JP7412637B2 - 回転機制御装置、及び電動パワーステアリング装置 - Google Patents

Description

本開示は、回転機制御装置、及び電動パワーステアリング装置に関する。

従来、回転機の駆動力により操舵を補助する電動パワーステアリング装置において、独立した２系統で操舵のアシスト量を制御する回転機制御装置が知られている（例えば、特許文献１を参照）。このような回転機制御装置では、特許文献１では、各系統で独立にアシスト量を演算し、独立に電流制御を行うと、系統間にて不整合が生じることがある。そのため、例えば、特許文献２に記載の技術では、マスター制御部と、スレーブ制御部とを備え、マスター制御部で演算される指令値をスレーブ制御部に送信することにより、系統間の不整合を低減している。

特開２０１１－１９５０８９号公報 国際公開第２０１８／０８８４６５号

ところで、回転機は、回転速度に比例して生じる誘起電圧と、回転機を駆動する電力変換器（例えば、インバータ）の印加電圧との差に応じて回転機に通電される電流が決まる。そのため、回転機が高速で回転する場合には、誘起電圧が大きくなり、回転機に指令値通りの電流を通電するのに必要な電圧が、インバータの印加電圧の上限値よりも大きくなることがある。すなわち、回転機に通電される電流は、印加電圧の上限値と誘起電圧との差に基づいて通電されるため、回転機には、指令値と異なる電流が通電されることがある。この場合、各系統のインバータが、同一の直流電源から直流電圧の供給を受けるのであれば、系統間で不整合は発生しない。しかしながら、各系統のインバータが、異なる直流電源から直流電圧の供給を受ける場合に、複数の直流電源間の直流電圧の差が、複数のインバータから回転機に印加される印加電圧の差となって表れることにより、系統間で不整合が生じることがある。

このように、従来の回転機制御装置では、例えば、回転機を制御する複数の系統の直流電源が出力する直流電圧に差が生じた場合には、依然として、系統間で不整合が生じる可能性があった。

本開示は、上記問題を解決すべくなされたもので、その目的は、回転機を制御する複数の系統の直流電源が出力する直流電圧に差が生じた場合であっても、系統間の不整合を低減することができる回転機制御装置、及び電動パワーステアリング装置を提供することにある。

上記問題を解決するために、本開示の一態様は、第１系統の直流電源が出力した第１直流電圧に基づいて、回転機が有する前記第１系統の３相巻線に交流電圧を印加する第１インバータと、第２系統の直流電源が出力した第２直流電圧に基づいて、前記回転機が有する前記第２系統の３相巻線に交流電圧を印加する第２インバータと、前記回転機の指令値と、前記第１直流電圧及び第２直流電圧とに基づいて、前記第１インバータへの指令値を生成する第１制御部と、前記回転機の指令値と、前記第１直流電圧及び第２直流電圧とに基づいて、前記第２インバータへの指令値を生成する第２制御部とを備え、前記第１制御部及び前記第２制御部のそれぞれは、自系統の直流電圧が、他系統の直流電圧より高い場合に、前記他系統の直流電圧によって、自系統の３相巻線に印加する電圧に関する自系統電圧指令を制限するとともに、前記自系統電圧指令を前記自系統の直流電圧によって規格化した値を自系統のインバータへの指令値として生成する回転機制御装置である。

また、本開示の一態様は、上記に記載の回転機制御装置と、ステアリングの操舵をアシストする前記回転機と、前記ステアリングの操舵トルクを検出するトルクセンサとを備え、前記回転機制御装置は、前記トルクセンサが検出した前記操舵トルクに応じた前記ステアリングのアシスト指令を、前記回転機の指令値として、前記回転機を制御する電動パワーステアリング装置である。

本開示によれば、回転機を制御する複数の系統の直流電源が出力する直流電圧に差が生じた場合であっても、系統間の不整合を低減することができる。

第１の実施形態による回転機制御装置の一例を示すブロック図である。 第１の実施形態による回転機制御装置の２系統の制御部の一例を示すブロック図である。 第１の実施形態におけるｄ軸電圧指令値を生成する電流制御器の一例を示すブロック図である。 第１の実施形態におけるｑ軸電圧指令値を生成する電流制御器の一例を示すブロック図である。 第１の実施形態における制御信号生成器の一例を示すブロック図である。 第１の実施形態におけるキャリア比較部の処理の一例を示す図である。 第１の実施形態における第１系統の電圧指令ベクトルの一例を示す図である。 第１の実施形態における第２系統の電圧指令ベクトルの一例を示す図である。 第１の実施形態における回転数とｑ軸電流との関係を示す図である。 第２の実施形態による回転機制御装置の一例を示すブロック図である。 第２の実施形態による回転機制御装置の２系統の制御部の一例を示すブロック図である。 第３の実施形態における第１系統の制御信号生成器の一例を示すブロック図である。 第３の実施形態における第２系統の制御信号生成器の一例を示すブロック図である。 第３の実施形態における他系統の検出電圧を用いた場合の各相のデューティの波形を示す図である。 第３の実施形態における自系統の検出電圧を用いた場合の各相のデューティの波形を示す図である。 第４の実施形態における第１系統の制御信号生成器の一例を示すブロック図である。 第４の実施形態における第２系統の制御信号生成器の一例を示すブロック図である。 第４の実施形態における他系統の検出電圧を用いた場合の各相のデューティの波形を示す図である。 第４の実施形態における自系統の検出電圧を用いた場合の各相のデューティの波形を示す図である。 第５の実施形態による電動パワーステアリング装置の一例を示すブロック図である。

以下、本開示の実施形態による回転機制御装置、及び電動パワーステアリング装置について、図面を参照して説明する。

［第１の実施形態］
図１は、第１の実施形態による回転機制御装置１の一例を示すブロック図である。
第１の実施形態による回転機制御装置１は、回転機１０を制御する制御装置である。図１に示すように、回転機制御装置１は、位置検出部２と、直流電源３－１と、直流電源３－２と、コンデンサ４－１と、コンデンサ４－２と、インバータ５－１と、インバータ５－２と、電流検出部６－１と、電流検出部６－２と、制御部７－１と、制御部７－２とを備える。

回転機制御装置１は、第１系統と第２系統との２つの系統により、回転機１０を制御する。第１系統には、直流電源３－１と、コンデンサ４－１と、インバータ５－１と、電流検出部６－１と、制御部７－１とが含まれる。また、第２系統には、直流電源３－２と、コンデンサ４－２と、インバータ５－２と、電流検出部６－２と、制御部７－２とが含まれる。

なお、本実施形態において、第１系統に含まれる構成には、符号に「－１」を付与し、第２系統に含まれる構成には、符号に「－２」を付与している。第１系統の各構成、及び第２系統の各構成は、回転機制御装置１が備える任意の構成を示す場合、又は特に系統を区別しない場合には、符号から系統を示す「－１」又は「－２」を削除して表記する。例えば、第１系統の構成と、第２系統の構成とのそれぞれを示す場合には、符号から系統を示す「－１」又は「－２」を削除して表記する。

