JP7440255B2 - Amplifier - Google Patents

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Description

本発明は、増幅装置に関する。 The present invention relates to an amplifier device.

増幅器は、センサ信号等の増幅に広く用いられているが、いくつかの応用例では、増幅器内部のオフセット成分及び低周波雑音成分が非常に小さいことを要求される。従来の増幅器では、オフセット成分及び低周波雑音成分がその要求を満たすことができないため、オフセット成分及び低周波雑音成分を低減する手法が多く存在している。 Amplifiers are widely used to amplify sensor signals and the like, but in some applications, offset components and low frequency noise components inside the amplifier are required to be very small. In conventional amplifiers, offset components and low-frequency noise components cannot meet the requirements, so there are many methods for reducing offset components and low-frequency noise components.

オフセット成分及び低周波雑音成分を低減する手法の一例として、チョッパ安定化増幅器が存在している。チョッパ安定化増幅器は、チョッパ変調器を用いて入力段の増幅器のオフセット成分及び低周波雑音成分のみが高周波帯域に変調するように構成することで、オフセット成分及び低周波雑音成分を低減する手法である。 A chopper-stabilized amplifier exists as an example of a method for reducing offset components and low-frequency noise components. A chopper stabilized amplifier is a method of reducing offset components and low frequency noise components by using a chopper modulator so that only the offset components and low frequency noise components of the input stage amplifier are modulated into the high frequency band. be.

オフセット成分及び低周波雑音成分を低減する手法の他の例として、オートゼロ増幅器が存在している。オートゼロ増幅器は、内蔵している校正回路によって増幅器のオフセット成分及び低周波雑音成分を低減する手法である。一般にオートゼロ増幅器は、スイッチによって入出力を切り替え、校正モードと増幅モードとを交互に動作させる。そのため、一つのオートゼロ増幅器だけでは、校正モードの時に信号を増幅することができない。そこで、例えば非特許文献１に開示されているように、二つのオートゼロ増幅器を用意し、一方のオートゼロ増幅器が校正モードの時、もう片方が増幅モードとなり信号を増幅するように構成されたＰｉｎｇ－Ｐｏｎｇオートゼロ増幅器が採用されている。 Auto-zero amplifiers exist as another example of a technique for reducing offset components and low frequency noise components. The auto-zero amplifier is a method of reducing the offset component and low frequency noise component of the amplifier using a built-in calibration circuit. Generally, an auto-zero amplifier switches input and output using a switch, and operates alternately between a calibration mode and an amplification mode. Therefore, only one auto-zero amplifier cannot amplify the signal during the calibration mode. Therefore, as disclosed in Non-Patent Document 1, for example, two auto-zero amplifiers are prepared, and when one auto-zero amplifier is in the calibration mode, the other one is in the amplification mode and is configured to amplify the signal. A Pong auto-zero amplifier is employed.

以上のように、オフセット成分及び低周波雑音成分を低減する手法の例として、チョッパ安定化増幅器とオートゼロ増幅器とが存在する。しかし、チョッパ安定化増幅器は、オフセット成分及び低周波雑音成分が高周波帯域に変調され、それがリップルノイズとなり、リップルノイズによる高周波雑音成分が生じる課題がある。また、オートゼロ増幅器は、オフセット成分及び低周波雑音成分を低減するような信号を校正回路がサンプリングする必要があるため、サンプリングの際に生じるエイリアシング雑音が発生し、エイリアシング雑音による低周波雑音成分が生じる課題がある。このため、これらの課題を改善するための手法がいくつか存在している。 As described above, chopper stabilization amplifiers and auto-zero amplifiers exist as examples of methods for reducing offset components and low frequency noise components. However, the chopper-stabilized amplifier has a problem in that the offset component and the low-frequency noise component are modulated into a high-frequency band, which becomes ripple noise, and a high-frequency noise component is generated due to the ripple noise. In addition, since the auto-zero amplifier requires the calibration circuit to sample a signal that reduces offset components and low-frequency noise components, aliasing noise occurs during sampling, and low-frequency noise components are generated due to aliasing noise. There are challenges. Therefore, several methods exist to improve these problems.

一例として、特許文献１に開示されているように、チョッパ安定化増幅器とＰｉｎｇ－Ｐｏｎｇオートゼロ増幅器の動作を組み合わせた手法が存在する。この手法では、チョッパ変調器によって高周波帯域に変調される入力段の増幅器のオフセット成分及び低周波雑音成分をフィードバック回路によって大きく低減し、高周波雑音成分を低減させることができる。更に、上記のフィードバック回路を用いてオフセット成分及び低周波雑音成分を低減する手法において、複数のＰｉｎｇ－Ｐｏｎｇオートゼロ増幅器を用いてより高精度な増幅器を実現することも可能である。この場合、フィードバック回路の初段増幅器と、フィードバック回路を用いてオフセット成分及び低周波雑音成分を低減した増幅器の２段目の増幅器とを、Ｐｉｎｇ－Ｐｏｎｇオートゼロ増幅器により構成する。 As an example, there is a technique that combines the operations of a chopper stabilizing amplifier and a Ping-Pong auto-zero amplifier, as disclosed in Patent Document 1. In this method, the offset component and low frequency noise component of the input stage amplifier modulated in the high frequency band by the chopper modulator can be greatly reduced by the feedback circuit, and the high frequency noise component can be reduced. Furthermore, in the method of reducing offset components and low frequency noise components using the above-described feedback circuit, it is also possible to realize a more accurate amplifier using a plurality of Ping-Pong auto-zero amplifiers. In this case, the first stage amplifier of the feedback circuit and the second stage amplifier of the amplifier whose offset component and low frequency noise component are reduced using the feedback circuit are configured by a Ping-Pong auto-zero amplifier.

しかしながら、上記のような複数のＰｉｎｇ－Ｐｏｎｇオートゼロ増幅器を用いた構成では、４つのオートゼロ増幅器が必要となり、回路面積及び消費電力を増加させてしまう課題がある。 However, in the configuration using a plurality of Ping-Pong auto-zero amplifiers as described above, four auto-zero amplifiers are required, resulting in an increase in circuit area and power consumption.

複数のオートゼロ増幅器を用いた他の例として、例えば非特許文献２に開示されているように、並列する２つの増幅経路を３つのオートゼロ増幅器を用いてオートゼロ動作させる手法が存在する。しかし、非特許文献２では、２つの増幅経路の相互コンダクタンス値が同じになってしまうため、設計の自由度が下がってしまう課題をもつ。 As another example using a plurality of auto-zero amplifiers, there is a method of performing auto-zero operation on two parallel amplification paths using three auto-zero amplifiers, as disclosed in Non-Patent Document 2, for example. However, in Non-Patent Document 2, since the mutual conductance values of the two amplification paths become the same, there is a problem that the degree of freedom in design is reduced.

米国特許第６４７６６７１号明細書US Patent No. 6,476,671

Ion E. Opris and Gregory T.A. Kovacs, “A Rail-to-Rail Ping-Pong Op-Amp”, IEEE J. Solid-State Circuits, vol. 31, no 9, pp. 1320-1324, Sep. 1996.Ion E. Opris and Gregory T.A. Kovacs, “A Rail-to-Rail Ping-Pong Op-Amp”, IEEE J. Solid-State Circuits, vol. 31, no 9, pp. 1320-1324, Sep. 1996. Saket Sakunia, Frerik Witte, Michiel Pertijs and Kofi Makinwa, “A Ping-Pong-Pang Current-Feedback Instrumentation Amplifier with 0.04% Gain Error”, IEEE Symposium on VLSI Circuits Digest of Technical Papers, pp. 60-61, Jun. 2011.Saket Sakunia, Frerik Witte, Michiel Pertijs and Kofi Makinwa, “A Ping-Pong-Pang Current-Feedback Instrumentation Amplifier with 0.04% Gain Error”, IEEE Symposium on VLSI Circuits Digest of Technical Papers, pp. 60-61, Jun. 2011 .

上述したように、増幅回路において、複数のオートゼロ増幅器を用いてより高精度な増幅器を実現しようとすると、回路面積及び消費電力が増加してしまう課題が生じる。また、特許文献１に開示された手法において、フィードバック回路の初段増幅器と、メインの増幅経路の２段目の増幅器とをオートゼロ増幅器により構成する場合、それぞれの増幅経路において適宜相互コンダクタンス値を設定する必要がある。このため、非特許文献２に開示された手法のような並列する２つの増幅経路においてオートゼロ増幅器を切り替える構成を適用することができない。したがって、フィードバック回路を有する複数の増幅経路において、オートゼロ増幅器を用いた高精度化と、回路面積及び消費電力の低減とが求められる。 As described above, when an attempt is made to realize a more accurate amplifier using a plurality of auto-zero amplifiers in an amplifier circuit, a problem arises in that the circuit area and power consumption increase. Furthermore, in the method disclosed in Patent Document 1, when the first stage amplifier of the feedback circuit and the second stage amplifier of the main amplification path are configured by auto-zero amplifiers, mutual conductance values are set appropriately in each amplification path. There is a need. For this reason, it is not possible to apply a configuration in which the auto-zero amplifiers are switched in two parallel amplification paths, such as the method disclosed in Non-Patent Document 2. Therefore, in a plurality of amplification paths having feedback circuits, there is a demand for higher precision using auto-zero amplifiers and reductions in circuit area and power consumption.

本発明は、オフセット成分及び低周波雑音成分を高精度に低減するとともに、回路面積及び消費電力を低減させることが可能な増幅装置を提供することを目的とする。 SUMMARY OF THE INVENTION An object of the present invention is to provide an amplifier device that can reduce offset components and low-frequency noise components with high precision, as well as reduce circuit area and power consumption.

本発明は、並列に接続された少なくとも３つの増幅器である第１乃至第３のオートゼロ増幅器を備え、前記第１乃至第３のオートゼロ増幅器のそれぞれは、入力信号を増幅する第１の相互コンダクタンス増幅器及び第２の相互コンダクタンス増幅器と、前記第１及び第２の相互コンダクタンス増幅器の入力信号を無信号状態としたときに前記第１及び第２の相互コンダクタンス増幅器の双方の出力を入力する一つの第３の相互コンダクタンス増幅器と、前記第３の相互コンダクタンス増幅器の入力において前記第１及び第２の相互コンダクタンス増幅器のオフセット成分及び低周波雑音成分を低減する校正電圧を保持するサンプリング容量と、を有し、前記入力信号を前記第１の相互コンダクタンス増幅器及び前記第２の相互コンダクタンス増幅器によって増幅する第１の増幅経路に接続される第１の入力経路及び第１の出力経路と、前記入力信号を前記第１の相互コンダクタンス増幅器によって増幅する第２の増幅経路に接続される前記第１の入力経路とは別に設けられた第
２の入力経路及び前記第１の出力経路とは別に設けられた第２の出力経路と、前記第１の入力経路及び前記第１の出力経路と、前記第２の入力経路及び前記第２の出力経路との経路切り替えを行うスイッチと、を備え、前記第１乃至第３のオートゼロ増幅器のうち、一つのオートゼロ増幅器が前記サンプリング容量により前記校正電圧を保持する校正モードとなり、他の一つのオートゼロ増幅器が前記入力信号を前記第１の増幅経路において前記第１の相互コンダクタンス増幅器及び前記第２の相互コンダクタンス増幅器によって増幅する経路１モードとなり、さらに他の一つのオートゼロ増幅器が前記入力信号を前記第２の増幅経路において前記第１の相互コンダクタンス増幅器によって増幅する経路２モードとなるように、これら複数の動作モードを前記スイッチにより切り替えるアンプシェアリングオートゼロ増幅器を有し、前記スイッチは、オン時にスイッチ入力端に入力された信号をスイッチ出力端に出力し、オフ時にスイッチ入力端に入力された信号をスイッチ出力端に出力しない第１乃至第８のスイッチを有し、前記第１の相互コンダクタンス増幅器は、前記第１のスイッチ乃至前記第３のスイッチのスイッチ出力端に入力が接続され、前記第２の相互コンダクタンス増幅器は、前記第４のスイッチ及び前記第５のスイッチのスイッチ出力端に入力が接続され、前記サンプリング容量は、前記第６のスイッチのスイッチ出力端に接続され、前記第３の相互コンダクタンス増幅器は、前記第６のスイッチのスイッチ出力端に入力が接続され、前記第１乃至前記第３のオートゼロ増幅器のそれぞれは、前記入力信号として差動信号が入力される第１の入力端子及び第２の入力端子と、前記入力される差動信号が無信号状態となる同相入力端子と、前記第８のスイッチのスイッチ出力端に接続された第１の出力端子と、前記第７のスイッチのスイッチ出力端に接続された第２の出力端子と、をさらに備え、前記第１の入力端子が前記第１のスイッチ及び前記第４のスイッチのスイッチ入力端に接続され、前記第２の入力端子が前記第３のスイッチのスイッチ入力端に接続され、前記同相入力端子が前記第２のスイッチ及び前記第５のスイッチのスイッチ入力端に接続され、前記第６のスイッチ乃至前記第８のスイッチのスイッチ入力端が前記第１の相互コンダクタンス増幅器乃至前記第３の相互コンダクタンス増幅器の出力に接続され、前記校正モードにおいては、前記第２のスイッチ、前記第５のスイッチ、及び前記第６のスイッチがオンとなるとともに、前記第１のスイッチ、前記第３のスイッチ、前記第４のスイッチ、前記第７のスイッチ、及び前記第８のスイッチがオフとなり、前記経路１モードにおいては、前記第１のスイッチ、前記第４のスイッチ、及び前記第８のスイッチがオンとなるとともに、前記第２のスイッチ、前記第３のスイッチ、前記第５のスイッチ、前記第６のスイッチ、及び前記第７のスイッチがオフとなり、前記経路２モードにおいては、前記第３のスイッチ、前記第５のスイッチ、及び前記第７のスイッチがオンとなるとともに、前記第１のスイッチ、前記第２のスイッチ、前記第４のスイッチ、前記第６のスイッチ、及び前記第８のスイッチがオフとなる、増幅装置を提供する。 The present invention includes first to third auto-zero amplifiers that are at least three amplifiers connected in parallel, and each of the first to third auto-zero amplifiers includes a first transconductance amplifier that amplifies an input signal. and a second transconductance amplifier, and a first transconductance amplifier that receives the outputs of both the first and second transconductance amplifiers when the input signals of the first and second transconductance amplifiers are in a no-signal state. and a sampling capacitor that holds a calibration voltage that reduces offset components and low frequency noise components of the first and second transconductance amplifiers at the input of the third transconductance amplifier. , a first input path and a first output path connected to a first amplification path for amplifying the input signal by the first transconductance amplifier and the second transconductance amplifier; a second input path provided separately from the first input path connected to a second amplification path amplified by the first transconductance amplifier; and a second input path provided separately from the first output path. a switch for switching paths between the first input path and the first output path, and the second input path and the second output path; Among the three auto-zero amplifiers, one auto-zero amplifier enters a calibration mode in which the calibration voltage is held by the sampling capacitor, and the other auto-zero amplifier transfers the input signal to the first transconductance in the first amplification path. a path 1 mode in which the input signal is amplified by the amplifier and the second transconductance amplifier; and a path 2 mode in which another auto-zero amplifier amplifies the input signal by the first transconductance amplifier in the second amplification path. The amplifier has an amplifier sharing auto-zero amplifier that switches between these multiple operation modes by the switch, and the switch outputs a signal input to the switch input terminal to the switch output terminal when it is on, and outputs the signal input to the switch input terminal when it is off. The first transconductance amplifier has first to eighth switches that do not output signals input to the switch output terminals, and the first transconductance amplifier has first to eighth switches that do not output signals input to the switch output terminals of the first switch to the third switch. The input of the second transconductance amplifier is connected to the switch output terminals of the fourth switch and the fifth switch, and the sampling capacitor is connected to the switch output terminal of the sixth switch. , the third transconductance amplifier has an input connected to the switch output terminal of the sixth switch, and each of the first to third auto-zero amplifiers receives a differential signal as the input signal. a first input terminal, a second input terminal, a common-mode input terminal where the input differential signal is in a no-signal state, and a first output terminal connected to the switch output terminal of the eighth switch; , a second output terminal connected to the switch output terminal of the seventh switch, and the first input terminal is connected to the switch input terminals of the first switch and the fourth switch. , the second input terminal is connected to a switch input terminal of the third switch, the in-phase input terminal is connected to switch input terminals of the second switch and the fifth switch, and the sixth switch The switch input terminal of the eighth switch is connected to the output of the first transconductance amplifier to the third transconductance amplifier, and in the calibration mode, the second switch, the fifth switch, and the sixth switch is turned on, and the first switch, the third switch, the fourth switch, the seventh switch, and the eighth switch are turned off, and the route 1 mode is set. In this case, the first switch, the fourth switch, and the eighth switch are turned on, and the second switch, the third switch, the fifth switch, and the sixth switch are turned on. , and the seventh switch are turned off, and in the route 2 mode, the third switch, the fifth switch, and the seventh switch are turned on, and the first switch and the seventh switch are turned on. The second switch, the fourth switch, the sixth switch, and the eighth switch are turned off .

また、本発明は、上記の増幅装置であって、前記第１の入力経路が、前記第１乃至第３のオートゼロ増幅器のそれぞれの前記第１の入力端子が接続され、前記第２の入力経路が、前記第１乃至第３のオートゼロ増幅器のそれぞれの前記第２の入力端子が接続され、前記第１の出力経路が、前記第１乃至第３のオートゼロ増幅器のそれぞれの前記第１の出力端子が接続され、前記第２の出力経路が、前記第１乃至第３のオートゼロ増幅器のそれぞれの前記第２の出力端子が接続された、増幅装置を提供する。 Further, the present invention provides the above amplifier device, wherein the first input path is connected to the first input terminal of each of the first to third auto-zero amplifiers , and the second input path is connected to the first input terminal of each of the first to third auto-zero amplifiers. A path is connected to the second input terminal of each of the first to third auto-zero amplifiers , and a first output path is connected to the second input terminal of each of the first to third auto-zero amplifiers. An amplifier device is provided , in which the output terminals are connected, and the second output path is connected to the second output terminals of each of the first to third auto-zero amplifiers.

また、本発明は、上記の増幅装置であって、前記アンプシェアリングオートゼロ増幅器は、前記動作モードの組み合わせとして、前記第１のオートゼロ増幅器が前記校正モードであり、前記第２のオートゼロ増幅器が前記経路２モードであり、前記第３のオートゼロ増幅器が前記経路１モードであるフェイズ１と、前記第１のオートゼロ増幅器が前記経路１モードであり、前記第２のオートゼロ増幅器が前記経路２モードであり、前記第３のオートゼロ増幅器が前記校正モードであるフェイズ２と、前記第１のオートゼロ増幅器が前記経路１モードであり、前記第２のオートゼロ増幅器が前記校正モードであり、前記第３のオートゼロ増幅器が前記経路２モードであるフェイズ３と、前記第１のオートゼロ増幅器が前記校正モードであり、前記第２のオートゼロ増幅器が前記経路１モードであり、前記第３のオートゼロ増幅器が前記経路２モードであるフェイズ４と、前記第１のオートゼロ増幅器が前記経路２モードであり、前記第２のオートゼロ増幅器が前記経路１モードであり、前記第３のオートゼロ増幅器が前記校正モードであるフェイズ５と、前記第１のオートゼロ増幅器が前記経路２モードであり、前記第２のオートゼロ増幅器が前記校正モードであり、前記第３のオートゼロ増幅器が前記経路１モードであるフェイズ６と、を有し、複数のフェイズを時系列に切り替える、増幅装置を提供する。 Further, the present invention provides the above amplifier device, in which the amplifier sharing auto-zero amplifier has a combination of operation modes in which the first auto-zero amplifier is in the calibration mode and the second auto-zero amplifier is in the calibration mode. a phase 1 in which the third auto-zero amplifier is in the path 1 mode and the first auto-zero amplifier is in the path 1 mode and the second auto-zero amplifier is in the path 2 mode; , the third autozero amplifier is in the calibration mode, the first autozero amplifier is in the path 1 mode, the second autozero amplifier is in the calibration mode, and the third autozero amplifier is in the calibration mode. is in the path 2 mode, the first autozero amplifier is in the calibration mode, the second autozero amplifier is in the path 1 mode, and the third autozero amplifier is in the path 2 mode. a phase 4, wherein the first autozero amplifier is in the path 2 mode, the second autozero amplifier is in the path 1 mode, and the third autozero amplifier is in the calibration mode; a first autozero amplifier is in the path 2 mode, a second autozero amplifier is in the calibration mode, and a third autozero amplifier is in the path 1 mode; To provide an amplification device that switches the time series.

また、本発明は、上記の増幅装置であって、前記アンプシェアリングオートゼロ増幅器は、前記フェイズ１乃至前記フェイズ６を順に切り替える周期的なスイッチ駆動クロックによって前記複数のフェイズを切り替える、増幅装置を提供する。 Further, the present invention provides the above-mentioned amplifier device, wherein the amplifier sharing auto-zero amplifier switches the plurality of phases using a periodic switch drive clock that sequentially switches the phases 1 to 6. do.

