JPH05268098A - Method and device for decoding and encoding sampled analog signal having repetitiousness - Google Patents
Method and device for decoding and encoding sampled analog signal having repetitiousnessInfo
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- G10L19/04—Speech or audio signals analysis-synthesis techniques for redundancy reduction, e.g. in vocoders; Coding or decoding of speech or audio signals, using source filter models or psychoacoustic analysis using predictive techniques
- G10L19/06—Determination or coding of the spectral characteristics, e.g. of the short-term prediction coefficients
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【産業上の利用分野】本発明は、サンプル化信号がそれ
ぞれ所定数のサンプルを含む連続セグメントに分割さ
れ、短期予報分析が常に該セグメントにおいてなされ、
該分析で決定される係数が伝送されて短期予報フィルタ
ーに供給され、長期予報分析が該フィルターの出力に得
られる残りの信号においてなされ、該分析で決定される
情報も伝送され、該残りの信号内にある情報がコード化
されて伝送される、反復性をもつサンプル化アナログ信
号をコード化するための方法に関するものである。BACKGROUND OF THE INVENTION The present invention divides a sampled signal into consecutive segments each containing a predetermined number of samples, and short-term forecast analysis is always performed on the segment.
The coefficients determined by the analysis are transmitted and fed to a short-term forecast filter, a long-term forecast analysis is made on the remaining signal available at the output of the filter, and the information determined by the analysis is also transmitted, the remaining signal. It relates to a method for coding a repetitive sampled analog signal in which the information contained therein is coded and transmitted.
【０００２】また、本発明は、得られる長期予報分析情
報と残りの信号から得られる他の情報を結合し、得られ
る短期予報分析係数とともにその結合信号が逆短期予報
フィルターに送られ、その出力において一連のサンプル
が配送されてサンプル化アナログ信号を再構成する、上
記方法でコード化された信号をデコード（解読）するた
めの方法にも関するものである。Further, the present invention combines the obtained long-term forecast analysis information with other information obtained from the rest of the signal, and sends the combined signal together with the obtained short-term forecast analysis coefficient to the inverse short-term forecast filter and outputs it. Also relates to a method for decoding a signal encoded in the above method, wherein a sequence of samples is delivered to reconstruct a sampled analog signal.
【０００３】また本発明は、上記方法によってコード化
しデコードするための装置に関するものである。The invention also relates to a device for coding and decoding according to the above method.
【０００４】[0004]
【従来技術とその問題点】例えば話信号のような、非常
に一貫性のあるアナログ信号は、それぞれ特定の持続時
間をもつ連続セグメント上の多数の異なる変換をなすこ
とによって、サンプリング後、有効にコード化されるこ
とが知られている。この目的のための公知変換の１つ
は、線形予報コード化（ＬＰＣ）であり、Ｌ．Ｒ．ラビ
ナー、Ｒ．Ｗ．シェーファー「話信号のデジタル処理」
プレティス・ホール、第８章に説明されている。すなわ
ち、ＬＰＣは特定の持続時間（話信号の場合には、例え
ば２０ｍｓ）をもつ信号セグメントに対して使われ、短
期コード化として考えられている。また、短期予報（Ｓ
ＴＰ）ばかりでなく、長期予報（ＬＴＰ）をも利用し、
これら２つの技術を組み合わせることにより、非常に有
効なコード化が達成される。ＬＴＰの原理は、Ｐ．ベリ
ー他「ヨーロッパ無線電話ネットワークのための話コー
ダー・デコーダー」周波数、４２巻、Ｎｏ．２−３、１
９８８年、８５〜９３頁に記載され、改善されたＬＴＰ
原理はオランダ特許出願第９００１９８５号明細書に記
載されている。BACKGROUND OF THE INVENTION Very consistent analog signals, such as speech signals, are effectively sampled after being sampled by making a number of different transformations on consecutive segments each having a particular duration. It is known to be coded. One known conversion for this purpose is Linear Prediction Coding (LPC), which is known from L.P. R. Rabiner, R.R. W. Shafer "Digital processing of speech signals"
Explained in Pretis Hall, Chapter 8. That is, LPC is used for signal segments with a particular duration (for speech signals, for example, 20 ms) and is considered as short-term coding. In addition, short-term forecast (S
Not only TP) but also long-term forecast (LTP)
By combining these two techniques, a very effective coding is achieved. The principle of LTP is described in P. Berry et al., "Talk Coder Decoder For European Wireless Telephone Networks," Frequency, Volume 42, No. 2-3, 1
Improved LTP, pp. 85-93, 1988.
