DC voltage detecting means for detecting the DC output voltage of the converter, means for controlling the total DC output voltage of the converter based on the DC voltage command, and the AC input voltage of the converter is decomposed into rotational coordinate axis components voltage command Vd *, the control device of the converter comprises means for adjusting the Vq *, the detected difference voltage therebetween from the output signal of the DC output voltage detector, from the difference voltage and the difference voltage command (= 0) This can be realized by providing means for calculating a correction signal and correcting the voltage command Vq * of the converter based on the correction signal. In the case of not only two sets but also three or more sets, the fluctuation of the DC output voltage can be similarly suppressed.
【０００５】[0005]
【発明の実施の形態】以下、本発明の一実施例を図１を
用いて説明する。コンバータ１，２はブリッジ接続され
た各自己消弧形スイッチ素子にダイオードを逆並列接続
して構成される回路から成り、それぞれ変圧器３，変圧
器４を介して交流電源５に接続され、またコンバータ
１，２の直流出力側にコンデンサ６，７がそれぞれ接続
されている。直流出力側には中性点クランプインバータ
が負荷８として接続されている。直流電圧検出回路１
１，１２はコンデンサ６，７の直流電圧Ｅｄ1及びＥｄ2
をそれぞれ検出する。加算回路１３は直流電圧検出回路
１１，１２の出力信号Ｅｄ1及びＥｄ2 を加算し直流電
圧Ｅｄを出力する。減算回路１４は直流電圧検出回路１
１の出力信号Ｅｄ1 から直流電圧検出回路１２の出力信
号Ｅｄ2 を減算し差電圧Ｅｄｓを出力する。電圧制御回
路１５は直流電圧Ｅｄと電圧指令Ｅｄ* との偏差を演算
し、有効電流指令Ｉｑ* を出力する。正弦波発生回路１
７は交流電圧検出回路１６より検出した交流電圧から交
流電源５に同期した位相信号を検出し、その位相信号
（θ）に基づいて座標変換の基準信号となるsin成分及
びcos成分を出力する。電流検出回路１９は交流電流検
出器１８より検出した交流電流と正弦波発生回路１７の
基準信号から交流電流を有効電流Ｉｑと無効電流Ｉｄに
分離して出力する。有効電流制御回路２０は有効電流指
令Ｉｑ* と前記有効電流Ｉｑとの偏差を演算し、ｑ軸電
圧指令Ｖｑ* を算出する。一方、無効電流制御回路２１
は無効電流指令Ｉｄ*と前記無効電流Ｉｄとの偏差を演
算し、ｄ軸電圧指令Ｖｄ*を算出する。また、電圧バラ
ンス制御回路３１は差電圧Ｅｄｓと差電圧指令Ｅｄｓ*
との偏差を演算し、補正指令△Ｅを出力する。加算回路
２３及び減算回路２４は有効電流制御回路の出力信号Ｖ
ｑ* に電圧バランス制御回路３１の補正指令△Ｅを加算
または減算し、ｑ軸電圧補正指令Ｖｑ1 * 及びＶｑ2 * を
出力する。第１の２相／３相変換回路２４は正弦波発生
回路１７の基準信号に基づいてｄ軸電圧指令Ｖｄ* 及び
ｑ軸補正電圧指令Ｖｑ1 *から３相の変調波信号（交流電
圧指令）を出力する。第１のゲート制御器２５は第１の
２相／３相変換回路２４の変調波信号と搬送波信号（三
角波キャリア信号）とを比較し第１のコンバータ１の自
己消弧形スイッチ素子にスイッチング指令ｓｗ1 を出力
する。また、第２の２相／３相変換回路２６は正弦波発
生回路１７に基づいてｄ軸電圧指令Ｖｄ* 及びｑ軸補正
電圧指令Ｖｑ2 *から３相の変調波信号（交流電圧指令）
を出力する。第２のゲート制御器２７は第２の２相／３
相変換回路２７の変調波信号と搬送波信号（三角波キャ
リア信号）とを比較し第２のコンバータ２の自己消弧形
スイッチング素子にスイッチング指令ｓｗ2 を出力す
る。図２に、第１のコンバータ１の詳細図を示す。第１
のコンバータ１は交流電源５から変圧器３を介して３組
の単相ブリッジ回路から構成されており、第１のゲート
制御器２５からのスイッチング指令ｓｗ1 に応じて動作
する。また、第２のコンバータ２の主回路構成について
もほぼ同様である。図３に、中性点クランプインバータ
の主回路構成を示す。この図において、１，２は第１及
び第２のコンバータ、６と７はコンデンサ、８は中性点
クランプインバータ回路であり、中性点クランプインバ
ータ回路８は直流入力端子Ｐ，Ｏ，Ｎ及び交流出力端子
Ｕ，Ｖ，Ｗを有し、例えばＵ相は自己消弧形スイッチン
グ素子Ｓ1，Ｓ2，Ｓ3，Ｓ4で構成されている。DETAILED DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS One embodiment of the present invention will be described below with reference to FIG. Each of the converters 1 and 2 is composed of a circuit in which a diode is connected in anti-parallel to each of the bridge-connected self-extinguishing switch elements, and is connected to an AC power supply 5 via a transformer 3 and a transformer 4, respectively. Capacitors 6 and 7 are connected to the DC output sides of converters 1 and 2, respectively. A neutral point clamp inverter is connected as a load 8 to the DC output side. DC voltage detection circuit 1
Reference numerals 1 and 12 denote DC voltages Ed 1 and Ed 2 of capacitors 6 and 7, respectively.
Are respectively detected. The addition circuit 13 adds the output signals Ed 1 and Ed 2 of the DC voltage detection circuits 11 and 12, and outputs a DC voltage Ed. The subtraction circuit 14 is a DC voltage detection circuit 1