回転機１０は、第１系統の３相巻線（ｕ１、ｖ１、ｗ１）、及び第２系統の３相巻線（ｕ２、ｖ２、ｗ２）を有する回転機である。回転機１０は、例えば、永久磁石同期モータ、誘導モータ、同期リラクタンスモータ等であり、２つの３相巻線を有するモータであれば本開示に適用可能である。本実施形態の以下の説明では、回転機１０として非突極形の永久磁石同期モータである例について説明する。

位置検出部２は、回転機１０の回転位置θを、第１系統の回転位置θ_１（＝θ）、及び第２系統の回転位置θ_２（＝θ）として検出する。位置検出部２は、第１系統の回転位置θ_１を後述する制御部７－１に出力する。また、位置検出部２は、第２系統の回転位置θ_２を後述する制御部７－２に出力する。

なお、ここでの位置検出部２は、２つの回転位置信号を出力する冗長形の場合で記載しているが、冗長形に限定されるものではなく、さらには、回転位置センサレス制御方式を用いて第１系統の回転位置θ_１、及び第２系統の回転位置θ_２を得るようにしてもよい。

直流電源３－１は、高電位側と低電位側と２つの出力を有する第１系統の直流電源であり、第１直流電源の一例である。直流電源３－１は、高電位側と低電位側と２つの出力の両端電圧として、第１直流電圧Ｖｄｃ１を、後述するインバータ５－１に出力する。直流電源３－１には、例えば、バッテリ、ＤＣ－ＤＣコンバータ、ダイオード整流器、ＰＷＭ整流器等、直流電圧を出力する全ての機器が含まれる。

直流電源３－２は、高電位側と低電位側と２つの出力を有する第２系統の直流電源であり、第２直流電源の一例である。直流電源３－２は、高電位側と低電位側と２つの出力の両端電圧として、第２直流電圧Ｖｄｃ２を、後述するインバータ５－２に出力する。直流電源３－２には、例えば、バッテリ、ＤＣ－ＤＣコンバータ、ダイオード整流器、ＰＷＭ整流器等、直流電圧を出力する全ての機器が含まれる。

コンデンサ４－１は、所定の静電容量を有するコンデンサである。コンデンサ４－１は、直流電源３－１の２つの出力の信号線の間に接続され、直流電源３－１と電気的に並列に接続されている。コンデンサ４－１は、後述するインバータ５－１に供給される第１直流電圧Ｖｄｃ１の変動を抑制して安定した直流電圧を実現する平滑コンデンサとして機能する。なお、コンデンサ４－１における直流電圧Ｖｄｃ１は、例えば、不図示の検圧検出部により検出され、検出直流電圧Ｖｄｃ１ｓとして、後述する制御部７－１に出力される。

コンデンサ４－２は、所定の静電容量を有するコンデンサである。コンデンサ４－２は、直流電源３－２の２つの出力の信号線の間に接続され、直流電源３－２と電気的に並列に接続されている。コンデンサ４－２は、後述するインバータ５－２に供給される第２直流電圧Ｖｄｃ２の変動を抑制して安定した直流電圧を実現する平滑コンデンサとして機能する。なお、コンデンサ４－２における直流電圧Ｖｄｃ２は、例えば、不図示の検圧検出部により検出され、検出直流電圧Ｖｄｃ２ｓとして、後述する制御部７－２に出力される。

インバータ５－１（第１インバータの一例）は、直流電源３－１が出力した第１直流電圧Ｖｄｃ１に基づいて、回転機１０が有する第１系統の３相巻線（ｕ１、ｖ１、ｗ１）に交流電圧を印加する。インバータ５－１は、後述する制御部７－１から出力される制御信号ＧＳ１１～制御信号ＧＳ１６（第１制御信号の一例）に基づいて、直流電源３－１の高電位側の３つのスイッチング素子（５１－１、５３－１、５５－１）、及び直流電源３－１の低電位側の３つのスイッチング素子（５２－１、５４－１、５６－１）がオンオフされることによって、直流電源３－１が出力する第１直流電圧Ｖｄｃ１を電力変換して第１系統の３相巻線（ｕ１、ｖ１、ｗ１）に交流電圧を印加する。これにより、インバータ５－１は、第１系統の３相巻線（ｕ１、ｖ１、ｗ１）に、電流Ｉｕ１、電流Ｉｖ１、及び電流Ｉｗ１を通電する。

ここで、制御信号ＧＳ１１、制御信号ＧＳ１３、及び制御信号ＧＳ１５は、インバータ５－１において、それぞれ高電位側のスイッチング素子５１－１、スイッチング素子５３－１、及びスイッチング素子５５－１をオンオフする（導通状態又は非導通状態にする）ための制御信号である。また、制御信号ＧＳ１２、制御信号ＧＳ１４、及び制御信号ＧＳ１６は、インバータ５－１において、それぞれ低電位側のスイッチング素子５２－１、スイッチング素子５４－１、及びスイッチング素子５６－１をオンオフする（導通状態又は非導通状態にする）ための制御信号である。

制御信号ＧＳ１１～制御信号ＧＳ１６は、例えば、“１”（又はＨｉｇｈ）の論理状態である場合に、スイッチング素子をオン状態にし、“０”（又はＬｏｗ）の論理状態である場合に、スイッチング素子をオフ状態にするものとする。

スイッチング素子５１－１、スイッチング素子５２－１、スイッチング素子５３－１、スイッチング素子５４－１、スイッチング素子５５－１、及びスイッチング素子５６－１のそれぞれは、例えば、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）、バイポーラトランジスタ、及びＭＯＳ（Metal Oxide Semiconductor）パワートランジスタ、等の半導体スイッチである。また、スイッチング素子５１－１、スイッチング素子５２－１、スイッチング素子５３－１、スイッチング素子５４－１、スイッチング素子５５－１、及びスイッチング素子５６－１のそれぞれには、ダイオード（又はボディダイオード）が、逆並列に接続されているものとする。

インバータ５－２（第２インバータの一例）は、直流電源３－２が出力した第２直流電圧Ｖｄｃ２に基づいて、回転機１０が有する第２系統の３相巻線（ｕ２、ｖ２、ｗ２）に交流電圧を印加する。インバータ５－２は、後述する制御部７－２から出力される制御信号ＧＳ２１～制御信号ＧＳ２６（第２制御信号の一例）に基づいて、直流電源３－２の高電位側の３つのスイッチング素子（５１－２、５３－２、５５－２）、及び直流電源３－２の低電位側の３つのスイッチング素子（５２－２、５４－２、５６－２）がオンオフされることによって、直流電源３－２が出力する第２直流電圧Ｖｄｃ２を電力変換して第２系統の３相巻線（ｕ２、ｖ２、ｗ２）に交流電圧を印加する。これにより、インバータ５－２は、第２系統の３相巻線（ｕ２、ｖ２、ｗ２）に、電流Ｉｕ２、電流Ｉｖ２、及び電流Ｉｗ２を通電する。

