JPH0478048B2 - - Google Patents
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- JPH0478048B2 JPH0478048B2 JP12460282A JP12460282A JPH0478048B2 JP H0478048 B2 JPH0478048 B2 JP H0478048B2 JP 12460282 A JP12460282 A JP 12460282A JP 12460282 A JP12460282 A JP 12460282A JP H0478048 B2 JPH0478048 B2 JP H0478048B2
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H7/00—Multiple-port networks comprising only passive electrical elements as network components
- H03H7/38—Impedance-matching networks
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Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の技術分野〕
本発明はフイルタ回路装置に係り、特に高周波
数信号を選択するためのフイルタ回路を備えた印
刷回路装置において、良好な通過帯域特性(通過
特性および減衰特性)やインピーダンス特性を得
るようにしたフイルタ回路装置に関する。Detailed Description of the Invention [Technical Field of the Invention] The present invention relates to a filter circuit device, and particularly to a printed circuit device equipped with a filter circuit for selecting a high frequency signal. The present invention relates to a filter circuit device that obtains attenuation characteristics) and impedance characteristics.
一般に、テレビジヨン受像機のチユーナや
CATV(CABLE TELEVISION)用チユーナ等
の高周波受信装置においては、混変調妨害、ビー
ト妨害を含む混信妨害に対処するため、高周波入
力部にフイルタ回路を配置している。このフイル
タ回路は受信装置の入力段にあるため、混信特
性、雑音指数、インピーダンス特性等に大きな影
響を与える。従つて、このようなフイルタ回路に
関しては、通過周波数帯域は可能な限り損失が小
さく、かつインピーダンス特性が一定であり、ま
た減衰周波数帯域は可能な限り減衰量が大きいこ
とが望ましい。このため、例えばテレビジヨン受
像機のチユーナにおいては、第1図に示すように
チユーナ1の入力端子2に調整用信号発生器3を
接続して調整用信号をチユーナ1のフイルタ回路
4に通し、さらに増幅器や混合器等のフイルタ負
荷5を通した後、検出装置6を用いてその出力を
測定し前記フイルタ回路部分の通過損失特性やイ
ンピーダンス特性が最良になるように調整してい
る。
In general, the tuner of a television receiver or
In a high frequency receiving device such as a tuner for CATV (CABLE TELEVISION), a filter circuit is arranged at the high frequency input section in order to cope with interference including cross modulation interference and beat interference. Since this filter circuit is located at the input stage of the receiving device, it has a large influence on the interference characteristics, noise figure, impedance characteristics, etc. Therefore, for such a filter circuit, it is desirable that the pass frequency band has as little loss as possible and the impedance characteristics are constant, and that the attenuation frequency band has as much attenuation as possible. For this reason, for example, in a tuner for a television receiver, as shown in FIG. 1, an adjustment signal generator 3 is connected to the input terminal 2 of the tuner 1, and the adjustment signal is passed through the filter circuit 4 of the tuner 1. Furthermore, after passing through a filter load 5 such as an amplifier or a mixer, the output is measured using a detection device 6 and adjusted so that the pass loss characteristics and impedance characteristics of the filter circuit portion are optimized.
ところで、スーパ・ヘテロダイン方式又はダブ
ル・スーパ・ヘテロダイン方式を用いたテレビジ
ヨン受像機チユーナ、CATVコンバータ用チユ
ーナ等の高周波受信装置において、上記のフイル
タ回路が広帯域フイルタで構成されている場合に
は、バツク・トーク成分と呼ばれる妨害信号が混
合器で発生し、このバツク・トーク成分が入力端
子へ漏洩するという問題がある。次に、バツク・
トーク成分の発生過程をCATVコンバータ用チ
ユーナに関して説明する。
By the way, in a high frequency receiving device such as a television receiver tuner or a CATV converter tuner using a super-heterodyne method or a double super-heterodyne method, when the above-mentioned filter circuit is composed of a wideband filter, the back - There is a problem that an interference signal called a talk component is generated in the mixer, and this back talk component leaks to the input terminal. Next, back
The generation process of the talk component will be explained with regard to a tuner for a CATV converter.