The output signal Ed 2 from first output signal Ed 1 DC voltage detection circuit 12 outputs a subtraction difference voltage Eds. Voltage control circuit 15 calculates a deviation between DC voltage Ed and voltage command Ed *, and outputs an effective current command Iq * . Sine wave generation circuit 1
Reference numeral 7 detects a phase signal synchronized with the AC power supply 5 from the AC voltage detected by the AC voltage detection circuit 16, and outputs a sin component and a cos component as reference signals for coordinate conversion based on the phase signal (θ). The current detection circuit 19 separates the AC current detected by the AC current detector 18 from the AC signal detected by the AC current detector 18 and the reference signal of the sine wave generation circuit 17 into an active current Iq and a reactive current Id, and outputs the separated current. The active current control circuit 20 calculates a deviation between the active current command Iq * and the active current Iq to calculate a q-axis voltage command Vq * . On the other hand, the reactive current control circuit 21
Calculates the deviation between the reactive current command Id * and the reactive current Id to calculate the d-axis voltage command Vd * . Further, the voltage balance control circuit 31 outputs the difference voltage Eds and the difference voltage command Eds *.
, And outputs a correction command ΔE. The addition circuit 23 and the subtraction circuit 24 output the output signal V of the active current control circuit.
q * a correction command △ E of the voltage balance control circuit 31 adds or subtracts the outputs of the q-axis voltage correction command Vq 1 * and Vq 2 *. The first two-phase / three-phase converter 24 converts a three-phase modulated wave signal (AC voltage command) from the d-axis voltage command Vd * and the q-axis correction voltage command Vq 1 * based on the reference signal of the sine wave generator 17. Is output. The first gate controller 25 compares the modulated wave signal of the first two-phase / three-phase conversion circuit 24 with the carrier signal (triangular wave carrier signal), and issues a switching command to the self-extinguishing switch element of the first converter 1. and it outputs the sw 1. Further, the second two-phase / three-phase conversion circuit 26 converts the three-phase modulated wave signal (AC voltage command) from the d-axis voltage command Vd * and the q-axis correction voltage command Vq 2 * based on the sine wave generation circuit 17.
Is output. The second gate controller 27 controls the second two-phase / 3
The modulated wave signal of the phase conversion circuit 27 is compared with the carrier signal (triangular wave carrier signal), and the switching command sw 2 is output to the self-extinguishing type switching element of the second converter 2. FIG. 2 shows a detailed diagram of the first converter 1. First
Is composed of three sets of single-phase bridge circuits from an AC power supply 5 via a transformer 3 and operates in response to a switching command sw 1 from a first gate controller 25. The same applies to the main circuit configuration of second converter 2. FIG. 3 shows a main circuit configuration of the neutral point clamp inverter. In this figure, 1 and 2 are first and second converters, 6 and 7 are capacitors, 8 is a neutral point clamp inverter circuit, and the neutral point clamp inverter circuit 8 has DC input terminals P, O, N and It has AC output terminals U, V, W, for example, the U-phase is constituted by self-extinguishing type switching elements S 1 , S 2 , S 3 , S 4 .