また、本発明は、上記の増幅装置であって、前記アンプシェアリングオートゼロ増幅器は、前記フェイズ１、前記フェイズ３、及び前記フェイズ５を順に切り替える周期的なスイッチ駆動クロックによって前記複数のフェイズを切り替える、増幅装置を提供する。 Further, the present invention provides the above amplifier device, in which the amplifier sharing auto-zero amplifier switches the plurality of phases using a periodic switch drive clock that sequentially switches the phase 1, the phase 3, and the phase 5. , provides an amplification device.

また、本発明は、上記の増幅装置であって、前記アンプシェアリングオートゼロ増幅器は、前記フェイズ４、前記フェイズ６、及び前記フェイズ２を順に切り替える周期的なスイッチ駆動クロックによって前記複数のフェイズを切り替える、増幅装置を提供する。 Further, the present invention provides the above amplifier device, wherein the amplifier sharing auto-zero amplifier switches the plurality of phases using a periodic switch drive clock that sequentially switches the phase 4, the phase 6, and the phase 2. , provides an amplification device.

また、本発明は、上記いずれかに記載のアンプシェアリングオートゼロ増幅器を有し、入力される差動信号を高周波帯域に変調する第１のチョッパ変調器と、前記第１のチョッパ変調器の出力を増幅する第１の増幅器と、前記第１の増幅器の出力の信号成分を復調し、オフセット成分及び低周波雑音成分を高周波帯域に変調する第２のチョッパ変調器と、前記第２のチョッパ変調器の出力を増幅する第２の増幅器と、前記第１の増幅器と前記第２のチョッパ変調器との間に入出力が接続され、前記第１の増幅器の出力を負帰還して前記第１の増幅器において発生するオフセット成分及び低周波雑音成分を低減するノイズリダクションループ回路と、を備え、前記ノイズリダクションループ回路は、入出力が負帰還構成となるよう接続され、前記ノイズリダクションループ回路の差動入力信号を増幅する第３の増幅器と、前記第３の増幅器の出力の高周波信号成分を低減するフィルタ回路と、前記フィルタ回路の出力を増幅する第４の増幅器と、を有し、前記アンプシェアリングオートゼロ増幅器において、前記第１乃至第３のオートゼロ増幅器の動作モードの切り替えによって前記第２の増幅器と前記第３の増幅器とを切り替えて機能させる、増幅装置を提供する。 The present invention also provides an amplifier sharing auto-zero amplifier according to any one of the above, including a first chopper modulator that modulates an input differential signal into a high frequency band, and an output of the first chopper modulator. a first amplifier that amplifies the signal; a second chopper modulator that demodulates the signal component of the output of the first amplifier and modulates the offset component and the low frequency noise component into a high frequency band; and the second chopper modulator. A second amplifier amplifies the output of the modulator, and an input/output is connected between the first amplifier and the second chopper modulator, and the output of the first amplifier is negatively fed back to the first chopper modulator. a noise reduction loop circuit that reduces offset components and low frequency noise components generated in the amplifier, the noise reduction loop circuit is connected such that input and output are in a negative feedback configuration, and the noise reduction loop circuit a third amplifier that amplifies a dynamic input signal; a filter circuit that reduces a high frequency signal component of the output of the third amplifier; and a fourth amplifier that amplifies the output of the filter circuit; In the sharing auto-zero amplifier, there is provided an amplifier device in which the second amplifier and the third amplifier are switched to function by switching the operation modes of the first to third auto-zero amplifiers.

また、本発明は、上記いずれかに記載のアンプシェアリングオートゼロ増幅器を有し、入力される差動信号を高周波帯域に変調する第１のチョッパ変調器と、前記第１のチョッパ変調器の出力を増幅する第１の増幅器と、前記第１の増幅器の出力の信号成分を復調し、オフセット成分及び低周波雑音成分を高周波帯域に変調する第２のチョッパ変調器と、前記第２のチョッパ変調器の出力を増幅する第２の増幅器と、前記第１の増幅器の出力に出力が接続され、前記第２のチョッパ変調器の出力に入力が接続され、前記第１の増幅器の出力を負帰還して前記第１の増幅器において発生するオフセット成分及び低周波雑音成分を低減するオートコレクションフィードバック回路と、を備え、前記オートコレクションフィードバック回路は、入出力が負帰還構成となるよう接続され、前記オートコレクションフィードバック回路の差動入力信号を増幅する第３の増幅器と、前記第３の増幅器の出力の高周波雑音成分を直流成分及び低周波雑音成分に復調する第３のチョッパ変調器と、前記第３のチョッパ変調器の出力の高周波信号成分を低減するフィルタ回路と、前記フィルタ回路の出力を増幅する第４の増幅器と、を有し、前記アンプシェアリングオートゼロ増幅器において、前記第１乃至第３のオートゼロ増幅器の動作モードの切り替えによって前記第２の増幅器と前記第３の増幅器とを切り替えて機能させる、増幅装置を提供する。 The present invention also provides an amplifier sharing auto-zero amplifier according to any one of the above, including a first chopper modulator that modulates an input differential signal into a high frequency band, and an output of the first chopper modulator. a first amplifier that amplifies the signal; a second chopper modulator that demodulates the signal component of the output of the first amplifier and modulates the offset component and the low frequency noise component into a high frequency band; and the second chopper modulator. a second amplifier for amplifying the output of the first amplifier; an output is connected to the output of the first amplifier; an input is connected to the output of the second chopper modulator; the output of the first amplifier is negatively fed back; an auto-correction feedback circuit that reduces offset components and low-frequency noise components generated in the first amplifier, the auto-correction feedback circuit having input and output connected in a negative feedback configuration, a third amplifier that amplifies the differential input signal of the correction feedback circuit; a third chopper modulator that demodulates the high frequency noise component of the output of the third amplifier into a DC component and a low frequency noise component; a filter circuit that reduces high frequency signal components of the output of the chopper modulator; and a fourth amplifier that amplifies the output of the filter circuit; The present invention provides an amplifier device in which the second amplifier and the third amplifier are switched to function by switching the operation mode of an auto-zero amplifier.

また、本発明は、上記いずれかに記載のアンプシェアリングオートゼロ増幅器を有し、入力される差動信号を高周波帯域に変調する第１のチョッパ変調器と、前記第１のチョッパ変調器の出力を増幅する第１の増幅器と、前記第１の増幅器の出力の信号成分を復調し、オフセット成分及び低周波雑音成分を高周波帯域に変調する第２のチョッパ変調器と、前記第２のチョッパ変調器の出力を増幅する第２の増幅器と、前記第１の増幅器の出力に出力が接続され、前記第２のチョッパ変調器の出力に入力が接続され、前記第１の増幅器の出力を負帰還して前記第１の増幅器において発生するオフセット成分及び低周波雑音成分を低減するリップルリダクションループ回路と、を備え、前記リップルリダクションループ回路は、入出力が負帰還構成となるよう接続され、前記リップルリダクションループ回路の入力の高周波雑音成分を取り出すカップリング容量と、前記カップリング容量の出力の差動電流信号を差動電圧信号に変換する抵抗と、前記抵抗によって変換された差動電圧信号を増幅する第３の増幅器と、前記第３の増幅器の出力の高周波雑音成分を直流成分及び低周波雑音成分に復調する第３のチョッパ変調器と、前記第３のチョッパ変調器の出力の高周波信号成分を低減するフィルタ回路と、前記フィルタ回路の出力を増幅する第４の増幅器と、を有し、前記アンプシェアリングオートゼロ増幅器において、前記第１乃至第３のオートゼロ増幅器の動作モードの切り替えによって前記第２の増幅器と前記第３の増幅器とを切り替えて機能させる、増幅装置を提供する。 The present invention also provides an amplifier sharing auto-zero amplifier according to any one of the above, including a first chopper modulator that modulates an input differential signal into a high frequency band, and an output of the first chopper modulator. a first amplifier that amplifies the signal; a second chopper modulator that demodulates the signal component of the output of the first amplifier and modulates the offset component and the low frequency noise component into a high frequency band; and the second chopper modulator. a second amplifier for amplifying the output of the first amplifier; an output is connected to the output of the first amplifier; an input is connected to the output of the second chopper modulator; the output of the first amplifier is negatively fed back; a ripple reduction loop circuit that reduces offset components and low frequency noise components generated in the first amplifier, the ripple reduction loop circuit is connected such that its input and output are in a negative feedback configuration, and the ripple reduction loop circuit A coupling capacitor that extracts high-frequency noise components from the input of the reduction loop circuit, a resistor that converts the differential current signal output from the coupling capacitor into a differential voltage signal, and amplifies the differential voltage signal converted by the resistor. a third chopper modulator that demodulates a high frequency noise component of the output of the third amplifier into a DC component and a low frequency noise component, and a high frequency signal component of the output of the third chopper modulator. and a fourth amplifier that amplifies the output of the filter circuit, and in the amplifier sharing auto-zero amplifier, switching the operation mode of the first to third auto-zero amplifiers The present invention provides an amplification device that switches between the second amplifier and the third amplifier to function.

また、本発明は、上記の増幅装置であって、前記第１乃至第４の増幅器は、相互コンダクタンス増幅器を含む、増幅装置を提供する。 Further, the present invention provides the above-mentioned amplification device, in which the first to fourth amplifiers include transconductance amplifiers.

また、本発明は、上記の増幅装置であって、前記第２の増幅器は、入力が前記アンプシェアリングオートゼロ増幅器の前記第１の入力経路に接続され、出力が前記アンプシェアリングオートゼロ増幅器の第１の出力経路に接続され、入力信号を前記アンプシェアリングオートゼロ増幅器において前記経路１モードとなった前記第１乃至第３のいずれかのオートゼロ増幅器が増幅する主経路の増幅器であり、前記第２の増幅器の位相補償を行う位相補償回路を備え、前記第３の増幅器は、入力が前記アンプシェアリングオートゼロ増幅器の前記第２の入力経路に接続され、出力が前記アンプシェアリングオートゼロ増幅器の第２の出力経路に接続され、入力信号を前記アンプシェアリングオートゼロ増幅器において前記経路２モードとなった前記第１乃至第３のいずれかのオートゼロ増幅器が増幅するフィードバックループの増幅器である、増幅装置を提供する。 Furthermore, the present invention provides the above-described amplifier device, wherein the second amplifier has an input connected to the first input path of the amplifier sharing auto-zero amplifier, and an output of the second amplifier that has an input connected to the first input path of the amplifier sharing auto-zero amplifier. 1 output path, the input signal is amplified by any one of the first to third auto-zero amplifiers in the path 1 mode in the amplifier sharing auto-zero amplifier, and the second auto-zero amplifier is connected to the second output path. The third amplifier has an input connected to the second input path of the amplifier sharing auto-zero amplifier, and an output connected to the second input path of the amplifier sharing auto-zero amplifier. Provided is an amplifying device, which is a feedback loop amplifier connected to an output path of the amplifier sharing auto-zero amplifier, and any one of the first to third auto-zero amplifiers in the path 2 mode amplifies the input signal in the amplifier sharing auto-zero amplifier. do.

また、本発明は、上記の増幅装置であって、前記第２の増幅器は、入力が前記アンプシェアリングオートゼロ増幅器の前記第２の入力経路に接続され、出力が前記アンプシェアリングオートゼロ増幅器の第２の出力経路に接続され、入力信号を前記アンプシェアリングオートゼロ増幅器において前記経路２モードとなった前記第１乃至第３のいずれかのオートゼロ増幅器が増幅する主経路の増幅器であり、前記第２の増幅器の位相補償を行う位相補償回路を備え、前記第３の増幅器は、入力が前記アンプシェアリングオートゼロ増幅器の前記第１の入力経路に接続され、出力が前記アンプシェアリングオートゼロ増幅器の第１の出力経路に接続され、入力信号を前記アンプシェアリングオートゼロ増幅器において前記経路１モードとなった前記第１乃至第３のいずれかのオートゼロ増幅器が増幅するフィードバックループの増幅器である、増幅装置を提供する。 Further, the present invention provides the above-described amplifier device, wherein the second amplifier has an input connected to the second input path of the amplifier sharing auto-zero amplifier, and an output of the second amplifier that is connected to the second input path of the amplifier sharing auto-zero amplifier. 2 output path, the input signal is amplified by any one of the first to third auto-zero amplifiers in the path 2 mode in the amplifier sharing auto-zero amplifier, and the second The third amplifier has an input connected to the first input path of the amplifier sharing auto-zero amplifier, and an output connected to the first input path of the amplifier sharing auto-zero amplifier. Provided is an amplification device, which is a feedback loop amplifier connected to an output path of the amplifier, and in which the input signal is amplified by any one of the first to third auto-zero amplifiers in the path 1 mode in the amplifier sharing auto-zero amplifier. do.

また、本発明は、上記の増幅装置であって、前記フィルタ回路は、増幅器と容量とを有して構成される積分回路を含み、前記第３の増幅器の出力の低周波信号成分を増幅し、高周波信号成分を低減する、増幅装置を提供する。 Further, the present invention provides the above amplification device, wherein the filter circuit includes an integrating circuit configured with an amplifier and a capacitor, and amplifies the low frequency signal component of the output of the third amplifier. , an amplification device that reduces high frequency signal components is provided.

本発明によれば、オフセット成分及び低周波雑音成分を高精度に低減するとともに、回路面積及び消費電力を低減させることが可能な増幅装置を提供できる。 According to the present invention, it is possible to provide an amplifier device that can reduce offset components and low-frequency noise components with high precision, as well as reduce circuit area and power consumption.

第１の実施形態の増幅回路の構成を示す図である。FIG. 1 is a diagram showing the configuration of an amplifier circuit according to a first embodiment. 第１の実施形態におけるオートゼロ増幅器の動作例として、校正モードにおけるスイッチの接続状態を示す図である。FIG. 3 is a diagram showing a connection state of switches in a calibration mode as an example of the operation of the auto-zero amplifier in the first embodiment. 第１の実施形態におけるオートゼロ増幅器の動作例として、経路１モードにおけるスイッチの接続状態を示す図である。FIG. 6 is a diagram showing the connection state of switches in path 1 mode as an example of the operation of the auto-zero amplifier in the first embodiment. 第１の実施形態におけるオートゼロ増幅器の動作例として、経路２モードにおけるスイッチの接続状態を示す図である。FIG. 6 is a diagram showing a connection state of switches in path 2 mode as an operation example of the auto-zero amplifier in the first embodiment. 第１の実施形態の増幅回路におけるクロック信号の動作波形の第１例を示す図である。FIG. 3 is a diagram showing a first example of an operating waveform of a clock signal in the amplifier circuit of the first embodiment. 第１の実施形態の増幅回路におけるクロック信号の動作波形の第２例を示す図である。FIG. 7 is a diagram showing a second example of the operating waveform of a clock signal in the amplifier circuit of the first embodiment. 第１の実施形態の増幅回路におけるクロック信号の動作波形の第３例を示す図である。FIG. 7 is a diagram showing a third example of the operating waveform of a clock signal in the amplifier circuit of the first embodiment. 第２の実施形態の増幅回路の構成を示す図である。FIG. 3 is a diagram showing the configuration of an amplifier circuit according to a second embodiment. 第２の実施形態の増幅回路におけるアンプシェアリングオートゼロ増幅器を模式的に示した機能説明図である。FIG. 7 is a functional explanatory diagram schematically showing an amplifier sharing auto-zero amplifier in an amplifier circuit according to a second embodiment. 第２の実施形態の増幅回路の構成をより具体的に示した図である。FIG. 7 is a diagram more specifically showing the configuration of an amplifier circuit according to a second embodiment. 第３の実施形態の増幅回路の構成を示す図である。FIG. 7 is a diagram showing the configuration of an amplifier circuit according to a third embodiment. 第４の実施形態の増幅回路の構成を示す図である。FIG. 7 is a diagram showing the configuration of an amplifier circuit according to a fourth embodiment. 第５の実施形態の増幅回路の構成を示す図である。FIG. 7 is a diagram showing the configuration of an amplifier circuit according to a fifth embodiment. 第６の実施形態の増幅回路の構成を示す図である。FIG. 7 is a diagram showing the configuration of an amplifier circuit according to a sixth embodiment. 第７の実施形態の増幅回路の構成を示す図である。It is a figure showing the composition of the amplifier circuit of a 7th embodiment. チョッパ安定化増幅器を用いた増幅回路の構成例を示す図である。FIG. 2 is a diagram showing an example of the configuration of an amplifier circuit using a chopper-stabilized amplifier. 図１６の増幅回路による信号成分、雑音成分及びオフセット成分の時間波形と周波数特性の一例を示す特性図である。17 is a characteristic diagram showing an example of time waveforms and frequency characteristics of a signal component, a noise component, and an offset component by the amplifier circuit of FIG. 16. FIG. ノイズリダクションループ回路を用いた増幅回路の構成例を示す図である。FIG. 2 is a diagram showing an example of the configuration of an amplifier circuit using a noise reduction loop circuit. 図１８の増幅回路による信号成分、雑音成分及びオフセット成分の時間波形と周波数特性の一例を示す特性図である。19 is a characteristic diagram showing an example of time waveforms and frequency characteristics of a signal component, a noise component, and an offset component by the amplifier circuit of FIG. 18. FIG. 図１８の増幅回路において出力段の増幅器にＰｉｎｇ－Ｐｏｎｇオートゼロ増幅器を用いた増幅回路の構成例を示す図である。19 is a diagram showing a configuration example of an amplifier circuit in which a Ping-Pong auto-zero amplifier is used as an output stage amplifier in the amplifier circuit of FIG. 18. FIG. 図２０の増幅回路におけるクロック信号の動作波形の一例を示す図である。21 is a diagram showing an example of an operating waveform of a clock signal in the amplifier circuit of FIG. 20. FIG.

以下、本発明に係る増幅装置を具体的に開示した実施形態（以下、「本実施形態」という）について、図面を参照して詳細に説明する。 DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS An embodiment (hereinafter referred to as "this embodiment") specifically disclosing an amplifying device according to the present invention will be described in detail below with reference to the drawings.

（本実施形態の内容に至る経緯）
本実施形態に至る経緯を説明するために、チョッパ変調器及びオートゼロ増幅器（Autozeroing Amplifier）を用いたチョッパ安定化増幅器を含む増幅装置の構成例を用いる。 (Details leading to the content of this embodiment)
In order to explain the circumstances leading to this embodiment, a configuration example of an amplifier device including a chopper stabilizing amplifier using a chopper modulator and an autozeroing amplifier will be used.

図１６は、チョッパ安定化増幅器を用いた増幅回路の構成例を示す図である。図１６では基本的なチョッパ安定化増幅器の構成を示している。チョッパ安定化増幅器は、チョッパ変調器１００１、増幅器１００２、チョッパ変調器１００３を備える。図１６の構成において、増幅器１００２にはオフセット成分（Ｖoffset）及び低周波雑音成分（１／ｆ noise）が発生する。そこで、チョッパ変調器１００１によって低周波帯域の信号成分を増幅器１００２のオフセット成分及び低周波雑音成分が少ない高周波帯域に変調し、増幅器１００２にて増幅した後、チョッパ変調器１００３によって高周波帯域の信号成分を低周波帯域に復調する。これにより、チョッパ安定化増幅器の全体のオフセット成分及び低周波雑音成分を低減する。しかし、チョッパ変調器１００３によって高周波帯域に変調されたオフセット成分及び低周波雑音成分はリップルノイズとなり、高周波雑音成分が発生する課題が生じる。 FIG. 16 is a diagram showing a configuration example of an amplifier circuit using a chopper-stabilized amplifier. FIG. 16 shows the configuration of a basic chopper stabilizing amplifier. The chopper stabilizing amplifier includes a chopper modulator 1001, an amplifier 1002, and a chopper modulator 1003. In the configuration of FIG. 16, an offset component (Voffset) and a low frequency noise component (1/f noise) are generated in the amplifier 1002. Therefore, the signal component in the low frequency band is modulated by the chopper modulator 1001 into a high frequency band in which the offset component and low frequency noise component of the amplifier 1002 are small, and after being amplified by the amplifier 1002, the signal component in the high frequency band is modulated by the chopper modulator 1003. demodulates to low frequency band. This reduces the overall offset component and low frequency noise component of the chopper stabilized amplifier. However, the offset component and the low frequency noise component modulated in the high frequency band by the chopper modulator 1003 become ripple noise, resulting in the generation of high frequency noise components.

図１７は、図１６の増幅回路による信号成分、雑音成分及びオフセット成分の時間波形と周波数特性の一例を示す特性図である。図１７では、信号成分、雑音成分、オフセット成分のそれぞれについて、時間波形と周波数分布の変化過程のイメージを示している。図１７において、上段は時間波形、下段は周波数特性をそれぞれ示している。チョッパ変調器１００１及びチョッパ変調器１００３のチョッパ周波数をｆｃｈとする。信号成分は、一度チョッパ変調器１００１によって高周波帯域に変調された後に、増幅器１００２にて増幅され、増幅器１００２のオフセット成分及び低周波雑音成分が加算される。その後、チョッパ変調器１００３を通すことにより信号成分は復調され、オフセット成分及び低周波雑音成分は高周波帯域に変調される。 FIG. 17 is a characteristic diagram showing an example of the time waveform and frequency characteristics of the signal component, noise component, and offset component by the amplifier circuit of FIG. 16. FIG. 17 shows an image of the change process of the time waveform and frequency distribution for each of the signal component, noise component, and offset component. In FIG. 17, the upper row shows the time waveform, and the lower row shows the frequency characteristics. The chopper frequencies of chopper modulator 1001 and chopper modulator 1003 are assumed to be fch. The signal component is once modulated into a high frequency band by a chopper modulator 1001, and then amplified by an amplifier 1002, and an offset component and a low frequency noise component of the amplifier 1002 are added. Thereafter, the signal component is demodulated by passing through a chopper modulator 1003, and the offset component and low frequency noise component are modulated into a high frequency band.