第2図はCATVコンバータ用チユーナの要部
を示すブロツク図及びその入力フイルタ回路部分
の通過周波数帯域を示す特性図である。 FIG. 2 is a block diagram showing the main parts of a tuner for a CATV converter, and a characteristic diagram showing the pass frequency band of its input filter circuit portion.
第2図aに示すように、受信信号は入力端子7
から入力フイルタ回路8に入力し、この入力フイ
ルタ回路8を通過した信号が混合器9にて局部発
振回路10からの局部発振信号と混合されて中間
周波数信号に変換される。この中間周波信号はさ
らに中間周波帯域フイルタ回路11を通つた後、
次段回路へ出力される。 As shown in Figure 2a, the received signal is input to input terminal 7.
The signal that has passed through the input filter circuit 8 is mixed with the local oscillation signal from the local oscillation circuit 10 in the mixer 9 and converted into an intermediate frequency signal. After this intermediate frequency signal further passes through an intermediate frequency band filter circuit 11,
Output to the next stage circuit.
このような構成において、CATV放送におい
て受信される信号周波数は55〜440MHz(受信チ
ヤンネル58CH伝送)であり、その信号がコンバ
ータ・チユーナの入力端子7に導入される。入力
フイルタ回路8は第2図bに示すように上記の伝
送周波数帯域全てが通過帯域になつているので、
次段の混合器9には上記の伝送信号が全て入力さ
れることになる。一方、混合器9は局部発振回路
10から規定された局部発振周波信号が注入さ
れ、所定の中間周波信号が得られるが、実際には
混合器の負荷である中間周波帯域フイルタ回路1
1で選択することによつて中間周波信号を得てい
る。したがつて、混合器内部においては、前述し
た全ての周波数が局部発振周波信号により周波数
変換されていることになる。この場合、中間周波
帯域フイルタ回路11の周波数特性は、通常、急
峻に設計されているので、希望信号以外の周波数
成分は次段の回路にほとんど出力されることはな
い。 In such a configuration, the signal frequency received in CATV broadcasting is 55 to 440 MHz (reception channel 58CH transmission), and the signal is introduced into the input terminal 7 of the converter/tuner. As shown in FIG. 2b, the input filter circuit 8 has all of the above transmission frequency bands as a pass band.
All of the above transmission signals are input to the mixer 9 at the next stage. On the other hand, a prescribed local oscillation frequency signal is injected from the local oscillation circuit 10 into the mixer 9, and a predetermined intermediate frequency signal is obtained, but in reality, the intermediate frequency band filter circuit 1, which is the load of the mixer
1, an intermediate frequency signal is obtained. Therefore, inside the mixer, all the frequencies mentioned above are frequency-converted by the local oscillation frequency signal. In this case, the frequency characteristics of the intermediate frequency band filter circuit 11 are usually designed to be steep, so that almost no frequency components other than the desired signal are output to the next stage circuit.
しかしながら、中間周波帯域フイルタ回路11
で反射される周波数成分(バツク・トーク成分)
は、混合器9を逆方向に進行し、入力フイルタ回
路8に到達する。その反射した周波数成分が入力
フイルタ回路8の通過帯域にある場合、その信号
成分がコンバータ・チユーナの入力端子7に現わ
れ、さらに信号供給するケーブルに伝送され、多
くの受信設備に妨害を与えることになる。 However, the intermediate frequency band filter circuit 11
Frequency components reflected by (back/talk components)
travels in the reverse direction through the mixer 9 and reaches the input filter circuit 8. If the reflected frequency component is in the passband of the input filter circuit 8, that signal component appears at the input terminal 7 of the converter tuner and is further transmitted to the signal supply cable, causing interference to many receiving equipment. Become.
次に、上記の事柄を数式を用いて説明する。 Next, the above matters will be explained using mathematical formulas.