The principle is described in Dutch patent application No. 9000985.
【０００５】[0005]
【本発明の構成】本発明の目的は、受信側でデコーダー
によって再生された話の質を損うことなく、ＳＴＰ原理
適用後に残る残留信号内の人間の耳に関する情報を、非
常に有効に、すなわち少数のビット／秒で送信するため
の方法を提供することにある。The object of the present invention is to very effectively obtain information about the human ear in the residual signal remaining after the STP principle is applied, without compromising the quality of the speech reproduced by the decoder at the receiving side. That is, to provide a method for transmitting at a small number of bits / second.
【０００６】この目的のため、本発明によるコード化方
法は、残留信号が周波数領域に変換され、該変換におい
て得られる少なくとも多数の周波数成分の大きさ（振
幅）が、結合振幅に関する周波数が線形バーク・スケー
ル上で等間隔に位置するように組み合わされ、該結合振
幅を表す信号が送られることを特徴とするものである。To this end, the coding method according to the invention is such that the residual signal is transformed into the frequency domain and the magnitude (amplitude) of at least a large number of frequency components obtained in the transformation is such that the frequency with respect to the combined amplitude is a linear bark. A feature that the signals are combined so as to be positioned at equal intervals on the scale and a signal representing the combined amplitude is sent.
【０００７】本発明によるデコード方法は、周波数領域
における元の振幅が受信される結合振幅値から再生さ
れ、ＬＴＰ分析の結果として送られる情報が該振幅に関
する位相値を計算するために使われ、振幅とともに、こ
の計算された位相値が時間領域に変換されることを特徴
とするものである。In the decoding method according to the invention, the original amplitude in the frequency domain is reconstructed from the received combined amplitude value and the information sent as a result of the LTP analysis is used to calculate the phase value for said amplitude, In addition, the calculated phase value is converted into the time domain.
【０００８】本発明によれば、残余信号は感知できるよ
うにコードされる。ということは、人間の耳に検知でき
るデコード信号における差異に関係のある情報のみが送
られることを意味している。According to the invention, the residual signal is sensibly coded. This means that only information relevant to the difference in the decoded signal that can be detected by the human ear is sent.
【０００９】まず、人間の耳は絶対位相値を検知できる
のではなく、位相関係を検知できるだけであるため、受
信端で元の位相関係を再生できるなら、コード化すべき
残余信号から位相情報を送る必要は原理的にないという
公知の事実のために用いられる。First, since the human ear cannot detect the absolute phase value but only the phase relationship, if the original phase relationship can be reproduced at the receiving end, the phase information is sent from the residual signal to be coded. Used due to the known fact that there is no need in principle.
【００１０】さらに、本発明は、人間の聴覚は隣接した
周波数帯をもつ多数のフィルターからなる鎖として機能
するが、そのフィルターはいわゆる臨界帯またはバーク
（Ｂａｒｋ）と呼ばれる異なる帯域をもち、その臨界帯
の帯域幅は高周波数に対してよりも低周波数に対して狭
いという知見を利用している。この知見によって形成さ
れる周波数スケールは線形バーク・スケールと呼ばれ
る。バーク・スケールの原理をさらに詳しく知るために
は、Ｂ．スカーフ、Ｓ．ブース「刺激・生理学・閾値」
認識と人間行動ハンドブック、１４章、１〜４３頁、１
９８６年がよい。Further, according to the present invention, human hearing functions as a chain of a large number of filters having adjacent frequency bands, but the filters have different bands called so-called critical bands or Barks, and the critical bands thereof are different from each other. We make use of the finding that the bandwidth of a band is narrower for low frequencies than for high frequencies. The frequency scale formed by this finding is called the linear Bark scale. To learn more about the Bark scale principle, see B. Scarves, S. Booth "stimulation / physiology / threshold"
Recognition and Human Behavior Handbook, Chapter 14, Pages 1-43, 1
986 is good.