【０００６】コンバータ１，２の制御装置の基本動作は
以下の通りである。交流電圧５からの交流電力が変圧器
３，４を介してそれぞれコンバータ１，２において直流
電力に変換され、コンデンサ６，７と負荷８に供給され
ている。コンバータ１，２の制御に際し、周知のよう
に、正弦波発生回路１７から検出された電圧基準位相に
基づいて有効電流Ｉｑと無効電流Ｉｄに変換し、有効電
流制御回路２０及び無効電流制御回路２１によってＩｄ
* ＝０，Ｉｑ* ＝Ｉｑとなるようにコンバータ１，２の
入力電圧をそれぞれ制御する。これにより電源電圧と電
源電流の位相が一致、電源力率を１に制御することがで
きる。同時に、加算回路１３の出力電圧Ｅｄは電圧制御
回路１５の出力を有効電流指令Ｉｑ* とすることによ
り、コンバータ１，２の合成直流電圧Ｅｄを一定に制御
することができる。The basic operation of the control device for converters 1 and 2 is as follows. The AC power from the AC voltage 5 is converted into DC power in the converters 1 and 2 via the transformers 3 and 4, respectively, and supplied to the capacitors 6 and 7 and the load 8. In controlling the converters 1 and 2, as is well known, they are converted into an active current Iq and a reactive current Id based on the voltage reference phase detected from the sine wave generation circuit 17, and are converted into an active current control circuit 20 and a reactive current control circuit 21. By Id
The input voltages of converters 1 and 2 are controlled such that * = 0 and Iq * = Iq. As a result, the phases of the power supply voltage and the power supply current match, and the power supply power factor can be controlled to 1. Simultaneously, the combined DC voltage Ed of the converters 1 and 2 can be controlled to be constant by using the output of the voltage control circuit 15 as the output voltage Ed of the adder circuit 13 as the effective current command Iq * .
【０００７】一方、コンバータ１，２の負荷となる中性
点クランプインバータ８の詳細の動作については既に平
成４年電気学会産業応用部門全国大会 論文Ｎo.９０，
論文Ｎo.９１，平成７年電気学会産業応用部門全国大会
論文Ｎo.２５９などにより公知であるため説明を省略
するが、中性点クランプインバータ回路８では出力電流
の瞬時的な変化によって出力電流の３倍周波数の中性点
電流が流れ、コンデンサ６，７の直流電圧Ｅｄ1，Ｅｄ2
が変動する問題がある。On the other hand, the detailed operation of the neutral point clamped inverter 8 serving as a load on the converters 1 and 2 has already been described in the papers of the Institute of Electrical Engineers of Japan, Industrial Application Division, No. 90, 1994.
The paper No. 91, the 1995 IEEJ National Conference on Industrial Applications, the paper No. 259, etc., are well-known and will not be described here. Neutral point current of triple frequency flows, and DC voltages Ed 1 , Ed 2 of capacitors 6 and 7
There is a problem that fluctuates.
