JPH04127747A - 可変レート符号化方式 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の目的〕 （産業上の利用分野） 本発明は、パケット通信システムやＡＴＭ通信システム
に用いられる可変レート符号化方式に関する。

（従来の技術） 音声信号を符号化した後、パケット化しパケット単位で
通信するパケット通信システムか実現されつつある。

パケット通信システムは、音声や画像、データなとの各
種メディアの信号を一元的に扱える他に音声信号のバー
スト性を利用して白゛音区間のみを伝送することにより
回線の効率的利用かできるという利点を有する。

このため、パケット通信及びＡＴＬｆ通信は、ｌ５ＤＮ
、　ＢＩＳＤＮの担手として注目され、研究開発が活発
に行われている。

しかし、パケット通信では、ネットワークでの輻轢時や
パケット遅延か大きい場合に、パケットの廃棄が行われ
、これにより音声の品質劣化が生じる。

特に、適応予測を用いるＡＤＰＣＭを符号化方式として
用いる場合には、パケット廃棄時の品質劣化か大きい。

そこで、パケット廃棄時の品質劣化が少ない符号化方式
としてＥｍｂｅｄｅｄ　ＤＰＣＭ方式か、ｒ　Ｅｍｂｅ
ｄｅｄＤＰＣＭ　　　　　ｒｏｒ　　ｖａｒｉａｂｌｅ
　　ｂｉｔｒａｔｅ　　ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ　　
コ　、（ＩＥＥＥ　　Ｔｒａｎｓ　、　Ｃ０Ｍ−２８，
７、ｐｐ、ｌ０４０−１０４６（ＪｕｙＬ９８０））（
文献１と呼ぶ）で提案されている。

また、ＣＣＩＴＴてはＣＣＩＴＴ　ＳＧＸＶｍ　ｒ　Ａ
ｎｎｅｘ　ｔｏ　ＱｕｅｓＬｉｏｎ　Ｘ／ＸＶ　　（Ｓ
ｐｅｅｃｈ　Ｐａｃｋｅｔ−ｉｚａＬｉｏｎ）　Ａｌｇ
ｏｒｉｔｈｒｔｌａｎｄ　　Ｐｒｏｔｏｃｏｌ　　ｆｏ
ｒ　　５ｐｅｃＣｈＰａｃｋｅＬｉｚａｔｉｏｎ　　Ｊ
　　。

（ＴＤ１３１．Ｇｅｎｅｖａ　６−１７　Ｊｕｎｅ１９
８８）　　（文献２と呼ぶ）の中で、音声パケット通信
用符号化方式として、ＥＩＩｌｂｅｄｅｄ　ＡＤＰＣＭ
をＧ、ＥＭＢとして暫定勧告すると共に、音声パケット
プロトコルをＧ、ＰＶＮＰとして暫定勧告している。

第１４図と第１５図は、暫定勧告Ｇ、ＥＭＢ方式のエン
コーダ部とデコーダ部のブロック構成図である。

第１４図に示すエンコーダ部において、入力端子６００
への入力は、μｍＰＣＭ、又はＡ−ＰＣＭコーデックに
よりディジタル化された音声信号である。

６１０は、μｍＰＣＭ又はＡ−ＰＣＭ（７）符号を線形
のＰＣＭ符号に変換するＰＣＭフォーマット変換器であ
る。

また、６３０は適応量子化器であり、６７０は適応予測
器である。

減算回路６２０は、人力信号と適応予測器６７０の出力
である予測信号との差分を計算し、適応量子化器６３０
へ送る。

適応量子化器６３０は、人力したＴ−側蓋分信号を量子
化し、Ａ　Ｄ　Ｐ　ＣＭの符号として出力する。

６４０は、最大廃棄可能ビット数たけＡＤＰＣＭの出力
符号の下位ビットをマスクし、右にシフトするビットマ
スク回路である。

ビットマスク回路６４０の出力はコアビットとして適応
逆量子化器６５０へ送られ、適応逆量子化器６５０はコ
アピットの逆量子化を行う。

適応逆量子化器６５０の出力は、適応予測器６７０と加
算回路６６０へ送られる。

加算回路６６０ては、適応逆量子化器６５０の出力信号
と適応子〃１器６７０の出力信号を加算することにより
、局部復号信号も作成する。

適応予測器６７０は、２次の極と６次の零点を持つ適応
フィルタであり、局部復号信号と逆量子化された予測差
分信号を人力し、予測信号を作成する。

適応量子化器６３０のビット数とフィードバックされる
コアビット数は、用いるアルゴリスムに依る。

例えば、３２Ｋｂｐｓ（４，２）アルゴリスムハ、量子
化か４ビットて、コアピットか２ビツトである。

第１４図において、適応量子化器６３０はフィトフォワ
ードパスを形成し、ビットマスク回路６４０と適応逆量
子化器６５０、適応予測器６７０はフィードバックパス
を形成する。

次に、デコーダ部の動作について説明する。

第１５図に示すデコーダ部は、上記エンコーダ部と同様
にビットマスク回路６８０、フィードバック適応逆量子
化器６９０、適応予測器７１０がら成るフィードバック
パスと、フィードバック適応逆量子化器７２０、ＰＣＭ
フォーマット変換回路７４０を含むフィードフォーワー
ドパスから構成されている。

フィードバックパスは、エンコーダ部とデコタ部て全く
同一である。

第１５図において、ビックマスク回路６８０は入力した
Ａ　Ｄ　Ｐ　ＣＭ符号の上位のコアビットを残して下位
ビットをマスクし右シストすることにより、コアピット
のみをフィードバック適応逆量子化器６９０へ送る。

フィードバック適応逆量子化器６９０は、コアピットの
逆量子化を行う。

適応予測器７１０は、フィードバック適応逆量子化器６
９０の出力である逆量子化された予測差分信号と、加算
回路７００の出力である局部復号信号とを人力として、
予測信号を出力する。