ここで、制御信号ＧＳ２１、制御信号ＧＳ２３、及び制御信号ＧＳ２５は、インバータ５－２において、それぞれ高電位側のスイッチング素子５１－２、スイッチング素子５３－２、及びスイッチング素子５５－２をオンオフする（導通状態又は非導通状態にする）ための制御信号である。また、制御信号ＧＳ２２、制御信号ＧＳ２４、及び制御信号ＧＳ２６は、インバータ５－２において、それぞれ低電位側のスイッチング素子５２－２、スイッチング素子５４－２、及びスイッチング素子５６－２をオンオフする（導通状態又は非導通状態にする）ための制御信号である。

制御信号ＧＳ２１～制御信号ＧＳ２６は、例えば、“１”（又はＨｉｇｈ）の論理状態である場合に、スイッチング素子をオン状態にし、“０”（又はＬｏｗ）の論理状態である場合に、スイッチング素子をオフ状態にするものとする。

スイッチング素子５１－２、スイッチング素子５２－２、スイッチング素子５３－２、スイッチング素子５４－２、スイッチング素子５５－２、及びスイッチング素子５６－２のそれぞれは、例えば、ＩＧＢＴ、バイポーラトランジスタ、及びＭＯＳパワートランジスタ、等の半導体スイッチである。また、スイッチング素子５１－２、スイッチング素子５２－２、スイッチング素子５３－２、スイッチング素子５４－２、スイッチング素子５５－２、及びスイッチング素子５６－２のそれぞれには、ダイオード（又はボディダイオード）が、逆並列に接続されているものとする。

電流検出部６－１（第１電流検出部の一例）は、回転機１０の第１系統の３相巻線（ｕ１、ｖ１、ｗ１）を流れる電流Ｉｕ１、電流Ｉｖ１、及び電流Ｉｗ１を、それぞれ電流値Ｉ_ｕｓ１、電流値Ｉ_ｖｓ１、及び電流値Ｉ_ｗｓ１として検出する。電流検出部６－１は、インバータ５－１のスイッチング素子５２－１、スイッチング素子５４－１、及びスイッチング素子５６－１に直列に電流検出用抵抗（シャント抵抗）を設けて検出する方式（いわゆる下アーム３シャント方式）としてもよい。また、電流検出部６－１は、インバータ５－１とコンデンサ４－１の間に電流検出用抵抗を設けて直流電流を検出し、回転機１０の第１系統の３相巻線（ｕ１、ｖ１、ｗ１）に流れる電流Ｉｕ１、電流Ｉｖ１、及び電流Ｉｗ１を再生する方式（母線１シャント方式）を用いてもよい。

電流検出部６－２（第２電流検出部の一例）は、回転機１０の第２系統の３相巻線（ｕ２、ｖ２、ｗ２）を流れる電流Ｉｕ２、電流Ｉｖ２、及び電流Ｉｗ２を、それぞれ電流値Ｉ_ｕｓ２、電流値Ｉ_ｖｓ２、及び電流値Ｉ_ｗｓ２として検出する。電流検出部６－２は、インバータ５－２のスイッチング素子５２－２、スイッチング素子５４－２、及びスイッチング素子５６－２に直列に電流検出用抵抗（シャント抵抗）を設けて検出する方式（いわゆる下アーム３シャント方式）としてもよい。また、電流検出部６－２は、インバータ５－２とコンデンサ４－２の間に電流検出用抵抗を設けて直流電流を検出し、回転機１０の第１系統の３相巻線（ｕ２、ｖ２、ｗ２）に流れる電流Ｉｕ２、電流Ｉｖ２、及び電流Ｉｗ２を再生する方式（母線１シャント方式）を用いてもよい。

制御部７－１（第１制御部の一例）は、例えば、ＣＰＵ（Central Processing Unit）を含み、第１系統による回転機１０の制御を行う。制御部７－１は、回転機１０の指令値Ｔｓ１（指令信号）と、第１直流電圧Ｖｄｃ１（＝Ｖｄｃ１ｓ）及び第２直流電圧Ｖｄｃ２（＝Ｖｄｃ２ｓ）とに基づいて、インバータ５－１への指令値を生成する。制御部７－１は、回転機１０の指令値Ｔｓ１に基づいて、回転機１０の制御目標値として回転機１０に通電する電流の指令値（Ｉｄ＿ｔａｒｇｅｔ１＝０、Ｉｑ＿ｔａｒｇｅｔ１）を設定する。

制御部７－１は、電流の指令値（Ｉｄ＿ｔａｒｇｅｔ１、Ｉｑ＿ｔａｒｇｅｔ１）と、位置検出部２が検出した回転位置θ_１と、電流検出部６－１が検出した電流値Ｉ_ｕｓ１、電流値Ｉ_ｖｓ１、及び電流値Ｉ_ｗｓ１と、第１直流電圧Ｖｄｃ１ｓと、制御部７－２から取得した第２直流電圧Ｖｄｃ２ｓとに基づいてインバータ５－１のスイッチングに関する制御信号ＧＳ１１～制御信号ＧＳ１６（第１制御信号）を出力する。

制御部７－１は、自系統の直流電圧Ｖｄｃ１ｓが、他系統の直流電圧Ｖｄｃ２ｓより高い場合に、他系統の直流電圧Ｖｄｃ２ｓによって、自系統の３相巻線に印加する電圧に関する自系統電圧指令を制限する。また、制御部７－１は、自系統電圧指令を自系統の直流電圧Ｖｄｃ１ｓによって規格化した値を自系統のインバータへの指令値として生成する。
なお、制御部７－１の構成の詳細については、図２を参照して後述する。

制御部７－２（第２制御部の一例）は、例えば、ＣＰＵを含み、第２系統による回転機１０の制御を行う。制御部７－２は、回転機１０の指令値Ｔｓ２と、第１直流電圧Ｖｄｃ１（＝Ｖｄｃ１ｓ）及び第２直流電圧Ｖｄｃ２（＝Ｖｄｃ２ｓ）とに基づいて、インバータ５－２への指令値を生成する。制御部７－２は、回転機１０の指令値Ｔｓ２に基づいて、回転機１０の制御目標値として回転機１０に通電する電流の指令値（Ｉｄ＿ｔａｒｇｅｔ２＝０、Ｉｑ＿ｔａｒｇｅｔ２）を設定する。

制御部７－２は、電流の指令値（Ｉｄ＿ｔａｒｇｅｔ２、Ｉｑ＿ｔａｒｇｅｔ１）と、位置検出部２が検出した回転位置θ_２と、電流検出部６－２が検出した電流値Ｉ_ｕｓ２、電流値Ｉ_ｖｓ２、及び電流値Ｉ_ｗｓ２と、第２直流電圧Ｖｄｃ２ｓと、制御部７－１から取得した第１直流電圧Ｖｄｃ１ｓとに基づいてインバータ５－２のスイッチングに関する制御信号ＧＳ２１～制御信号ＧＳ２６（第２制御信号）を出力する。