【０００８】ところで、中性点クランプインバータ８か
ら発生する中性点電流によるコンデンサ６，７の直流電
圧Ｅｄ1，Ｅｄ2の変動は電圧バランス制御回路３１によ
り以下のようにして抑制される。すなわち、直流電圧検
出回路１１及び直流電圧検出回路１２の出力電圧Ｅ
ｄ1，Ｅｄ2に差電圧が発生すると減算回路１４から差電
圧Ｅｄｓが出力される。この差電圧Ｅｄｓと差電圧指令
Ｅｄｓ*(＝０）の偏差が電圧バランス回路３１で演算さ
れ、その補正指令△Ｅが加算回路２２及び減算回路２３
にそれぞれ加えられｑ軸電圧補正指令Ｖｑ1 * 及びＶｑ2
* を出力する。第１の２／３相変換回路２４では有効電
流制御回路２０からのｄ軸電圧指令Ｖｄ* と加算回路２
２からのｑ軸電圧補正指令Ｖｑ1 *に基づいて変調波信号
の大きさを制御し、第１のゲート制御器２５からのスイ
ッチング指令ｓｗ1 により第１のコンバータ１の交流入
力電圧を制御する。これにより、コンデンサ６の出力電
圧Ｅd1の変動は抑制されほぼ一定値に制御される。一
方、第２のコンバータ２の制御についてもｑ軸電圧補正
指令Ｖｑ2 *とｄ軸電圧指令Ｖｄ* から第２の２／３相変
換回路２６及び第２のゲート制御器２７により同様にし
てコンデンサ７の出力電圧Ｅｄ2 の変動を抑制する。こ
のように、中性点クランプインバータ８から発生する中
性点電流によるコンバータ１，コンバータ２の出力電圧
Ｅｄ1 ，Ｅｄ2 の電圧変動は電圧バランス制御回路３１
の動作により速やかに抑制される。The fluctuations in the DC voltages Ed 1 and Ed 2 of the capacitors 6 and 7 due to the neutral point current generated from the neutral point clamp inverter 8 are suppressed by the voltage balance control circuit 31 as follows. That is, the output voltage E of the DC voltage detection circuit 11 and the DC voltage detection circuit 12
When a difference voltage is generated between d 1 and Ed 2 , the difference voltage Eds is output from the subtraction circuit 14. The difference between the difference voltage Eds and the difference voltage command Eds * (= 0) is calculated by the voltage balance circuit 31, and the correction command ΔE is added to the addition circuit 22 and the subtraction circuit 23.
, And q-axis voltage correction commands Vq 1 * and Vq 2
Output * . In the first 2/3 phase conversion circuit 24, the d-axis voltage command Vd * from the active current control circuit 20 and the addition circuit 2
2, the magnitude of the modulated wave signal is controlled based on the q-axis voltage correction command Vq 1 * , and the switching input sw 1 from the first gate controller 25 is used to control the AC input voltage of the first converter 1. . Thus, variation of the output voltage Ed 1 of the capacitor 6 is controlled to a substantially constant value is suppressed. On the other hand, the control of the second converter 2 is also performed by the second 2/3 phase conversion circuit 26 and the second gate controller 27 in the same manner from the q-axis voltage correction command Vq 2 * and the d-axis voltage command Vd * . 7 suppresses the fluctuation of the output voltage Ed 2 of. As described above, the voltage fluctuations of the output voltages Ed 1 and Ed 2 of the converters 1 and 2 due to the neutral point current generated from the neutral point clamp inverter 8 are compensated for by the voltage balance control circuit 31.
The operation is promptly suppressed.
【０００９】次に、図４，図５を用いて図１の実施例の
動作及び効果について説明する。図４，図５において、
ａ）は中性点クランプインバータ８の出力電流、ｂ）は
中性点クランプインバータ８から発生する中性点電流
（フイルタ回路を通して検出した波形）、ｃ）は直流電
圧検出回路１１の出力、ｄ）は直流電圧検出器１２の出
力、ｅ）は直流検出器１１，１２を加算した出力、ｆ）
は減算回路１４の出力、ｇ）は第１の２／相変換回路２
５の出力、ｈ）は第２の２／３相変換回路出力である。
図４は本発明の電圧バランス制御回路３１がない場合の
動作波形である。直流電圧Ｅｄ（＝Ｅｄ1＋Ｅｄ2）は電
圧制御回路１５によりほぼ電圧指令Ｅｄ*に比例して制
御されているが、直流電圧検出器１１，１２の出力電圧
Ｅｄ1 ，Ｅｄ2 は中性点クランプインバータから発生す
る中性点電流の変動による周期で変動していることが判
る。このため、減算回路１４の出力、すなわち直流電圧
検出回路１１，１２の出力電圧Ｅｄ1，Ｅｄ2の差電圧Ｅ
ｄｓが大きくなっている。図５は本発明の電圧バランス
回路３１を付加した場合の動作波形である。直流電圧検
出回路１１，１２の差電圧Ｅｄｓは電圧バランス回路３
１により差電圧指令Ｅｄｓが零となるように第１及び第
２の２／３相変換回路２５，２６の３相変調波信号（交
流電圧指令）を制御してコンバータ１，２の出力電圧変
動を抑制している。したがって、電圧バランス回路３１
を付加した場合、コンバータ６，７の出力電圧変動が抑
制されていることがわかる。なお、中性点クランプイン
バータから発生する中性点電流の変動量はＰＷＭ制御法
によって多少異なる。しかし、ＰＷＭ制御法がユニポー
ラ方式あるいはユニポーラ・ダイポーラ併用方式であっ
ても電圧バランス制御回路３１により同様に出力電圧変
動を抑制することができる。Next, the operation and effect of the embodiment of FIG. 1 will be described with reference to FIGS. 4 and 5,
a) is the output current of the neutral point clamp inverter 8, b) is the neutral point current (waveform detected through the filter circuit) generated from the neutral point clamp inverter 8, c) is the output of the DC voltage detection circuit 11, d) ) Is the output of the DC voltage detector 12, e) is the output obtained by adding the DC detectors 11 and 12, and f) is
Is the output of the subtraction circuit 14, and g) is the first 2 / phase conversion circuit 2.