ネットワーク上でのビット廃棄はＡ　Ｄ　Ｐ　ＣＭ符号
の下位ビットから行われ、コアピットの伝送は保証され
る。

このため、デコーダ側のビットマスク回路６８０の出力
は、エンコーダ側のビットマスク回路６４０の出力と同
一のものが得られる。

従って、適応逆量子化器６９０．６５０及び適応予測器
７１０．６７０の出力は、エンコーダ部とデコーダ部で
全く同一である。

フィードフォワード適応逆量子化器７２０は、ＡＤＰＣ
Ｍ出力符号のコアピットと廃棄されすに残ったビットの
逆量子化を行う。

加算回路７３０は、フィードフォワード適応逆量子化器
７２０の出力と適応子ｔｐｊ器７１０の出力を加算し、
復号信号を作成する。

得られた復号信号は、ＰＣＭフォーマット変換回路７４
０へ出力され、そこで、線形のＰｃＭ符号からμｍＰＣ
ＭまたはＡ−ＰＣＭ符号変換される。

７５０はＡ　Ｄ　Ｐ　ＣＭ　−Ｐ　ＣＭ　−Ａ　Ｄ　Ｐ
　ＣＭのように同期タンデム接続による誤差を防止する
ためのタンデム接続補正回路である。

通常のＥｍｂｅｄｅｄではないＡ　Ｄ　Ｐ　ＣＭで出力
符号のビット廃棄か生した場合、逆量子化された予測差
分信号はエンコーダ部とデコーダ部で異った値となる。

この結果、量子化器と予測器の適応処理がエンコーダ部
とデコーダ部で異なる非同期動作になると共に、廃棄に
よる誤差か、合成フィルタによりフィルタリングされる
ため、ビット廃棄による品質劣化か増大する。

一方、前述したＥｍｂｅｄｅｄ　ＡＤＰＣＭでは、コア
ピットのみを子胛１器にフィードバックしているので、
コアピットを除いた下位のビットかネットワーク上で廃
棄されても、エンコータ部とデコーダ部の非同期動作は
生しない。

また、エンコーダ部とデコーダ部で予測信号は同一とな
るので、廃棄されたビット数に相当する量子化誤差か直
接、復号信号に加算されるたけてあり、ビット廃棄によ
る品質劣化は少ない。

Ｅｍｂｅｄｅｄ　ＡＤＰＣＭのこのような特性を活がし
た音声パケットの構成法及びプロトコルが（文献２）で
述べられている。

第１６図は、（文献２）に記載のパケットフォマットで
ある。

図において、ビット１はＬＳＢ、ビット８はＭＳＢを表
す。

Ｐ　Ｄ　（Ｐｒｏｔｏｃｏｌ　Ｄｉｓｃｒｉａ＋１ｎａ
ｔｏｒ）は、音声パケットとそれ以外のパケットを区別
するためのものである。

Ｂ　Ｄ　Ｉ　　（Ｂｌｏｃｋ　Ｄｒｏｐｌ）ｉｎｇ　Ｉ
ｎｄｉｃａｔｏｒ）は、バヶット化した初期状態で廃棄
できるブロック数とネットワークの各ノート上で廃棄で
きるブロック数を示す。

ここで、ブロックは、符号化のフレームを１６１＋１ｓ
（１２８サンプル）として、音声の符号化出力をビット
単位で１フレーム分集めた１２８ビット単位の情報であ
る。

Ｔ　Ｓ　（Ｔｉｆｆｌｅ　Ｓｔａｍｐ）は、ネットワー
クの各ノドて生じた遅延量の累和を示す。

ＣＴ　（Ｃｏｄｉｎｇ　Ｔｙｐｅ　）は、パケット作成
の際に用いた音声符号化の方法を示すためのフィールド
である。

Ｓ　Ｅ　Ｑ　（Ｓｅｑｕｅｎｃｅ　Ｎｕｍｂｅｒ）は、
パケットの続き順を示す番号であり、パケットか紛失し
た時に用いられる。

Ｎ　Ｓ　（Ｎｏｉｓｅ　Ｆｉｅｌｄ）は、背景ノイズの
レベルを示すフィールドである。

Ｎ０Ｎ−ＤＲＯＰＰＡＢＬＥ　０ＣＴＥＴＳは、Ｅｍｂ
ｅｄｅｄ　ＡＤＰＣＭ出力のコアビットのブロックであ
り、ネットワーク上で廃棄できない情報のフィールドで
ある。

０Ｉ’Ｔｌ０ＮＡ１．ＤＲＯＰＰＡＢＬＦ　　旧、０Ｃ
ＫＳ　　はＥｍｂｅｄｅｄ　　ＡＤｌ）ＣＭの下位ビッ
トのブロックであり、ネットワーク」−でシステムから
要求かあった場合に廃棄できる情報フィールドである。

パケットの先頭と後尾には、レイヤ２のヘノタとトレイ
ラか付く。

第１６図のフォーマットを有するパケットを用いたパケ
ットネットワークのプロトコルでは、パケット廃棄は、
パケット内の０ＰＴＩＯＮＡＩ、Ｄ　ＲＯＰ　Ｐ　Ａ　
Ｂ　Ｌ　ＥＢＬＯＣＫを廃棄することにより行われる。