制御部７－２は、自系統の直流電圧Ｖｄｃ２ｓが、他系統の直流電圧Ｖｄｃ１ｓより高い場合に、他系統の直流電圧Ｖｄｃ１ｓによって、自系統の３相巻線に印加する電圧に関する自系統電圧指令を制限する。また、制御部７－２は、自系統電圧指令を自系統の直流電圧Ｖｄｃ２ｓによって規格化した値を自系統のインバータへの指令値として生成する。
なお、制御部７－２の構成の詳細については、図２を参照して後述する。

次に、図２を参照して、制御部７－１及び制御部７－２の構成の詳細について説明する。
図２は、本実施形態による回転機制御装置１の２系統の制御部７の一例を示すブロック図である。

図２に示すように、制御部７－１は、電流指令演算器７０－１と、減算器７１－１と、電流制御器７２－１と、減算器７３－１と、電流制御器７４－１と、座標変換器７５－１と、ＭＩＮ選択部７６－１と、座標変換器７７－１と、制御信号生成器７８－１とを備える。

電流指令演算器７０－１は、回転機の指令値（Ｔｓ１）から、第１系統のｄ軸電流指令値Ｉｄ＿ｔａｒｇｅｔ１及びｑ軸電流指令値Ｉｑ＿ｔａｒｇｅｔ１を生成する。

座標変換器７５－１は、電流検出部６－１が検出した電流値Ｉ_ｕｓ１、電流値Ｉ_ｖｓ１、及び電流値Ｉ_ｗｓ１を、回転位置θ_１に基づいて、回転二軸上の電流Ｉ_ｄ１及び電流Ｉ_ｑ１に変換する。具体的に、座標変換器７５－１は、下記の式（１）により、電流値Ｉ_ｕｓ１、電流値Ｉ_ｖｓ１、及び電流値Ｉ_ｗｓ１と、回転位置θ_１とから、回転二軸上の電流Ｉ_ｄ１及び電流Ｉ_ｑ１を生成する。

減算器７１－１は、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＿ｔａｒｇｅｔ１から回転二軸上の電流Ｉ_ｄ１を減算し、その結果を、電流制御器７２－１に出力する。電流Ｉ_ｄ１は、座標変換器７５－１から出力される。

減算器７３－１は、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＿ｔａｒｇｅｔ１から回転二軸上の電流Ｉ_ｑ１を減算し、その結果を、電流制御器７４－１に出力する。電流Ｉ_ｑ１は、座標変換器７５－１から出力される。

ＭＩＮ選択部７６－１は、第１直流電圧Ｖｄｃ１ｓと、第２直流電圧Ｖｄｃ２ｓとを比較して、低い一方（値が小さい一方）を、直流電圧最小値Ｖｄｃ＿ｍｉｎとして出力する。

電流制御器７２－１は、減算器７１－１の出力値が“０”（ゼロ）になるように、減算器７１－１の出力値に、比例及び積分制御を行うことによって、回転二軸上の電圧Ｖ_ｄ１を出力する。ここで、図３を参照して、電流制御器７２－１の詳細な構成について説明する。

図３は、本実施形態におけるｄ軸電圧指令値を生成する電流制御器７２－１の一例を示すブロック図である。
図３に示すように、電流制御器７２－１は、増幅器７２１－１と、加算器７２２－１と、増幅器７２３－１と、積分器７２４－１と、制限器７２５－１とを備える。

増幅器７２１－１は、（ｄ軸電流指令値Ｉｄ＿ｔａｒｇｅｔ１－Ｉ_ｄ１）を、Ｋｐｄ倍して、その結果を出力値Ｖｄ１＿ｐとして、加算器７２２－１に出力する。ここで、増幅の係数Ｋｐｄは、例えば、所望の電流制御応答ωｃｃ（［ｒａｄ／ｓ（ラディアン／秒）］）に、回転機１０のｄ軸インダクタンスＬｄを乗算した値（ωｃｃ×Ｌｄ）である。

増幅器７２３－１は、（ｄ軸電流指令値Ｉｄ＿ｔａｒｇｅｔ１－Ｉ_ｄ１）をＫｉｄ倍して出力する。ここで、増幅の係数Ｋｉｄは、例えば、所望の電流制御応答ωｃｃに、回転機１０の巻線抵抗Ｒを乗算した値（ωｃｃ×Ｒ）とする。

積分器７２４－１は、増幅器７２３－１の出力（Ｋｉｄ×（Ｉｄ１＿ｔａｒｇｅｔ１－Ｉ_ｄ１））を積分して、出力値Ｖｄ１＿ｉとして出力する。すなわち、値Ｖｄ１＿ｉは、（Ｋｉｄ／ｓ×（Ｉｄ１＿ｔａｒｇｅｔ１－Ｉ_ｄ１））となる。ここでの「ｓ」は、ラプラス演算子である。

加算器７２２－１は、増幅器７２１－１の出力値Ｖｄ１＿ｐと、積分器７２４－１の出力値Ｖｄ１＿ｉとを加算して、出力値Ｖｄ１’として、制限器７２５－１に出力する。

制限器７２５－１は、加算器７２２－１の出力値Ｖｄ１’を、直流電圧最小値Ｖｄｃ＿ｍｉｎに基づいて制限する。具体的に、制限器７２５－１は、下記の式（２）により加算器７２２－１の出力値Ｖｄ１’を制限し、出力値である回転二軸上の電圧Ｖ_ｄ１を生成する。

制限器７２５－１は、式（２）に示すように、加算器７２２－１の出力値Ｖｄ１’と直流電圧最小値Ｖｄｃ＿ｍｉｎとの関係に応じて、以下のように回転二軸上の電圧Ｖ_ｄ１を生成する。

（ａ）制限器７２５－１は、加算器７２２－１の出力値Ｖｄ１’が、（－Ｖｄｃ＿ｍｉｎ／２^０．５）より小さい場合に、（－Ｖｄｃ＿ｍｉｎ／２^０．５）を電圧Ｖ_ｄ１として生成する（Ｖ_ｄ１＝－Ｖｄｃ＿ｍｉｎ／２^０．５）。

（ｂ）制限器７２５－１は、加算器７２２－１の出力値Ｖｄ１’が、（－Ｖｄｃ＿ｍｉｎ／２^０．５）と、（Ｖｄｃ＿ｍｉｎ／２^０．５）との間である場合に、加算器７２２－１の出力値Ｖｄ１’を電圧Ｖ_ｄ１として生成する（Ｖ_ｄ１＝Ｖｄ１’）。

（ｃ）制限器７２５－１は、加算器７２２－１の出力値Ｖｄ１’が、（Ｖｄｃ＿ｍｉｎ／２^０．５）より大きい場合に、（Ｖｄｃ＿ｍｉｎ／２^０．５）を電圧Ｖ_ｄ１として生成する（Ｖ_ｄ１＝Ｖｄｃ＿ｍｉｎ／２^０．５）。