The output of 5, h) is the output of the second 2/3 phase conversion circuit.
FIG. 4 shows operation waveforms when the voltage balance control circuit 31 of the present invention is not provided. The DC voltage Ed (= Ed 1 + Ed 2 ) is controlled by the voltage control circuit 15 almost in proportion to the voltage command Ed * , but the output voltages Ed 1 and Ed 2 of the DC voltage detectors 11 and 12 are at neutral points. It can be seen that the voltage fluctuates in a cycle due to the fluctuation of the neutral point current generated from the clamp inverter. Therefore, the output of the subtracting circuit 14, i.e. the output voltage Ed 1, Ed 2 differential voltage E of the DC voltage detecting circuit 11 and 12
ds has increased. FIG. 5 shows operation waveforms when the voltage balance circuit 31 of the present invention is added. The difference voltage Eds between the DC voltage detection circuits 11 and 12 is equal to the voltage balance circuit 3
1 to control the three-phase modulated wave signals (AC voltage commands) of the first and second 2 / 3-phase conversion circuits 25 and 26 so that the difference voltage command Eds becomes zero. Has been suppressed. Therefore, the voltage balance circuit 31
It can be seen that the output voltage fluctuations of converters 6 and 7 are suppressed when. Note that the amount of fluctuation of the neutral point current generated from the neutral point clamp inverter is slightly different depending on the PWM control method. However, even if the PWM control method is the unipolar method or the unipolar / dipolar combined method, the output voltage fluctuation can be similarly suppressed by the voltage balance control circuit 31.
【００１０】以上のようにして、直列接続した２組のコ
ンバータの出力電圧から差電圧を検出し、その差電圧が
零となるようにｑ軸電圧指令を制御することにより３レ
ベルインバータから発生する中性点電流によるコンバー
タの出力電圧変動を抑制することができる。したがっ
て、本発明はコンバータ・インバータシステムを用いた
可変速揚水発電システムあるいは圧延機駆動システムな
どに適用しても同様の効果があり信頼性が向上する。As described above, the difference voltage is detected from the output voltages of the two sets of converters connected in series, and the q-axis voltage command is controlled so that the difference voltage becomes zero. The output voltage fluctuation of the converter due to the neutral point current can be suppressed. Therefore, when the present invention is applied to a variable-speed pumped-storage power generation system or a rolling mill drive system using a converter / inverter system, the same effect is obtained, and the reliability is improved.