以上が従来のＥｍｂｅｄｅｄ　ＡＤＰＣＭとパケットフ
ォマットを用いたパケット廃棄補償法である。

この方法は情報の廃棄かパケット内、すなわちビット単
位で行われる場合は前述したように品質劣化が少ない方
法である。

しかし、パケット単位で廃棄か生した場合には、Ｅｍｂ
ｅｄｅｄ　ＡＤＰＣＭのコアピットも廃棄されるので品
質の劣化が生しる。

パケット廃棄によって１フレ一ム分（１，６ｍ５）の信
号が完全に欠落し、元の音声信号が再生てきなくなる。

この状態は、１フレームで終わる訳ではなく、エンコー
ダ部とデコーダ部の非同期動作のため、１フレーム以上
続くことになる。

パケット単位の廃棄の補償法として、廃棄されたパケッ
ト前後のパケットの信号から補償再生する方法があるが
、ＡＤＰＣＭ出力である予測差分信号は相関か除去され
た信号であるので、１フレーム（１２８サンプル）分離
れたサンプルを用いて補間しても、補間の効果はほとん
となく、品質劣化は避けられなかった。

（発明か解決しようとする課題） このように、Ｅｍｂｅｄｅｄ　ＡＤＰＣＭを用いた従来
の符号化方式では、パケット単位の廃棄が生じた場合に
Ｅｏ＋ｂｅｄｅｄ　ＡＤＰＣＭのコアピットも廃棄され
るため、元の音声信号が再生できなくなると共に、エン
コダ部とデコーダ部が非同期動作となることで、品質劣
化が大きいという問題点があった。

また、従来のＥｒＡｂｅｄｅｄ　ＡＤＰＣＭてはビット
レートを時間的に変化させることが積極的に考慮されて
おらず、ビットレートの制御法や固定長のセル化につい
て十分検討されていなかった。

これに対し、音声信号の持つ情報量は時間的に変化して
いるのか一般的であり、固定ビットレートのＥｍｂｅｄ
ｅｄ　ＡＤＰＣＭては、符号化された音声の品質が変化
し耳障りになると共に、符号化効率も下がるという問題
点もあった。

本発明はこのような問題点を除去し、パケット単位の廃
棄に対しても品質劣化が少なく、かつ安定した品質を維
持し得る符号化効率の高い可変レート符号化方式を提供
することを目的とする。

〔発明の構成〕

（課題を解決するための手段） 本発明の第１のものは、音声等の信号系列を複数の帯域
の信号に分割する帯域信号分割手段と、分割された帯域
別の信号をエントロピー符号化する符号化手段と、符号
化された各帯域の信号をセルと呼ばれる一定長の情報単
位、又はパケットと呼ばれる可変長の情報単位に構成す
る情報単位構成手段とを送信側に具備すると共に、前記
セル又はパケットを分解する分解手段と、帯域別のエン
トロピー符号化信号を復号化する復号化手段と、復号化
された帯域別の信号から全帯域の信号に合成する合成手
段とを受信側に具備することを特徴とする。

また、本発明の第２のものは、音声等の信号系列を複数
の帯域の信号に分割する帯域信号分割手段と、分割され
た帯域別の信号の電力を計算する電力計算手段と、前記
電力に基づいて帯域別の信号を量子化する際のビット数
を計算する量子化ビット数計算手段と、前記量子化ビッ
ト数に基づき各帯域の信号を量子化する量子化手段と、
量子化された信号をエントロピー符号化する符号化手段
と、該符号化手段により符号化された帯域別の信号、該
符号化された信号のサンプル数を表す信号、及び前記量
子化ビット数をセルと呼ばれる一定長の情報単位、又は
パケットと呼ばれる可変長の情報単位に構成する情報単
位構成手段とを送信側に具備すると共に、前記セル又は
パケットを分解する分解手段と、帯域別のエントロピー
符号化信号を復号化する復号化手段と、復号化された帯
域別の信号から全帯域の信号に合成する合成手段と、前
記分解手段による分解結果から廃棄されたセル又はパケ
ットを検知する検知手段と、廃棄されたセル又はパケッ
トの区間を再生する再生手段とを受信側に具備すること
を特徴とする。

（作用） 本発明では、複数の帯域の信号に分割する手段により入
力信号を複数の周波数帯域の信号に分割し、符号化する
手段により各々の帯域の信号か量子化され符号化される
。

その際、帯域別の信号電力を計算する手段により求めら
れた帯域別信号電力を基に量子化・符号化のビット数を
変化させる手段により各帯域の符号化ビット数の配分が
フレーム単位で行われる。

このような手段により入力信号の相関又は冗長性が除去
され、人力信号を高能率に符号化することができる。

同時に、帯域別信号電力を基に帯域別の符号化ビット数
の総和を変化させる手段により、受信側ての復号ｆＪ号
のＳＮＲを推定し、それか一定になるようにビットレー
トを制御しているので、復号信号の品質を一定のレベル
に維持することかできると共に、ヒートレート制御によ
り入力信号の性質の峙間的変化に対応してビットレート
を変化させ、さらにエントロピー符号化を用いているの
で高い符号化効率を得ることができる。

次に、セル又はパケットと呼ばれる情報中位に構成する
手段により、符号化された帯域別の信号と帯域別の信号
の符号化ビット数を表現する信号が多重化（セル化、パ
ケット化）され、伝送路に送出される。

この時、各々のセル又はパケットにプライオリティ−を
付けても付けなくてもよい。

本発明では、従来のＡＤＰＣＭのように過去の信号を用
いた予測やコーグとデコーダで量子化器を同期的に適応
制御することかなく、複数の周波数帯域の１ｇ号をフレ
ーム単位で独立に符号化しているため、とのセル又はパ
ケットが廃棄されても、廃棄の影響か次のセル又はパケ
ットに及ぶことがないという効果を有する。

その結果、セル廃棄に伴う品質劣化を極めて少なくする
ことができる。

（実施例） 以下、本発明に係る一実施例を添付図面を参照して説明
する。

第１図は、本発明の一実施例に係る可変レート符号化方
式を適用した符号化装置のコーダ部のブロック図である
。

第１図において、１００はディジタル化された信号系列
が入力される入力端子であり、該入力端子１００を通じ
て人力バッファ１０１には所定サンプル数の系列が蓄積
される。