このように、チョッパ安定化増幅器は、オフセット成分及び低周波雑音成分を高周波帯域に変調することによってリップルノイズが発生してしまうため、低雑音化を図るためには、リップルノイズの原因となるオフセット成分及び低周波雑音成分を低減する必要がある。オフセット成分及び低周波雑音成分を低減するため、発明者は、以下に示すようなノイズリダクションループ（Noise Reduction Loop）回路を有する増幅回路を見出した。 In this way, chopper-stabilized amplifiers generate ripple noise by modulating offset components and low-frequency noise components into high-frequency bands. It is necessary to reduce the low-frequency noise components. In order to reduce offset components and low frequency noise components, the inventors discovered an amplifier circuit having a noise reduction loop circuit as shown below.

図１８は、ノイズリダクションループ回路を用いた増幅回路の構成例を示す図である。図１８の増幅回路は、差動入力の入力端より入力される入力信号Ｖｉｎを高周波帯域に変調するチョッパ変調器１０１と、チョッパ変調器１０１の出力を増幅する相互コンダクタンス増幅器１０２とを備える。また、増幅回路は、相互コンダクタンス増幅器１０２の出力の信号成分を低周波帯域に復調し、オフセット成分及び低周波雑音成分を高周波帯域に変調するチョッパ変調器１０３と、チョッパ変調器１０３にて復調された信号成分を増幅する増幅器１２０とを備える。増幅器１２０の出力が増幅回路の出力端となり、出力信号Ｖｏｕｔが出力される。また、増幅回路は、相互コンダクタンス増幅器１０２とチョッパ変調器１０３との間に、相互コンダクタンス増幅器１０２の出力に負帰還構成となるように入出力が接続されたノイズリダクションループ回路１１０を備える。 FIG. 18 is a diagram showing a configuration example of an amplifier circuit using a noise reduction loop circuit. The amplifier circuit in FIG. 18 includes a chopper modulator 101 that modulates an input signal Vin input from a differential input terminal into a high frequency band, and a transconductance amplifier 102 that amplifies the output of the chopper modulator 101. The amplifier circuit also includes a chopper modulator 103 that demodulates the signal component of the output of the transconductance amplifier 102 into a low frequency band, and modulates an offset component and a low frequency noise component into a high frequency band. and an amplifier 120 that amplifies the signal component. The output of the amplifier 120 becomes the output terminal of the amplifier circuit, and an output signal Vout is output. The amplifier circuit also includes a noise reduction loop circuit 110 between the transconductance amplifier 102 and the chopper modulator 103, whose input and output are connected to the output of the transconductance amplifier 102 in a negative feedback configuration.

ノイズリダクションループ回路１１０は、高周波帯域に変調された信号成分を増幅する相互コンダクタンス増幅器１０２のオフセット成分及び低周波雑音成分を、チョッパ変調器１０３が高周波帯域に変調する前にフィードバックして低減する回路である。この構成により、ノイズリダクションループ回路１１０は、チョッパ変調器１０３の出力に発生するリップルノイズを低減する機能を有する。本明細書では、このような雑音低減機能を有する負帰還ループのフィードバック回路をノイズリダクションループ回路と呼ぶことにする。 The noise reduction loop circuit 110 is a circuit that feeds back and reduces the offset component and low frequency noise component of the transconductance amplifier 102 that amplifies the signal component modulated in the high frequency band, before the chopper modulator 103 modulates the signal component in the high frequency band. It is. With this configuration, the noise reduction loop circuit 110 has a function of reducing ripple noise generated in the output of the chopper modulator 103. In this specification, a negative feedback loop feedback circuit having such a noise reduction function will be referred to as a noise reduction loop circuit.

ノイズリダクションループ回路１１０は、ノイズリダクションループ回路１１０の入力を増幅するＰｉｎｇ－Ｐｏｎｇオートゼロ増幅器１１１と、Ｐｉｎｇ－Ｐｏｎｇオートゼロ増幅器１１１の出力の高周波信号成分を低減するフィルタ回路１１２（Filter）と、フィルタ回路１１２の出力を増幅する相互コンダクタンス増幅器１１３とを有する構成である。 The noise reduction loop circuit 110 includes a Ping-Pong auto-zero amplifier 111 that amplifies the input of the noise reduction loop circuit 110, a filter circuit 112 (Filter) that reduces high-frequency signal components of the output of the Ping-Pong auto-zero amplifier 111, and a filter circuit. This configuration includes a transconductance amplifier 113 that amplifies the output of 112.

ノイズリダクションループ回路１１０の入力段において、オートゼロ増幅器としてＰｉｎｇ－Ｐｏｎｇオートゼロ増幅器１１１を用いることで、ノイズリダクションループ回路１１０の入力信号をオフセット成分及び低周波雑音成分の影響を少なくして増幅する。Ｐｉｎｇ－Ｐｏｎｇオートゼロ増幅器１１１の出力は、フィルタ回路１１２によって高周波帯域が低減されることによって、ノイズリダクションループ回路１１０が増幅回路のチョッパ変調器１０１によって高周波帯域に変調された入力信号の増幅に与える影響を低減する。フィルタ回路１１２の出力は、相互コンダクタンス増幅器１１３によって増幅されノイズリダクションループ回路１１０の出力部に出力される。 By using the Ping-Pong auto-zero amplifier 111 as an auto-zero amplifier at the input stage of the noise reduction loop circuit 110, the input signal of the noise reduction loop circuit 110 is amplified while reducing the influence of offset components and low-frequency noise components. The output of the Ping-Pong auto-zero amplifier 111 has a high frequency band reduced by the filter circuit 112, so that the noise reduction loop circuit 110 has an influence on the amplification of the input signal modulated into the high frequency band by the chopper modulator 101 of the amplifier circuit. Reduce. The output of the filter circuit 112 is amplified by a transconductance amplifier 113 and output to the output section of the noise reduction loop circuit 110.

図１９は、図１８の増幅回路による信号成分、雑音成分及びオフセット成分の時間波形と周波数特性の一例を示す特性図である。図１９では、信号成分、雑音成分、オフセット成分のそれぞれについて、時間波形と周波数分布の変化過程のイメージを示している。図１９において、上段は時間波形、下段は周波数特性をそれぞれ示している。チョッパ変調器１０１及びチョッパ変調器１０３のチョッパ周波数をｆｃｈとする。 FIG. 19 is a characteristic diagram showing an example of the time waveform and frequency characteristics of the signal component, noise component, and offset component produced by the amplifier circuit of FIG. 18. FIG. 19 shows an image of the change process of the time waveform and frequency distribution for each of the signal component, noise component, and offset component. In FIG. 19, the upper row shows the time waveform, and the lower row shows the frequency characteristics. The chopper frequencies of chopper modulator 101 and chopper modulator 103 are assumed to be fch.

信号成分は、一度チョッパ変調器１０１によって高周波帯域に変調された後に、相互コンダクタンス増幅器１０２にて増幅される。このとき、相互コンダクタンス増幅器１０２のオフセット成分及び低周波雑音成分が加算されるが、このオフセット成分及び低周波雑音成分は、図中の破線→実線で示すように、ノイズリダクションループ回路１１０によって低減される。その後、チョッパ変調器１０３を通すことにより信号成分は復調され、低減されたオフセット成分及び低周波雑音成分は高周波帯域に変調される。そして、復調された信号成分は増幅器１２０にて増幅されて出力される。このように、チョッパ安定化増幅器は、オフセット成分及び低周波雑音成分を高周波帯域に変調することによってリップルノイズが発生してしまうが、ノイズリダクションループ回路１１０を用いることで、リップルノイズの原因となるオフセット成分及び低周波雑音成分を低減することができる。このため、増幅器１２０の出力において、増幅回路の出力として最終的に出力されるリップルノイズが低減される。 The signal component is once modulated into a high frequency band by the chopper modulator 101 and then amplified by the transconductance amplifier 102. At this time, the offset component and low frequency noise component of the transconductance amplifier 102 are added, but this offset component and low frequency noise component are reduced by the noise reduction loop circuit 110, as shown by the broken line → solid line in the figure. Ru. Thereafter, the signal component is demodulated by passing through the chopper modulator 103, and the reduced offset component and low frequency noise component are modulated into a high frequency band. The demodulated signal component is then amplified by an amplifier 120 and output. In this way, the chopper stabilizing amplifier generates ripple noise by modulating the offset component and the low frequency noise component into the high frequency band, but by using the noise reduction loop circuit 110, it is possible to eliminate the cause of ripple noise. Offset components and low frequency noise components can be reduced. Therefore, in the output of the amplifier 120, the ripple noise that is finally output as the output of the amplifier circuit is reduced.

ここで、増幅回路のさらなる高精度化を図るため、図１８の増幅回路の構成を一部変更し、チョッパ変調器１０３の後段に設ける出力段の増幅器１２０においてＰｉｎｇ－Ｐｏｎｇオートゼロ増幅器を用いることも可能である。 Here, in order to further improve the precision of the amplifier circuit, the configuration of the amplifier circuit shown in FIG. It is possible.

図２０は、図１８の増幅回路において出力段の増幅器にＰｉｎｇ－Ｐｏｎｇオートゼロ増幅器を用いた増幅回路の構成例を示す図である。図２０の増幅回路は、ノイズリダクションループ回路１１０において２つのオートゼロ増幅回路２１０、２２０によるＰｉｎｇ－Ｐｏｎｇオートゼロ増幅器１１１を有するとともに、チョッパ変調器１０３の後段の二段目の増幅器１２０において、２つのオートゼロ増幅回路４１０、４２０によるＰｉｎｇ－Ｐｏｎｇオートゼロ増幅器１２４を備える。このように二段目の増幅器１２０にＰｉｎｇ－Ｐｏｎｇオートゼロ増幅器１２４を用いることにより、出力段のオフセット成分及び低周波雑音成分を低減してより高精度な増幅が可能になる。 FIG. 20 is a diagram showing a configuration example of an amplifier circuit in which a Ping-Pong auto-zero amplifier is used as an output stage amplifier in the amplifier circuit of FIG. 18. The amplifier circuit of FIG. 20 has a Ping-Pong auto-zero amplifier 111 with two auto-zero amplifier circuits 210 and 220 in the noise reduction loop circuit 110, and two auto-zero amplifiers 111 in the second stage amplifier 120 after the chopper modulator 103. A Ping-Pong auto-zero amplifier 124 with amplifier circuits 410 and 420 is provided. By using the Ping-Pong auto-zero amplifier 124 in the second-stage amplifier 120 in this manner, the offset component and low-frequency noise component of the output stage are reduced, making it possible to achieve more accurate amplification.

図２１は、図２０の増幅回路におけるクロック信号の動作波形の一例を示す図である。図２１において、ＣＨＯＰ及びＣＨＯＰ￣はチョッパ変調器１０１、１０３を駆動する動作クロックとしての相補チョッピングクロック信号の動作波形を示している。ここで、オーバーライン付きのＣＨＯＰ￣は、ＣＨＯＰの反転信号を表すものである。また、φ１、φ３はオートゼロ増幅回路２１０、２２０、４１０、４２０のスイッチΦ１、Φ３に、φ２、φ４はオートゼロ増幅回路２１０、２２０、４１０、４２０のスイッチΦ２、Φ４にそれぞれ対応し、各スイッチΦ１～Φ４を駆動する動作クロックに関するクロック信号の動作波形を示している。ここでは、スイッチΦ１～Φ４を駆動する動作クロックのクロック信号φ１～φ４の周波数は、相補チョッピングクロック信号ＣＨＯＰ及びＣＨＯＰ￣の周波数、すなわちチョッパ変調器１０１、１０３のチョッパ周波数ｆｃｈよりも低い周波数に設定する。 FIG. 21 is a diagram showing an example of an operating waveform of a clock signal in the amplifier circuit of FIG. 20. In FIG. 21, CHOP and CHOP￣ indicate operating waveforms of complementary chopping clock signals serving as operating clocks for driving the chopper modulators 101 and 103. Here, CHOP with an overline represents an inverted signal of CHOP. Further, φ1 and φ3 correspond to switches Φ1 and φ3 of auto-zero amplifier circuits 210, 220, 410, and 420, and φ2 and φ4 correspond to switches φ2 and φ4 of auto-zero amplifier circuits 210, 220, 410, and 420, respectively, and each switch φ1 .about.Φ4 shows the operating waveform of a clock signal related to the operating clock that drives Φ4. Here, the frequencies of the operating clock clock signals φ1 to φ4 that drive the switches Φ1 to φ4 are set to a frequency lower than the frequency of the complementary chopping clock signals CHOP and CHOP￣, that is, the chopper frequency fch of the chopper modulators 101 and 103. do.

オートゼロ増幅回路２１０、２２０は、所定の動作クロックのクロック信号φ１、φ２によってスイッチΦ１及びΦ２を切り替えることにより、校正モードと増幅モードとを交互に動作させる。また、オートゼロ増幅回路４１０、４２０は、所定の動作クロックのクロック信号φ３、φ４によってスイッチΦ３及びΦ４を切り替えることにより、校正モードと増幅モードとを交互に動作させる。オートゼロ増幅回路２１０が校正モードにて動作する時、オートゼロ増幅回路２２０は増幅モードで動作し、オートゼロ増幅回路２２０が校正モードにて動作する時、オートゼロ増幅回路２１０は増幅モードで動作する。また、オートゼロ増幅回路４１０が校正モードにて動作する時、オートゼロ増幅回路４２０は増幅モードで動作し、オートゼロ増幅回路４２０が校正モードにて動作する時、オートゼロ増幅回路４１０は増幅モードで動作する。 The auto-zero amplifier circuits 210 and 220 alternately operate the calibration mode and the amplification mode by switching the switches Φ1 and Φ2 using clock signals Φ1 and Φ2 of predetermined operation clocks. Furthermore, the auto-zero amplification circuits 410 and 420 alternately operate the calibration mode and the amplification mode by switching the switches Φ3 and Φ4 using clock signals Φ3 and Φ4 of predetermined operation clocks. When the auto-zero amplifier circuit 210 operates in the calibration mode, the auto-zero amplifier circuit 220 operates in the amplification mode, and when the auto-zero amplifier circuit 220 operates in the calibration mode, the auto-zero amplifier circuit 210 operates in the amplification mode. Furthermore, when the auto-zero amplifier circuit 410 operates in the calibration mode, the auto-zero amplifier circuit 420 operates in the amplification mode, and when the auto-zero amplifier circuit 420 operates in the calibration mode, the auto-zero amplifier circuit 410 operates in the amplification mode.

図２０の増幅回路は、２つのＰｉｎｇ－Ｐｏｎｇオートゼロ増幅器を備えており、それぞれに２つずつ合計４つのオートゼロ増幅器が必要となる。このため、回路面積及び消費電力を増加させてしまう。また、増幅回路全体の設計の自由度を上げるため、２つのＰｉｎｇ－Ｐｏｎｇオートゼロ増幅器は、それぞれ異なる相互コンダクタンス値で設計可能とする必要がある。 The amplifier circuit of FIG. 20 includes two Ping-Pong auto-zero amplifiers, and two auto-zero amplifiers are required for each, for a total of four auto-zero amplifiers. This results in an increase in circuit area and power consumption. Furthermore, in order to increase the degree of freedom in designing the entire amplifier circuit, it is necessary to allow the two Ping-Pong auto-zero amplifiers to be designed with different mutual conductance values.

上記の課題を鑑み、本実施形態では、オフセット成分及び低周波雑音成分の低減と、回路面積及び消費電力の低減とを図ることが可能な増幅装置の構成例を以下に示す。 In view of the above problems, in this embodiment, a configuration example of an amplifier device that can reduce offset components and low frequency noise components, and reduce circuit area and power consumption will be shown below.

本実施形態では、チョッパ変調器及びオートゼロ増幅器を用いたチョッパ安定化増幅器を含む増幅装置の構成例を例示する。 In this embodiment, an example of the configuration of an amplifier including a chopper stabilizing amplifier using a chopper modulator and an auto-zero amplifier will be exemplified.

（第１の実施形態）
図１は、第１の実施形態の増幅回路の構成を示す図である。本実施形態に係る増幅装置は、複数のオートゼロ増幅器を含むアンプシェアリングオートゼロ増幅器５００を備える。本明細書では、複数のオートゼロ増幅器の動作を切り替えて複数の入力経路及び複数の出力経路に接続し、オートゼロ増幅器をシェアリング（アンプシェアリング）して機能させる増幅回路をアンプシェアリングオートゼロ増幅器と呼ぶことにする。 (First embodiment)
FIG. 1 is a diagram showing the configuration of an amplifier circuit according to the first embodiment. The amplifier device according to this embodiment includes an amplifier sharing auto-zero amplifier 500 including a plurality of auto-zero amplifiers. In this specification, an amplifier circuit that switches the operation of multiple auto-zero amplifiers, connects them to multiple input paths and multiple output paths, and functions by sharing the auto-zero amplifiers (amplifier sharing) is referred to as an amplifier sharing auto-zero amplifier. I'll call you.

増幅回路は、複数の入力経路として、差動信号が入力される２つの入力経路である入力経路１（第１の入力経路）及び入力経路２（第２の入力経路）を有し、複数の出力経路として、２つの出力経路である出力経路１（第１の出力経路）及び出力経路２（第２の出力経路）を有する。ここで、入力経路１の第１の入力端子から入力される信号を増幅して出力経路１の第１の出力端子より出力する経路を第１の増幅経路（経路１）、入力経路２の第２の入力端子から入力される信号を増幅して出力経路２の第２の出力端子より出力する経路を第２の増幅経路（経路２）と称することにする。アンプシェアリングオートゼロ増幅器５００は、複数のオートゼロ増幅器として、ここでは並列に接続された３つのオートゼロ増幅器５１０、オートゼロ増幅器５２０、オートゼロ増幅器５３０を備える。なお、複数のオートゼロ増幅器として３つ以上のオートゼロ増幅器を備えていてもよい。 The amplifier circuit has input path 1 (first input path) and input path 2 (second input path), which are two input paths into which differential signals are input, as a plurality of input paths. It has two output paths, output path 1 (first output path) and output path 2 (second output path). Here, the path that amplifies the signal input from the first input terminal of input path 1 and outputs it from the first output terminal of output path 1 is called the first amplification path (path 1), and the path that amplifies the signal input from the first input terminal of input path 1 and The path that amplifies the signal input from the second input terminal and outputs it from the second output terminal of the output path 2 will be referred to as a second amplification path (path 2). Amplifier sharing auto-zero amplifier 500 includes three auto-zero amplifiers 510, auto-zero amplifier 520, and auto-zero amplifier 530 connected in parallel here as a plurality of auto-zero amplifiers. Note that three or more auto-zero amplifiers may be provided as the plurality of auto-zero amplifiers.

第１の実施形態の増幅回路は、それぞれのオートゼロ増幅器５１０、５２０、５３０において、オン時にスイッチ入力端に入力された差動信号をスイッチ出力端に出力し、オフ時にスイッチ入力端に入力された差動信号をスイッチ出力端に出力しない機能を有する第１乃至第８のスイッチΦ１，１～Φ１，８、Φ２，１～Φ２，８、Φ３，１～Φ３，８を備える。また、増幅回路は、入力される差動信号が無信号状態となる同相入力端子（コモン入力端子）Ｖｃｍを備える。同相入力端子Ｖｃｍは、差動信号に対して入力ゼロとなるようなバイアス電圧が印加される端子である。 In the amplifier circuit of the first embodiment, in each of the auto-zero amplifiers 510, 520, and 530, a differential signal input to the switch input terminal when turned on is outputted to the switch output terminal, and a differential signal inputted to the switch input terminal when turned off is outputted to the switch output terminal. The first to eighth switches Φ1,1 to Φ1,8, Φ2,1 to Φ2,8, and Φ3,1 to Φ3,8 each have a function of not outputting a differential signal to the switch output terminal. The amplification circuit also includes an in-phase input terminal (common input terminal) Vcm, where the input differential signal is in a no-signal state. The common-mode input terminal Vcm is a terminal to which a bias voltage is applied so that the input of the differential signal is zero.