このように、制限器７２５－１は、加算器７２２－１の出力値Ｖｄ１’の絶対値が（Ｖｄｃ＿ｍｉｎ／２^０．５）以下になるように、電圧Ｖ_ｄ１を生成する。なお、制限器７２５－１は、例えば、積分項である積分器７２４－１の出力値Ｖｄ１＿ｉのリセットを積極的に行いたい場合には、公知技術のアンチワインドアップ制御を用いてもよい。

図２の説明に戻り、電流制御器７４－１は、減算器７３－１の出力値が“０”（ゼロ）になるように、減算器７３－１の出力値に、比例及び積分制御を行うことによって、回転二軸上の電圧Ｖ_ｑ１を出力する。ここで、図４を参照して、電流制御器７４－１の詳細な構成について説明する。

図４は、本実施形態におけるｑ軸電圧指令値を生成する電流制御器７４－１の一例を示すブロック図である。
図４に示すように、電流制御器７４－１は、増幅器７４１－１と、加算器７４２－１と、増幅器７４３－１と、積分器７４４－１と、制限器７４５－１とを備える。

増幅器７４１－１は、（ｑ軸電流指令値Ｉｑ＿ｔａｒｇｅｔ１－Ｉ_ｑ１）を、Ｋｐｑ倍して、その結果を出力値Ｖｑ１＿ｐとして、加算器７４２－１に出力する。ここで、増幅の係数Ｋｐｑは、例えば、所望の電流制御応答ωｃｃ（［ｒａｄ／ｓ（ラディアン／秒）］）に、回転機１０のｑ軸インダクタンスＬｑを乗算した値（ωｃｃ×Ｌｑ）である。

増幅器７４３－１は、（ｑ軸電流指令値Ｉｑ＿ｔａｒｇｅｔ１－Ｉ_ｑ１）をＫｉｑ倍して出力する。ここで、増幅の係数Ｋｉｑは、例えば、所望の電流制御応答ωｃｃに、回転機１０の巻線抵抗Ｒを乗算した値（ωｃｃ×Ｒ）とする。

積分器７４４－１は、増幅器７４３－１の出力（Ｋｉｑ×（Ｉｑ＿ｔａｒｇｅｔ１－Ｉ_ｑ１））を積分して、出力値Ｖｑ１＿ｉとして出力する。すなわち、値Ｖｑ１＿ｉは、（Ｋｉｑ／ｓ×（Ｉｑ＿ｔａｒｇｅｔ１－Ｉ_ｑ１））となる。ここでの「ｓ」は、ラプラス演算子である。

加算器７４２－１は、増幅器７４１－１の出力値Ｖｑ１＿ｐと、積分器７４４－１の出力値Ｖｑ１＿ｉとを加算して、出力値Ｖｑ１’として、制限器７４５－１に出力する。

制限器７４５－１は、加算器７４２－１の出力値Ｖｑ１’を、直流電圧最小値Ｖｄｃ＿ｍｉｎと、電圧Ｖ_ｄ１とに基づいて制限する。具体的に、制限器７４５－１は、下記の式（３）により加算器７４２－１の電圧Ｖｑ１’を制限し、出力値である回転二軸上の電圧Ｖ_ｑ１を生成する。

制限器７４５－１は、式（３）に示すように、加算器７４２－１の出力値Ｖｑ１’と直流電圧最小値Ｖｄｃ＿ｍｉｎから電圧Ｖ_ｄ１を減算した値（Ｖｄｃ＿ｍｉｎ－Ｖ_ｄ１）との関係に応じて、以下のように電圧Ｖ_ｑ１を生成する。

（ｄ）制限器７４５－１は、加算器７４２－１の出力値Ｖｑ１’が、（－（Ｖｄｃ＿ｍｉｎ－Ｖ_ｄ１）／２^０．５）より小さい場合に、（－（Ｖｄｃ＿ｍｉｎ－Ｖ_ｄ１）／２^０．５）を電圧Ｖ_ｄ１として生成する（Ｖ_ｑ１＝－（Ｖｄｃ＿ｍｉｎ－Ｖ_ｄ１）／２^０．５）。

（ｅ）制限器７４５－１は、加算器７４２－１の出力値Ｖｑ１’が、（－（Ｖｄｃ＿ｍｉｎ－Ｖ_ｄ１）／２^０．５）と、（（Ｖｄｃ＿ｍｉｎ－Ｖ_ｄ１）／２^０．５）との間である場合に、加算器７４２－１の出力値Ｖｑ１’を電圧Ｖ_ｑ１として生成する（Ｖ_ｑ１＝Ｖｑ１’）。

（ｆ）制限器７４５－１は、加算器７４２－１の出力値Ｖｑ１’が、（（Ｖｄｃ＿ｍｉｎ－Ｖ_ｄ１）／２^０．５）より大きい場合に、（（Ｖｄｃ＿ｍｉｎ－Ｖ_ｄ１）／２^０．５）を電圧Ｖ_ｑ１として生成する（Ｖ_ｑ１＝（Ｖｄｃ＿ｍｉｎ－Ｖ_ｄ１）／２^０．５）。

このように、制限器７４５－１は、加算器７４２－１の出力値Ｖｑ１’の絶対値が（（Ｖｄｃ＿ｍｉｎ－Ｖ_ｄ１）／２^０．５）以下になるように、電圧Ｖ_ｑ１を生成する。なお、制限器７４５－１は、例えば、積分項である積分器７４４－１の出力値Ｖｑ１＿ｉのリセットを積極的に行いたい場合には、公知技術のアンチワインドアップ制御を用いてもよい。
なお、上述した電圧Ｖ_ｄ１及び電圧Ｖ_ｑ１は、回転二軸上の電圧指令値である。

再び図２の説明に戻り、座標変換器７７－１は、回転二軸上の電圧指令である電圧Ｖ_ｄ１と、電圧Ｖ_ｑ１とを、回転位置θ_１に基づいて、３相軸上の電圧指令である電圧Ｖ_ｕ１、電圧Ｖ_ｖ１、及び電圧Ｖ_ｗ１に変換する。具体的に、座標変換器７７－１は、下記の式（４）により、電圧Ｖ_ｄ１と、電圧Ｖ_ｑ１と、回転位置θ_１とから、３相軸上の電圧指令である電圧Ｖ_ｕ１、電圧Ｖ_ｖ１、及び電圧Ｖ_ｗ１を生成する。

座標変換器７７－１は、生成した電圧Ｖ_ｕ１、電圧Ｖ_ｖ１、及び電圧Ｖ_ｗ１を制御信号生成器７８－１に出力する。

制御信号生成器７８－１は、第１直流電圧Ｖｄｃ１ｓと、３相軸上の電圧指令値である電圧Ｖ_ｕ１、電圧Ｖ_ｖ１、及び電圧Ｖ_ｗ１とに基づいて、インバータ５－１の制御信号ＧＳ１１～制御信号ＧＳ１６を出力する。ここで、図５を参照して、制御信号生成器７８－１の詳細な構成について説明する。