１０２は、入力された信号系列を複数の周波数帯域に分
割するフィルタバンクである。

スペクトルの折返し歪を生じさせない優れたフィルタバ
ンクとして、Ｑ　Ｍ　Ｆ　（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ旧「
「０「Ｆｉｌｔｅｒ　）バンクが知られており、本実施
例ではこれを用いて４　ＫＨｚまでの信号帯域を等間隔
に８個の帯域に分割している。

第２図にＱ〜ＩＦバンク１０２の一構成例をブロック図
で示している。

第２図において、２０１はバイパスフィルタでアリ、２
０２はローパスフィルタである。

これら各フィルタは、３２次のＦＩＲフィルタにより構
成されている。

また、２０４のバイパスフィルタと２０５のローパスフ
ィルタは、１６次のＦＩＲフィルタにより構成されてい
る。

このように、ＱＭＦバンク１０２の第１段目と第２．第
３段目のフィルタの次数を変えることは、音声信号のス
ペクトルの傾きか低域と高域で異なることを利用するこ
とにより、フィルタの性能を劣化させることなくフィル
タリング演算に起因する遅延量を減少させる効果をもた
らす。

尚、フィルタの係数はスペクトルの折返し歪が生じない
ように設計されるが、この詳細については、Ｎ、Ｓ、Ｊ
ａｙａｎｔ　、Ｐ、Ｎｏ１ｌ　　″旧ｇｉｔａｌ　Ｃｏ
ｄｉｎｇ　　ｏ「ＷａｖｅｒｏｒＩＩｌｅｓ　　、　Ｐ
ＲＥＮＴＩＣＥ−１１ＡＬＬ、ＩＮＣ（文献３と呼ぶ）
に記述されているので、ここでは説明は省略する。

また、第１図において、１．０３はＱ　Ｍ　Ｆバンク１
、、０２の出力である帯域毎の信号を量子化の前処理と
して正規化するための正規化回路である。

正規化回路］０３の簡ｔ４ｉな具体例は、帯域毎の信号
を帯域毎のＲ〜Ｉ　Ｓ　（Ｒｏｏｔ　Ｍｅａｎ　５ｑｕ
ａｒｅ）　テ除算する回路により実現できる。

１０４は正規化された各帯域の信号を所定のどノド数で
量子化する量子化器である。

１１０は、量子化器１０４て量子化された信号をエント
ロピー符号化するエントロピー符号化器（エントロピー
コープインク）である。

各帯域の信号の振幅の発生確率には偏りかあるため、エ
ントロピー符号化器１１０により、圧縮か可能となる。

符号量計算部１１１ては、エントロピー符号化器１１０
て符号化された各帯域の符号量の総和を計算する。

１０５は各帯域の信号のパワーを計算する帯域パワー計
算回路であり、第１番目の帯域の信号系列をＸｉ（ロ）
、ｉ−１，２，・・・・・、８とおくと、次式によりＲ
ＭＳ値σｉを計算し、出力する。

但し、ここではＲＭＳを計算する区間長をＮとしている
。

量子化器１０６は、帯域パワー計算回路１０５から出力
される各帯域のＲＭＳ値σｉを所定のビット数で量子化
し、その符号をセル化部１１４及び逆量子化器１０７へ
出力する。

逆量子化器１０７は上記σｉの符号を逆量子化した値γ
ｉを出力する。

正規化回路１０３やビットレート制御部１０８、ビット
配分計算部１０９は各帯域のＲＭ　Ｓ　Ｍとして、後述
のデコーダで得られる１１を用（４）る。

これにより、コーグとデコーダで量子化ビット数や正規
化のパラメータが異なるミスマツチによって生じる特性
劣化を完全に防止できる。

ビットレート制御部１０８は、各帯域信号のパワーに基
づいてデコーダて復号される信号の品質か一定で、かつ
、エントロピーコーディングする前の量子化された各帯
域の符号量の和か一定になるようにビットレートを制御
する。

このビットレート制御部１０８の詳細については、後述
する。

ビットレート制御補正部１１２では、符号量計算部１１
１て計算された符号量の総和から、ビットレート制御部
１０８で求められたビットレートの補正を行う。

ビット配分計算部１０９ては、ビットレート制御部１０
８とビットレート制御補正部１　］−２から出力される
ビットレートに基づいて各帯域の量子化器１０４に配分
するビット数を計算する。

このビット配分計算部１０９、ビットレート制御補正部
１１２の詳細についても後述する。

１１３はタイムスタンプ計算回路であり、セルで伝送さ
れるフレームの先頭のサブフレーム番号を計算する。

具体的には、ビットレート制御補正部１１２から出力さ
れる１セルで伝送されるサブフレーム数を積算する。

第１番［１のフレーム（セル）のタイムスタンプをＴ　
ｓ　（ｉ）　、第（ｉ−１）番［１のフレーム（セル）
のタイムスタンプをＴ　５（ｉ−１）、更にサブフレー
ム数をＮ　５（ｉ−１）とおくと、Ｔｓ（ｉ）は次式で
３１算される。

Ｔ　５（ｉ）　−Ｔ　５（ｉ−１）＋　Ｎ　５（ｉ−１
）　　　　・−−（２）セル化部］］４ては、各帯域信
号の符号系列、各帯域信号のＲＭ　Ｓ値の符号、１セル
中のサブフレーム数、各帯域に配分された量子化ビット
数の和、及びタイムスタンプを第３図のフォーマットに
従ってセル化する。