第１のオートゼロ増幅器５１０は、第１の相互コンダクタンス増幅器５１１、第２の相互コンダクタンス増幅器５１２、第３の相互コンダクタンス増幅器５１３、サンプリング容量Ｃ５１を有する。第２のオートゼロ増幅器５２０は、第１の相互コンダクタンス増幅器５２１、第２の相互コンダクタンス増幅器５２２、第３の相互コンダクタンス増幅器５２３、サンプリング容量Ｃ５２を有する。第３のオートゼロ増幅器５３０は、第１の相互コンダクタンス増幅器５３１、第２の相互コンダクタンス増幅器５３２、第３の相互コンダクタンス増幅器５３３、サンプリング容量Ｃ５３を有する。 The first auto-zero amplifier 510 includes a first transconductance amplifier 511, a second transconductance amplifier 512, a third transconductance amplifier 513, and a sampling capacitor C51. The second auto-zero amplifier 520 includes a first transconductance amplifier 521, a second transconductance amplifier 522, a third transconductance amplifier 523, and a sampling capacitor C52. The third auto-zero amplifier 530 includes a first transconductance amplifier 531, a second transconductance amplifier 532, a third transconductance amplifier 533, and a sampling capacitor C53.

入力経路１は、第１のスイッチΦ１，１、Φ２，１、Φ３，１の入力と、第４のスイッチΦ１，４、Φ２，４、Φ３，４の入力とに接続され、入力経路２は、第３のスイッチΦ１，３、Φ２，３、Φ３，３の入力に接続される。また、同相入力端子Ｖｃｍは、第２のスイッチΦ１，２、Φ２，２、Φ３，２の入力と、第５のスイッチΦ１，５、Φ２，５、Φ３，５の入力とに接続される。 The input path 1 is connected to the inputs of the first switches Φ1,1, Φ2,1, Φ3,1 and the inputs of the fourth switches Φ1,4, Φ2,4, Φ3,4, and the input path 2 is , are connected to the inputs of the third switches Φ1,3, Φ2,3, Φ3,3. Further, the in-phase input terminal Vcm is connected to the inputs of the second switches Φ1, 2, Φ2, 2, Φ3, 2 and the inputs of the fifth switches Φ1, 5, Φ2, 5, Φ3, 5.

それぞれのオートゼロ増幅器５１０、５２０、５３０において、第１の相互コンダクタンス増幅器５１１、５２１、５３１の入力は、それぞれ、第１のスイッチΦ１，１、Φ２，１、Φ３，１の出力と、第２のスイッチΦ１，２、Φ２，２、Φ３，２の出力と、第３のスイッチΦ１，３、Φ２，３、Φ３，３の出力とに接続される。また、第２の相互コンダクタンス増幅器５１２、５２２、５３２の入力は、それぞれ、第４のスイッチΦ１，４、Φ２，４、Φ３，４の出力と、第５のスイッチΦ１，５、Φ２，５、Φ３，５の出力とに接続される。また、第３の相互コンダクタンス増幅器５１３、５２３、５３３の入力は、それぞれ、第６のスイッチΦ１，６、Φ２，６、Φ３，６の出力に接続される。この第３の相互コンダクタンス増幅器５１３、５２３、５３３の入力には、サンプリング容量Ｃ５１、Ｃ５２、Ｃ５３が接続される。 In each autozero amplifier 510, 520, 530, the input of the first transconductance amplifier 511, 521, 531 is connected to the output of the first switch Φ1,1, Φ2,1, Φ3,1 and the second It is connected to the outputs of the switches Φ1,2, Φ2,2, Φ3,2 and the outputs of the third switches Φ1,3, Φ2,3, Φ3,3. Furthermore, the inputs of the second transconductance amplifiers 512, 522, and 532 are the outputs of the fourth switches Φ1, 4, Φ2, 4, Φ3, 4, and the outputs of the fifth switches Φ1, 5, Φ2, 5, It is connected to the outputs of Φ3 and Φ5. Furthermore, the inputs of the third transconductance amplifiers 513, 523, and 533 are connected to the outputs of the sixth switches Φ1, 6, Φ2, 6, and Φ3, 6, respectively. Sampling capacitors C51, C52, and C53 are connected to the inputs of the third transconductance amplifiers 513, 523, and 533.

また、第１の相互コンダクタンス増幅器５１１、５２１、５３１、第２の相互コンダクタンス増幅器５１２、５２２、５３２、及び第３の相互コンダクタンス増幅器５１３、５２３、５３３の出力は互いに接続され、この出力部が第６のスイッチΦ１，６、Φ２，６、Φ３，６の入力と、第７のスイッチΦ１，７、Φ２，７、Φ３，７の入力と、第８のスイッチΦ１，８、Φ２，８、Φ３，８の入力とに接続される。第８のスイッチΦ１，８、Φ２，８、Φ３，８の出力は出力経路１に接続され、第７のスイッチΦ１，７、Φ２，７、Φ３，７の出力は出力経路２に接続される。 Further, the outputs of the first transconductance amplifiers 511, 521, 531, the second transconductance amplifiers 512, 522, 532, and the third transconductance amplifiers 513, 523, 533 are connected to each other, and this output section The inputs of the 6th switches Φ1, 6, Φ2, 6, Φ3, 6, the inputs of the 7th switches Φ1, 7, Φ2, 7, Φ3, 7, and the inputs of the 8th switches Φ1, 8, Φ2, 8, Φ3 , 8 inputs. The outputs of the eighth switches Φ1, 8, Φ2, 8, Φ3, 8 are connected to output path 1, and the outputs of the seventh switches Φ1, 7, Φ2, 7, Φ3, 7 are connected to output path 2. .

オートゼロ増幅器５１０、５２０、５３０は、それぞれ、第１乃至第８のスイッチΦ１，１～Φ１，８、Φ２，１～Φ２，８、Φ３，１～Φ３，８をオンオフして切り替えることにより、増幅器の入力経路及び出力経路を切り替える機能を有する。例えば、オートゼロ増幅器５１０、５２０、５３０のそれぞれの第１乃至第８のスイッチをオンオフ制御する制御部を備える。オートゼロ増幅器５１０、５２０、５３０は、第１乃至第８のスイッチのオンオフによって複数の動作モードを切り替えて動作可能である。オートゼロ増幅器５１０、５２０、５３０は、複数の動作モードとして、増幅器の校正を行う校正モード、第１の増幅経路（経路１）の増幅を行う第１の増幅モードである経路１モード、第２の増幅経路（経路２）の増幅を行う第２の増幅モードである経路２モードを有する。 The auto-zero amplifiers 510, 520, and 530 are operated by turning on and off the first to eighth switches Φ1,1 to Φ1,8, Φ2,1 to Φ2,8, and Φ3,1 to Φ3,8, respectively. It has a function to switch the input route and output route. For example, it includes a control section that controls on/off the first to eighth switches of each of the auto-zero amplifiers 510, 520, and 530. The auto-zero amplifiers 510, 520, and 530 can operate by switching between a plurality of operation modes by turning on and off the first to eighth switches. The auto-zero amplifiers 510, 520, and 530 have multiple operation modes: a calibration mode in which the amplifier is calibrated; a path 1 mode which is a first amplification mode in which the first amplification path (path 1) is amplified; It has a path 2 mode which is a second amplification mode in which the amplification path (path 2) is amplified.

次に、本実施形態のオートゼロ増幅器５１０、５２０、５３０における各動作モードについて説明する。以下の説明では、３つのオートゼロ増幅器５１０、５２０、５３０を代表して、第１のオートゼロ増幅器５１０における動作を説明する。他の第２のオートゼロ増幅器５２０、第３のオートゼロ増幅器５３０についても同様である。 Next, each operation mode in the auto-zero amplifiers 510, 520, and 530 of this embodiment will be explained. In the following description, the operation of the first auto-zero amplifier 510 will be explained by representing the three auto-zero amplifiers 510, 520, and 530. The same applies to the other second auto-zero amplifier 520 and third auto-zero amplifier 530.

図２は、第１の実施形態におけるオートゼロ増幅器の動作例として、校正モードにおけるスイッチの接続状態を示す図である。オートゼロ増幅器５１０は、校正モードにおいて、第１乃至第８のスイッチΦ１，１～Φ１，８が図２に示す接続状態となる。 FIG. 2 is a diagram showing the connection state of the switches in the calibration mode as an example of the operation of the auto-zero amplifier in the first embodiment. In the auto-zero amplifier 510, the first to eighth switches Φ1,1 to Φ1,8 are in the connection state shown in FIG. 2 in the calibration mode.

校正モードでは、第２のスイッチΦ１，２、第５のスイッチΦ１，５、及び第６のスイッチΦ１，６がオン、第１のスイッチΦ１，１、第３のスイッチΦ１，３、第４のスイッチΦ１，４、第７のスイッチΦ１，７、及び第８のスイッチΦ１，８がオフとなる。これにより、第１の相互コンダクタンス増幅器５１１及び第２の相互コンダクタンス増幅器５１２が同相入力端子Ｖｃｍに接続される。校正モードでは、オートゼロ増幅器５１０の校正を行い、第１の相互コンダクタンス増幅器５１１及び第２の相互コンダクタンス増幅器５１２のオフセット成分及び低周波雑音成分を低減する校正電圧を、第３の相互コンダクタンス増幅器５１３の入力のサンプリング容量Ｃ５１に貯めて保持（サンプリング）する。 In the calibration mode, the second switch Φ1,2, the fifth switch Φ1,5, and the sixth switch Φ1,6 are on, and the first switch Φ1,1, the third switch Φ1,3, and the fourth switch Φ1,2 are on. The switches Φ1, 4, the seventh switches Φ1, 7, and the eighth switches Φ1, 8 are turned off. This connects the first transconductance amplifier 511 and the second transconductance amplifier 512 to the common-mode input terminal Vcm. In the calibration mode, the auto-zero amplifier 510 is calibrated, and the calibration voltage that reduces the offset component and low frequency noise component of the first transconductance amplifier 511 and the second transconductance amplifier 512 is applied to the third transconductance amplifier 513. It is stored and held (sampled) in the input sampling capacitor C51.

図３は、第１の実施形態におけるオートゼロ増幅器の動作例として、経路１モードにおけるスイッチの接続状態を示す図である。オートゼロ増幅器５１０は、経路１モードにおいて、第１乃至第８のスイッチΦ１，１～Φ１，８が図３に示す接続状態となる。 FIG. 3 is a diagram showing the connection state of the switches in path 1 mode as an example of the operation of the auto-zero amplifier in the first embodiment. In the path 1 mode, the auto-zero amplifier 510 has the first to eighth switches Φ1,1 to Φ1,8 connected as shown in FIG.

経路１モードでは、第１のスイッチΦ１，１、第４のスイッチΦ１，４、及び第８のスイッチΦ１，８がオン、第２のスイッチΦ１，２、第３のスイッチΦ１，３、第５のスイッチΦ１，５、第６のスイッチΦ１，６、及び第７のスイッチΦ１，７がオフとなる。これにより、第１の相互コンダクタンス増幅器５１１及び第２の相互コンダクタンス増幅器５１２が入力経路１に接続される。経路１モードでは、校正モードによって校正電圧が保持され、オフセット成分及び低周波雑音成分が低減された第１の相互コンダクタンス増幅器５１１及び第２の相互コンダクタンス増幅器５１２によって、入力経路１に入力される差動信号を増幅し、出力経路１に出力する。この場合、増幅器の相互コンダクタンス値（ｇｍ値）は、相互コンダクタンス増幅器５１１のｇｍ値（Ｇｍ１）と第２の相互コンダクタンス増幅器５１２のｇｍ値（Ｇｍ２）とを足し合わせた値（Ｇｍ１＋Ｇｍ２）となる。 In route 1 mode, the first switch Φ1,1, the fourth switch Φ1,4, and the eighth switch Φ1,8 are on, and the second switch Φ1,2, the third switch Φ1,3, and the fifth switch Φ1,2 are on. The switches Φ1, 5, the sixth switches Φ1, 6, and the seventh switches Φ1, 7 are turned off. This connects the first transconductance amplifier 511 and the second transconductance amplifier 512 to the input path 1. In the path 1 mode, the calibration voltage is held in the calibration mode, and the difference input to the input path 1 is generated by the first transconductance amplifier 511 and the second transconductance amplifier 512 in which the offset component and low frequency noise component are reduced. The dynamic signal is amplified and output to output path 1. In this case, the transconductance value (gm value) of the amplifier is the sum of the gm value (Gm1) of the transconductance amplifier 511 and the gm value (Gm2) of the second transconductance amplifier 512 (Gm1+Gm2).

図４は、第１の実施形態におけるオートゼロ増幅器の動作例として、経路２モードにおけるスイッチの接続状態を示す図である。オートゼロ増幅器５１０は、経路２モードにおいて、第１乃至第８のスイッチΦ１，１～Φ１，８が図４に示す接続状態となる。 FIG. 4 is a diagram showing the connection state of the switches in path 2 mode as an example of the operation of the auto-zero amplifier in the first embodiment. In the path 2 mode, the auto-zero amplifier 510 has the first to eighth switches Φ1,1 to Φ1,8 connected as shown in FIG.

経路２モードでは、第３のスイッチΦ１，３、第５のスイッチΦ１，５、及び第７のスイッチΦ１，７がオン、第１のスイッチΦ１，１、第２のスイッチΦ１，２、第４のスイッチΦ１，４、第６のスイッチΦ１，６、及び第８のスイッチΦ１，８がオフとなる。これにより、第１の相互コンダクタンス増幅器５１１が入力経路２に接続される。第２の相互コンダクタンス増幅器５１２は同相入力端子Ｖｃｍに接続される。経路２モードでは、校正モードによって校正電圧が保持され、オフセット成分及び低周波雑音成分が低減された第１の相互コンダクタンス増幅器５１１によって、入力経路２に入力される差動信号を増幅し、出力経路２に出力する。この場合、増幅器の相互コンダクタンス値（ｇｍ値）は、相互コンダクタンス増幅器５１１のｇｍ値（Ｇｍ１）のみとなる。 In route 2 mode, the third switch Φ1,3, the fifth switch Φ1,5, and the seventh switch Φ1,7 are on, and the first switch Φ1,1, the second switch Φ1,2, and the fourth switch Φ1,2 are on. The switches Φ1, 4, the sixth switches Φ1, 6, and the eighth switches Φ1, 8 are turned off. This connects the first transconductance amplifier 511 to the input path 2. A second transconductance amplifier 512 is connected to the common mode input terminal Vcm. In the path 2 mode, the calibration voltage is held in the calibration mode, and the differential signal input to the input path 2 is amplified by the first transconductance amplifier 511 in which the offset component and low frequency noise component are reduced, and the differential signal input to the output path is Output to 2. In this case, the transconductance value (gm value) of the amplifier is only the gm value (Gm1) of the transconductance amplifier 511.

オートゼロ増幅器５１０、５２０、５３０は、複数の増幅器の内一つが経路１モードの時、他の一つが経路２モードとなり、残る一つが校正モードとなるように動作モードを切り替える機能を有する。これらのオートゼロ増幅器５１０、５２０、５３０によって、３つのオートゼロ増幅器を切り替えて動作させるアンプシェアリングオートゼロ増幅器５００が構成される。アンプシェアリングオートゼロ増幅器５００は、各オートゼロ増幅器の動作モードを時系列に切り替えて、２つの経路の増幅とオートゼロ増幅器の校正とを交互に行い、アンプシェアリングを実現する機能を有する。このとき、それぞれの動作モードの経路においてｇｍ値を異なる値に設定可能である。なお、第２の相互コンダクタンス増幅器５１２のｇｍ値をゼロ（Ｇｍ２＝０）とし、経路１モード（第１の増幅経路）と経路２モード（第２の増幅経路）のｇｍ値を等しく設定することも可能である。 The auto-zero amplifiers 510, 520, and 530 have a function of switching the operation mode so that when one of the plurality of amplifiers is in the path 1 mode, the other one is in the path 2 mode, and the remaining one is in the calibration mode. These auto-zero amplifiers 510, 520, and 530 constitute an amplifier sharing auto-zero amplifier 500 that switches and operates three auto-zero amplifiers. The amplifier sharing auto-zero amplifier 500 has a function of realizing amplifier sharing by switching the operation mode of each auto-zero amplifier in time series and alternately performing amplification of two paths and calibration of the auto-zero amplifier. At this time, the gm value can be set to different values in the paths of each operation mode. Note that the gm value of the second transconductance amplifier 512 is set to zero (Gm2=0), and the gm values of path 1 mode (first amplification path) and path 2 mode (second amplification path) are set to be equal. is also possible.

アンプシェアリングオートゼロ増幅器５００は、各オートゼロ増幅器の動作モードの組合せとして、複数のフェイズを有し、各フェイズを時系列に切り替える。以下に、フェイズ１～フェイズ６の６つのフェイズを例示する。 The amplifier sharing auto-zero amplifier 500 has a plurality of phases as a combination of operation modes of each auto-zero amplifier, and each phase is switched in time series. Six phases, Phase 1 to Phase 6, are illustrated below.

フェイズ１は、オートゼロ増幅器５１０が校正モードであり、オートゼロ増幅器５２０が経路２モードであり、オートゼロ増幅器５３０が経路１モードであるようなフェイズである。フェイズ２は、オートゼロ増幅器５１０が経路１モードであり、オートゼロ増幅器５２０が経路２モードであり、オートゼロ増幅器５３０が校正モードであるようなフェイズである。フェイズ３は、オートゼロ増幅器５１０が経路１モードであり、オートゼロ増幅器５２０が校正モードであり、オートゼロ増幅器５３０が経路２モードであるようなフェイズである。 Phase 1 is a phase in which autozero amplifier 510 is in calibration mode, autozero amplifier 520 is in path 2 mode, and autozero amplifier 530 is in path 1 mode. Phase 2 is a phase in which autozero amplifier 510 is in path 1 mode, autozero amplifier 520 is in path 2 mode, and autozero amplifier 530 is in calibration mode. Phase 3 is a phase in which autozero amplifier 510 is in path 1 mode, autozero amplifier 520 is in calibration mode, and autozero amplifier 530 is in path 2 mode.

フェイズ４は、オートゼロ増幅器５１０が校正モードであり、オートゼロ増幅器５２０が経路１モードであり、オートゼロ増幅器５３０が経路２モードであるようなフェイズである。フェイズ５は、オートゼロ増幅器５１０が経路２モードであり、オートゼロ増幅器５２０が経路１モードであり、オートゼロ増幅器５３０が校正モードであるようなフェイズである。フェイズ６は、オートゼロ増幅器５１０が経路２モードであり、オートゼロ増幅器５２０が校正モードであり、オートゼロ増幅器５３０が経路１モードであるようなフェイズである。 Phase 4 is a phase in which autozero amplifier 510 is in calibration mode, autozero amplifier 520 is in path 1 mode, and autozero amplifier 530 is in path 2 mode. Phase 5 is a phase in which autozero amplifier 510 is in path 2 mode, autozero amplifier 520 is in path 1 mode, and autozero amplifier 530 is in calibration mode. Phase 6 is a phase in which autozero amplifier 510 is in path 2 mode, autozero amplifier 520 is in calibration mode, and autozero amplifier 530 is in path 1 mode.

図５は、第１の実施形態の増幅回路におけるクロック信号の動作波形の第１例を示す図である。 FIG. 5 is a diagram showing a first example of the operating waveform of a clock signal in the amplifier circuit of the first embodiment.

第１例は、アンプシェアリングオートゼロ増幅器５００において、上記のフェイズ１乃至フェイズ６を順に切り替える周期的なスイッチ駆動クロックの一例である。この場合、動作モード切り替えの１周期を６つの区間に分割し、各オートゼロ増幅器において１区間分の校正モード、２区間分の経路１モード、１区間分の校正モード、２区間分の経路２モードを順に切り替える動作となる。この第１例は、校正モードの直後に経路１モード又は経路２モードとなり、校正して直ぐに増幅器として使用するため、校正モードにおいてサンプリングされる校正電圧の誤差を低減でき、オートゼロ増幅器をより高精度に動作させることができる。 The first example is an example of a periodic switch drive clock that sequentially switches the above-mentioned phases 1 to 6 in the amplifier sharing auto-zero amplifier 500. In this case, one period of operation mode switching is divided into six sections, and each auto-zero amplifier has one section of calibration mode, two sections of path 1 mode, one section of calibration mode, and two sections of path 2 mode. The operation is to switch in order. In this first example, the path 1 mode or path 2 mode is immediately after the calibration mode, and it is used as an amplifier immediately after calibration, so the error in the calibration voltage sampled in the calibration mode can be reduced, and the auto-zero amplifier can be used with higher accuracy. can be operated.

図６は、第１の実施形態の増幅回路におけるクロック信号の動作波形の第２例を示す図である。 FIG. 6 is a diagram showing a second example of the operating waveform of the clock signal in the amplifier circuit of the first embodiment.

第２例は、アンプシェアリングオートゼロ増幅器５００において、上記のフェイズ１、フェイズ３、フェイズ５を順に切り替える周期的なスイッチ駆動クロックの一例である。この場合、動作モード切り替えの１周期を３つの区間に分割し、各オートゼロ増幅器において１区間分の校正モード、１区間分の経路１モード、１区間分の経路２モードを順に切り替える動作となる。この第２例は、スイッチ駆動クロックを単純化でき、各スイッチをオンオフ制御する制御部の構成を簡単にできる。また、校正モードの区間を長くとることができるため、校正モード時にサンプリング容量にチャージする電荷量を大きくでき、ノイズの低減を図ることができる。 The second example is an example of a periodic switch drive clock that sequentially switches the above-mentioned phase 1, phase 3, and phase 5 in the amplifier sharing auto-zero amplifier 500. In this case, one period of operation mode switching is divided into three sections, and each auto-zero amplifier sequentially switches among the calibration mode for one section, the path 1 mode for one section, and the path 2 mode for one section. In this second example, the switch driving clock can be simplified, and the configuration of the control section that controls on/off of each switch can be simplified. Furthermore, since the period of the calibration mode can be made longer, the amount of charge charged to the sampling capacitor during the calibration mode can be increased, and noise can be reduced.