混合器9に到達する入力周波数範囲をfd1〜
fd2、この周波数に対応して混合器9にて中間周
波数へ変換するための局部発振周波数範囲をfo1
〜fo2とし、ある受信周波数をfdx、その時の局部
発振周波数をfox、中間周波数をfIF、バツク・ト
ーク周波数をfuとすると、希望信号の周波数変換
は
fIF=fox−fdx
と表わされ、妨害信号(バツク・トーク成分)の
周波数変換は
fu=fox±fd1〜fox±fd2
と表わされる。このため、ある一つのチヤンネル
を受信している時には、
fox−fd1〜fox+fd2
の間に、周波数変換された成分が発生し、その内
の前記入力フイルタ回路8の通過帯域内を通る信
号成分が、バツク・トーク成分として実際に妨害
を発生する。さらに、局部発振周波数は、受信周
波数に応じてfo1〜fo2まで変化するわけであるか
ら、無数の妨害信号を発生することになる。 The input frequency range reaching the mixer 9 is defined as fd 1 ~
fd 2 , corresponding to this frequency, the local oscillation frequency range for converting to an intermediate frequency in the mixer 9 is fo 1
~ fo 2 , a certain reception frequency is fdx, the local oscillation frequency at that time is fox, the intermediate frequency is f IF , and the backtalk frequency is fu, then the frequency conversion of the desired signal is expressed as f IF = fox − fdx , the frequency conversion of the interference signal (back-talk component) is expressed as fu=fox±fd 1 to fox±fd 2 . Therefore, when receiving a certain channel, frequency-converted components are generated between fox−fd 1 and fox+fd 2 , and among these, a signal component that passes within the passband of the input filter circuit 8 is generated. However, interference actually occurs as a back-talk component. Furthermore, since the local oscillation frequency changes from fo 1 to fo 2 depending on the receiving frequency, countless interference signals are generated.
第3図は、受信周波数範囲55〜440MHz、局部
発振周波数範囲667〜1052MHz、中間周波数612M
Hzとした場合のバツク・トーク成分の発生を説明
する説明図である。 Figure 3 shows the reception frequency range 55~440MHz, local oscillation frequency range 667~1052MHz, and intermediate frequency 612M.
FIG. 3 is an explanatory diagram illustrating the generation of back-talk components in the case of Hz.
第3図において、Aの部分は局部発振周波数と
入力周波数の和で発生する信号周波数範囲、Bの
部分は局部発振周波数と入力周波数の差で発生す
る信号周波数範囲、Cの部分の斜線の範囲はBの
部分の内で受信信号の帯域内に入る範囲、即ちバ
ツク・トーク成分が入力端子7に現われる範囲で
ある。また、符号Dで示した直線は少なくとも入
力フイルタ回路8が通過帯域になければならない
周波数を示し、符号Eは受信周波数範囲を示し、
直線D以下の周波数は通過帯域、直線D以上の周
波数は減衰帯域とすることができることを示して
いる。従つて、受信周波数が270MHz以下の場合
における斜線で示した部分がバツク・トーク成分
として入力フイルタ回路8の通過帯域を通る範囲
であり、入力端子7に現われて妨害を発生する領
域である。 In Figure 3, part A is the signal frequency range generated by the sum of the local oscillation frequency and the input frequency, part B is the signal frequency range generated by the difference between the local oscillation frequency and the input frequency, and the diagonally shaded range in part C. is the range within the portion B that falls within the band of the received signal, ie, the range where the backtalk component appears at the input terminal 7. Further, the straight line indicated by symbol D indicates the frequency at which at least the input filter circuit 8 must be in the passband, and the symbol E indicates the receiving frequency range,
This shows that frequencies below the straight line D can be set as a pass band, and frequencies above the straight line D can be set as an attenuation band. Therefore, when the reception frequency is 270 MHz or less, the shaded area is the range that passes through the passband of the input filter circuit 8 as a backtalk component, and is the area where it appears at the input terminal 7 and causes interference.
しかしながら、例えば受信周波数が55MHzの場
合は妨害発生周波数は230MHz以上となり、受信
周波数と妨害信号周波数との間には一定の周波数
差があるため、可変減衰フイルタを使用すれば上
記妨害に対処することができることになる。 However, for example, if the reception frequency is 55MHz, the interference generation frequency will be 230MHz or higher, and there is a certain frequency difference between the reception frequency and the interference signal frequency, so using a variable attenuation filter will counteract the interference. will be possible.