図５は、本実施形態における制御信号生成器７８－１の一例を示すブロック図である。
図５に示すように、制御信号生成器７８－１は、デューティ演算部７８１－１と、キャリア比較部７８２－１とを備える。

デューティ演算部７８１－１は、電圧Ｖ_ｕ１、電圧Ｖ_ｖ１、及び電圧Ｖ_ｗ１に基づいて、第１直流電圧Ｖｄｃ１ｓで規格化した値である第１デューティ（ｄｕ１、ｄｖ１、ｄｗ１）を出力する。デューティ演算部７８１－１は、例えば、下記の式（５）により、第１デューティ（ｄｕ１、ｄｖ１、ｄｗ１）を生成する。

また、デューティ演算部７８１－１は、乗算器８１－１と、加算器８２－１と、乗算器８３－１と、加算器８４－１と、乗算器８５－１と、加算器８６－１とを備える。

乗算器８１－１は、電圧Ｖ_ｕ１に、（１／Ｖｄｃ１ｓ）を乗算し、当該乗算結果を加算器８２－１に出力する。
加算器８２－１は、乗算器８１－１の出力値に、定数である“０．５”を加算して、第１デューティｄｕ１として、キャリア比較部７８２－１に出力する。

乗算器８３－１は、電圧Ｖ_ｖ１に、（１／Ｖｄｃ１ｓ）を乗算し、当該乗算結果を加算器８４－１に出力する。
加算器８４－１は、乗算器８３－１の出力値に、定数である“０．５”を加算して、第１デューティｄｖ１として、キャリア比較部７８２－１に出力する。

乗算器８５－１は、電圧Ｖ_ｗ１に、（１／Ｖｄｃ１ｓ）を乗算し、当該乗算結果を加算器８６－１に出力する。
加算器８６－１は、乗算器８５－１の出力値に、定数である“０．５”を加算して、第１デューティｄｗ１として、キャリア比較部７８２－１に出力する。

キャリア比較部７８２－１は、第１デューティ（ｄｕ１、ｄｖ１、ｄｗ１）に基づいて、インバータ５－１の制御信号ＧＳ１１～制御信号ＧＳ１６を出力する。ここで、図６を参照して、キャリア比較部７８２－１の処理について説明する。

図６は、本実施形態におけるキャリア比較部７８２－１の処理の一例を示す図である。
図６において、波形Ｗ１～波形Ｗ３は、第１デューティ（ｄｕ１、ｄｖ１、ｄｗ１）の波形を示している。また、波形Ｗ４は、山のレベルが“１”であり、谷のレベルが“０”である三角波の搬送波ＣＡの波形を示している。また、波形Ｗ５～波形Ｗ１０は、順番に、制御信号ＧＳ１１、制御信号ＧＳ１３、制御信号ＧＳ１５、制御信号ＧＳ１２、制御信号ＧＳ１４、及び制御信号ＧＳ１６の波形を示している。また、図６に示すグラフの横軸は、時間であり、周期Ｔｃ（＝１／ｆｃ、ｆｃは、周波数を示す。）は、搬送波ＣＡの周期を示している。

図６に示すように、キャリア比較部７８２－１は、波形Ｗ１～波形Ｗ３の第１デューティ（ｄｕ１、ｄｖ１、ｄｗ１）と、波形Ｗ４の搬送波ＣＡとを比較し、各相において、第１デューティが高い場合に、インバータ５－１の高電位側のスイッチング素子（５１－１、５３－１、５５－１）に対応する制御信号（ＧＳ１１、ＧＳ１３、ＧＳ１５）をオン状態（値が“１”）にする。また、キャリア比較部７８２－１は、各相において、第１デューティが低い場合に、インバータ５－１の高電位側のスイッチング素子（５１－１、５３－１、５５－１）に対応する制御信号（ＧＳ１１、ＧＳ１３、ＧＳ１５）をオフ状態（値が“０”）にする。

また、キャリア比較部７８２－１は、波形Ｗ１～波形Ｗ３の第１デューティ（ｄｕ１、ｄｖ１、ｄｗ１）と、波形Ｗ４の搬送波ＣＡとを比較し、各相において、第１デューティが低い場合に、インバータ５－１の低電位側のスイッチング素子（５２－１、５４－１、５６－１）に対応する制御信号（ＧＳ１２、ＧＳ１４、ＧＳ１６）をオン状態（値が“１”）にする。また、キャリア比較部７８２－１は、各相において、第１デューティが高い場合に、インバータ５－１の高電位側のスイッチング素子（５２－１、５４－１、５６－１）に対応する制御信号（ＧＳ１２、ＧＳ１４、ＧＳ１８）をオフ状態（値が“０”）にする。

このようなキャリア比較部７８２－１の処理により、各相のうちの任意の１相(Ｘ相)について、第１デューティｄｘ１とすると、搬送波ＣＡの周期Ｔｃのうち、高電位側の制御信号がスイッチング素子をオン状態にする割合がｄｘ１であり、低電位側の制御信号がスイッチング素子をオン状態にするが（１－ｄｘ１）である。よって、高電位側のオン状態時にインバータ５－１のＸ相の電位は、第１直流電圧Ｖｄｃ１であり、低電位側のオン状態時にインバータ５－１のＸ相の電位は、“０”(ＧＮＤ)である。このことから、Ｘ相の出力電圧Ｖｘ１＿ＰＷＭは、下記の式（６）により表される。

ここでＸ相のデューティは、上述した式（５）から下記の式（７）として表される。

式（７）を、式（６）に代入すると、Ｘ相の出力電圧Ｖｘ１＿ＰＷＭは、下記の式（８）により表される。

ここで、実際に出力されるＸ相の出力電圧Ｖｘ１＿ＰＷＭは、検出された第１直流電圧Ｖｄｃ１ｓと第１直流電圧Ｖｄｃ１（真の値）とが等しければ、右辺の第１項は、Ｖｘ１のみとなる。結果として、出力電圧Ｖｘ１＿ＰＷＭは、右辺の第２項の（０．５×Ｖｄｃ１）を中心として、第１項がその指令値Ｖｘ１に一致した電圧となる。よって、インバータ５－１が、指令値通りの電圧を出力することが可能となる。

再び、図２の説明に戻り、制御部７－２は、電流指令演算器７０－２と、減算器７１－２と、電流制御器７２－２と、減算器７３－２と、電流制御器７４－２と、座標変換器７５－２と、ＭＩＮ選択部７６－２と、座標変換器７７－２と、制御信号生成器７８－２とを備える。

電流指令演算器７０－２は、回転機１０の指令値（Ｔｓ２）から、第２系統のｄ軸電流指令値Ｉｄ＿ｔａｒｇｅｔ２及びｑ軸電流指令値Ｉｑ＿ｔａｒｇｅｔ２を生成する。電流指令演算器７０－２は、電流指令演算器７０－１と同様の構成である。

座標変換器７５－２は、電流検出部６－２が検出した電流値Ｉ_ｕｓ２、電流値Ｉ_ｖｓ２、及び電流値Ｉ_ｗｓ２を、回転位置θ_２に基づいて、回転二軸上の電流Ｉ_ｄ２及び電流Ｉ_ｑ２に変換する。座標変換器７５－２は、座標変換器７５－１と同様の構成である。