図７は、第１の実施形態の増幅回路におけるクロック信号の動作波形の第３例を示す図である。 FIG. 7 is a diagram showing a third example of the operating waveform of the clock signal in the amplifier circuit of the first embodiment.

第３例は、アンプシェアリングオートゼロ増幅器５００において、上記のフェイズ４、フェイズ６、フェイズ２を順に切り替える周期的なスイッチ駆動クロックの一例である。この場合、動作モード切り替えの１周期を３つの区間に分割し、各オートゼロ増幅器において１区間分の校正モード、１区間分の経路２モード、１区間分の経路１モードを順に切り替える動作となる。この第３例は、第２例と同様、スイッチ駆動クロックを単純にでき、校正モードの区間を長くとることができるため、制御部の構成の簡素化及びノイズの低減を図ることができる。 The third example is an example of a periodic switch drive clock that sequentially switches the above-mentioned phase 4, phase 6, and phase 2 in the amplifier sharing auto-zero amplifier 500. In this case, one cycle of operation mode switching is divided into three sections, and each auto-zero amplifier sequentially switches among the calibration mode for one section, the path 2 mode for one section, and the path 1 mode for one section. Similar to the second example, in this third example, the switch driving clock can be simplified and the period of the calibration mode can be made longer, so that the configuration of the control section can be simplified and noise can be reduced.

上述した図２０の増幅回路の構成例のように、Ｐｉｎｇ－Ｐｏｎｇオートゼロ増幅器を２つ用いる構成では、オートゼロ増幅器が４つ必要となる。これに対し、本実施形態では、オートゼロ増幅器が３つで済むため、増幅回路の回路面積及び消費電力の低減を実現できる。また、本実施形態では、２つの経路を３つのオートゼロ増幅器によって高精度に増幅する際に、２つの経路の相互コンダクタンス値を別々の値に設計できるという利点がある。本実施形態では、入力経路１から出力経路１にかけての相互コンダクタンス値は第１の相互コンダクタンス増幅器の相互コンダクタンス値と第２の相互コンダクタンス増幅器の相互コンダクタンス値とを加算した値となり、入力経路２から出力経路２にかけての相互コンダクタンス値は第１の相互コンダクタンス増幅器の相互コンダクタンス値となる。これにより、増幅装置において、増幅回路全体の設計の自由度を向上でき、増幅回路について柔軟な設計が可能となる。 As in the configuration example of the amplifier circuit shown in FIG. 20 described above, in a configuration using two Ping-Pong auto-zero amplifiers, four auto-zero amplifiers are required. On the other hand, in this embodiment, only three auto-zero amplifiers are required, so that the circuit area and power consumption of the amplifier circuit can be reduced. Furthermore, this embodiment has the advantage that when two paths are amplified with high precision by three auto-zero amplifiers, the mutual conductance values of the two paths can be designed to be different values. In this embodiment, the transconductance value from input path 1 to output path 1 is the sum of the mutual conductance value of the first transconductance amplifier and the mutual conductance value of the second transconductance amplifier; The transconductance value across the output path 2 becomes the transconductance value of the first transconductance amplifier. As a result, in the amplifier device, the degree of freedom in designing the entire amplifier circuit can be improved, and the amplifier circuit can be designed flexibly.

（第２の実施形態）
図８は、第２の実施形態の増幅回路の構成を示す図である。第２の実施形態は、前述した第１の実施形態のアンプシェアリングオートゼロ増幅器５００を、ノイズリダクションループ回路を用いた増幅回路の構成に適用した例である。 (Second embodiment)
FIG. 8 is a diagram showing the configuration of an amplifier circuit according to the second embodiment. The second embodiment is an example in which the amplifier sharing auto-zero amplifier 500 of the first embodiment described above is applied to the configuration of an amplifier circuit using a noise reduction loop circuit.

第２の実施形態の増幅回路は、入力端より入力される差動入力信号Ｖｉｎを高周波帯域に変調するチョッパ変調器１０１と、チョッパ変調器１０１の出力を増幅する相互コンダクタンス増幅器（第１の増幅器）１０２と、相互コンダクタンス増幅器１０２の出力の信号成分を低周波帯域に復調し、オフセット成分及び低周波雑音成分を高周波帯域に変調するチョッパ変調器１０３とを備える。また、増幅回路は、相互コンダクタンス増幅器１０２とチョッパ変調器１０３との間に入出力が接続されたノイズリダクションループ回路１１０を備える。ノイズリダクションループ回路１１０は、入出力が負帰還構成となるように接続され、相互コンダクタンス増幅器１０２の出力を負帰還して相互コンダクタンス増幅器１０２において発生するオフセット成分及び低周波雑音成分を低減する。 The amplifier circuit of the second embodiment includes a chopper modulator 101 that modulates a differential input signal Vin input from an input terminal into a high frequency band, and a transconductance amplifier (first amplifier) that amplifies the output of the chopper modulator 101. ) 102, and a chopper modulator 103 that demodulates the signal component of the output of the transconductance amplifier 102 into a low frequency band, and modulates the offset component and the low frequency noise component into a high frequency band. The amplifier circuit also includes a noise reduction loop circuit 110 whose input and output are connected between the transconductance amplifier 102 and the chopper modulator 103. The noise reduction loop circuit 110 is connected such that its input and output are in a negative feedback configuration, and provides negative feedback to the output of the transconductance amplifier 102 to reduce offset components and low frequency noise components generated in the transconductance amplifier 102.

本実施形態の増幅回路は、チョッパ変調器１０３にて復調された主経路の信号成分を増幅する第２の増幅器と、ノイズリダクションループ回路１１０の入力を増幅する第３の増幅器とをそれぞれオートゼロ増幅器によって構成し、これら２つのオートゼロ増幅器の動作を実現するアンプシェアリングオートゼロ増幅器５００を備える。 In the amplifier circuit of this embodiment, a second amplifier that amplifies the main path signal component demodulated by the chopper modulator 103 and a third amplifier that amplifies the input of the noise reduction loop circuit 110 are configured as auto-zero amplifiers. The amplifier sharing auto-zero amplifier 500 realizes the operation of these two auto-zero amplifiers.

ノイズリダクションループ回路１１０は、アンプシェアリングオートゼロ増幅器５００による第３の増幅器と、第３の増幅器の出力の高周波信号成分を低減するフィルタ回路（Filter）１１２と、フィルタ回路１１２の出力を増幅する相互コンダクタンス増幅器１１３とを有する構成である。 The noise reduction loop circuit 110 includes a third amplifier formed by the amplifier sharing auto-zero amplifier 500, a filter circuit (Filter) 112 that reduces high frequency signal components of the output of the third amplifier, and a mutual circuit that amplifies the output of the filter circuit 112. This configuration includes a conductance amplifier 113.

また、増幅回路は、アンプシェアリングオートゼロ増幅器５００による第２の増幅器の後段に、相互コンダクタンス増幅器１２３、増幅器１２１を備え、増幅器１２１の出力が増幅装置の出力端となり、出力信号Ｖｏｕｔが出力される。 Further, the amplifier circuit includes a transconductance amplifier 123 and an amplifier 121 after the second amplifier by the amplifier sharing auto-zero amplifier 500, and the output of the amplifier 121 becomes the output terminal of the amplifier device, and the output signal Vout is output. .

また、増幅回路には、入れ子型ミラー補償構成となるように接続された位相補償容量Ｃ１１１、Ｃ１１２、Ｃ１２１、Ｃ１２２、Ｃ１３１が設けられる。また、チョッパ変調器１０１の入力と増幅器１２１の入力との間にフィードフォワードアンプとして機能する相互コンダクタンス増幅器１２２が接続される。増幅回路の安定性の更なる向上を図るために、フィードフォワード構成となるように相互コンダクタンス増幅器１２２の出力を増幅器１２１の入力に接続する。これらの位相補償容量Ｃ１１１、Ｃ１１２、Ｃ１２１、Ｃ１２２、Ｃ１３１と相互コンダクタンス増幅器１２２によるフィードフォワードアンプとによって、位相補償回路が構成される。 Further, the amplifier circuit is provided with phase compensation capacitors C111, C112, C121, C122, and C131 connected to form a nested mirror compensation configuration. Further, a transconductance amplifier 122 functioning as a feedforward amplifier is connected between the input of the chopper modulator 101 and the input of the amplifier 121. In order to further improve the stability of the amplifier circuit, the output of transconductance amplifier 122 is connected to the input of amplifier 121 in a feedforward configuration. These phase compensation capacitors C111, C112, C121, C122, and C131 and the feedforward amplifier formed by the mutual conductance amplifier 122 constitute a phase compensation circuit.

アンプシェアリングオートゼロ増幅器５００において、第２の増幅器は、入力が入力経路１に接続され、出力が出力経路１に接続され、第１の増幅経路（経路１）の増幅器となる。すなわち、第２の増幅器は、入力経路１からの差動入力信号を、経路１モードとなったアンプシェアリングオートゼロ増幅器５００内部のオートゼロ増幅器５１０又はオートゼロ増幅器５２０又はオートゼロ増幅器５３０により増幅し、出力信号を出力経路１より出力する。 In the amplifier sharing auto-zero amplifier 500, the second amplifier has an input connected to the input path 1, an output connected to the output path 1, and serves as an amplifier for the first amplification path (path 1). That is, the second amplifier amplifies the differential input signal from input path 1 by auto-zero amplifier 510, auto-zero amplifier 520, or auto-zero amplifier 530 inside amplifier sharing auto-zero amplifier 500 which is in path 1 mode, and outputs the output signal. is output from output path 1.

また、第３の増幅器は、入力が入力経路２に接続され、出力が出力経路２に接続され、第２の増幅経路（経路２）の増幅器となる。すなわち、第３の増幅器は、入力経路２からの差動入力信号を、経路２モードとなったアンプシェアリングオートゼロ増幅器５００内部のオートゼロ増幅器５１０又はオートゼロ増幅器５２０又はオートゼロ増幅器５３０により増幅し、出力信号を出力経路２より出力する。 Further, the third amplifier has an input connected to the input path 2 and an output connected to the output path 2, and serves as an amplifier for the second amplification path (path 2). That is, the third amplifier amplifies the differential input signal from input path 2 by auto-zero amplifier 510, auto-zero amplifier 520, or auto-zero amplifier 530 inside amplifier sharing auto-zero amplifier 500 that is in path 2 mode, and outputs the output signal. is output from output path 2.

図９は、第２の実施形態の増幅回路におけるアンプシェアリングオートゼロ増幅器を模式的に示した機能説明図である。 FIG. 9 is a functional explanatory diagram schematically showing the amplifier sharing auto-zero amplifier in the amplifier circuit of the second embodiment.

アンプシェアリングオートゼロ増幅器５００において、３つのオートゼロ増幅器５１０、５２０、５３０が時系列で互いに動作モードを切り替えながら動作し、アンプシェアリングによって２系統のＰｉｎｇ－Ｐｏｎｇオートゼロ増幅器の機能を実現する。経路１モードのオートゼロ増幅器ＡＺ１は、第２の増幅器としてチョッパ変調器１０３にて復調された主経路の信号を増幅する。経路１モードのオートゼロ増幅器ＡＺ１は、相互コンダクタンス値（ｇｍ値）が２つの相互コンダクタンス増幅器のｇｍ値を足し合わせた値（Ｇｍ１＋Ｇｍ２）となる。経路２モードのオートゼロ増幅器ＡＺ２は、第３の増幅器としてノイズリダクションループ回路１１０に入力されるフィードバックループの信号を増幅する。経路２モードのオートゼロ増幅器ＡＺ２は、相互コンダクタンス値（ｇｍ値）が１つの相互コンダクタンス増幅器のｇｍ値（Ｇｍ１）となる。校正モードのオートゼロ増幅器ＡＺ３は、相互コンダクタンス増幅器のオフセット成分及び低周波雑音成分を低減する電圧をサンプリング容量に保持し、増幅動作時のオフセット成分及び低周波雑音成分がゼロになるように増幅器を校正する。 In the amplifier sharing auto-zero amplifier 500, the three auto-zero amplifiers 510, 520, and 530 operate while mutually switching operation modes in time series, and achieve the function of two systems of Ping-Pong auto-zero amplifiers by amplifier sharing. The path 1 mode auto-zero amplifier AZ1 serves as a second amplifier and amplifies the main path signal demodulated by the chopper modulator 103. The auto-zero amplifier AZ1 in path 1 mode has a transconductance value (gm value) equal to the sum of the gm values of the two transconductance amplifiers (Gm1+Gm2). The path 2 mode auto-zero amplifier AZ2 amplifies the feedback loop signal input to the noise reduction loop circuit 110 as a third amplifier. The auto-zero amplifier AZ2 in path 2 mode has a transconductance value (gm value) equal to the gm value (Gm1) of one transconductance amplifier. The auto-zero amplifier AZ3 in calibration mode holds a voltage that reduces the offset component and low-frequency noise component of the transconductance amplifier in the sampling capacitor, and calibrates the amplifier so that the offset component and low-frequency noise component during amplification operation become zero. do.

図１０は、第２の実施形態の増幅回路の構成をより具体的に示した図である。図１０では、図８に示した第２の実施形態の増幅回路において、図１に示した第１の実施形態のアンプシェアリングオートゼロ増幅器５００を備えた構成を示している。 FIG. 10 is a diagram more specifically showing the configuration of the amplifier circuit of the second embodiment. FIG. 10 shows a configuration in which the amplifier sharing auto-zero amplifier 500 of the first embodiment shown in FIG. 1 is included in the amplifier circuit of the second embodiment shown in FIG.

ノイズリダクションループ回路１１０のフィルタ回路１１２は、容量Ｃ３１、Ｃ３２、Ｃ３３と、相互コンダクタンス増幅器３０１とを有する積分回路によって構成される。この積分回路により、ノイズリダクションループにおける低周波信号成分を増幅し、高周波信号成分を低減する。そして、フィルタ回路１１２の出力を相互コンダクタンス増幅器１１３にて増幅してフィードバックする。このように、フィルタ回路１１２によって、高周波信号成分を低減して主経路の相互コンダクタンス増幅器１０２のオフセット成分をフィードバックできる。 The filter circuit 112 of the noise reduction loop circuit 110 is constituted by an integrating circuit having capacitors C31, C32, C33 and a transconductance amplifier 301. This integrating circuit amplifies low frequency signal components and reduces high frequency signal components in the noise reduction loop. Then, the output of the filter circuit 112 is amplified by a mutual conductance amplifier 113 and fed back. In this way, the filter circuit 112 can reduce the high frequency signal component and feed back the offset component of the transconductance amplifier 102 in the main path.

第２の実施形態では、アンプシェアリングオートゼロ増幅器を用いて２系統のＰｉｎｇ－Ｐｏｎｇオートゼロ増幅器を機能させ、ノイズリダクションループ回路を有する増幅回路を構成する。これにより、ノイズリダクションループ回路の入力のオフセットを低減し、増幅回路のオフセット成分及び低周波雑音成分を低減させ、高精度かつ低雑音化を図ることができるとともに、回路面積及び消費電力を低減させることが可能となる。また、フィードバックループにおいて、チョッパ変調器を有しておらず、フィルタ回路にノッチフィルタ等を設ける必要が無く、回路構成を簡略化できる。 In the second embodiment, an amplifier sharing auto-zero amplifier is used to operate two systems of Ping-Pong auto-zero amplifiers to configure an amplifier circuit having a noise reduction loop circuit. This reduces the offset of the input of the noise reduction loop circuit, reduces the offset component and low frequency noise component of the amplifier circuit, achieves high precision and low noise, and reduces circuit area and power consumption. becomes possible. Furthermore, the feedback loop does not include a chopper modulator, so there is no need to provide a notch filter or the like in the filter circuit, and the circuit configuration can be simplified.

また、複数の経路において異なる相互コンダクタンス値を設定できるため、増幅回路の主経路とノイズリダクションループとにアンプシェアリングオートゼロ増幅器を適用可能であり、増幅装置の回路設計の自由度を向上できる。第２の実施形態では、増幅回路のノイズリダクションループにおいて主経路よりも小さい相互コンダクタンス値を設定可能である。この場合、ノイズリダクションループの通過帯域を狭くでき、フィルタ回路の容量の値を小さくできる。これにより、増幅回路の小型化を図ることができる。 Furthermore, since different mutual conductance values can be set in a plurality of paths, an amplifier sharing auto-zero amplifier can be applied to the main path and the noise reduction loop of the amplifier circuit, and the degree of freedom in circuit design of the amplifier device can be improved. In the second embodiment, it is possible to set a smaller mutual conductance value in the noise reduction loop of the amplifier circuit than in the main path. In this case, the passband of the noise reduction loop can be narrowed, and the capacitance value of the filter circuit can be reduced. This makes it possible to downsize the amplifier circuit.

（第３の実施形態）
図１１は、第３の実施形態の増幅回路の構成を示す図である。第３の実施形態は、第２の実施形態の変形例であり、入力経路及び出力経路を入れ替えた構成例である。ここでは、第２の実施形態と異なる部分を主に説明し、同様の構成については説明を省略する。 (Third embodiment)
FIG. 11 is a diagram showing the configuration of an amplifier circuit according to the third embodiment. The third embodiment is a modification of the second embodiment, and is a configuration example in which the input route and the output route are exchanged. Here, parts that are different from the second embodiment will be mainly described, and descriptions of similar configurations will be omitted.

第３の実施形態では、アンプシェアリングオートゼロ増幅器５００において、第２の増幅器は、入力が入力経路２に接続され、出力が出力経路２に接続され、第２の増幅経路（経路２）の増幅器となる。すなわち、第２の増幅器は、入力経路２からの差動入力信号を、経路２モードとなったアンプシェアリングオートゼロ増幅器５００内部のオートゼロ増幅器５１０又はオートゼロ増幅器５２０又はオートゼロ増幅器５３０により増幅し、出力信号を出力経路２より出力する。 In the third embodiment, in the amplifier sharing auto-zero amplifier 500, the second amplifier has an input connected to input path 2, an output connected to output path 2, and an amplifier in the second amplification path (path 2). becomes. That is, the second amplifier amplifies the differential input signal from the input path 2 by the auto-zero amplifier 510, the auto-zero amplifier 520, or the auto-zero amplifier 530 inside the amplifier sharing auto-zero amplifier 500 in the path 2 mode, and outputs the output signal. is output from output path 2.

また、第３の増幅器は、入力が入力経路１に接続され、出力が出力経路１に接続され、第１の増幅経路（経路１）の増幅器となる。すなわち、第３の増幅器は、入力経路１からの差動入力信号を、経路１モードとなったアンプシェアリングオートゼロ増幅器５００内部のオートゼロ増幅器５１０又はオートゼロ増幅器５２０又はオートゼロ増幅器５３０により増幅し、出力信号を出力経路１より出力する。 Further, the input of the third amplifier is connected to the input path 1, the output is connected to the output path 1, and the third amplifier becomes an amplifier of the first amplification path (path 1). That is, the third amplifier amplifies the differential input signal from input path 1 by auto-zero amplifier 510, auto-zero amplifier 520, or auto-zero amplifier 530 inside amplifier sharing auto-zero amplifier 500 that is in path 1 mode, and outputs the output signal. is output from output path 1.

第３の実施形態では、第２の実施形態と同様、ノイズリダクションループ回路を有する増幅回路において、アンプシェアリングオートゼロ増幅器を用いて２系統のＰｉｎｇ－Ｐｏｎｇオートゼロ増幅器を機能させることにより、増幅回路のオフセット成分及び低周波雑音成分を低減させるともに、回路面積及び消費電力を低減させることが可能となる。また、複数の経路において異なる相互コンダクタンス値を設定でき、増幅回路の主経路においてノイズリダクションループよりも小さい相互コンダクタンス値を設定可能である。 In the third embodiment, similarly to the second embodiment, in an amplifier circuit having a noise reduction loop circuit, the amplifier sharing auto-zero amplifier is used to make two Ping-Pong auto-zero amplifiers function. It is possible to reduce offset components and low frequency noise components, as well as reduce circuit area and power consumption. Further, different mutual conductance values can be set in a plurality of paths, and a mutual conductance value smaller than that in the noise reduction loop can be set in the main path of the amplifier circuit.

（第４の実施形態）
図１２は、第４の実施形態の増幅回路の構成を示す図である。第４の実施形態は、前述した第１の実施形態のアンプシェアリングオートゼロ増幅器５００を、オートコレクションフィードバック（Auto Correction Feedback）回路を用いた増幅回路の構成に適用した例である。 (Fourth embodiment)
FIG. 12 is a diagram showing the configuration of an amplifier circuit according to the fourth embodiment. The fourth embodiment is an example in which the amplifier sharing auto-zero amplifier 500 of the first embodiment described above is applied to the configuration of an amplifier circuit using an auto correction feedback circuit.