【００１１】まず残余信号を周波数領域に変換し、次に
情報を送信する原理はすでに前から知られている。例え
ば、Ｐ．チャン他「話コード化のためのフーリエ変換ベ
クトル量子化」ＩＥＥＥ通信会報、ＣＯＭ３５、Ｎｏ．
１０、１０５９〜１０６８頁に載っている。The principle of first transforming the residual signal into the frequency domain and then transmitting the information has already been known. For example, P. Chang et al., "Fourier Transform Vector Quantization for Speech Coding," IEEE Communications Bulletin, COM 35, No.
See pages 10, 1059-1068.
【００１２】しかし、この会報には、ベクトル量子化を
用いて変換した後、振幅情報を送ることについては何も
言及していない。However, this bulletin makes no mention of sending the amplitude information after transformation using vector quantization.
【００１３】図１はコーディング・ユニットのブロック
図、図２はデコーディング・ユニットのブロック図であ
る。マイク１から運ばれるアナログ信号は、ローパス・
フィルター２によって帯域幅を制限され、アナログデジ
タル・コンバーター３において、アナログ信号を表す一
連の振幅と時分割サンプルに変換される。コンバーター
３の出力信号は短期分析ユニット４の入力と短期予報フ
ィルター５の入力に供給される。これらユニット４とフ
ィルター５は例えば１６０サンプルのセグメントに短期
予報を送り、分析ユニット４は量子化されコード化され
てデコーダー・ユニット（図２）に送られる短期予報フ
ィルター係数の形で出力信号を供給する。ユニット４と
フィルター５の構造と機能は当業者にはよく知られてお
り、本発明にとってそれ以上の重要性をもたないので、
これ以上の説明は省く。FIG. 1 is a block diagram of a coding unit, and FIG. 2 is a block diagram of a decoding unit. The analog signal carried from microphone 1 is
The bandwidth is limited by filter 2 and converted in analog-to-digital converter 3 into a series of amplitude and time-division samples representing an analog signal. The output signal of the converter 3 is supplied to the input of the short-term analysis unit 4 and the input of the short-term forecast filter 5. These units 4 and filter 5 send a short-term forecast, for example on a segment of 160 samples, and the analysis unit 4 provides the output signal in the form of short-term forecast filter coefficients which are quantized and coded and sent to the decoder unit (FIG. 2). To do. The structure and function of the unit 4 and the filter 5 are well known to the person skilled in the art and are of no further importance to the invention,
Further explanation is omitted.
【００１４】ＳＴＰフィルター信号はＬＴＰ分析ユニッ
ト６に送られる。このユニット６において、例えばオラ
ンダ特許出願９００１９８５号に記載されているような
方法で、１６０サンプルのセグメント毎に２回、ＬＴＰ
分析がなされる。そのようなＬＴＰ分析において、コー
ド化すベき信号セグメントに対し、特定のサーチ戦略に
従って、特定接続時間をもつ先行信号のセグメントとで
きるだけよく似たセグメントにサーチがなされ、発見さ
れたセグメントの初期とコード化すべきセグメントの初
期との間に置かれたサンプルの数Ｄを表す形で信号が送
られる。The STP filter signal is sent to the LTP analysis unit 6. In this unit 6, LTP twice for every segment of 160 samples, for example in the manner described in Dutch patent application 9001985.
Analysis is done. In such an LTP analysis, the coded signal segment is searched according to a particular search strategy to a segment as similar as possible to the segment of the preceding signal with a particular connection time, and the initial and code of the segment found. The signal is sent in a form that represents the number D of samples placed between the beginning and the beginning of the segment to be converted.