【００１１】図４は本発明の他の実施例である。図１と
同一物には同じ番号を付しているので説明を省略する。
図１と異なる点はフイルタ回路３２，極性切替回路３３
を付加したところにある。フイルタ回路３２は電流検出
回路１９の出力信号である有効電流Ｉｑのリプル分を除
去するためのフイルタ回路、極性切替回路３３は電圧バ
ランス回路３１の出力信号の極性を電流検出回路１９の
出力信号である有効電流Ｉｑの極性に応じて切り替えて
加算回路２２及び減算回路２３に加算するための回路で
ある。有効電流制御回路２０のｑ軸電圧指令Ｖｑ* 及び
無効電流制御回路２１のｄ軸電圧指令Ｖｄ* の極性は電
圧制御回路１５及び電流検出回路１９の極性に応じて自
動的に制御されるが、電圧バランス制御回路３１の出力
である補正指令ｑｓ* にはこの機能がない。このため、
極性切替回路３３により電流検出器１９の出力極性に応
じて補正指令ｑｓ* を加算回路２２及び減算回路２３に
加えるようにした。これにより、電圧バランス制御回路
３１が安定に動作し前述と同様の効果を得ることができ
る。FIG. 4 shows another embodiment of the present invention. The same components as those in FIG. 1 are denoted by the same reference numerals, and description thereof will be omitted.
1 is different from the filter circuit 32 and the polarity switching circuit 33 in FIG.
Is added. The filter circuit 32 is a filter circuit for removing a ripple of the effective current Iq which is an output signal of the current detection circuit 19, and the polarity switching circuit 33 determines the polarity of the output signal of the voltage balance circuit 31 by the output signal of the current detection circuit 19. This is a circuit for performing switching in accordance with the polarity of a certain effective current Iq and adding it to the addition circuit 22 and the subtraction circuit 23. The polarities of the q-axis voltage command Vq * of the active current control circuit 20 and the d-axis voltage command Vd * of the reactive current control circuit 21 are automatically controlled according to the polarities of the voltage control circuit 15 and the current detection circuit 19, The correction command qs * output from the voltage balance control circuit 31 does not have this function. For this reason,
The correction command qs * is applied to the addition circuit 22 and the subtraction circuit 23 according to the output polarity of the current detector 19 by the polarity switching circuit 33. Thereby, the voltage balance control circuit 31 operates stably, and the same effect as described above can be obtained.
【００１２】[0012]
【発明の効果】本発明によれば、直列接続した２組のコ
ンバータの直流出力電圧から両者の差電圧を検出し、そ
の差電圧が零となるように各コンバータのｑ軸電圧指令
を制御することにより中性点クランプインバータから発
生する中性点電流の変動によるコンバータの直流出力電
圧変動を抑制することができる。According to the present invention, the difference voltage between the two sets is detected from the DC output voltages of the two series-connected converters, and the q-axis voltage command of each converter is controlled so that the difference voltage becomes zero. Thus, the DC output voltage fluctuation of the converter due to the fluctuation of the neutral point current generated from the neutral point clamp inverter can be suppressed.
【図１】本発明の一実施例を示すコンバータ装置の回路
構成図である。FIG. 1 is a circuit configuration diagram of a converter device showing one embodiment of the present invention.
【図２】コンバータの動作を説明するための詳細図であ
る。FIG. 2 is a detailed diagram for explaining the operation of the converter.
【図３】中性点クランプインバータの動作を説明するた
めの詳細図である。FIG. 3 is a detailed diagram for explaining the operation of the neutral point clamp inverter.
【図４】従来の動作を示した波形図である。FIG. 4 is a waveform diagram showing a conventional operation.
【図５】本発明の適用した場合の動作を示した波形図で
ある。FIG. 5 is a waveform chart showing an operation when the present invention is applied.
【図６】本発明の他の実施例を示すコンバータ装置の回
路構成図である。FIG. 6 is a circuit configuration diagram of a converter device showing another embodiment of the present invention.
１，２…コンバータ、３，４…変圧器、６，７…コンデ
ンサ、８…中性点クランプインバータ、１１，１２…直
流電圧検出器、１３，２２…加算回路、１４，２３…減
算回路、１５…電圧制御回路、２０…有効電流制御回
路、２１…無効電流制御回路、２４…第１の２／３相変
換回路、２５…第１のゲート制御器、２６…第２の２／
３相変換回路、２７…第２のゲート制御器、３１…電圧
バランス回路、３２…フイルタ回路、３３…極性切替回
路。1,2 ... converter, 3,4 ... transformer, 6,7 ... capacitor, 8 ... neutral point clamp inverter, 11,12 ... DC voltage detector, 13,22 ... addition circuit, 14,23 ... subtraction circuit, 15: voltage control circuit, 20: active current control circuit, 21: reactive current control circuit, 24: first 2 / 3-phase conversion circuit, 25: first gate controller, 26: second 2 /
Three-phase conversion circuit, 27: second gate controller, 31: voltage balance circuit, 32: filter circuit, 33: polarity switching circuit.