第4図は可変減衰フイルタを用いた入力フイル
タ回路8の一例を示す回路図である。 FIG. 4 is a circuit diagram showing an example of the input filter circuit 8 using a variable attenuation filter.
第4図において、フイルタ回路は受信周波数帯
域全てを通過帯域とした入力バンド・パス・フイ
ルタと、可変減衰フイルタとを組み合わせて構成
されている。受信信号はコンバータ・チユーナの
入力端子12に入力され、コンデンサC1〜C3、
コイルL1〜L2から成るハイ・パス・フイルタと、
コンデンサC4〜C10、コイルL3〜L5から成るロ
ー・パス・フイルタとを通した後、コイルL6〜
L8、抵抗R1、コンデンサC11、バラクタ・ダイオ
ードのような可変容量素子13から成る可変減衰
フイルタを通して出力端子14に導かれる。可変
減衰フイルタのバラクタ・ダイオード13には容
量を可変するための制御電圧を端子15に加える
ようにしている。 In FIG. 4, the filter circuit is constructed by combining an input band pass filter whose passband is the entire reception frequency band and a variable attenuation filter. The received signal is input to the input terminal 12 of the converter/tuner, and the capacitors C 1 to C 3 ,
A high pass filter consisting of coils L1 to L2 ,
After passing through a low pass filter consisting of capacitors C 4 to C 10 and coils L 3 to L 5 , the coils L 6 to
L 8 , a resistor R 1 , a capacitor C 11 and a variable capacitance element 13 such as a varactor diode. A control voltage is applied to a terminal 15 of the varactor diode 13 of the variable attenuation filter to vary the capacitance.
このように、可変減衰フイルタを用いて入力フ
イルタ回路を構成することにより、妨害成分周波
数を減衰させることができる。しかしながら、こ
の回路ではバラクタ・ダイオードという制御電圧
の大きさによつてインピーダンスが変動する素子
があるため、通過周波数範囲内の損失特性或いは
インピーダンス特性をある制御電圧において調整
したとしても、全制御電圧範囲ではバラクタ・ダ
イオードのインピーダンス値が異なり、上記の損
失特性およびインピーダンス特性の変動が大き
く、良好な受信装置を得ることは困難であつた。 In this way, by configuring the input filter circuit using a variable attenuation filter, it is possible to attenuate the interference component frequency. However, since this circuit includes a varactor diode whose impedance varies depending on the magnitude of the control voltage, even if the loss characteristics or impedance characteristics within the pass frequency range are adjusted at a certain control voltage, the entire control voltage range In this case, the impedance values of the varactor diodes are different, and the above-mentioned loss characteristics and impedance characteristics fluctuate greatly, making it difficult to obtain a good receiving device.
本発明の目的は、上述した点に鑑み、例えばテ
レビジヨン受像機のチユーナやCATVコンバー
タ用チユーナのような受信装置において、入力段
のフイルタ回路にバラクタ・ダイオードのような
インピーダンスの変動する素子が存在しても、全
通過周波数帯域内に亘つて損失特性、インピーダ
ンス特性等の変動が少ないフイルタ回路装置を提
供することである。
In view of the above-mentioned points, an object of the present invention is to provide a receiving device such as a tuner for a television receiver or a tuner for a CATV converter, in which an element whose impedance fluctuates, such as a varactor diode, is present in a filter circuit at the input stage. It is an object of the present invention to provide a filter circuit device in which loss characteristics, impedance characteristics, etc., fluctuate little over the entire pass frequency band.
本発明のフイルタ回路装置では、配線基板の片
面に中心導体を配し、その両側に設地導体を配し
て共平面形線路を形成し、この共平面形線路に全
てのフイルタ素子若しくはその一部を配設してフ
イルタ回路を構成し、かつ少なくとも一つの可変
容量素子を前記フイルタ回路の素子として用い、
この可変容量素子に制御電圧を加えてフイルタ特
性(通過損失特性やインピーダンス特性)を可変
とするように構成するものである。実際には、上
記共平面形線路の中心導体を複数個に分割して配
設し、この中心導体とその両側の接地導体間又は
各中心導体間に前記フイルタ素子を接続配置す
る。
In the filter circuit device of the present invention, a center conductor is arranged on one side of a wiring board, ground conductors are arranged on both sides to form a coplanar line, and all filter elements or one of them are arranged on this coplanar line. arranging a filter circuit, and using at least one variable capacitance element as an element of the filter circuit,
The filter characteristics (passage loss characteristics and impedance characteristics) are made variable by applying a control voltage to this variable capacitance element. In practice, the center conductor of the coplanar line is divided into a plurality of pieces, and the filter element is connected between the center conductor and the ground conductors on both sides thereof, or between each center conductor.