第３図のフォーマットにおいて、全体のセル長は５２ハ
イドてあり、情報部か４８バイトで構成されている。

情報部の内訳はタイムスタンプ１バイト、サブフレーム
数１ハイド、量子化ビット数の和１バイト、帯域パワー
４ハイド、帯域信号４１ハイドである。

以上か第１図に示した回路（コーダ部）の各部機能の説
明である。

次に、その動作について説明する。

第４図は、コーダ部の全体の動作を示すフロチャートで
ある。

ます、初期化として、人力ハッファ］、　０　］、ＱＭ
　Ｆバンク１０２、タイムスタンプ計算回路１１３のク
リアと、目標５ＮＲ１最大サブフレーム数、ザブフレー
ム長を設定する（５５０１）。

次に、サブフレーム単位で人力信号系列の切比し、ＱＭ
Ｆフィルタリング、各帯域信号のパワ計算、ビットレー
ト制御を目標ＳＮＲが達成できるまで繰り返し行う（８
５０２〜５０５）。

特に、ビットレートの制御は第５図で示すフロチャート
に従って行う。

ます、初期設定としては、目標５ＮＲｄ、１セルの最大
サブフレーム数Ｎ　ｓｍａｘ、サブフレーム長Ｌｓサン
プルを設定する（Ｓ　５２１）。

次に、サブフレーム数Ｉの初期値として■−θを設定す
る（Ｓ　５２２）。

次に、ＱＭＦバンク１０２へ入力する人力サンプル数を
ＩＸＬｓサンプルに設定し、それを人力ハッファ］０１
へ指示する処理を行う（５５２３５２４）。

次に、帯域パワー計算回路１０５で求められた各帯域の
ＲＭＳ値７１を読込み（Ｓ５２５）、符号化すべきＩＸ
Ｌｓサンプルの信号系列を１セルで伝送するために必要
なビットレートＲ（Ｋｂｐｓ）を次式により計算する（
Ｓ５２６）。

ここて、Ｂは帯域信号の符号を伝送するために割当てら
れた総ビット数であり、第３図のフォマットではＢ−４
１ｘ８−３２８ビツトである。

次に、各帯域のＲＭＳ値γｉと上記（３）式により求め
たビットレート数Ｒを用いてデコーダて復号される信号
のＳＮＲを次式に従って推定する（Ｓ５２７）。

・・・・（４） ここで、Ｍｂは帯域の分割数であり、本実施例ではＭｂ
−８である。

上記のＳＮＲの推定式はサブバンド符号化方式において
、最適ビット配分を行った場合の復号誤差の２乗平均値
を理論解析した結果に基づいている。

以下に示す表は、上記式（４）で推定した値と、計算機
シミュレーションで求めたＳＮＲの値を比較したもので
ある。

この表から推定値は実際に符号化した場合のＳＮＲ鎖と
良く一致していることか分かる。

但し、この表はビットレートを１６　Ｋ　ｂｐｓにした
場合の例である。

ＳＮＲの推定後、ＳＮＲと目標値５ＮＲｄを比較する（
５５２８）。

ここで、ＳＮＲが５ＮＲｄより大の場合、サブフレーム
数１が最大サブフレーム数Ｎ　ｓｍａｘ以下であること
をチエツクしくＳ　５２９）　　サブフレム数をインク
リメントした後（８５３０）　、５５２３以降の処理へ
と戻る。

この処理をＳＮＲがＳ　Ｎ　Ｒ，ｄ以下になるまで繰り
返し、５５２８の処理てＳＮＲ＞５ＮＲｄとなる直前の
サンプル当りのビットレートとサブフレーム数（１−１
）を出力する（３５３１）。

また、５５２９の処理においてサブフレーム数ＩがＮ　
ｓｗａｘを超えた場合は、サンプル当りビットレートと
サブフレーム数１−Ｎｓｍａｘを出力する。

ここで述べたビットレート制御法は、ＳＮＲを推定しな
から、符号化する人力サンプル数を増加させ、ビットレ
ートを変化させるもので、１１品質を常に一定に保つこ
とができる。

■、符号化データを固定長のセルに正確に入れることが
できる。

■、入力信号の性質の時間的変化に応してビットレート
を変化させるので符号化効率が高い。

等の利点がある。

次に、コーダ部では、上記（３）式で計算されたビット
レートに基づき各帯域の量子化ビット数を計算し、その
配分を行う。

この処理（第４図における５５０６の処理）はビット配
分計算部１０９により以下の如くに行われる。

すなわち、このビット配分計算部１０９の動作は第６図
に示すフローチャートに従って実施される。

まず初めに、ビット配分計算部］０９ては、各帯域のパ
ワーとしてＲＭＳ値７１とサンプル当りのビットレート
Ｒを逆量子化器１０７及びビットレート制御部１０８か
ら読込んた後（Ｓ５４１）、次式に従って各帯域のビッ
ト配分量Ｒｋを計算する（Ｓ　５４２）。

・・・・（５） ；に−１，２，・・・、Ｍｂ　　　、Ｍｂ−８上記の式
（５）は、復号誤差の２乗平均値を最小化する最適ビッ
ト配分の式であって、Ｎ、Ｓ、Ｊａｙａｎｔａｎｄ　Ｐ
、Ｎｏ１ｌ：“Ｄｌｇｊｔａｌ　Ｃｏｄｉｎｇ　ｏｒＷ
ａｖｅｒｏｒｍｅｓＰＲＥＮＴＩＣＥ−ＨＡＬＬ、ＮＪ
　（文献４）に記されている。

上記の式（５）で計算されるビット配分量Ｒｋは実数値
となるか、各帯域の信号を量子化する際にスカラ量子化
器を用いる場合には、Ｒｋを整数値にする必要があるた
め、次にＲｋの補正を行うことになる（３５４３）。