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 一瀬 雅哉 茨城県日立市大みか町七丁目２番１号 株 式会社日立製作所電力・電機開発本部内 (72)発明者 樋口 幹祐 茨城県日立市幸町三丁目１番１号 株式会 社日立製作所日立工場内 ──────────────────────────────────────────────────続 き Continued on the front page (72) Inventor Masaya Ichinose 7-2-1, Omika-cho, Hitachi City, Ibaraki Pref. Hitachi, Ltd. Power & Electricity Development Division (72) Inventor Mikisuke Higuchi Sachiyuki Hitachi, Ibaraki 3-1-1, Machi, Hitachi, Ltd. Hitachi Plant
Claims (3)
複数組のコンバータと、前記コンバータの直流出力側に
それぞれ並列に接続された直流平滑用コンデンサを備
え、前記複数組のコンバータの直流出力電圧をそれぞれ
検出する直流電圧検出手段と、直流電圧指令に基づいて
前記複数組のコンバータの合計した直流出力電圧を制御
する手段と、前記複数組のコンバータ交流入力電圧を回
転座軸成分に分解して制御する手段を具備したコンバー
タの制御装置において、前記直流電圧検出器から前記各
コンバータの直流出力電圧の差を検出し、その差電圧と
差電圧指令(＝０)から補正信号を演算し、該補正信号に
基づいて前記複数組のコンバータの電圧指令のうちｑ軸
成分（有効分）を補正する手段を備えたことを特徴とす
るコンバータ制御装置。A plurality of converters connected in series to an AC power supply via a transformer; and a DC smoothing capacitor connected in parallel to a DC output side of the converter, respectively. DC voltage detecting means for respectively detecting an output voltage, means for controlling a total DC output voltage of the plurality of sets of converters based on a DC voltage command, and decomposition of the plurality of sets of converter AC input voltages into rotary shaft components. In the converter control device provided with means for controlling the DC voltage, a difference between the DC output voltages of the respective converters is detected from the DC voltage detector, and a correction signal is calculated from the difference voltage and the difference voltage command (= 0). A converter for correcting a q-axis component (effective component) of the voltage commands of the plurality of converters based on the correction signal. .
器からの差電圧と差電圧指令を演算する手段として比例
要素を備えたことを特徴とするコンバータの制御装置。2. A converter control device according to claim 1, further comprising a proportional element as a means for calculating a difference voltage from said DC output voltage detector and a difference voltage command.
複数組のコンバータと、前記複数組のコンバータの直流
出力側にそれぞれ並列に接続された直流平滑用コンデン
サを備え、前記複数組のコンバータの直流出力電圧をそ
れぞれ検出する直流電圧検出手段と、直流電圧指令に基
づいて前記複数組のコンバータの合計した直流出力電圧
を制御する手段と、前記交流電源側複数組のコンバータ
電流の有効電流と無効電流を検出する電流検出回路手段
と、前記複数組のコンバータの交流入力電圧を回転座標
軸成分に分解して制御する手段を具備したコンバータ制
御装置において、前記複数組のコンバータの直流出力電
圧の差電圧を検出し、その差電圧と差電圧指令（＝０）
から補正信号を演算し、前記電流検出回路の有効電流の
極性に応じて該補正信号の極性を前記複数組のコンバー
タの電圧指令のうちｑ軸成分（有効分）を補正するよう
にしたことを特徴とするコンバータの制御装置。A plurality of converters connected in series to an AC power supply via a transformer; and a DC smoothing capacitor connected in parallel to a DC output side of the plurality of converters, respectively. DC voltage detecting means for respectively detecting the DC output voltage of the converter, means for controlling the total DC output voltage of the plurality of sets of converters based on a DC voltage command, and an effective current of the plurality of sets of converter currents on the AC power supply side And a current detecting circuit means for detecting a reactive current, and a means for controlling the AC input voltage of the plurality of converters by decomposing the AC input voltage into rotational coordinate axis components. The difference voltage is detected, and the difference voltage and the difference voltage command (= 0)
And calculating the correction signal from the current detection circuit, and correcting the polarity of the correction signal to the q-axis component (effective component) of the voltage commands of the plurality of sets of converters according to the polarity of the effective current of the current detection circuit. Characteristic converter control device.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8347100A JPH10191640A (en) | 1996-12-26 | 1996-12-26 | Controller for converter |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8347100A JPH10191640A (en) | 1996-12-26 | 1996-12-26 | Controller for converter |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10191640A true JPH10191640A (en) | 1998-07-21 |