以下、図面に基づいて本発明の実施例を説明す
る。
Embodiments of the present invention will be described below based on the drawings.
第5図は本発明に係るフイルタ回路装置の基板
パターン面を示す平面図、第6図は第5図に示す
A−A線における断面図、第7図は第5図に示す
基板の反対面にフイルタ回路部品を取り付けた状
態を示す平面図である。 FIG. 5 is a plan view showing the substrate pattern surface of the filter circuit device according to the present invention, FIG. 6 is a sectional view taken along line A-A shown in FIG. 5, and FIG. 7 is the opposite side of the substrate shown in FIG. 5. FIG. 3 is a plan view showing a state in which filter circuit components are attached to the filter circuit component.
第5図および第6図に示すように、誘電体基板
16の同一平面上に中心導体(導電パターン)1
7と、この中心導体17の両側に所定間隔をおい
て接地導体(アース・パターン)18を印刷して
共平面形伝送線路を形成する。この場合、中心導
体17は複数個に分割されて配設されている。そ
して、導電パターン17面およびアース・パター
ン18面に基板16を貫通する部品取付用孔19
を複数個あけ、この孔19を通して第7図に示す
ように印刷基板の反対面に第4図に示したフイル
タ素子(コンデンサC1〜C11、コイルL1〜L8、抵
抗R1、バラクタ・ダイオード13)を接続して
回路を構成している。但し、符号12は入力端
子、14は出力端子、15は制御電圧印加端子で
ある。 As shown in FIGS. 5 and 6, a center conductor (conductive pattern) 1 is placed on the same plane of the dielectric substrate 16.
7 and ground conductors (earth patterns) 18 are printed at predetermined intervals on both sides of this center conductor 17 to form a coplanar transmission line. In this case, the center conductor 17 is divided into a plurality of pieces. Component mounting holes 19 penetrating the board 16 are formed on the conductive pattern 17 surface and the ground pattern 18 surface.
A plurality of filter elements (capacitors C 1 to C 11 , coils L 1 to L 8 , resistor R 1 , and varactor) shown in FIG.・A circuit is constructed by connecting a diode 13). However, numeral 12 is an input terminal, 14 is an output terminal, and 15 is a control voltage application terminal.
上記の共平面形線路構造の印刷基板では、複数
個に分離して配設された中心導体17の両側に所
定の間隔をおいて接地導体18を印刷し、中心導
体間及び中心導体と接地導体間に上記フイルタ素
子を接続している。このように接地導体18と中
心導体17が同一平面上にある場合、基板16を
含む実効誘電率が一定であれば、その特性インピ
ーダンスは第6図に示す中心導体幅a1と、この中
心導体17の接地導体18からの間隔b1との比で
決まる。したがつて、伝送線路の特性インピーダ
ンスは上記a1とb1の比を変えることによつて自由
に選択することができる。 In the above-mentioned printed circuit board having a coplanar line structure, ground conductors 18 are printed at a predetermined interval on both sides of the center conductor 17 which is arranged separately, and the ground conductors 18 are printed between the center conductors and between the center conductor and the ground conductor. The filter element is connected between them. In this way, when the ground conductor 18 and the center conductor 17 are on the same plane, if the effective dielectric constant including the substrate 16 is constant, the characteristic impedance is the center conductor width a 1 shown in FIG. 17 and the distance b 1 from the ground conductor 18. Therefore, the characteristic impedance of the transmission line can be freely selected by changing the ratio of a 1 and b 1 mentioned above.