このＲｋの補正法の一実施例を第７図のフロチャートを
参照して説明する。

この補正処理では、まず初めに、ビット配分量Ｒｋを小
数点以下の切捨てによって整数化した後（Ｓ５５１）、
この整数化によって牛した余りビット数Ｒｒを次式によ
り計算する（Ｓ　５５２）。

次に、余りビットＲｒをパワーの大きい帯域の順に１ビ
ツトづづ再配分してい＜　（３５５３〜５５７）。

このようにパワーの大きい順にビットを再配分すること
は復号誤差を減少させる効果がある。

以上の処理は第４図における８５０６の処理の詳細を示
したものであった。

このようにして、ビット配分を計算した後、コダ部では
、求めたビット配分に基づき各帯域の信号を量子化する
（５５０７）。

次に、各量子化ビット数に応じてハフマンテブルをそれ
ぞれ用意しておき、各量子化値に対してハフマンｎ　号
（エントロピーコープインク）を行い、全帯域の符号量
の総和を計ｐする（　５５０８、　５５０９）　　。

エントロピーコープインクを行うことは、これを行わな
い場合に比べて符号量の総和を削減する効果をもたらす
。

ビットレート制御補正部１１２ては、その削減された符
号量に応じてビットレートの補正を行う（Ｓ　５１０）
。

ここで、そのビットレート制御補正部１１２の動作につ
いて第４図を援用して説明する。

まず、ビットレート制御補正部１１２ては、計算された
全帯域の符号量の総和が帯域信号を伝送するために割り
当てられた総ビット数Ｂより少ない時は、第４図におけ
る５５０２直前の処理まで戻り、サブフレーム数Ｉをイ
ンクリメントする。

この処理を符号量の総和が８以上になるまで繰り返し、
符号量の総和〉Ｂとなる直前のビートレートＲとサブフ
レーム数■を出力する。

更に、ビットレート制御補正部１１２ては、エントロピ
ーコープインクにより圧縮された部分を埋めるために、
出力されたビワトレードＲをインクリメントした後、第
４図におけるＳ　５０６以降の処理に戻る。

同様に、符号量の総和か８以上になるまで、繰り返し符
号量の総和〉Ｂとなる直前のビソトレートＲを出力する
。

以上、ビットレート制御補正部１１２の補正処理により
、圧縮率品質を更に向上させることかできる。

最後に、コーダ部では、補正されたサブフレム数、ビッ
トレートの時の符号化データに対してセル化を行い（Ｓ
５１１）、送信する。

以上か、コーダ部の動作説明である。

次に、デコーダ部について説明する。

第８図は、本発明の一実施例に係る可変レート符号化方
式を適用した符号化装置のデコーダ部のブロック図であ
る。

第８図において、３０１は第３図に示したフォマットに
より成るセルをタイムスタンプ、帯域パワー　各帯域に
配分された量子化ビット数の和帯域信号の各々のデータ
に分解するセル分解部である。

また、３０２はエントロピー復号器てあり、復号値は逆
量子化器３０３に入力される。

この逆量子化器３０３は各帯域の信号を逆量子化するも
のであり、第１図における量子化器１０４と同様にテー
ブルルックアップにより実現される。

３０４は逆正規化回路であり、逆量子化器３０３の出力
と各帯域のＲＭＳ値７にの乗算を行う。

３０６はビット配分計算部であり、各帯域のＲＭＳ値τ
ｋ　　（ｋ−１，２，・・・・・、Ｍｂ）と１セル中の
サブフレーム数Ｎｓを用いて第１図のビット配分計算部
１０つと同様に各帯域に配分されるビット量を計算する
。

まず、上述した式（３）に従って１サンプル当りの平均
ビット数Ｒを計算し、次に上述した式（５）に従って各
帯域のビット配分量Ｒｋ　　（ｋ＝１．２゜・・・・・
　Ｍｂ）を計算する。

セル廃棄検出回路３０７は、伝送されたタイムスタンプ
Ｔｓとサブフレーム数Ｎｓを用いてセルの廃棄の有無を
検出する。

第９図はこのセル廃棄の検出法を示すフローチャートで
ある。

以下、第１０図も援用しなからその検出法を詳しく説明
する。

まず、セル廃棄検出回路３０７ては、タイムスタンプＴ
ｓとサブフレーム数Ｎｓを読み込み（Ｓ５６１）、これ
らを常に２セル分保持しておく（Ｓ５６２）。

次に、現在（時刻ｎ）到着したセルの１時刻前のセルの
タイムスタンプＴｓ（ｎ−１）と、サブフレーム数Ｎ５
（ｎ−１）を用い、次式に従って、現在のタイムスタン
プの予定値Ｔを計算する（８５６３）。

Ｔ　−Ｔ　５（ｎ−１＞＋　Ｎ　５（ｎ−１）次に、こ
こで求めた予定値Ｔと現在のタイムスタンプＴｓ（ｎ）
を比較する（Ｓ５６４）。

ここで、一致していれば廃棄なし、一致していなければ
現？）：のセルの直前で廃棄かあったと判定し、それぞ
れに対応した処理を実施する（Ｓ５６５または５５６６
）。

例えば、第１０図に示すような例の場合は、であるため
、廃棄なしの処理となる。

再び、第８図に戻ると、３０８は補間前処理回路であり
、廃棄かない場合には各帯域の信号をＱＭＦバンク３０
９にバイパスさせ、廃棄かあった場合には各帯域信号の
代わりに“０”をＱＭＦバンク３０９に入力する。

ＱＭＦバンク３０９は、分割された帯域の信号を人力し
、フルハントの信号を出力するものであって、構成は第
２図に示す回路においてその人出力を逆にしたものであ
る。

ＱＭＦバンク３０９を通過して得られた復号信号は、補
間処理部３］０に送られ、そこでセル廃棄による信号の
脱落の補間か行われる。

第１１図は二の補間処理部３１（）の一実施例を示すブ
ロック図であり、第１２図はその補間処理部３１　Ｃ１
における補間処理を説明するための信号波形の一例を示
すものである。