【００１５】ＳＴＰフィルター５の出力信号は残余信号
と呼ばれ、本発明によればこの残余信号は視覚に関する
情報のみが送られるようなコード化形式で送られる。こ
のため、残余信号の１６０サンプルのセグメントは回路
７において、３０サンプルの８セグメントに分割され
る。これはまず供給セグメントを２０サンプルの８サブ
セグメントに分割し、次に前のサブセグメントの残りの
１０サンプルを先端で仕上げる。これは各セグメントの
最後の１０サンプルは、次のセグメントの最初のサブセ
グメントを完成できるためにも貯えられなければならな
いことを意味している。次に３０サンプルのすべてのサ
ブセグメントは、例えばコサイン（余弦）関数のような
客関数によって回路８で増やされる。客関数は、サブセ
グメントの重なり部分における全サンプルに対し、２つ
の掛け算要素の２乗の和が単位であるように選ばれる。
その理由は、客関数による掛け算がコーディング・ユニ
ットおよび図２のデコーディング・ユニットの両方にお
いておこる場合であるからである。離散フーリエ変換
（ＤＦＴ）が回路９の窓サブセグメントで行われ、１６
の異なる周波数成分が各サブセグメントに対して得られ
る。０から１５までのこれら１６成分のうち、１から１
３までの成分の振幅Ａが回路１０で計算される。成分
０，１４，１５は話通信用に選ばれた３００〜３，４０
０Ｈｚの周波数帯の外側にあるので無視できる。もっと
広い、または狭い周波数帯が適切であれば、考慮すべき
振幅成分の数はそれに応じて調整し得る。前記１３の成
分から始めて、４つのいわゆるバーク振幅成分が回路１
１で計算される。これらは、線形バーク・スケールに等
間隔に置かれた周波数に結びついた振幅である。バーク
振幅成分Ｂ１〜Ｂ４は、たとえば、ＤＦＴ振幅Ａ１〜Ａ
１３から次式で計算できる。The output signal of the STP filter 5 is called the residual signal and according to the invention this residual signal is sent in coded form so that only visual information is sent. Thus, the 160 sample segment of the residual signal is divided in circuit 7 into 8 segments of 30 samples. This first divides the feed segment into 8 sub-segments of 20 samples and then tips the remaining 10 samples of the previous sub-segment. This means that the last 10 samples of each segment must also be stored in order to be able to complete the first subsegment of the next segment. Then all sub-segments of 30 samples are multiplied in circuit 8 by a customer function, for example a cosine function. The customer function is chosen such that for all samples in the overlapping part of the sub-segments the unit is the sum of the squares of the two multiplication elements.
The reason is that the multiplication by the customer function occurs in both the coding unit and the decoding unit of FIG. A Discrete Fourier Transform (DFT) is performed on the window subsegment of circuit 9
Of different frequency components are obtained for each sub-segment. 1 to 1 of these 16 components from 0 to 15
The amplitude A of the components up to 3 is calculated in the circuit 10. Components 0,14,15 are 300-3,40 selected for speech communication
Since it is outside the 0 Hz frequency band, it can be ignored. If a wider or narrower frequency band is appropriate, the number of amplitude components to consider may be adjusted accordingly. Starting from the 13 components, four so-called Bark amplitude components
Calculated as 1. These are the amplitudes associated with the frequency evenly spaced on the linear Bark scale. The Bark amplitude components B 1 to B 4 are, for example, DFT amplitudes A 1 to A.
From 13, it can be calculated by the following formula.
【００１６】[0016]
【数５】 [Equation 5]
【００１７】望むなら、利得率Ｇは次式のように４つの
バーク振幅成分から回路１２でスケーリング値として計
算される。If desired, the gain factor G is calculated as a scaling value in circuit 12 from the four Bark amplitude components as follows:
【００１８】[0018]
【数６】 [Equation 6]
【００１９】スケーリング値Ｇの適用は、スケール化振
幅がより効率的にコード化できるという利点をもつ。Ｇ
の値は回路１３で量子化され、デコーディング・ユニッ
トに送られる。スケール・ファクターＧが計算されれ
ば、全バーク成分は回路１４で量子化ゲイン・ファクタ
ーＧによって分割される。分割の結果は回路１５で量子
化され、コード化されて、デコーディング・ユニットに
送られる。The application of the scaling value G has the advantage that the scaled amplitude can be coded more efficiently. G
Is quantized in circuit 13 and sent to the decoding unit. Once the scale factor G has been calculated, all Bark components are divided in circuit 14 by the quantized gain factor G. The result of the division is quantized in the circuit 15, coded and sent to the decoding unit.
【００２０】スケーリング値が使われなければ、回路１
２，１３，１４は省くことができ、バーク振幅成分に対
する４つの計算値は回路１５での量子化後、直接送られ
得る。If no scaling value is used, circuit 1
2, 13 and 14 can be omitted and the four calculated values for the Bark amplitude components can be sent directly after quantization in the circuit 15.