このように共平面形伝送線路を用いてフイルタ
回路を形成すると、伝送線路自体が一定のインピ
ーダンスになるため、フイルタ回路を構成する素
子のインピーダンスが若干変動しても、その影響
はほとんど受けず良好な特性を得ることができ
る。 When a filter circuit is formed using a coplanar transmission line in this way, the transmission line itself has a constant impedance, so even if the impedance of the elements that make up the filter circuit slightly fluctuates, it is hardly affected by it and is good. characteristics can be obtained.
第8図は第4図で示したフイルタ回路を共平面
形伝送線路で構成した装置と従来の印刷パターン
構成のフイルタ装置との挿入損失特性及びインピ
ーダンス特性(出力端子14に同一負荷を接続し
た場合の反射損失にて表現)を示す図である。 Figure 8 shows the insertion loss characteristics and impedance characteristics (when the same load is connected to the output terminal 14) of a device in which the filter circuit shown in Figure 4 is configured with a coplanar transmission line and a filter device with a conventional printed pattern configuration. (expressed in terms of reflection loss).
第8図においては、共平面形伝送線路の特性イ
ンピーダンスを75Ωに設計し、入力端子12から
75Ωのインピーダンスで見たときのフイルタの挿
入損失N(dB)と反射損失T(dB)を示したもの
である。但し、実線は本発明のフイルタ回路装置
の場合であり、鎖線は従来のフイルタ回路装置の
場合である。 In Fig. 8, the characteristic impedance of the coplanar transmission line is designed to be 75Ω, and the
This shows the insertion loss N (dB) and reflection loss T (dB) of the filter when viewed at an impedance of 75Ω. However, the solid line is for the filter circuit device of the present invention, and the chain line is for the conventional filter circuit device.
このように、従来の印刷パターンによつて構成
したフイルタ回路に比較して共平面形伝送線路を
用いて構成したフイルタ回路の方が挿入損失Nが
小さく、反射損失Tが大きいため、入力フイルタ
回路の後段で発生するバツク・トーク成分を効果
的に軽減することができる。また、共平面形伝送
線路は前述したように同一平面上に導体があるの
で、マイクロ・ストリツプ・ラインのように両面
に導体のある基板を使う必要がないため、製造工
程が簡易となり、コスト的にも有利である。 In this way, a filter circuit constructed using a coplanar transmission line has a smaller insertion loss N and a larger reflection loss T than a filter circuit constructed using a conventional printed pattern. It is possible to effectively reduce the back-talk components that occur in the latter stages of the process. In addition, as mentioned above, coplanar transmission lines have conductors on the same plane, so there is no need to use a substrate with conductors on both sides like micro-strip lines, which simplifies the manufacturing process and reduces costs. It is also advantageous.
尚、例えばCATVコンバータ用チユーナ等に
用いられる周波数変換回路としては、通常、ダイ
オード若しくはトランジスタを使用したバラン
ス・ミキサやダブル・バランス・ミキサが使用さ
れ、局部発振周波数成分の漏れや不要周波数成分
の発生を抑えているが、これらのバランス・ミキ
サやダブル・バランス・ミキサの前段に第7図に
示したようなフイルタ回路装置を使用すれば一層
効果的である。 For example, as a frequency conversion circuit used in a tuner for a CATV converter, a balanced mixer or a double balanced mixer using diodes or transistors is usually used, which prevents leakage of local oscillation frequency components and generation of unnecessary frequency components. However, it will be more effective if a filter circuit device as shown in FIG. 7 is used before these balance mixers or double balance mixers.
又、スーパ・ヘテロダイン方式のチユーナにお
いては、局部発振器を必ず有しており、この局部
発振器の発振周波数を制御するためにバラクタ・
ダイオードが使われている。従つて、この局部発
振器に使用されるバラクタ・ダイオードの制御電
圧と第4図に示した可変減衰フイルタに使用され
るバラクタ・ダイオードの制御電圧とを兼用すれ
ば、可変減衰フイルタを制御するための装置は特
に必要とせず、受信周波数と減衰周波数のトラツ
キングをとることができる。 In addition, super-heterodyne tuners always have a local oscillator, and a varactor is used to control the oscillation frequency of this local oscillator.