ＭＩＮ選択部７６－２は、第１直流電圧Ｖｄｃ１ｓと、第２直流電圧Ｖｄｃ２ｓとを比較して、低い一方（値が小さい一方）を、直流電圧最小値Ｖｄｃ＿ｍｉｎとして出力する。ＭＩＮ選択部７６－２は、ＭＩＮ選択部７６－１と同様の構成である。

減算器７１－２は、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＿ｔａｒｇｅｔ２から回転二軸上の電流Ｉ_ｄ２を減算し、その結果を、電流制御器７２－２に出力する。電流Ｉ_ｄ２は、座標変換器７５－２から出力される。

減算器７３－２は、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＿ｔａｒｇｅｔ２から回転二軸上の電流Ｉ_ｑ２を減算し、その結果を、電流制御器７４－２に出力する。電流Ｉ_ｑ２は、座標変換器７５－２から出力される。

電流制御器７２－２は、減算器７１－２の出力値が“０”（ゼロ）になるように、減算器７１－２の出力値に、比例及び積分制御を行うことによって、回転二軸上の電圧Ｖ_ｄ２を出力する。電流制御器７２－２の構成は、上述した電流制御器７２－１と同様であるため、ここではその説明を省略する。

電流制御器７４－２は、減算器７３－２の出力値が“０”（ゼロ）になるように、減算器７３－２の出力値に、比例及び積分制御を行うことによって、回転二軸上の電圧Ｖ_ｑ２を出力する。電流制御器７４－２の構成は、上述した電流制御器７４－１と同様であるため、ここではその説明を省略する。

座標変換器７７－２は、回転二軸上の電圧指令である電圧Ｖ_ｄ２と、電圧Ｖ_ｑ２とを、回転位置θ_２に基づいて、３相軸上の電圧指令である電圧Ｖ_ｕ２、電圧Ｖ_ｖ２、及び電圧Ｖ_ｗ２に変換する。座標変換器７７－２の構成は、上述した座標変換器７７－１と同様であるため、ここではその説明を省略する。

制御信号生成器７８－２は、第２直流電圧Ｖｄｃ２ｓと、３相軸上の電圧指令値である電圧Ｖ_ｕ２、電圧Ｖ_ｖ２、及び電圧Ｖ_ｗ２とに基づいて、インバータ５－２の制御信号ＧＳ２１～制御信号ＧＳ２６を出力する。制御信号生成器７８－２の構成は、上述した制御信号生成器７８－１と同様であるため、ここではその説明を省略する。

次に、本実施形態による回転機制御装置１の動作及び効果について説明する。
まず、第１系統の制御部７－１において、電流制御器７２－１及び電流制御器７４－１は、電圧指令である出力Ｖ_ｄ１及び出力Ｖ_ｑ１を、ＭＩＮ選択部７６－１の出力である直流電圧最小値Ｖｄｃ＿ｍｉｎに基づいて制限する。

例えば、第１直流電圧Ｖｄｃ１が、第２直流電圧Ｖｄｃ２より大きい（Ｖｄｃ１＞Ｖｄｃ２）場合に、出力Ｖ_ｄ１及び出力Ｖ_ｑ１によって生成された第１電圧指令ベクトルＶ１^＊は、図７に示すように、円ＣＲ２（大きさが、｜Ｖｄｃ＿ｍｉｎ｜／２^０．５内）に制限される。この場合、第１直流電圧Ｖｄｃ１が、第２直流電圧Ｖｄｃ２より大きい（Ｖｄｃ１＞Ｖｄｃ２）ため、｜Ｖｄｃ＿ｍｉｎ｜は、第２直流電圧Ｖｄｃ２である（｜Ｖｄｃ＿ｍｉｎ｜＝Ｖｄｃ２）。なお、図７において、円ＣＲ１は、比較のために、第１直流電圧Ｖｄｃ１を用いた場合の大きさが｜Ｖｄｃ１｜／２^０．５の円を示している。

次に、第２系統の制御部７－２において、電流制御器７２－２及び電流制御器７４－２は、電圧指令である出力Ｖ_ｄ２及び出力Ｖ_ｑ２を、ＭＩＮ選択部７６－２の出力である直流電圧最小値Ｖｄｃ＿ｍｉｎに基づいて制限する。

例えば、第１直流電圧Ｖｄｃ１が、第２直流電圧Ｖｄｃ２より大きい（Ｖｄｃ１＞Ｖｄｃ２）場合に、出力Ｖ_ｄ２及び出力Ｖ_ｑ２によって生成された第２電圧指令ベクトルＶ２^＊は、図８に示すように、円ＣＲ４（大きさが、｜Ｖｄｃ＿ｍｉｎ｜／２^０．５内）に制限される。この場合、第１直流電圧Ｖｄｃ１が、第２直流電圧Ｖｄｃ２より大きい（Ｖｄｃ１＞Ｖｄｃ２）ため、｜Ｖｄｃ＿ｍｉｎ｜は、第２直流電圧Ｖｄｃ２である（｜Ｖｄｃ＿ｍｉｎ｜＝Ｖｄｃ２）。なお、図８において、円ＣＲ３は、比較のために、第１直流電圧Ｖｄｃ１を用いた場合の大きさが｜Ｖｄｃ１｜／２^０．５の円を示している。

第１電圧指令ベクトルＶ１^＊は、第２電圧指令ベクトルＶ２^＊と同様に、第２直流電圧Ｖｄｃ２によって制限される。よって、図７及び図８から明らかなように、第１系統の電圧指令（Ｖ_ｄ１、Ｖ_ｑ１）と、第２系統の電圧指令（Ｖ_ｄ２、Ｖ_ｑ２）とが等しくなる（Ｖ_ｄ１＝Ｖ_ｄ２、且つ、Ｖ_ｑ１＝Ｖ_ｑ２）。これによって、具体的に回転機１０の動作条件での効果として、実施形態による回転機制御装置１は、図９に示すように、回転機１０の回転数が増大して、電圧飽和領域に達した場合であっても、系統間の不整合を低減することができる。

図９は、本実施形態における回転数とｑ軸電流との関係を示す図である。
図９において、縦軸は、ｑ軸電流、及び回転数を示し、横軸は、時間を示している。また、波形Ｗ１１及び波形Ｗ１２は、本実施形態における第２系統のｑ軸電流Ｉ_ｑ２及び第１系統のｑ軸電流Ｉ_ｑ１を示している。また、波形Ｗ１３は、比較のために従来技術における第１系統のｑ軸電流Ｉ_ｑ１を示している。また、波形Ｗ１４は、回転機１０の回転数の変化を示している。また、領域ＲＧ１は、電圧飽和領域を示している。