【００２１】デコーダー・ユニットの回路１６でデコー
ド後、４つのスケール化バーク振幅成分は、回路１７で
デコードされたゲイン・ファクターＧとマルチプライヤ
ー１８で掛け算される結果、再生バーク振幅成分Ｂ１〜
Ｂ４が得られる。スケーリング・ファイターがコーディ
ング・ユニットで使われていなければ、これはもちろん
適用できない。回路１９で、周波数領域の振幅Ａ１〜Ａ
１３（周波数スケールで等間隔）は、次式で計算され
る。After being decoded by the circuit 16 of the decoder unit, the four scaled Bark amplitude components are multiplied by the gain factor G decoded by the circuit 17 by the multiplier 18, resulting in the reproduced Bark amplitude components B 1 ...
B 4 is obtained. This is of course not applicable unless Scaling Fighter is used in the coding unit. In the circuit 19, the amplitudes A 1 to A in the frequency domain
13 (equal spacing on the frequency scale) is calculated by the following equation.
【００２２】[0022]
【数７】 [Equation 7]
【００２３】逆ＤＦＴ（ＩＤＦＴ）回路におけるＩＤＦ
Ｔによって、コーダーで考えた１３周波数成分を時間領
域に戻すことができるように、振幅および位相が必要で
ある。IDF in an inverse DFT (IDFT) circuit
Amplitude and phase are necessary so that T can return the 13 frequency components considered by the coder to the time domain.
【００２４】位相は回路２３でデコードされ、サンプル
間隔ＤからなるＬＴＰ情報の助けを借りて、次のように
して求められる。The phase is decoded in the circuit 23 and with the help of the LTP information consisting of the sample interval D is determined as follows.
【００２５】回路２２の出力に現れているような再生Ｓ
ＴＰ残余の１２０の最新サンプルが、各場合に貯えられ
る。回路２４で、現在のサブセグメントからＤだけ離れ
たところにある過去のサブセグメントが決定され、この
サブセグメントは、コーダーの回路８で使われたと同一
の客関数によって回路２５で掛け算される。次に、回路
２６でこのサブセグメントにＤＦＴが適用された後、１
３成分の位相が回路２７で計算される。こうして決定さ
れた位相と、すでに計算された振幅とを使って、ＩＤＦ
Ｔが回路２０でなされ、Ａ０，Ａ１４，Ａ１５，Ａ１６
の振幅がゼロにセットされる。Playback S as shown at the output of circuit 22
The 120 latest samples of the TP residue are stored in each case. Circuit 24 determines a past subsegment that is D away from the current subsegment and this subsegment is multiplied in circuit 25 by the same customer function used in coder circuit 8. Then, after DFT is applied to this subsegment in circuit 26, 1
The phase of the three components is calculated by the circuit 27. Using the phase thus determined and the amplitude already calculated, the IDF
T is made in the circuit 20, and A 0 , A 14 , A 15 , A 16
The amplitude of is set to zero.
【００２６】回路２０の出力で３０サンプル長のサブセ
グメントの再生が利用できるが、コーダーでなされた窓
関数によって変形されている。したがって、再生サブセ
グメントは回路２１で窓関数によって再び掛け算され
る。窓関数と２回掛け合わされたサブセグメントの初め
の１０サンプルの場合には、窓関数と２回掛け合わさ
れ、このために貯えられている前のセグメントの終りの
１０サンプルが回路２２で加えられる。この結果、合成
の１０サンプルにおける掛け算要素の和は１に等しい。At the output of the circuit 20, a reproduction of 30 sample length sub-segments is available, but modified by a window function made in the coder. Therefore, the reproduced sub-segment is again multiplied by the window function in circuit 21. In the case of the first 10 samples of the sub-segment doubled by the window function, it is multiplied by the window function twice and the last 10 samples of the previous segment stored for this purpose are added in the circuit 22. As a result, the sum of the multiplication elements in the 10 composite samples is equal to 1.
【００２７】このサブセグメントの終りの１０サンプル
は貯えられる。初めの２０サンプルは、ＳＴＰ残余のセ
グメントの再生の一部をなす。８サブセグメントが再生
され結合された後、ＳＴＰ残余の完全再生セグメントが
得られ、ＳＴＰ分析がコーディング・ユニットでなされ
たセグメントよりも過去の１０サンプルに置かれる。The last 10 samples of this subsegment are stored. The first 20 samples form part of the replay of the STP residual segment. After the 8 sub-segments have been reconstructed and combined, the complete reconstructed segment of the STP residual is obtained and the STP analysis is placed 10 samples earlier than the segment made in the coding unit.