A diode is used. Therefore, if the control voltage of the varactor diode used in this local oscillator and the control voltage of the varactor diode used in the variable attenuation filter shown in FIG. No special equipment is required, and the receiving frequency and attenuation frequency can be tracked.
以上述べたように本発明によれば、フイルタ回
路を構成する素子の全ての部分若しくは一部分を
共平面形線路を用いて構成し、かつ少なくとも1
つの可変容量素子を前記フイルタ回路の素子とし
て用いて、この可変容量素子を制御電圧にて制御
しフイルタ特性を可変とするようにするので、フ
イルタ回路後段にて発生するバツク・トーク成分
を効果的に軽減することができ、通過損失特性、
インピーダンス特性を大幅に向上させたフイルタ
回路装置を実現することができる。また、共平面
形線路構造では、導電パターンの両側にアース・
パターンが配設されているので、フイルタ素子の
一端をアース接続し易く、部品配置が容易とな
る。このため、このフイルタ回路装置をテレビジ
ヨン受像機チユーナ、CATVコンバータ用チユ
ーナの入力フイルタ部分に応用すれば、製造的に
も有利でかつ性能的に優れた受信装置を実現する
ことができる。
As described above, according to the present invention, all or a portion of the elements constituting the filter circuit are constructed using coplanar lines, and at least one
Since two variable capacitance elements are used as elements of the filter circuit and the variable capacitance elements are controlled by a control voltage to make the filter characteristics variable, backtalk components generated in the latter stage of the filter circuit can be effectively reduced. It can reduce the passing loss characteristics,
A filter circuit device with significantly improved impedance characteristics can be realized. In addition, in a coplanar line structure, there is a ground connection on both sides of the conductive pattern.
Since the pattern is arranged, it is easy to connect one end of the filter element to ground, and the arrangement of components is facilitated. Therefore, if this filter circuit device is applied to the input filter portion of a television receiver tuner or a CATV converter tuner, a receiving device that is advantageous in manufacturing and has excellent performance can be realized.
第1図は従来のフイルタ回路の調整方法を示す
ブロツク図、第2図はCATVコンバータ用チユ
ーナ要部のブロツク図および入力フイルタ回路の
通過帯域を示す周波数特性図、第3図はバツク・
トーク成分の発生を説明する説明図、第4図は可
変減衰フイルタを用いた入力フイルタ回路の一例
を示す回路図、第5図は本発明に係るフイルタ回
路装置の基板パターン面を示す平面図、第6図は
第5図に示すA−A線における断面図、第7図は
第5図に示す基板の反対面にフイルタ回路部品を
取り付けた状態を示す平面図、第8図は本発明の
装置と従来の装置との挿入損失特性及びインピー
ダンス特性を示す周波数特性図である。
C1〜C11……コンデンサ、L1〜L8……コイル、
R1……抵抗、12……入力端子、13……可変
容量素子(バラクタ・ダイオード)、14……出
力端子、15……制御電圧印加端子、16……誘
電体基板、17……中心導体(導電パターン)、
18……接地導体(アース・パターン)、19…
…部品取付用孔。
Figure 1 is a block diagram showing a conventional adjustment method for a filter circuit, Figure 2 is a block diagram of the main part of a tuner for a CATV converter, and a frequency characteristic diagram showing the pass band of the input filter circuit.
4 is a circuit diagram showing an example of an input filter circuit using a variable attenuation filter; FIG. 5 is a plan view showing a substrate pattern surface of a filter circuit device according to the present invention; 6 is a sectional view taken along the line A-A shown in FIG. 5, FIG. 7 is a plan view showing a state in which a filter circuit component is attached to the opposite side of the board shown in FIG. 5, and FIG. FIG. 3 is a frequency characteristic diagram showing insertion loss characteristics and impedance characteristics of the device and a conventional device. C1 to C11 ...Capacitor, L1 to L8 ...Coil,
R 1 ...Resistor, 12...Input terminal, 13...Variable capacitance element (varactor diode), 14...Output terminal, 15...Control voltage application terminal, 16...Dielectric substrate, 17...Center conductor (conductive pattern),
18...Grounding conductor (earth pattern), 19...
...Hole for mounting parts.