第４の実施形態の増幅回路は、入力端より入力される差動入力信号Ｖｉｎを高周波帯域に変調するチョッパ変調器１０１と、チョッパ変調器１０１の出力を増幅する相互コンダクタンス増幅器（第１の増幅器）１０２と、相互コンダクタンス増幅器１０２の出力の信号成分を低周波帯域に復調し、オフセット成分及び低周波雑音成分を高周波帯域に変調するチョッパ変調器１０４とを備える。また、増幅回路は、相互コンダクタンス増幅器１０２の出力端に出力が接続され、チョッパ変調器１０４の出力端に入力が接続されたオートコレクションフィードバック回路６１０を備える。オートコレクションフィードバック回路６１０は、入出力が負帰還構成となるように接続され、相互コンダクタンス増幅器１０２の出力を負帰還して相互コンダクタンス増幅器１０２において発生するオフセット成分及び低周波雑音成分を低減する。 The amplifier circuit of the fourth embodiment includes a chopper modulator 101 that modulates a differential input signal Vin input from an input terminal into a high frequency band, and a transconductance amplifier (first amplifier) that amplifies the output of the chopper modulator 101. ) 102, and a chopper modulator 104 that demodulates the signal component of the output of the transconductance amplifier 102 into a low frequency band, and modulates the offset component and low frequency noise component into a high frequency band. The amplifier circuit also includes an autocorrection feedback circuit 610 whose output is connected to the output of the transconductance amplifier 102 and whose input is connected to the output of the chopper modulator 104. The autocorrection feedback circuit 610 is connected such that its input and output are in a negative feedback configuration, and provides negative feedback to the output of the transconductance amplifier 102 to reduce offset components and low frequency noise components generated in the transconductance amplifier 102.

本実施形態の増幅回路は、チョッパ変調器１０４にて復調された主経路の信号成分を増幅する第２の増幅器と、オートコレクションフィードバック回路６１０の入力を増幅する第３の増幅器とをそれぞれオートゼロ増幅器によって構成し、これら２つのオートゼロ増幅器の動作を実現するアンプシェアリングオートゼロ増幅器５００を備える。 The amplifier circuit of this embodiment includes a second amplifier that amplifies the main path signal component demodulated by the chopper modulator 104, and a third amplifier that amplifies the input of the autocorrection feedback circuit 610. The amplifier sharing auto-zero amplifier 500 realizes the operation of these two auto-zero amplifiers.

オートコレクションフィードバック回路６１０は、アンプシェアリングオートゼロ増幅器５００による第３の増幅器と、第３の増幅器の出力の高周波雑音成分を直流成分及び低周波雑音成分に復調するチョッパ変調器６１５と、チョッパ変調器６１５の出力の高周波信号成分を低減するフィルタ回路６１２と、フィルタ回路６１２の出力を増幅する相互コンダクタンス増幅器６１３とを有する構成である。 The auto-correction feedback circuit 610 includes a third amplifier formed by the amplifier sharing auto-zero amplifier 500, a chopper modulator 615 that demodulates the high-frequency noise component of the output of the third amplifier into a DC component and a low-frequency noise component, and a chopper modulator. The configuration includes a filter circuit 612 that reduces high frequency signal components of the output of the filter circuit 615, and a transconductance amplifier 613 that amplifies the output of the filter circuit 612.

オートコレクションフィードバック回路６１０において、第３の増幅器のオフセット成分及び低周波雑音成分の影響を低減するため、チョッパ変調器６１５の後段のフィルタ回路６１２として、ローパスフィルタとスイッチドキャパシタ型のノッチフィルタとが設けられる。チョッパ変調器６１５の出力の高周波信号成分をノッチフィルタによって除去することにより、利得低下を抑制しつつフィードバックループの入力のオフセットを低減できる。なお、オートコレクションフィードバック回路６１０において第３の増幅器をオートゼロ増幅器とすることにより、ノッチフィルタを無くすことも可能である。この場合、ノッチフィルタの周波数特性を考慮しなくて良くなるため、オートコレクションフィードバック回路６１０の安定性設計が容易になる。 In the autocorrection feedback circuit 610, in order to reduce the influence of the offset component and low frequency noise component of the third amplifier, a low pass filter and a switched capacitor type notch filter are used as a filter circuit 612 after the chopper modulator 615. provided. By removing the high-frequency signal component of the output of the chopper modulator 615 using the notch filter, it is possible to reduce the offset of the input of the feedback loop while suppressing gain reduction. Note that it is also possible to eliminate the notch filter by using an auto-zero amplifier as the third amplifier in the auto-correction feedback circuit 610. In this case, the stability design of the autocorrection feedback circuit 610 becomes easier because it is not necessary to consider the frequency characteristics of the notch filter.

また、増幅回路は、アンプシェアリングオートゼロ増幅器５００による第２の増幅器の後段に、相互コンダクタンス増幅器１２３、増幅器１２１を備え、増幅器１２１の出力が増幅装置の出力端となり、出力信号Ｖｏｕｔが出力される。 Further, the amplifier circuit includes a transconductance amplifier 123 and an amplifier 121 after the second amplifier by the amplifier sharing auto-zero amplifier 500, and the output of the amplifier 121 becomes the output terminal of the amplifier device, and the output signal Vout is output. .

また、増幅回路には、第２の実施形態と同様、入れ子型ミラー補償構成となるように接続された位相補償容量Ｃ１１１、Ｃ１１２、Ｃ１２１、Ｃ１２２、Ｃ１３１と、チョッパ変調器１０１の入力と増幅器１２１の入力との間に接続されフィードフォワードアンプとして機能する相互コンダクタンス増幅器１２２とが設けられる。これらの位相補償容量及びフィードフォワードアンプによって位相補償回路が構成される。 The amplifier circuit also includes phase compensation capacitors C111, C112, C121, C122, and C131 connected to form a nested mirror compensation configuration, as well as the input of the chopper modulator 101 and the amplifier 121, as in the second embodiment. A transconductance amplifier 122 is connected between the input of the transconductance amplifier 122 and functions as a feedforward amplifier. These phase compensation capacitors and feedforward amplifiers constitute a phase compensation circuit.

アンプシェアリングオートゼロ増幅器５００において、第２の増幅器は、入力が入力経路１に接続され、出力が出力経路１に接続され、第１の増幅経路（経路１）の増幅器となる。すなわち、第２の増幅器は、入力経路１からの差動入力信号を、経路１モードとなったアンプシェアリングオートゼロ増幅器５００内部のオートゼロ増幅器５１０又はオートゼロ増幅器５２０又はオートゼロ増幅器５３０により増幅し、出力信号を出力経路１より出力する。 In the amplifier sharing auto-zero amplifier 500, the second amplifier has an input connected to the input path 1, an output connected to the output path 1, and serves as an amplifier for the first amplification path (path 1). That is, the second amplifier amplifies the differential input signal from input path 1 by auto-zero amplifier 510, auto-zero amplifier 520, or auto-zero amplifier 530 inside amplifier sharing auto-zero amplifier 500 which is in path 1 mode, and outputs the output signal. is output from output path 1.

また、第３の増幅器は、入力が入力経路２に接続され、出力が出力経路２に接続され、第２の増幅経路（経路２）の増幅器となる。すなわち、第３の増幅器は、入力経路２からの差動入力信号を、経路２モードとなったアンプシェアリングオートゼロ増幅器５００内部のオートゼロ増幅器５１０又はオートゼロ増幅器５２０又はオートゼロ増幅器５３０により増幅し、出力信号を出力経路２より出力する。 Further, the third amplifier has an input connected to the input path 2 and an output connected to the output path 2, and serves as an amplifier for the second amplification path (path 2). That is, the third amplifier amplifies the differential input signal from input path 2 by auto-zero amplifier 510, auto-zero amplifier 520, or auto-zero amplifier 530 inside amplifier sharing auto-zero amplifier 500 that is in path 2 mode, and outputs the output signal. is output from output path 2.

第４の実施形態では、アンプシェアリングオートゼロ増幅器を用いて２系統のＰｉｎｇ－Ｐｏｎｇオートゼロ増幅器を機能させ、オートコレクションフィードバック回路を有する増幅回路を構成する。これにより、オートコレクションフィードバック回路の入力のオフセットを低減し、増幅回路のオフセット成分及び低周波雑音成分を低減させ、高精度かつ低雑音化を図ることができるとともに、回路面積及び消費電力を低減させることが可能となる。 In the fourth embodiment, an amplifier sharing auto-zero amplifier is used to operate two systems of Ping-Pong auto-zero amplifiers to configure an amplifier circuit having an auto-correction feedback circuit. This reduces the offset of the input of the autocorrection feedback circuit, reduces the offset component and low frequency noise component of the amplifier circuit, achieves high precision and low noise, and reduces circuit area and power consumption. becomes possible.

また、複数の経路において異なる相互コンダクタンス値を設定できるため、増幅回路の主経路とオートコレクションフィードバックループとにアンプシェアリングオートゼロ増幅器を適用可能であり、増幅装置の回路設計の自由度を向上できる。第４の実施形態では、増幅回路のオートコレクションフィードバックループにおいて主経路よりも小さい相互コンダクタンス値を設定可能である。 Furthermore, since different mutual conductance values can be set in a plurality of paths, an amplifier sharing auto-zero amplifier can be applied to the main path and the autocorrection feedback loop of the amplifier circuit, and the degree of freedom in circuit design of the amplifier device can be improved. In the fourth embodiment, it is possible to set a smaller mutual conductance value in the autocorrection feedback loop of the amplifier circuit than in the main path.

（第５の実施形態）
図１３は、第５の実施形態の増幅回路の構成を示す図である。第５の実施形態は、第４の実施形態の変形例であり、入力経路及び出力経路を入れ替えた構成例である。ここでは、第４の実施形態と異なる部分を主に説明し、同様の構成については説明を省略する。 (Fifth embodiment)
FIG. 13 is a diagram showing the configuration of an amplifier circuit according to the fifth embodiment. The fifth embodiment is a modification of the fourth embodiment, and is a configuration example in which the input route and the output route are exchanged. Here, parts that are different from the fourth embodiment will be mainly described, and descriptions of similar configurations will be omitted.

第５の実施形態では、アンプシェアリングオートゼロ増幅器５００において、第２の増幅器は、入力が入力経路２に接続され、出力が出力経路２に接続され、第２の増幅経路（経路２）の増幅器となる。すなわち、第２の増幅器は、入力経路２からの差動入力信号を、経路２モードとなったアンプシェアリングオートゼロ増幅器５００内部のオートゼロ増幅器５１０又はオートゼロ増幅器５２０又はオートゼロ増幅器５３０により増幅し、出力信号を出力経路２より出力する。 In the fifth embodiment, in the amplifier sharing auto-zero amplifier 500, the second amplifier has an input connected to input path 2, an output connected to output path 2, and an amplifier in the second amplification path (path 2). becomes. That is, the second amplifier amplifies the differential input signal from the input path 2 by the auto-zero amplifier 510, the auto-zero amplifier 520, or the auto-zero amplifier 530 inside the amplifier sharing auto-zero amplifier 500 in the path 2 mode, and outputs the output signal. is output from output path 2.

また、第３の増幅器は、入力が入力経路１に接続され、出力が出力経路１に接続され、第１の増幅経路（経路１）の増幅器となる。すなわち、第３の増幅器は、入力経路１からの差動入力信号を、経路１モードとなったアンプシェアリングオートゼロ増幅器５００内部のオートゼロ増幅器５１０又はオートゼロ増幅器５２０又はオートゼロ増幅器５３０により増幅し、出力信号を出力経路１より出力する。 Further, the input of the third amplifier is connected to the input path 1, the output is connected to the output path 1, and the third amplifier becomes an amplifier of the first amplification path (path 1). That is, the third amplifier amplifies the differential input signal from input path 1 by auto-zero amplifier 510, auto-zero amplifier 520, or auto-zero amplifier 530 inside amplifier sharing auto-zero amplifier 500 that is in path 1 mode, and outputs the output signal. is output from output path 1.

第５の実施形態では、第４の実施形態と同様、オートコレクションフィードバック回路を有する増幅回路において、アンプシェアリングオートゼロ増幅器を用いて２系統のＰｉｎｇ－Ｐｏｎｇオートゼロ増幅器を機能させることにより、増幅回路のオフセット成分及び低周波雑音成分を低減させるともに、回路面積及び消費電力を低減させることが可能となる。また、複数の経路において異なる相互コンダクタンス値を設定でき、増幅回路の主経路においてオートコレクションフィードバックループよりも小さい相互コンダクタンス値を設定可能である。 In the fifth embodiment, similarly to the fourth embodiment, in an amplifier circuit having an autocorrection feedback circuit, an amplifier sharing autozero amplifier is used to make two Ping-Pong autozero amplifiers function. It is possible to reduce offset components and low frequency noise components, as well as reduce circuit area and power consumption. Further, different mutual conductance values can be set in a plurality of paths, and a mutual conductance value smaller than that in the autocorrection feedback loop can be set in the main path of the amplifier circuit.

（第６の実施形態）
図１４は、第６の実施形態の増幅回路の構成を示す図である。第６の実施形態は、前述した第１の実施形態のアンプシェアリングオートゼロ増幅器５００を、リップルリダクションループ（Ripple Reduction Loop）回路を用いた増幅回路の構成に適用した例である。 (Sixth embodiment)
FIG. 14 is a diagram showing the configuration of an amplifier circuit according to the sixth embodiment. The sixth embodiment is an example in which the amplifier sharing auto-zero amplifier 500 of the first embodiment described above is applied to the configuration of an amplifier circuit using a ripple reduction loop circuit.

第６の実施形態の増幅回路は、入力端より入力される差動入力信号Ｖｉｎを高周波帯域に変調するチョッパ変調器１０１と、チョッパ変調器１０１の出力を増幅する相互コンダクタンス増幅器（第１の増幅器）１０２と、相互コンダクタンス増幅器１０２の出力の信号成分を低周波帯域に復調し、オフセット成分及び低周波雑音成分を高周波帯域に変調するチョッパ変調器１０４とを備える。また、増幅回路は、相互コンダクタンス増幅器１０２の出力端に出力が接続され、チョッパ変調器１０４の出力端に入力が接続されたリップルリダクションループ回路６２０を備える。リップルリダクションループ回路６２０は、入出力が負帰還構成となるように接続され、相互コンダクタンス増幅器１０２の出力を負帰還して相互コンダクタンス増幅器１０２において発生するオフセット成分及び低周波雑音成分を低減する。 The amplifier circuit of the sixth embodiment includes a chopper modulator 101 that modulates a differential input signal Vin input from an input terminal into a high frequency band, and a transconductance amplifier (first amplifier) that amplifies the output of the chopper modulator 101. ) 102, and a chopper modulator 104 that demodulates the signal component of the output of the transconductance amplifier 102 into a low frequency band, and modulates the offset component and low frequency noise component into a high frequency band. The amplifier circuit also includes a ripple reduction loop circuit 620 whose output is connected to the output of the transconductance amplifier 102 and whose input is connected to the output of the chopper modulator 104. The ripple reduction loop circuit 620 is connected such that its input and output are in a negative feedback configuration, and provides negative feedback to the output of the transconductance amplifier 102 to reduce offset components and low frequency noise components generated in the transconductance amplifier 102.

本実施形態の増幅回路は、チョッパ変調器１０４にて復調された主経路の信号成分を増幅する第２の増幅器と、リップルリダクションループ回路６２０の入力を増幅する第３の増幅器とをそれぞれオートゼロ増幅器によって構成し、これら２つのオートゼロ増幅器の動作を実現するアンプシェアリングオートゼロ増幅器５００を備える。 The amplifier circuit of this embodiment includes a second amplifier that amplifies the main path signal component demodulated by the chopper modulator 104, and a third amplifier that amplifies the input of the ripple reduction loop circuit 620. The amplifier sharing auto-zero amplifier 500 realizes the operation of these two auto-zero amplifiers.

リップルリダクションループ回路６２０は、リップルリダクションループ回路６２０の入力の高周波雑音成分を取り出すカップリング容量Ｃ６１と、カップリング容量Ｃ６１の出力の差動電流信号を差動電圧信号に変換する抵抗Ｒ６１と、抵抗Ｒ６１によって変換された差動電圧信号を増幅するアンプシェアリングオートゼロ増幅器５００による第３の増幅器と、第３の増幅器の出力の高周波雑音成分を直流成分及び低周波雑音成分に復調するチョッパ変調器６２５と、チョッパ変調器６２５の出力の高周波信号成分を低減するフィルタ回路６２２と、フィルタ回路６２２の出力を増幅する相互コンダクタンス増幅器６２３とを有する構成である。 The ripple reduction loop circuit 620 includes a coupling capacitor C61 that extracts high frequency noise components from the input of the ripple reduction loop circuit 620, a resistor R61 that converts a differential current signal output from the coupling capacitor C61 into a differential voltage signal, and a resistor. A third amplifier by the amplifier sharing auto-zero amplifier 500 that amplifies the differential voltage signal converted by R61, and a chopper modulator 625 that demodulates the high frequency noise component of the output of the third amplifier into a DC component and a low frequency noise component. This configuration includes a filter circuit 622 that reduces high-frequency signal components of the output of the chopper modulator 625, and a transconductance amplifier 623 that amplifies the output of the filter circuit 622.

リップルリダクションループ回路６２０において、第３の増幅器のオフセット成分及び低周波雑音成分の影響を低減するため、フィードバックループの入力段にカップリング容量Ｃ６１が設けられる。また、チョッパ変調器６２５での変調後の相互コンダクタンス増幅器６２３にて発生するオフセット成分及び低周波雑音成分の影響を低減するため、第３の増幅器としてオートゼロ増幅器が用いられる。オートゼロ増幅器によって、フィードバックループのリップル成分及びオフセット成分を低減でき、増幅回路におけるオフセット成分及び低周波雑音成分の影響を削減できる。 In the ripple reduction loop circuit 620, a coupling capacitor C61 is provided at the input stage of the feedback loop in order to reduce the effects of the offset component and low frequency noise component of the third amplifier. Further, in order to reduce the effects of offset components and low frequency noise components generated in the transconductance amplifier 623 after modulation by the chopper modulator 625, an auto-zero amplifier is used as the third amplifier. The auto-zero amplifier can reduce ripple components and offset components in the feedback loop, and can reduce the effects of offset components and low-frequency noise components in the amplifier circuit.

また、増幅回路は、アンプシェアリングオートゼロ増幅器５００による第２の増幅器の後段に、相互コンダクタンス増幅器１２３、増幅器１２１を備え、増幅器１２１の出力が増幅装置の出力端となり、出力信号Ｖｏｕｔが出力される。 Further, the amplifier circuit includes a transconductance amplifier 123 and an amplifier 121 after the second amplifier by the amplifier sharing auto-zero amplifier 500, and the output of the amplifier 121 becomes the output terminal of the amplifier device, and the output signal Vout is output. .

また、増幅回路には、第２及び第４の実施形態と同様、入れ子型ミラー補償構成となるように接続された位相補償容量Ｃ１１１、Ｃ１１２、Ｃ１２１、Ｃ１２２、Ｃ１３１と、チョッパ変調器１０１の入力と増幅器１２１の入力との間に接続されフィードフォワードアンプとして機能する相互コンダクタンス増幅器１２２とが設けられる。これらの位相補償容量及びフィードフォワードアンプによって位相補償回路が構成される。 The amplifier circuit also includes phase compensation capacitors C111, C112, C121, C122, and C131 connected to form a nested mirror compensation configuration, and the input of the chopper modulator 101, as in the second and fourth embodiments. A transconductance amplifier 122 is connected between the input signal and the input of the amplifier 121 and functions as a feedforward amplifier. These phase compensation capacitors and feedforward amplifiers constitute a phase compensation circuit.

アンプシェアリングオートゼロ増幅器５００において、第２の増幅器は、入力が入力経路１に接続され、出力が出力経路１に接続され、第１の増幅経路（経路１）の増幅器となる。すなわち、第２の増幅器は、入力経路１からの差動入力信号を、経路１モードとなったアンプシェアリングオートゼロ増幅器５００内部のオートゼロ増幅器５１０又はオートゼロ増幅器５２０又はオートゼロ増幅器５３０により増幅し、出力信号を出力経路１より出力する。 In the amplifier sharing auto-zero amplifier 500, the second amplifier has an input connected to the input path 1, an output connected to the output path 1, and serves as an amplifier for the first amplification path (path 1). That is, the second amplifier amplifies the differential input signal from input path 1 by auto-zero amplifier 510, auto-zero amplifier 520, or auto-zero amplifier 530 inside amplifier sharing auto-zero amplifier 500 which is in path 1 mode, and outputs the output signal. is output from output path 1.