【００２８】逆ＳＴＰフィルターリングが得られたＳＴ
Ｐ係数の助けを借りてそれ自身知られた方法でフィルタ
ー回路２８でこのセグメントになされ、先行セグメント
からのフィルター係数が初めの１０サンプルに対して使
われる。ST with Inverse STP Filtering Obtained
This segment is made in this segment in the filter circuit 28 in a manner known per se with the help of the P coefficient, and the filter coefficients from the preceding segment are used for the first 10 samples.
【００２９】フィルター２８の出力信号はデジタルアナ
ログ・コンバーター２９においてアナログ信号に変換さ
れる。このアナログ信号はローパス・フィルター３０を
経てスピーカー３１に送られる。このスピーカーはマイ
ク１に与えられた話信号を高忠実に再生し、本発明に従
う方法によって少数のビットでコード化された話信号を
送ることができる。The output signal of the filter 28 is converted into an analog signal in the digital-analog converter 29. This analog signal is sent to the speaker 31 via the low-pass filter 30. This loudspeaker reproduces the speech signal applied to the microphone 1 with high fidelity and is able to send a speech signal coded with a small number of bits by the method according to the invention.
【００３０】望むなら、話信号の再生のためＤの最適値
を得るため、回路２３と２４の間に回路２３′を設け
て、デコーダーが受けるＤの値にさらに多数の操作を与
えさせることができる。これらは次の３つの連続操作で
ある。If desired, a circuit 23 'can be provided between the circuits 23 and 24 in order to obtain an optimum value of D for the reproduction of the speech signal, so that the decoder receives a larger number of values of D. it can. These are three successive operations:
【００３１】１）受けたＤの値の列がある傾向を示すな
ら、そして現在のＤがその傾向の許容範囲の外にはずれ
ているなら、現在のＤはその傾向の範囲内にある値とお
き代えられる。連続値の列における傾向を決定し、その
傾向から外れる信号に対する値のおき代えを決定するア
ルゴリズムは、それ自身、当業者によく知られている。1) If the sequence of D values received shows a trend, and if the current D is outside the tolerance range of the trend, then the current D is considered to be within the range of the trend. Can be replaced. Algorithms for determining the trend in a sequence of continuous values and the value substitution for signals that deviate from that trend are themselves well known to those skilled in the art.
【００３２】２）３つの中間値Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３が、補
挿法によって前記アルゴリズムの助けを借りながら、Ｄ
の２つの連続値Ｄ１，Ｄ２の間で計算される。例えば、
次のようにして行なわれる。2) The three intermediate values I 1 , I 2 , I 3 are D, with the aid of the algorithm by means of the interpolation method.
Is calculated between two consecutive values of D 1 , D 2 . For example,
This is done as follows.
【００３３】[0033]
【数８】 [Equation 8]
【００３４】間隔Ｄがセグメントあたり２回、コーディ
ング・ユニットで決定されるので、補挿法が実行され
る。補挿法を使わなければ、４つの連続サブセグメント
のデコーディングが同一の値のＤについて行われる。コ
ーディング・ユニットの信号に基本的な規則性がなけれ
ば、４つのサブセグメントの間、規則性がデコーダー内
に誤って与えられよう。この問題は補挿法によって克服
される。Since the spacing D is determined in the coding unit twice per segment, the interpolation method is performed. Without using the interpolation method, decoding of four consecutive sub-segments is done for the same value of D. If the signal of the coding unit had no basic regularity, regularity would be incorrectly given in the decoder during the four sub-segments. This problem is overcome by the interpolation method.
【００３５】話信号に基本的な規則性が存在すれば、信
号のくり返し間隔は一般にゆっくりと変化する。補挿法
により、Ｄの値の変化はデコーダーにおいて平滑な性質
をもつ。If the speech signal has a basic regularity, the repeating interval of the signal generally changes slowly. By the interpolation method, the change of the value of D has a smooth property in the decoder.