Claims (1)
延長して配設するとともに、前記基板上の前記中
心導体の延長方向に沿つてその両側に一定間隔を
置いて接地導体を配設し、前記中心導体の幅a
と、この中心導体の両側に位置する前記接地導体
間の間隔bとの比によつて特性インピーダンスが
決定するようにした共平面形伝送線路と、 前記中心導体間および前記中心導体と接地導体
間にフイルタ回路を構成する複数の素子を接続
し、これら素子のうち少なくとも1つを可変容量
素子とし、この可変容量素子に制御電圧を印加し
てフイルタ特性を可変するようにした回路素子と
を具備したことを特徴とするフイルタ回路装置。 2 前記フイルタ回路は、ハイ・パス・フイルタ
部とロー・パス・フイルタ部から成るバンド・パ
ス・フイルタと、可変容量素子を用いた可変フイ
ルタとから構成されることを特徴とする特許請求
の範囲第1項記載のフイルタ回路装置。 3 前記フイルタ回路は、チユーナの高周波入力
端子と混合器間に配設されることを特徴とする特
許請求の範囲第1項記載のフイルタ回路装置。 4 前記フイルタ回路は、少なくとも希望信号周
波数を通過させ、かつ可変容量素子による可変減
衰周波数を前記混合器で発生するバツク・トーク
成分周波数とすることを特徴とする特許請求の範
囲第3項記載のフイルタ回路装置。 5 前記混合器に注入するための局部発振器の周
波数制限用電圧を、前記フイルタ回路の可変容量
素子の制御用電圧として使用し、入力周波数と前
記可変減衰周波数とをトラツキングさせるように
構成することを特徴とする特許請求の範囲第4項
記載のフイルタ回路装置。[Scope of Claims] 1. A plurality of central conductors having a constant width a are extended and arranged on a substrate, and grounding is provided at regular intervals on both sides along the extending direction of the central conductors on the substrate. A conductor is arranged, and the width a of the center conductor is
and a pitch b between the ground conductors located on both sides of the center conductor. A circuit element in which a plurality of elements constituting a filter circuit are connected to the filter circuit, at least one of these elements is a variable capacitance element, and a control voltage is applied to the variable capacitance element to vary the filter characteristics. A filter circuit device characterized by: 2. Claims characterized in that the filter circuit is comprised of a band pass filter consisting of a high pass filter section and a low pass filter section, and a variable filter using a variable capacitance element. The filter circuit device according to item 1. 3. The filter circuit device according to claim 1, wherein the filter circuit is disposed between a high frequency input terminal of a tuner and a mixer. 4. The filter circuit according to claim 3, wherein the filter circuit passes at least the desired signal frequency, and the variable attenuation frequency by the variable capacitance element is set to the backtalk component frequency generated by the mixer. Filter circuit device. 5. A frequency limiting voltage of a local oscillator to be injected into the mixer is used as a control voltage of a variable capacitance element of the filter circuit, and the input frequency and the variable attenuation frequency are tracked. A filter circuit device according to claim 4 characterized by:
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP12460282A JPS5915319A (en) | 1982-07-16 | 1982-07-16 | Filter circuit device |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP12460282A JPS5915319A (en) | 1982-07-16 | 1982-07-16 | Filter circuit device |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS5915319A JPS5915319A (en) | 1984-01-26 |
JPH0478048B2 true JPH0478048B2 (en) | 1992-12-10 |
Family
ID=14889499
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP12460282A Granted JPS5915319A (en) | 1982-07-16 | 1982-07-16 | Filter circuit device |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS5915319A (en) |
Families Citing this family (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS6333597A (en) * | 1986-07-29 | 1988-02-13 | Kansai Paint Co Ltd | Drying furnace provided with device for cleaning dust |
KR100727264B1 (en) | 2003-12-15 | 2007-06-11 | 가부시키가이샤 무라타 세이사쿠쇼 | Noise filter mounting structure |
CN105850041B (en) | 2013-12-27 | 2018-11-13 | 株式会社村田制作所 | High frequency filter |
-
1982
- 1982-07-16 JP JP12460282A patent/JPS5915319A/en active Granted
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPS5915319A (en) | 1984-01-26 |
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