Family
ID=18387915
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8347100A Pending JPH10191640A (en) | 1996-12-26 | 1996-12-26 | Controller for converter |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH10191640A (en) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2008011606A (en) * | 2006-06-28 | 2008-01-17 | Hitachi Ltd | Power converter and power conversion method |
| WO2010013344A1 (en) * | 2008-08-01 | 2010-02-04 | 三菱電機株式会社 | Ac-dc converter, ac-dc converter control method, motor driving device, compressor driving device, air conditioner, and heat pump-type hot-water supply device |
| JP2018019492A (en) * | 2016-07-27 | 2018-02-01 | 東芝三菱電機産業システム株式会社 | Power conversion device and control method for the same |
-
1996
- 1996-12-26 JP JP8347100A patent/JPH10191640A/en active Pending
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2008011606A (en) * | 2006-06-28 | 2008-01-17 | Hitachi Ltd | Power converter and power conversion method |
| WO2010013344A1 (en) * | 2008-08-01 | 2010-02-04 | 三菱電機株式会社 | Ac-dc converter, ac-dc converter control method, motor driving device, compressor driving device, air conditioner, and heat pump-type hot-water supply device |
| US8508165B2 (en) | 2008-08-01 | 2013-08-13 | Mitsubishi Electric Corporation | AC-DC converter, method of controlling the same, motor driver, compressor driver, air-conditioner, and heat pump type water heater |
| AU2008360120B2 (en) * | 2008-08-01 | 2013-10-31 | Mitsubishi Electric Corporation | AC-DC converter, AC-DC converter control method, motor driving device, compressor driving device, air conditioner, and heat pump-type hot-water supply device |
| JP5355570B2 (en) * | 2008-08-01 | 2013-11-27 | 三菱電機株式会社 | AC / DC converter |
| JP2018019492A (en) * | 2016-07-27 | 2018-02-01 | 東芝三菱電機産業システム株式会社 | Power conversion device and control method for the same |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP2760666B2 (en) | Method and apparatus for controlling PWM converter | |
| EP2491644B1 (en) | System and method for offsetting the input voltage unbalance in multilevel inverters or the like | |
| CN103187881B (en) | Control apparatus for regenerative medium voltage inverter | |
| JPH03128691A (en) | Voltage type pwm converter-inverter system and control system thereof | |
| WO2004062078A1 (en) | Motor drive device for air conditioner | |
| JPH04367011A (en) | Method and device for power conversion | |
| JP3406512B2 (en) | Control method and control device for inverter device | |
| JP2733724B2 (en) | Current control device for multi-winding AC motor | |
| JP3337041B2 (en) | Control method for single-phase three-wire inverter device | |
| JP2821168B2 (en) | Inverter device and AC motor drive system | |
| JP2708648B2 (en) | Parallel operation control device | |
| JP3389072B2 (en) | Power converter | |
| KR101436562B1 (en) | Emergency driving method of inverter for electric vehicle | |
| JPH10191640A (en) | Controller for converter | |
| JP3412067B2 (en) | Power converter | |
| Xu et al. | A VSC transmission system using flying capacitor multilevel converters and selective harmonic elimination PWM control | |
| JP4581508B2 (en) | Control device for voltage source inverter | |
| JPH07123726A (en) | Power converter | |
| JPH0956170A (en) | Controller for inverter for system linkage | |
| JPH0515165A (en) | Control method for three-phase three-wire neutral clamping inverter | |
| JP2003088141A (en) | Power converter for system linkage | |
| JP7374395B1 (en) | power conversion system | |
| JPH09140164A (en) | Controller for suppressing anhysteresis and power conversion system employing it | |
| JP2017192178A (en) | Controller of dynamo-electric machine | |
| KR930010644B1 (en) | Inverter current control device |