【００３６】３）必要なら、おき代え値を計算すること
によってＤの値を等しくさせ、補挿法を行った後、計算
された間隔Ｄが、信号内にある現実のくり返し間隔Ｄと
できるだけよく一致する。しかし、間隔Ｄが３０よりも
小さければ、積が最小３０になるように選ばれた整数と
Ｄが掛け合わされる。現在のセグメントに対して３０未
満の間隔でサブセグメントの全サンプルがまだ再生され
ておらず、位相を計算することに使えないため、これは
必要である。3) If necessary, after making the values of D equal by calculating the substitution value and performing the interpolation method, the calculated interval D should be as good as possible as the actual repeat interval D in the signal. Match. However, if the spacing D is less than 30, then D is multiplied by an integer chosen such that the product is a minimum of 30. This is necessary because all samples of the subsegment at intervals less than 30 relative to the current segment have not yet been regenerated and cannot be used to calculate the phase.
【００３７】それにもかかわらず３０未満の間隔Ｄが送
られる理由は、信号の基本的規則性が３０未満の多数の
サンプルを取り巻けば、実際のくり返し間隔の互いに等
しくない倍数である値を、デコードされた間隔Ｄがとる
ことを妨げる。その結果、等化アルゴリズムは傾向を検
出する機会をもたなくなる。The reason why an interval D of less than 30 is nevertheless given is that if the basic regularity of the signal surrounds a large number of samples, a value which is an unequal multiple of the actual repeat interval, It prevents the decoded distance D from being taken. As a result, the equalization algorithm has no opportunity to detect trends.
【図１】本発明による装置のコーディング・ユニットの
１実施例のブロック図である。1 is a block diagram of an embodiment of a coding unit of a device according to the invention.
【図２】本発明による装置のデコーディング・ユニット
の１実施例のブロック図である。FIG. 2 is a block diagram of an embodiment of a decoding unit of the device according to the invention.
１ マイク ２ ローパス・フィルター ３ アナログデジタル・コンバーター ４ 短期予報分析ユニット ５ 短期予報フィルター ６ 長期予報分析ユニット ７〜１７ 回路 １８ マルチプライヤー １９〜２７ 回路 ２８ フィルター ２９ デジタルアナログ・コンバーター ３０ ローパス・フィルター ３１ スピーカー 1 Microphone 2 Low-pass filter 3 Analog-digital converter 4 Short-term forecast analysis unit 5 Short-term forecast filter 6 Long-term forecast analysis unit 7-17 Circuit 18 Multiplier 19-27 Circuit 28 Filter 29 Digital-analog converter 30 Low-pass filter 31 Speaker
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 フランク ミューラー オランダ国 2623 エヌジェイ デレフト メルコートラン 24 (72)発明者 ロベルタス ランバータス アドリアナス バン ラベステイン オランダ国 2275 ティビー ボーバーグ ホークウエー 46 ─────────────────────────────────────────────────── ─── Continuation of the front page (72) Inventor Frank Mueller Netherlands 2623 NJ DeLeft Mercato Run 24 (72) Inventor Robertas Lambertus Adrianas van Ravestein The Netherlands 2275 Tybee Boberg Hawkway 46
Claims (9)
プルを含む連続セグメントに分割され、短期予報分析が
該セグメントになされ該分析で決定された係数が送られ
て短期予報フィルターにも供給され、長期予報分析が該
フィルターの出力で入手できる残余信号になされ該分析
で決定された情報も送られ、残余信号にある情報がコー
ド化されて送られる方法であって、前記残余信号が周波
数領域に変換され、該変換された周波数領域で得られる
少なくとも多数の周波数成分の振幅が、結合振幅に関す
る周波数が線形バーク・スケールで等間隔におかれるよ
うに供給され、該結合振幅を表す信号が送られることを
特徴とする、反復性をもつサンプル化アナログ信号をコ
ード化するための方法。1. A sampled signal is divided into consecutive segments each containing a predetermined number of samples, a short-term forecast analysis is performed on the segment and the coefficients determined by the analysis are sent to a short-term forecast filter as well. A method in which forecast analysis is performed on the residual signal available at the output of the filter, the information determined in the analysis is also sent, and the information in the residual signal is coded and sent, wherein the residual signal is transformed into the frequency domain. And providing the amplitudes of at least a number of frequency components obtained in the transformed frequency domain such that the frequencies for the combined amplitude are evenly spaced on a linear Bark scale, and a signal representative of the combined amplitude is sent. For coding a repetitive sampled analog signal, characterized by:
号から得られた他の情報が結合され、得られた短期予報
分析係数とともに、結合信号が逆短期予報フィルターに
供給され、該フィルターの出力でサンプル化アナログ信
号を表す一連のサンプルが配送される方法であって、周
波数領域における元の振幅が得られた結合振幅値から再
生され、長期予報分析の結果として送られた情報が該振
幅に関する位相値を計算するために使われ、関係する振
幅とともに該計算された位相値が時間領域に送られるこ
とを特徴とする、請求項１の方法によってコード化され
た信号をデコードするための方法。2. The obtained long-term forecast analysis information is combined with other information obtained from the residual signal, and the combined signal is supplied to an inverse short-term forecast filter together with the obtained short-term forecast analysis coefficient. A method in which a series of samples representing a sampled analog signal is delivered at the output, the original amplitude in the frequency domain being reconstructed from the obtained combined amplitude values and the information sent as a result of a long-term forecast analysis is said amplitude. A method for decoding a signal coded by the method of claim 1, characterized in that it is used for calculating a phase value for the said and the calculated phase value is sent in the time domain together with the associated amplitude. ..