第１１図において、入力端子４　（１０から人力された
復号信号は、端子４０９から供給されるセル廃棄信号に
従って、セル廃棄かなかった場合には出力端子３１１に
バイパスされ、セル廃棄かあった場合には以下のように
補間処理へ回される。

この補間処理では、ます、廃棄直前のセルの復号信号を
バッファ４０１から読み出し、ＬＰＧ分析部４０２へ入
力する。

ＬＰＧ分析部４０２ては自己相関法又は共分散法による
ＬＰＧ分析を行い、予測係数αｌ、α２９９１９．　　
αｐ　（ｐは予測次数であり、ここでは８とした）と予
測残差信号ｅ　（ｎ）を求める。

ＬＰＣ分析法については、Ｌ、　Ｒ，ＲａｂｉｎｅｒＲ
，Ｗ、　５ｈａｔｅｒ著、鈴木訳“音声のディジタル信
号処理”　コロナ社（文献５）で詳述されているのて説
明を省略する。

尚、予測フィルタの伝達関数Ｈ（ｚ）はて表される。

次に、予測残差信号ｅ　（ｎ）にピッチ分析を行い、ピ
ッチ周期Ｔｐとケインｇ、及び予測残差信号ｅｐ（ｎ）
を求める。

ピッチ分析法についても文献５て述べられているか、こ
こでは、次のようにしてピッチ周期Ｔｐとケインｇとを
求めるものとする。

すなわち、廃棄のあったセルの直前のセル（フレーム）
の復号信号において、フレーム最後のサンプル点をｎ−
Ｎとおき、次の誤差関数Ｅ　、（Ｔ　Ｐ）を定義する。

〜 ・・・・（９） 、２０　≦Ｔｐ　≦　１４０ 但し、Ｌは誤差を評価する区間長であり、ここてはＬ　
＝　７０としている。

ピッチ周期Ｔｐは、上式のＥ　（Ｔｐ）を最小とするＴ
ｐとして求める。

また、ピッチケインｇは、Ｔｐを求めた後、次式により
計算する。

・・・・　　（１０） また、予測残差信号ｅ　（ｎ）　、ｅｐ（ｎ）は、次式
により計算され、ｅｐ（ｎ）かバッファ４０４に蓄積さ
れる。

ｅ　ｐ（ｎ）−ｅ　（ｎ）　　　ｇ−ｅ　　（ｎ−Ｔｐ
）　　・・＝　（１２）但し、ここてｘ　（ｎ）はバッ
ファ４０］から出力される信号である。

次に、駆動信号生成回路４０５において、前のセルの予
測残差信号ｅｐ（ｎ）の最後からＴｐサンブル分〔第１
２図（ｂＪ参照〕をバッファ４ｒ〕４から１涜み出し、
その残差信号にピッチケインｇを乗した信号を繰り返し
接続し、第１２図（Ｃ）のような駆動信号を生成する。

次に、この駆動信号を上記の式（８）の予測フィルタの
逆フィルタである合成フィルタ４０６に人力し、廃棄さ
れたセルの信号を合成する。

合成された信号〔第１２図（ｄ）参照〕は、スムージン
ク回路４０７によって、廃棄セル〔第１２図（ａ）参照
〕の前のセル、又は前後のセルの復号信号との間でスム
ージング処理される。

その結果、スムージンク回路４０７の出力波形は第１２
図（ｅ）に示す如くのものとなる。

このスムージング処理は、前のセルの復号信号をＸ（ｎ
）　　合成された信号をｘ　（ｎ）　　スムージング処
理をｙ　（ｎ）とおくと、次式に従って行われる。

ｙ　（ｎ）　＝　　ｆ　１−Ｗ（ｎ）　ｌ　　・ｘ　（
ｎ）＋　Ｗ　（ｎ）　　・　ｘ　（ｎ）　　　　　−（
１３）ここて、Ｗ（ｎ）はスムージングの窓関数であっ
て、第１３図に示すものか代表的である。

以上述へた本実施例での捕間処理は、駆動信号レベルて
の補間と言うことかできるか、二〇ノＪ−法は、駆動信
号のレベルで前後のセルと波形の不連続点かあっても、
合成フィルタを通過することにより不連続点か平滑化さ
れ、音声のレベルてはほとんと分からなくなるという効
果かある。

更に、スムージング処理により前後のセルとの連続性を
より高めているのでセル廃棄に伴う復号信号の劣化かほ
とんと知覚されないという効果かある。

以上の実施例において、帯域数８、サブフレーム長２４
サンプル、最大サブフレーム数１２、目標５ＮＲ２２ｄ
Ｂという条件の下で計算機によるシミュレーションを行
った結果、平均ビットレート２１　Ｋｂｐｓ　　て３２
　Ｋｂｐｓ　ＡＤＰＣＭ以上の品質を達成すると共に、
セル廃棄率５％で品質劣化かほとんと知覚されないとい
う優れた性質を持つことか確認された。

〔発明の効果〕

以上説明したように、本発明によればフレーム中位で符
号化ヒツトレートを制御しているので、復号信号の品質
を一定に保つことができると共に、特に、エントロピー
符号を用いている為に圧縮率の向上か期待できる。

また、各々の周波数帯域別の信号電力を基に各帯域の符
号化ビット数の配分を行っているので、復号信号のＳＮ
Ｒを向上させ、高い復号品質を得ることができる。

しかも、符号化データの総和は固定長のセルに納まるよ
う制御しているので、符号化データの過不足による効率
の低下もない。

更に、本発明によれば、複数の周波数帯域の信号をフレ
ーム単位で独立に符号化しているため、過去の信号を用
いて予測や量子化の制御を行っているＡＤＰＣＭやＥｍ
ｂｅｄｅｄ　ＡＤＰＣＭのようにセル廃棄による品質劣
化か継続することはなく、廃棄セル内のみに留めること
ができ、かつどのセルが廃棄されても影響は小さいので
セルの優先制御を行う必要かなくシステムを簡素化でき
る。