また、第３の増幅器は、入力が入力経路２に接続され、出力が出力経路２に接続され、第２の増幅経路（経路２）の増幅器となる。すなわち、第３の増幅器は、入力経路２からの差動入力信号を、経路２モードとなったアンプシェアリングオートゼロ増幅器５００内部のオートゼロ増幅器５１０又はオートゼロ増幅器５２０又はオートゼロ増幅器５３０により増幅し、出力信号を出力経路２より出力する。 Further, the third amplifier has an input connected to the input path 2, an output connected to the output path 2, and serves as an amplifier for the second amplification path (path 2). That is, the third amplifier amplifies the differential input signal from the input path 2 by the auto-zero amplifier 510, the auto-zero amplifier 520, or the auto-zero amplifier 530 inside the amplifier sharing auto-zero amplifier 500 in the path 2 mode, and outputs the output signal. is output from output path 2.

第６の実施形態では、アンプシェアリングオートゼロ増幅器を用いて２系統のＰｉｎｇ－Ｐｏｎｇオートゼロ増幅器を機能させ、リップルリダクションループ回路を有する増幅回路を構成する。これにより、増幅回路のオフセット成分及び低周波雑音成分を低減させ、高精度かつ低雑音化を図ることができるとともに、回路面積及び消費電力を低減させることが可能となる。 In the sixth embodiment, an amplifier sharing auto-zero amplifier is used to operate two systems of Ping-Pong auto-zero amplifiers to configure an amplifier circuit having a ripple reduction loop circuit. Thereby, it is possible to reduce the offset component and low frequency noise component of the amplifier circuit, thereby achieving high precision and low noise, and it is also possible to reduce the circuit area and power consumption.

また、複数の経路において異なる相互コンダクタンス値を設定できるため、増幅回路の主経路とリップルリダクションループとにアンプシェアリングオートゼロ増幅器を適用可能であり、増幅装置の回路設計の自由度を向上できる。第６の実施形態では、増幅回路のリップルリダクションループにおいて主経路よりも小さい相互コンダクタンス値を設定可能である。 Further, since different mutual conductance values can be set in a plurality of paths, an amplifier sharing auto-zero amplifier can be applied to the main path and ripple reduction loop of the amplifier circuit, and the degree of freedom in circuit design of the amplifier device can be improved. In the sixth embodiment, it is possible to set a smaller mutual conductance value in the ripple reduction loop of the amplifier circuit than in the main path.

（第７の実施形態）
図１５は、第７の実施形態の増幅回路の構成を示す図である。第７の実施形態は、第６の実施形態の変形例であり、入力経路及び出力経路を入れ替えた構成例である。ここでは、第６の実施形態と異なる部分を主に説明し、同様の構成については説明を省略する。 (Seventh embodiment)
FIG. 15 is a diagram showing the configuration of an amplifier circuit according to the seventh embodiment. The seventh embodiment is a modification of the sixth embodiment, and is a configuration example in which the input route and the output route are exchanged. Here, parts that are different from the sixth embodiment will be mainly described, and descriptions of similar configurations will be omitted.

第７の実施形態では、アンプシェアリングオートゼロ増幅器５００において、第２の増幅器は、入力が入力経路２に接続され、出力が出力経路２に接続され、第２の増幅経路（経路２）の増幅器となる。すなわち、第２の増幅器は、入力経路２からの差動入力信号を、経路２モードとなったアンプシェアリングオートゼロ増幅器５００内部のオートゼロ増幅器５１０又はオートゼロ増幅器５２０又はオートゼロ増幅器５３０により増幅し、出力信号を出力経路２より出力する。 In the seventh embodiment, in the amplifier sharing auto-zero amplifier 500, the second amplifier has an input connected to input path 2, an output connected to output path 2, and an amplifier in the second amplification path (path 2). becomes. That is, the second amplifier amplifies the differential input signal from the input path 2 by the auto-zero amplifier 510, the auto-zero amplifier 520, or the auto-zero amplifier 530 inside the amplifier sharing auto-zero amplifier 500 in the path 2 mode, and outputs the output signal. is output from output path 2.

また、第３の増幅器は、入力が入力経路１に接続され、出力が出力経路１に接続され、第１の増幅経路（経路１）の増幅器となる。すなわち、第３の増幅器は、入力経路１からの差動入力信号を、経路１モードとなったアンプシェアリングオートゼロ増幅器５００内部のオートゼロ増幅器５１０又はオートゼロ増幅器５２０又はオートゼロ増幅器５３０により増幅し、出力信号を出力経路１より出力する。 Further, the input of the third amplifier is connected to the input path 1, the output is connected to the output path 1, and the third amplifier becomes an amplifier of the first amplification path (path 1). That is, the third amplifier amplifies the differential input signal from input path 1 by auto-zero amplifier 510, auto-zero amplifier 520, or auto-zero amplifier 530 inside amplifier sharing auto-zero amplifier 500 that is in path 1 mode, and outputs the output signal. is output from output path 1.

第７の実施形態では、第６の実施形態と同様、リップルリダクションループ回路を有する増幅回路において、アンプシェアリングオートゼロ増幅器を用いて２系統のＰｉｎｇ－Ｐｏｎｇオートゼロ増幅器を機能させることにより、増幅回路のオフセット成分及び低周波雑音成分を低減させるともに、回路面積及び消費電力を低減させることが可能となる。また、複数の経路において異なる相互コンダクタンス値を設定でき、増幅回路の主経路においてリップルリダクションループよりも小さい相互コンダクタンス値を設定可能である。 In the seventh embodiment, similarly to the sixth embodiment, in an amplifier circuit having a ripple reduction loop circuit, an amplifier sharing auto-zero amplifier is used to make two Ping-Pong auto-zero amplifiers function. It is possible to reduce offset components and low frequency noise components, as well as reduce circuit area and power consumption. Further, different mutual conductance values can be set in a plurality of paths, and a mutual conductance value smaller than that of the ripple reduction loop can be set in the main path of the amplifier circuit.

本実施形態では、並列に接続された少なくとも３つの増幅器である第１乃至第３のオートゼロ増幅器５１０、５２０、５３０を備えるアンプシェアリングオートゼロ増幅器５００を有する。オートゼロ増幅器５１０、５２０、５３０のそれぞれは、入力信号を増幅する第１の相互コンダクタンス増幅器５１１、５２１、５３１及び第２の相互コンダクタンス増幅器５１２、５２２、５３２と、第１及び第２の相互コンダクタンス増幅器の入力信号を無信号状態としたときに第１及び第２の相互コンダクタンス増幅器の出力を入力する第３の相互コンダクタンス増幅器５１３、５２３、５３３と、第３の相互コンダクタンス増幅器の入力において第１及び第２の相互コンダクタンス増幅器のオフセット成分及び低周波雑音成分を低減する校正電圧を保持するサンプリング容量Ｃ５１、Ｃ５２、Ｃ５３と、を有する。また、入力される差動信号を第１の相互コンダクタンス増幅器及び第２の相互コンダクタンス増幅器によって増幅する第１の増幅経路に接続される第１の入力経路（入力経路１）及び第１の出力経路（出力経路１）と、入力される差動信号を第１の相互コンダクタンス増幅器によって増幅する第２の増幅経路に接続される第２の入力経路（入力経路２）及び第２の出力経路（出力経路２）と、第１の入力経路及び第１の出力経路と、第２の入力経路及び第２の出力経路との経路切り替えを行うスイッチΦ１，１～Φ１，８、Φ２，１～Φ２，８、Φ３，１～Φ３，８と、を備える。アンプシェアリングオートゼロ増幅器５００は、第１乃至第３のオートゼロ増幅器５１０、５２０、５３０のうち、一つのオートゼロ増幅器がサンプリング容量により校正電圧を保持する校正モードとなり、他の一つのオートゼロ増幅器が入力信号を第１の増幅経路において第１の相互コンダクタンス増幅器及び第２の相互コンダクタンス増幅器によって増幅する経路１モードとなり、さらに他の一つのオートゼロ増幅器が入力信号を第２の増幅経路において第１の相互コンダクタンス増幅器によって増幅する経路２モードとなるように、これら複数の動作モードをスイッチにより切り替える。これにより、３つのオートゼロ増幅器によって２つのＰｉｎｇ－Ｐｏｎｇオートゼロ増幅器の機能を実現でき、増幅回路の回路面積及び消費電力の低減を図ることができる。また、２つの経路を３つのオートゼロ増幅器によって高精度に増幅する際に、２つの経路の相互コンダクタンス値を別々の値に設計可能である。このため、精度良くオフセット成分及び低周波雑音成分を低減可能であるとともに、増幅回路全体の設計の自由度を向上できる。 This embodiment has an amplifier sharing auto-zero amplifier 500 including first to third auto-zero amplifiers 510, 520, and 530, which are at least three amplifiers connected in parallel. Each of the autozero amplifiers 510, 520, 530 includes a first transconductance amplifier 511, 521, 531 and a second transconductance amplifier 512, 522, 532 that amplify the input signal, and first and second transconductance amplifiers. A third transconductance amplifier 513, 523, 533 receives the outputs of the first and second transconductance amplifiers when the input signal is in a no-signal state; It has sampling capacitors C51, C52, and C53 that hold calibration voltages that reduce offset components and low frequency noise components of the second transconductance amplifier. Further, a first input path (input path 1) and a first output path are connected to a first amplification path in which an input differential signal is amplified by a first transconductance amplifier and a second transconductance amplifier. (output path 1), a second input path (input path 2) and a second output path (output Switches Φ1,1 to Φ1,8, Φ2,1 to Φ2, which switch paths between the path 2), the first input path and the first output path, and the second input path and the second output path. 8, Φ3,1 to Φ3,8. In the amplifier sharing auto-zero amplifier 500, among the first to third auto-zero amplifiers 510, 520, and 530, one auto-zero amplifier is in a calibration mode in which the calibration voltage is held by the sampling capacitor, and the other auto-zero amplifier is in a calibration mode in which the calibration voltage is held by the sampling capacitor. is amplified by the first transconductance amplifier and the second transconductance amplifier in the first amplification path, and another auto-zero amplifier amplifies the input signal by the first transconductance amplifier in the second amplification path. These plural operation modes are switched by a switch so that the path 2 mode is amplified by an amplifier. Thereby, the functions of two Ping-Pong auto-zero amplifiers can be realized by three auto-zero amplifiers, and the circuit area and power consumption of the amplifier circuit can be reduced. Further, when two paths are amplified with high precision by three auto-zero amplifiers, the mutual conductance values of the two paths can be designed to be different values. Therefore, it is possible to reduce offset components and low frequency noise components with high precision, and the degree of freedom in designing the entire amplifier circuit can be improved.

また、本実施形態では、アンプシェアリングオートゼロ増幅器５００を、ノイズリダクションループ回路１１０、オートコレクションフィードバック回路６１０、リップルリダクションループ回路６２０のいずれかにおいて、主経路の第２の増幅器とフィードバックループの第３の増幅器とに適用して構成する。これにより、オートゼロ増幅器による増幅回路によって相互コンダクタンス増幅器１０２の出力のオフセット成分及び低周波雑音成分を低減し、増幅装置の出力に本来現れるリップルノイズの発生を抑制できる。このため、精度良くオフセット成分及び低周波雑音成分を低減できるとともに、増幅回路の回路面積及び消費電力を低減でき、小型化及び省電力化を図ることができる。よって、オフセット成分及び低周波雑音成分をより高精度に低減する各種の増幅装置を実現できる。 Further, in this embodiment, the amplifier sharing auto-zero amplifier 500 is connected to the second amplifier in the main path and the third amplifier in the feedback loop in any one of the noise reduction loop circuit 110, the auto-correction feedback circuit 610, and the ripple reduction loop circuit 620. The configuration is applied to the amplifier. Thereby, the offset component and low frequency noise component of the output of the transconductance amplifier 102 can be reduced by the amplification circuit using the auto-zero amplifier, and the generation of ripple noise that originally appears in the output of the amplification device can be suppressed. Therefore, the offset component and the low frequency noise component can be reduced with high accuracy, and the circuit area and power consumption of the amplifier circuit can be reduced, making it possible to achieve miniaturization and power saving. Therefore, it is possible to realize various amplification devices that reduce offset components and low frequency noise components with higher precision.

以上、図面を参照しながら各種の実施形態について説明したが、本発明はかかる例に限定されないことは言うまでもない。当業者であれば、特許請求の範囲に記載された範疇内において、各種の変更例又は修正例に想到し得ることは明らかであり、それらについても当然に本発明の技術的範囲に属するものと了解される。また、本発明の趣旨を逸脱しない範囲において、上記実施形態における各構成要素を任意に組み合わせてもよい。 Although various embodiments have been described above with reference to the drawings, it goes without saying that the present invention is not limited to such examples. It is clear that those skilled in the art can come up with various changes or modifications within the scope of the claims, and these naturally fall within the technical scope of the present invention. Understood. Further, each component in the above embodiments may be arbitrarily combined without departing from the spirit of the present invention.

本発明は、オフセット成分及び低周波雑音成分を高精度に低減するとともに、回路面積及び消費電力を低減させることが可能となる効果を有し、例えばセンサ信号等を増幅する増幅回路、計装アンプ等の増幅装置に有用である。 The present invention has the effect of reducing offset components and low frequency noise components with high precision, as well as reducing circuit area and power consumption. It is useful for amplifier devices such as

１０１、１０３、１０４、６１５、６２５：チョッパ変調器
１０２、１１３、１２２、１２３、５１１、５１２、５１３、５２１、５２２、５２３、５３１、５３２、５３３、６１３、６２３：相互コンダクタンス増幅器
１１０：ノイズリダクションループ回路
１１２、６１２：フィルタ回路
１２１：増幅器
５００：アンプシェアリングオートゼロ増幅器
５１０、５２０、５３０：オートゼロ増幅器
６１０：オートコレクションフィードバック回路
６２０：リップルリダクションループ回路
Ｃ３１、Ｃ３２、Ｃ３３：容量
Ｃ５１、Ｃ５２、Ｃ５３：サンプリング容量
Ｃ６１：カップリング容量
Ｃ１１１、Ｃ１１２、Ｃ１２１、Ｃ１２２、Ｃ１３１：位相補償容量
Φ１，１～Φ１，８、Φ２，１～Φ２，８、Φ３，１～Φ３，８：スイッチ 101, 103, 104, 615, 625: Chopper modulator 102, 113, 122, 123, 511, 512, 513, 521, 522, 523, 531, 532, 533, 613, 623: Transconductance amplifier 110: Noise reduction Loop circuit 112, 612: Filter circuit 121: Amplifier 500: Amplifier sharing auto-zero amplifier 510, 520, 530: Auto-zero amplifier 610: Auto-correction feedback circuit 620: Ripple reduction loop circuit C31, C32, C33: Capacitance C51, C52, C53 : Sampling capacitor C61: Coupling capacitor C111, C112, C121, C122, C131: Phase compensation capacitor Φ1,1 to Φ1,8, Φ2,1 to Φ2,8, Φ3,1 to Φ3,8: Switch

Claims (13)