た１３の周波数成分の振幅Ａ１〜Ａ１３が、次式に従っ
て、バーク・スケールに等間隔におかれた４つの周波数
成分の振幅Ｂ１〜Ｂ４に変換され、これらＢの値が量子
化後に送られることを特徴とする請求項１の方法。 【数１】 3. Amplitudes A 1 to A 13 of 13 frequency components obtained by the conversion into the frequency domain are amplitudes B 1 of four frequency components evenly spaced on the Bark scale according to the following equation. The method of claim 1, wherein the B values are converted to B 4 and the B values are sent after quantization. [Equation 1]
４つの周波数成分Ｂ１〜Ｂ４に対してスケーリング・フ
ァクターＧが次式で計算され、該Ｇの値が量子化され、
Ｂ１〜Ｂ４の値が量子化される前に、量子化されたスケ
ーリング・ファクターによって分割されることを特徴と
する請求項３の方法。 【数２】 4. A scaling factor G is calculated for the four frequency components B 1 to B 4 equally spaced by the Bark scale by the following equation, and the value of G is quantized:
Before the value of B 1 .about.B 4 is quantized, the method of claim 3, characterized in that it is divided by the scaling factor is quantized. [Equation 2]
報から計算され、振幅値Ａ１〜Ａ１３が次式から得ら
れ、長期予報分析の結果として送られた情報が、長期予
報分析の助けを借りて発見された一群のサンプルの開始
時刻とコード化すベき一群のサンプルの開始時刻との間
にあるサンプルの数Ｄを表すことを特徴とする請求項
２，３，４の方法。 【数３】 5. The combined amplitude values B 1 to B 4 are calculated from the obtained information, the amplitude values A 1 to A 13 are obtained from the following equations, and the information sent as a result of the long-term forecast analysis is 5. Representing the number D of samples lying between the start time of a group of samples found with the aid of a forecast analysis and the start time of a group of coded samples. the method of. [Equation 3]
隔Ｄにおかれ以前に送られた前記一群のサンプルが周波
数領域に変換され、該変換で計算された少なくとも多数
の周波数成分の位相値が決定され、該位相値が振幅値Ａ
１〜Ａ１３と結合され、これらの結合が時間領域に変換
されることを特徴とする、請求項５の方法。6. A group of samples previously sent at intervals D for a group of samples to be coded and transformed into the frequency domain to determine the phase values of at least a number of frequency components calculated in the transformation. And the phase value is the amplitude value A
Method according to claim 5, characterized in that it is combined with 1 to A 13 and these combinations are transformed into the time domain.
値を計算することによる所定のアルゴリズムに従って、
得られたＤの値の変動を等しくさせ、補装法によってＤ
の２つの連続値の間で３つの中間値をＤに対して計算す
ることを特徴とする請求項５，６の方法。7. If necessary, according to a predetermined algorithm by calculating an alternative value for the obtained value of D,
The variation of the obtained value of D is made equal and D
7. The method of claims 5 and 6, characterized in that three intermediate values are calculated for D between two consecutive values of.
式によって、既知の値Ｄ１，Ｄ２から計算されることを
特徴とする請求項７の方法。 【数４】 8. Method according to claim 7, characterized in that the three intermediate values I 1 , I 2 , I 3 are calculated from the known values D 1 , D 2 by the following equation: [Equation 4]
請求項の方法を実施するための装置。9. An apparatus for carrying out the method of at least one of claims 1-8.
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