その上、本発明の補間処理によれば、品質の劣化かほと
んど知覚されことなく廃棄セルを再生することかできる
という効果を奏する。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例に係る符号化装置のコーダ部
のブロック構成図、第２図は第１図に示した回路中のＱ
　Ｍ　Ｆバンクの一構成例を示すブロック図、第３図は
本発明に係るセルのフォーマットの一例を示す図、第４
図は本発明に係るコーダ部の動作を示すフローチャート
、第５図は第１図に示した回路中のビットレート制御部
における動作を示すフローチャート、第６図は第１図に
示した回路中のビット配分計算部における動作を示すフ
ローチャート、第７図は第６図に示した処理の１つであ
るビット割当ての補正法を説明するためフローチャート
、第８図は本発明の一実施例に係る符号化装置のデコー
ダ部のブロック構成図、第９図は第８図に示した回路中
のセル廃棄検出回路における動作を示すフローチャート
、第１０図はそのセル廃棄検出回路におけるセル廃棄検
出法を説明するための図、第１１図は第８図に示した回
路中の補間処理部の一構成例を示すブロック図、第１２
図はその補間処理部における補間処理を説明するための
信号波形例、第１３図はスムー／ンクの窓関数の代表例
を示す図、第１４図は従来のＥｍｂｅｄｅｄ　ＡＤＰＣ
Ｍのコーダ部のブロック構成図、第１５図は従来のＥｍ
ｂｅｄｅｄ　ＡＤＰＣＭのデコーダ部ノフロック構成図
、第１６図は従来のパケットフォーマツ！・の−例を示
す図である。 １００．２００，３００，４００，６００・・入ツノ端
子、１０１・入力バッファ、１０２，３０９・・ＱＭＦ
バンク、１０３・・正規化回路、１０４１０６・・・量
子化器、１０５・・・帯域パワー計算回路、１．０７，
３０３・・逆量子化器、１０８・・・ビットレート制御
部、１０９，３０６・・・ビット配分計算部、］１０・
・エントロピー符号化器、１１１・・・符号量計算部、
１１２・・・ビットレート制御補正部、１１３・タイム
スタンプ計算回路、１１４・・セル化部、］、１５．３
１１・・出力端子、２０１，２０４・・・バイパスフィ
ルタ、２０２，２０５・・ローバスフィルり、２０３・
　ダウン・サンプラ、３〔〕トセノし分解部、３０２・
・・エントロピー復号器、３〔〕４・逆正規化回路、３
０７・セル廃棄検出回路、３０８・・補間前処理部、３
１０・・・補間処理部、４０１．４０４・・ハソファ、
４０２・・ＬＰＣ分析部、４０３・・ピッチ分析部、４
０５・・駆動信号生成回路、４０６・・・合成フィルタ
、４０７・・スムーンング回路、４０８・・・スイッチ
、６１０，７４０・　ＰＣＭフォーマット変換回路、６
２０・・・減算回路、６３０・・・適応量子化器、６４
０，６８０・・・ビットマスク回路、６５０・・適応逆
量子化器、６６０゜７００．７３０・・加算回路、６７
０，７１０−適応予測器、６９０・・・フィードバック
適応逆量子化器、７２０・・・フィードフォワード適応
逆量子化器、７５０・・・タンデム接続補正回路 第２図 第３図 Ｃノドし トル°ＩＩＬＨやの中力１乍 ご、ｌ−配吻１ｉ　音ｐり動作 第６１ Ｌ゛ット割当１の補正処理 第７図 渣聚枚出た理 弔９Ｌ、Ｊ 第１０１１Ｊ 第１５図

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. （１）音声等の信号系列を複数の帯域の信号に分割する
   帯域信号分割手段と、 分割された帯域別の信号をエントロピー符号化する符号
   化手段と、 符号化された各帯域の信号をセルと呼ばれる一定長の情
   報単位、又はパケットと呼ばれる可変長の情報単位に構
   成する情報単位構成手段と を送信側に具備すると共に、 前記セル又はパケットを分解する分解手段と、帯域別の
   エントロピー符号化信号を復号化する復号化手段と、 復号化された帯域別の信号から全帯域の信号に合成する
   合成手段と を受信側に具備することを特徴とする可変レート符号化
   方式。
2. （２）音声等の信号系列を複数の帯域の信号に分割する
   帯域信号分割手段と、 分割された帯域別の信号の電力を計算する電力計算手段
   と、 前記電力に基づいて帯域別の信号を量子化する際のビッ
   ト数を計算する量子化ビット数計算手段と、 前記量子化ビット数に基づき各帯域の信号を量子化する
   量子化手段と、 量子化された信号をエントロピー符号化する符号化手段
   と、 該符号化手段により符号化された帯域別の信号、該符号
   化された信号のサンプル数を表す信号、及び前記量子化
   ビット数をセルと呼ばれる一定長の情報単位、又はパケ
   ットと呼ばれる可変長の情報単位に構成する情報単位構
   成手段と を送信側に具備すると共に、 前記セル又はパケットを分解する分解手段と、帯域別の
   エントロピー符号化信号を復号化する復号化手段と、 復号化された帯域別の信号から全帯域の信号に合成する
   合成手段と、 前記分解手段による分解結果から廃棄されたセル又はパ
   ケットを検知する検知手段と、 廃棄されたセル又はパケットの区間を再生する再生手段
   と を受信側に具備することを特徴とする可変レート符号化
   方式。