並列に接続された少なくとも３つの増幅器である第１乃至第３のオートゼロ増幅器を備え、
前記第１乃至第３のオートゼロ増幅器のそれぞれは、
入力信号を増幅する第１の相互コンダクタンス増幅器及び第２の相互コンダクタンス増幅器と、
前記第１及び第２の相互コンダクタンス増幅器の入力信号を無信号状態としたときに前記第１及び第２の相互コンダクタンス増幅器の双方の出力を入力する一つの第３の相互コンダクタンス増幅器と、
前記第３の相互コンダクタンス増幅器の入力において前記第１及び第２の相互コンダクタンス増幅器のオフセット成分及び低周波雑音成分を低減する校正電圧を保持するサンプリング容量と、を有し、
前記入力信号を前記第１の相互コンダクタンス増幅器及び前記第２の相互コンダクタンス増幅器によって増幅する第１の増幅経路に接続される第１の入力経路及び第１の出力経路と、
前記入力信号を前記第１の相互コンダクタンス増幅器によって増幅する第２の増幅経路に接続される前記第１の入力経路とは別に設けられた第２の入力経路及び前記第１の出力経路とは別に設けられた第２の出力経路と、
前記第１の入力経路及び前記第１の出力経路と、前記第２の入力経路及び前記第２の出力経路との経路切り替えを行うスイッチと、を備え、
前記第１乃至第３のオートゼロ増幅器のうち、
一つのオートゼロ増幅器が前記サンプリング容量により前記校正電圧を保持する校正モードとなり、
他の一つのオートゼロ増幅器が前記入力信号を前記第１の増幅経路において前記第１の相互コンダクタンス増幅器及び前記第２の相互コンダクタンス増幅器によって増幅する経路１モードとなり、
さらに他の一つのオートゼロ増幅器が前記入力信号を前記第２の増幅経路において前記第１の相互コンダクタンス増幅器によって増幅する経路２モードとなるように、これら複数の動作モードを前記スイッチにより切り替えるアンプシェアリングオートゼロ増幅器を有し、
前記スイッチは、オン時にスイッチ入力端に入力された信号をスイッチ出力端に出力し、オフ時にスイッチ入力端に入力された信号をスイッチ出力端に出力しない第１乃至第８のスイッチを有し、
前記第１の相互コンダクタンス増幅器は、前記第１のスイッチ乃至前記第３のスイッチのスイッチ出力端に入力が接続され、
前記第２の相互コンダクタンス増幅器は、前記第４のスイッチ及び前記第５のスイッチのスイッチ出力端に入力が接続され、
前記サンプリング容量は、前記第６のスイッチのスイッチ出力端に接続され、
前記第３の相互コンダクタンス増幅器は、前記第６のスイッチのスイッチ出力端に入力が接続され、
前記第１乃至前記第３のオートゼロ増幅器のそれぞれは、
前記入力信号として差動信号が入力される第１の入力端子及び第２の入力端子と、
前記入力される差動信号が無信号状態となる同相入力端子と、
前記第８のスイッチのスイッチ出力端に接続された第１の出力端子と、
前記第７のスイッチのスイッチ出力端に接続された第２の出力端子と、をさらに備え、
前記第１の入力端子が前記第１のスイッチ及び前記第４のスイッチのスイッチ入力端に接続され、
前記第２の入力端子が前記第３のスイッチのスイッチ入力端に接続され、
前記同相入力端子が前記第２のスイッチ及び前記第５のスイッチのスイッチ入力端に接続され、
前記第６のスイッチ乃至前記第８のスイッチのスイッチ入力端が前記第１の相互コンダクタンス増幅器乃至前記第３の相互コンダクタンス増幅器の出力に接続され、
前記校正モードにおいては、前記第２のスイッチ、前記第５のスイッチ、及び前記第６のスイッチがオンとなるとともに、前記第１のスイッチ、前記第３のスイッチ、前記第４のスイッチ、前記第７のスイッチ、及び前記第８のスイッチがオフとなり、
前記経路１モードにおいては、前記第１のスイッチ、前記第４のスイッチ、及び前記第８のスイッチがオンとなるとともに、前記第２のスイッチ、前記第３のスイッチ、前記第５のスイッチ、前記第６のスイッチ、及び前記第７のスイッチがオフとなり、
前記経路２モードにおいては、前記第３のスイッチ、前記第５のスイッチ、及び前記第７のスイッチがオンとなるとともに、前記第１のスイッチ、前記第２のスイッチ、前記第４のスイッチ、前記第６のスイッチ、及び前記第８のスイッチがオフとなる、
増幅装置。 comprising first to third auto-zero amplifiers, which are at least three amplifiers connected in parallel;
Each of the first to third auto-zero amplifiers is
a first transconductance amplifier and a second transconductance amplifier that amplify the input signal;
one third transconductance amplifier that receives the outputs of both the first and second transconductance amplifiers when the input signals of the first and second transconductance amplifiers are in a no-signal state;
a sampling capacitor that holds a calibration voltage that reduces offset components and low frequency noise components of the first and second transconductance amplifiers at the input of the third transconductance amplifier;
a first input path and a first output path connected to a first amplification path for amplifying the input signal by the first transconductance amplifier and the second transconductance amplifier;
a second input path provided separately from the first input path and connected to a second amplification path for amplifying the input signal by the first transconductance amplifier; and a second input path provided separately from the first output path. a second output path provided;
a switch that performs path switching between the first input path and the first output path, and the second input path and the second output path;
Among the first to third auto-zero amplifiers,
one auto-zero amplifier is in a calibration mode in which the sampling capacitance holds the calibration voltage;
Another auto-zero amplifier is in a path 1 mode in which the input signal is amplified by the first transconductance amplifier and the second transconductance amplifier in the first amplification path;
Amplifier sharing in which the plurality of operation modes are switched by the switch so that yet another auto-zero amplifier is in a path 2 mode in which the input signal is amplified by the first transconductance amplifier in the second amplification path. Has an auto-zero amplifier,
The switch has first to eighth switches that output a signal input to the switch input terminal to the switch output terminal when turned on, and do not output the signal input to the switch input terminal to the switch output terminal when turned off,
The first transconductance amplifier has an input connected to a switch output terminal of the first switch to the third switch,
The second transconductance amplifier has an input connected to switch output terminals of the fourth switch and the fifth switch,
the sampling capacitor is connected to a switch output end of the sixth switch,
The third transconductance amplifier has an input connected to a switch output terminal of the sixth switch,
Each of the first to third auto-zero amplifiers is
a first input terminal and a second input terminal into which a differential signal is input as the input signal;
a common-mode input terminal at which the input differential signal is in a no-signal state;
a first output terminal connected to a switch output terminal of the eighth switch;
further comprising a second output terminal connected to the switch output terminal of the seventh switch,
the first input terminal is connected to switch input terminals of the first switch and the fourth switch,
the second input terminal is connected to a switch input terminal of the third switch,
the in-phase input terminal is connected to switch input terminals of the second switch and the fifth switch,
Switch input terminals of the sixth switch to the eighth switch are connected to the outputs of the first transconductance amplifier to the third transconductance amplifier,
In the calibration mode, the second switch, the fifth switch, and the sixth switch are turned on, and the first switch, the third switch, the fourth switch, and the sixth switch are turned on. 7 and the 8th switch are turned off,
In the route 1 mode, the first switch, the fourth switch, and the eighth switch are turned on, and the second switch, the third switch, the fifth switch, and the eighth switch are turned on. the sixth switch and the seventh switch are turned off,
In the route 2 mode, the third switch, the fifth switch, and the seventh switch are turned on, and the first switch, the second switch, the fourth switch, and the seventh switch are turned on. the sixth switch and the eighth switch are turned off;
Amplifier. 請求項１に記載の増幅装置であって、
前記第１の入力経路が、前記第１乃至第３のオートゼロ増幅器のそれぞれの前記第１の入力端子が接続され、
前記第２の入力経路が、前記第１乃至第３のオートゼロ増幅器のそれぞれの前記第２の入力端子が接続され、
前記第１の出力経路が、前記第１乃至第３のオートゼロ増幅器のそれぞれの前記第１の出力端子が接続され、
前記第２の出力経路が、前記第１乃至第３のオートゼロ増幅器のそれぞれの前記第２の出力端子が接続された、増幅装置。 The amplification device according to claim 1 ,
The first input path is connected to the first input terminal of each of the first to third auto-zero amplifiers,
The second input path is connected to the second input terminal of each of the first to third auto-zero amplifiers,
The first output path is connected to the first output terminal of each of the first to third auto-zero amplifiers,
The amplifier device, wherein the second output path is connected to the second output terminal of each of the first to third auto-zero amplifiers. 請求項１又は２に記載の増幅装置であって、
前記アンプシェアリングオートゼロ増幅器は、前記動作モードの組み合わせとして、
前記第１のオートゼロ増幅器が前記校正モードであり、前記第２のオートゼロ増幅器が前記経路２モードであり、前記第３のオートゼロ増幅器が前記経路１モードであるフェイズ１と、
前記第１のオートゼロ増幅器が前記経路１モードであり、前記第２のオートゼロ増幅器が前記経路２モードであり、前記第３のオートゼロ増幅器が前記校正モードであるフェイズ２と、
前記第１のオートゼロ増幅器が前記経路１モードであり、前記第２のオートゼロ増幅器が前記校正モードであり、前記第３のオートゼロ増幅器が前記経路２モードであるフェイズ３と、
前記第１のオートゼロ増幅器が前記校正モードであり、前記第２のオートゼロ増幅器が前記経路１モードであり、前記第３のオートゼロ増幅器が前記経路２モードであるフェイズ４と、
前記第１のオートゼロ増幅器が前記経路２モードであり、前記第２のオートゼロ増幅器が前記経路１モードであり、前記第３のオートゼロ増幅器が前記校正モードであるフェイズ５と、
前記第１のオートゼロ増幅器が前記経路２モードであり、前記第２のオートゼロ増幅器が前記校正モードであり、前記第３のオートゼロ増幅器が前記経路１モードであるフェイズ６と、を有し、複数のフェイズを時系列に切り替える、増幅装置。 The amplification device according to claim 1 or 2 ,
The amplifier sharing auto-zero amplifier has, as a combination of the operation modes,
Phase 1, wherein the first autozero amplifier is in the calibration mode, the second autozero amplifier is in the path 2 mode, and the third autozero amplifier is in the path 1 mode;
Phase 2, wherein the first autozero amplifier is in the path 1 mode, the second autozero amplifier is in the path 2 mode, and the third autozero amplifier is in the calibration mode;
Phase 3, wherein the first autozero amplifier is in the path 1 mode, the second autozero amplifier is in the calibration mode, and the third autozero amplifier is in the path 2 mode;
Phase 4, wherein the first autozero amplifier is in the calibration mode, the second autozero amplifier is in the path 1 mode, and the third autozero amplifier is in the path 2 mode;
Phase 5, wherein the first autozero amplifier is in the path 2 mode, the second autozero amplifier is in the path 1 mode, and the third autozero amplifier is in the calibration mode;
a phase 6 in which the first autozero amplifier is in the path 2 mode, the second autozero amplifier is in the calibration mode, and the third autozero amplifier is in the path 1 mode; An amplification device that changes the phase in chronological order. 請求項３に記載の増幅装置であって、
前記アンプシェアリングオートゼロ増幅器は、前記フェイズ１乃至前記フェイズ６を順に切り替える周期的なスイッチ駆動クロックによって前記複数のフェイズを切り替える、増幅装置。 The amplifying device according to claim 3 ,
The amplifier sharing auto-zero amplifier is an amplifier device that switches the plurality of phases using a periodic switch drive clock that sequentially switches the phases 1 to 6. 請求項３に記載の増幅装置であって、
前記アンプシェアリングオートゼロ増幅器は、前記フェイズ１、前記フェイズ３、及び前記フェイズ５を順に切り替える周期的なスイッチ駆動クロックによって前記複数のフェイズを切り替える、増幅装置。 The amplifying device according to claim 3 ,
The amplifier sharing auto-zero amplifier is an amplifier device that switches the plurality of phases using a periodic switch drive clock that sequentially switches the phase 1, the phase 3, and the phase 5. 請求項３に記載の増幅装置であって、
前記アンプシェアリングオートゼロ増幅器は、前記フェイズ４、前記フェイズ６、及び前記フェイズ２を順に切り替える周期的なスイッチ駆動クロックによって前記複数のフェイズを切り替える、増幅装置。 The amplifying device according to claim 3 ,
The amplifier sharing auto-zero amplifier is an amplifier device that switches the plurality of phases using a periodic switch drive clock that sequentially switches the phase 4, the phase 6, and the phase 2. 請求項１～６のうちのいずれか一項に記載のアンプシェアリングオートゼロ増幅器を有し、
入力される差動信号を高周波帯域に変調する第１のチョッパ変調器と、
前記第１のチョッパ変調器の出力を増幅する第１の増幅器と、
前記第１の増幅器の出力の信号成分を復調し、オフセット成分及び低周波雑音成分を高周波帯域に変調する第２のチョッパ変調器と、
前記第２のチョッパ変調器の出力を増幅する第２の増幅器と、
前記第１の増幅器と前記第２のチョッパ変調器との間に入出力が接続され、前記第１の増幅器の出力を負帰還して前記第１の増幅器において発生するオフセット成分及び低周波雑音成分を低減するノイズリダクションループ回路と、を備え、
前記ノイズリダクションループ回路は、入出力が負帰還構成となるよう接続され、
前記ノイズリダクションループ回路の差動入力信号を増幅する第３の増幅器と、
前記第３の増幅器の出力の高周波信号成分を低減するフィルタ回路と、
前記フィルタ回路の出力を増幅する第４の増幅器と、を有し、
前記アンプシェアリングオートゼロ増幅器において、前記第１乃至第３のオートゼロ増幅器の動作モードの切り替えによって前記第２の増幅器と前記第３の増幅器とを切り替えて機能させる、増幅装置。 An amplifier sharing auto-zero amplifier according to any one of claims 1 to 6 ,
a first chopper modulator that modulates the input differential signal into a high frequency band;
a first amplifier that amplifies the output of the first chopper modulator;
a second chopper modulator that demodulates the signal component of the output of the first amplifier and modulates the offset component and low frequency noise component into a high frequency band;
a second amplifier that amplifies the output of the second chopper modulator;
An input/output is connected between the first amplifier and the second chopper modulator, and an offset component and a low frequency noise component are generated in the first amplifier by negative feedback of the output of the first amplifier. Equipped with a noise reduction loop circuit that reduces
The noise reduction loop circuit has input and output connected in a negative feedback configuration,
a third amplifier that amplifies the differential input signal of the noise reduction loop circuit;
a filter circuit that reduces high frequency signal components of the output of the third amplifier;
a fourth amplifier that amplifies the output of the filter circuit,
In the amplifier sharing auto-zero amplifier, the second amplifier and the third amplifier are switched to function by switching the operation modes of the first to third auto-zero amplifiers. 請求項１～６のうちのいずれか一項に記載のアンプシェアリングオートゼロ増幅器を有し、
入力される差動信号を高周波帯域に変調する第１のチョッパ変調器と、
前記第１のチョッパ変調器の出力を増幅する第１の増幅器と、
前記第１の増幅器の出力の信号成分を復調し、オフセット成分及び低周波雑音成分を高周波帯域に変調する第２のチョッパ変調器と、
前記第２のチョッパ変調器の出力を増幅する第２の増幅器と、
前記第１の増幅器の出力に出力が接続され、前記第２のチョッパ変調器の出力に入力が接続され、前記第１の増幅器の出力を負帰還して前記第１の増幅器において発生するオフセット成分及び低周波雑音成分を低減するオートコレクションフィードバック回路と、を備え、
前記オートコレクションフィードバック回路は、入出力が負帰還構成となるよう接続され、
前記オートコレクションフィードバック回路の差動入力信号を増幅する第３の増幅器と、
前記第３の増幅器の出力の高周波雑音成分を直流成分及び低周波雑音成分に復調する第３のチョッパ変調器と、
前記第３のチョッパ変調器の出力の高周波信号成分を低減するフィルタ回路と、
前記フィルタ回路の出力を増幅する第４の増幅器と、を有し、
前記アンプシェアリングオートゼロ増幅器において、前記第１乃至第３のオートゼロ増幅器の動作モードの切り替えによって前記第２の増幅器と前記第３の増幅器とを切り替えて機能させる、増幅装置。 An amplifier sharing auto-zero amplifier according to any one of claims 1 to 6 ,
a first chopper modulator that modulates the input differential signal into a high frequency band;
a first amplifier that amplifies the output of the first chopper modulator;
a second chopper modulator that demodulates the signal component of the output of the first amplifier and modulates the offset component and low frequency noise component into a high frequency band;
a second amplifier that amplifies the output of the second chopper modulator;
an offset component generated in the first amplifier by negative feedback of the output of the first amplifier, the output being connected to the output of the first amplifier and the input being connected to the output of the second chopper modulator; and an autocorrection feedback circuit that reduces low frequency noise components.
The autocorrection feedback circuit has input and output connected in a negative feedback configuration,
a third amplifier that amplifies the differential input signal of the autocorrection feedback circuit;
a third chopper modulator that demodulates the high frequency noise component of the output of the third amplifier into a DC component and a low frequency noise component;
a filter circuit that reduces high frequency signal components of the output of the third chopper modulator;
a fourth amplifier that amplifies the output of the filter circuit,
In the amplifier sharing auto-zero amplifier, the second amplifier and the third amplifier are switched to function by switching the operation modes of the first to third auto-zero amplifiers. 請求項１～６のうちのいずれか一項に記載のアンプシェアリングオートゼロ増幅器を有し、
入力される差動信号を高周波帯域に変調する第１のチョッパ変調器と、
前記第１のチョッパ変調器の出力を増幅する第１の増幅器と、
前記第１の増幅器の出力の信号成分を復調し、オフセット成分及び低周波雑音成分を高周波帯域に変調する第２のチョッパ変調器と、
前記第２のチョッパ変調器の出力を増幅する第２の増幅器と、
前記第１の増幅器の出力に出力が接続され、前記第２のチョッパ変調器の出力に入力が接続され、前記第１の増幅器の出力を負帰還して前記第１の増幅器において発生するオフセット成分及び低周波雑音成分を低減するリップルリダクションループ回路と、を備え、
前記リップルリダクションループ回路は、入出力が負帰還構成となるよう接続され、
前記リップルリダクションループ回路の入力の高周波雑音成分を取り出すカップリング容量と、
前記カップリング容量の出力の差動電流信号を差動電圧信号に変換する抵抗と、
前記抵抗によって変換された差動電圧信号を増幅する第３の増幅器と、
前記第３の増幅器の出力の高周波雑音成分を直流成分及び低周波雑音成分に復調する第３のチョッパ変調器と、
前記第３のチョッパ変調器の出力の高周波信号成分を低減するフィルタ回路と、
前記フィルタ回路の出力を増幅する第４の増幅器と、を有し、
前記アンプシェアリングオートゼロ増幅器において、前記第１乃至第３のオートゼロ増幅器の動作モードの切り替えによって前記第２の増幅器と前記第３の増幅器とを切り替えて機能させる、増幅装置。 An amplifier sharing auto-zero amplifier according to any one of claims 1 to 6 ,
a first chopper modulator that modulates the input differential signal into a high frequency band;
a first amplifier that amplifies the output of the first chopper modulator;
a second chopper modulator that demodulates the signal component of the output of the first amplifier and modulates the offset component and low frequency noise component into a high frequency band;
a second amplifier that amplifies the output of the second chopper modulator;
an offset component generated in the first amplifier by negative feedback of the output of the first amplifier, the output being connected to the output of the first amplifier and the input being connected to the output of the second chopper modulator; and a ripple reduction loop circuit that reduces low frequency noise components,
The ripple reduction loop circuit has input and output connected in a negative feedback configuration,
a coupling capacitor for extracting high frequency noise components from the input of the ripple reduction loop circuit;
a resistor that converts a differential current signal output from the coupling capacitor into a differential voltage signal;
a third amplifier that amplifies the differential voltage signal converted by the resistor;
a third chopper modulator that demodulates the high frequency noise component of the output of the third amplifier into a DC component and a low frequency noise component;
a filter circuit that reduces high frequency signal components of the output of the third chopper modulator;
a fourth amplifier that amplifies the output of the filter circuit,
In the amplifier sharing auto-zero amplifier, the second amplifier and the third amplifier are switched to function by switching the operation modes of the first to third auto-zero amplifiers. 請求項７～９のいずれか一項に記載の増幅装置であって、
前記第１乃至第４の増幅器は、相互コンダクタンス増幅器を含む、増幅装置。 The amplifying device according to any one of claims 7 to 9 ,
The first to fourth amplifiers include transconductance amplifiers. 請求項７～９のいずれか一項に記載の増幅装置であって、
前記第２の増幅器は、
入力が前記アンプシェアリングオートゼロ増幅器の前記第１の入力経路に接続され、出力が前記アンプシェアリングオートゼロ増幅器の第１の出力経路に接続され、入力信号を前記アンプシェアリングオートゼロ増幅器において前記経路１モードとなった前記第１乃至第３のいずれかのオートゼロ増幅器が増幅する主経路の増幅器であり、
前記第２の増幅器の位相補償を行う位相補償回路を備え、
前記第３の増幅器は、
入力が前記アンプシェアリングオートゼロ増幅器の前記第２の入力経路に接続され、出力が前記アンプシェアリングオートゼロ増幅器の第２の出力経路に接続され、入力信号を前記アンプシェアリングオートゼロ増幅器において前記経路２モードとなった前記第１乃至第３のいずれかのオートゼロ増幅器が増幅するフィードバックループの増幅器である、増幅装置。 The amplifying device according to any one of claims 7 to 9 ,
The second amplifier is
an input is connected to the first input path of the amplifier sharing autozero amplifier, an output is connected to the first output path of the amplifier sharing autozero amplifier, and an input signal is connected to the first output path of the amplifier sharing autozero amplifier. Any one of the first to third auto-zero amplifiers in the mode is a main path amplifier for amplification,
comprising a phase compensation circuit that performs phase compensation of the second amplifier,
The third amplifier is
an input is connected to the second input path of the amplifier sharing autozero amplifier, an output is connected to the second output path of the amplifier sharing autozero amplifier, and an input signal is connected to the second output path of the amplifier sharing autozero amplifier. An amplifier device, wherein any one of the first to third auto-zero amplifiers in a mode is a feedback loop amplifier for amplification. 請求項７～９のいずれか一項に記載の増幅装置であって、
前記第２の増幅器は、
入力が前記アンプシェアリングオートゼロ増幅器の前記第２の入力経路に接続され、出力が前記アンプシェアリングオートゼロ増幅器の第２の出力経路に接続され、入力信号を前記アンプシェアリングオートゼロ増幅器において前記経路２モードとなった前記第１乃至第３のいずれかのオートゼロ増幅器が増幅する主経路の増幅器であり、
前記第２の増幅器の位相補償を行う位相補償回路を備え、
前記第３の増幅器は、
入力が前記アンプシェアリングオートゼロ増幅器の前記第１の入力経路に接続され、出力が前記アンプシェアリングオートゼロ増幅器の第１の出力経路に接続され、入力信号を前記アンプシェアリングオートゼロ増幅器において前記経路１モードとなった前記第１乃至第３のいずれかのオートゼロ増幅器が増幅するフィードバックループの増幅器である、増幅装置。 The amplifying device according to any one of claims 7 to 9 ,
The second amplifier is
an input is connected to the second input path of the amplifier sharing autozero amplifier, an output is connected to the second output path of the amplifier sharing autozero amplifier, and an input signal is connected to the second output path of the amplifier sharing autozero amplifier. Any one of the first to third auto-zero amplifiers in the mode is a main path amplifier for amplification,
comprising a phase compensation circuit that performs phase compensation of the second amplifier,
The third amplifier is
an input is connected to the first input path of the amplifier sharing autozero amplifier, an output is connected to the first output path of the amplifier sharing autozero amplifier, and an input signal is connected to the first output path of the amplifier sharing autozero amplifier. An amplifier device, wherein any one of the first to third auto-zero amplifiers in a mode is a feedback loop amplifier for amplification. 請求項７～９のいずれか一項に記載の増幅装置であって、
前記フィルタ回路は、増幅器と容量とを有して構成される積分回路を含み、前記第３の増幅器の出力の低周波信号成分を増幅し、高周波信号成分を低減する、増幅装置。 The amplifying device according to any one of claims 7 to 9 ,
The filter circuit includes an integrating circuit configured with an amplifier and a capacitor, and is an amplifying device that amplifies a low frequency signal component of the output of the third amplifier and reduces a high frequency signal component.
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* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN113670345B (en) * 2021-08-10 2023-09-15 之江实验室 Low-noise photoelectric detection device for photoelectric current signal decomposition
JP2024038891A (en) 2022-09-08 2024-03-21 株式会社東芝 Electronic circuitry and power converter

Citations (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2005502253A (en) 2001-09-04 2005-01-20 アナログ デバイセス インコーポレーテッド Auto-zeroing ping-pong amplifier with low transient switching
US20100289568A1 (en) 2009-05-12 2010-11-18 Number 14 B.V. Low-Noise, Low-Power, Low Drift Offset Correction in Operational and Instrumentation Amplifiers
JP2012502581A (en) 2008-09-11 2012-01-26 アナログ デバイセス インコーポレーテッド Automatic correction feedback loop for offset and ripple suppression in chopper stabilized amplifiers
US20150288336A1 (en) 2014-04-08 2015-10-08 Analog Devices, Inc. Apparatus and methods for multi-channel autozero and chopper amplifiers
US20160294331A1 (en) 2015-03-31 2016-10-06 Analog Devices, Inc. Apparatus and methods for chopping ripple reduction in amplifiers
US20170047896A1 (en) 2015-08-11 2017-02-16 Analog Devices, Inc. Multi-channel amplifier with chopping
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* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6476671B1 (en) * 2001-09-04 2002-11-05 Analog Devices, Inc. Ping-pong amplifier with auto-zeroing and chopping
US7834685B1 (en) * 2008-09-18 2010-11-16 National Semiconductor Corporation Chopped auto-zeroed ping-pong amplifier and related apparatus, system, and method
US8120422B1 (en) * 2009-02-03 2012-02-21 Maxim Integrated Products, Inc. Ripple reduction loop for chopper amplifiers and chopper-stabilized amplifiers
US8179195B1 (en) * 2011-01-24 2012-05-15 Maxim Integrated Products, Inc. Current-feedback instrumentation amplifiers

Patent Citations (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2005502253A (en) 2001-09-04 2005-01-20 アナログ デバイセス インコーポレーテッド Auto-zeroing ping-pong amplifier with low transient switching
JP2012502581A (en) 2008-09-11 2012-01-26 アナログ デバイセス インコーポレーテッド Automatic correction feedback loop for offset and ripple suppression in chopper stabilized amplifiers
US20100289568A1 (en) 2009-05-12 2010-11-18 Number 14 B.V. Low-Noise, Low-Power, Low Drift Offset Correction in Operational and Instrumentation Amplifiers
US20150288336A1 (en) 2014-04-08 2015-10-08 Analog Devices, Inc. Apparatus and methods for multi-channel autozero and chopper amplifiers
US20160294331A1 (en) 2015-03-31 2016-10-06 Analog Devices, Inc. Apparatus and methods for chopping ripple reduction in amplifiers
US20170047896A1 (en) 2015-08-11 2017-02-16 Analog Devices, Inc. Multi-channel amplifier with chopping
CN106505957A (en) 2016-08-09 2017-03-15 上海先积集成电路有限公司 Constantly there is the fast step response ping-pong amplifier of stable common mode feedback circuit

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