図９に示すように、ｑ軸電流Ｉ_ｑ１及びｑ軸電流Ｉ_ｑ２のそれぞれは、第１直流電圧Ｖｄｃ１及び第２直流電圧Ｖｄｃ２により制限される。なお、回転機１０に指令値通りの電流を通電するのに必要な電圧が、各インバータ５の印加電圧の上限値を超える場合に、ｑ軸電流Ｉ_ｑ１及びｑ軸電流Ｉ_ｑ２のそれぞれは、目標ｑ軸電流Ｉｑ＿ｔａｒｇｅｔに対して低下する。この目標ｑ軸電流Ｉｑ＿ｔａｒｇｅｔに対して、ｑ軸電流Ｉ_ｑ１及びｑ軸電流Ｉ_ｑ２が低下する領域ＲＧ１を電圧飽和領域という。

例えば、第１直流電圧Ｖｄｃ１が、第２直流電圧Ｖｄｃ２より大きい場合に、従来技術では、電圧飽和領域において、ｑ軸電流Ｉ_ｑ１（波形Ｗ１３）が、ｑ軸電流Ｉ_ｑ２（波形Ｗ１１）より大きくなる。そのため、従来技術では、ｑ軸電流Ｉ_ｑ１とｑ軸電流Ｉ_ｑ２とを等しく制御することは困難であった。

これに対して、本実施形態による回転機制御装置１では、第１系統の電流制御器７２－１及び電流制御器７４－１が、直流電圧最小値Ｖｄｃ＿ｍｉｎ（＝Ｖｄｃ２）により制限しているため、電圧飽和領域（領域ＲＧ１）においても、電圧指令をほぼ等しく（Ｖ_ｄ１≒Ｖ_ｄ２、且つ、Ｖ_ｑ１≒Ｖ_ｑ２）することができ、ｑ軸電流Ｉ_ｑ１とｑ軸電流Ｉ_ｑ２とをほぼ等しく制御することができる（波形Ｗ１１及び波形Ｗ１２）。

また、第１直流電圧Ｖｄｃ１が、第２直流電圧Ｖｄｃ２より小さいの場合（Ｖｄｃ１＜Ｖｄｃ２）も同様に、第２系統の電流制御器７２－１及び電流制御器７４－２が、直流電圧最小値Ｖｄｃ＿ｍｉｎ（＝Ｖｄｃ１）により制限しているため、ｑ軸電流Ｉ_ｑ１とｑ軸電流Ｉ_ｑ２とをほぼ等しく制御することができる。
このように、本実施形態による回転機制御装置１は、系統間での不整合（回転機１０に通電される電流の差異）を低減することができる。

また、本実施形態では、第１系統の制御信号生成器７８－１は、３相軸上の電圧指令値（Ｖ_ｕ１、Ｖ_ｖ１、Ｖ_ｗ１）を第１直流電圧Ｖｄｃ１により規格化している。また、第２系統の制御信号生成器７８－２は、３相軸上の電圧指令値（Ｖ_ｕ２、Ｖ_ｖ２、Ｖ_ｗ２）を第２直流電圧Ｖｄｃ２により規格化している。ここでは、自系統の電圧指令値を自系統の直流電圧で規格化することの効果について説明する。

制御部７－１は、３相軸上の電圧指令値（Ｖ_ｕ１、Ｖ_ｖ１、Ｖ_ｗ１）を直流電圧最小値Ｖｄｃ＿ｍｉｎにより制限した。よって、通常であれば、直流電圧最小値Ｖｄｃ＿ｍｉｎにより規格化した場合においても、定常状態においては、回転機１０の制御は可能である。しかしながら、過渡状態(例えば、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＿ｔａｒｇｅｔ１の急変や回転速度の急変が生じたときなど)においては、自系統の電圧指令値を直流電圧最小値Ｖｄｃ＿ｍｉｎにより規格化した場合に、所望の電圧を出力することができない。これは、電圧指令値（Ｖ_ｕ１、Ｖ_ｖ１、Ｖ_ｗ１）を直流電圧最小値Ｖｄｃ＿ｍｉｎにより規格化した場合、上述した式（５）を参考に、第１デューティ（ｄｕ１、ｄｖ１、ｄｗ１）を求めると下記の式（９）となる。

また、この場合の３相の出力電圧（Ｖｕ１＿ＰＷＭ、Ｖｖ１＿ＰＷＭ、Ｖｗ１＿ＰＷＭ）は、上述した式（６）～式（８）を参考にして同様に表すと、下記の式（１０）のようになる。

ここで、式（１０）の右辺の第１項に着目すると、３相の出力電圧（Ｖｕ１＿ＰＷＭ、Ｖｖ１＿ＰＷＭ、Ｖｗ１＿ＰＷＭ）は、元々の電圧指令に対して、（Ｖｄｃ１／Ｖｄｃ＿ｍｉｎ）倍されており、電圧誤差が生じる。この電圧誤差は、電流制御器７２－１及び電流制御器７２－２により吸収されるので、定常状態では、元々の電圧指令値に対して（Ｖｄｃ＿ｍｉｎ/Ｖｄｃ１」倍された値となる。そのため、３相軸上の電圧指令値（Ｖ_ｕ１’、Ｖ_ｖ１’、Ｖ_ｗ１’）は、下記の式（１１）のようになる。

式（１１）に示すように、直流電圧最小値Ｖｄｃ＿ｍｉｎにより規格化したことによる電圧誤差が、電流制御器７２－１及び電流制御器７２－２の作用により吸収される。しかしながら、過渡状態においては、電圧誤差の影響により、制御部７－１及び制御部７－２は、回転機１０に対して、所望の過渡特性をもった状態で制御することが困難であった。そこで、本実施形態による回転機制御装置１は、自系統の電圧指令値を自系統直流電圧で規格化することで、所望の過渡特性を実現することができる。

以上説明したように、本実施形態による回転機制御装置１は、インバータ５－１（第１インバータ）と、インバータ５－２（第２インバータ）と、制御部７－１（第１制御部）と、制御部７－２（第２制御部）とを備える。インバータ５－１は、第１系統の直流電源３－１が出力した第１直流電圧Ｖｄｃ１に基づいて、第１系統の３相巻線（ｕ１、ｖ１、ｗ１）に交流電圧を印加する。インバータ５－２は、第２系統の直流電源３－２が出力した第２直流電圧Ｖｄｃ２に基づいて、第２系統の３相巻線（ｕ２、ｖ２、ｗ２）に交流電圧を印加する。制御部７－１は、回転機１０の指令値（Ｔｓ１）と、第１直流電圧Ｖｄｃ１及び第２直流電圧Ｖｄｃ２とに基づいて、インバータ５－１への指令値を生成する。制御部７－２は、回転機１０の指令値（Ｔｓ１）と、第１直流電圧Ｖｄｃ１及び第２直流電圧Ｖｄｃ２とに基づいて、インバータ５－２への指令値を生成する。制御部７－１及び制御部７－２のそれぞれ（制御部７）は、自系統の直流電圧（例えば、第１直流電圧Ｖｄｃ１）が、他系統の直流電圧（例えば、第２直流電圧Ｖｄｃ２）より高い場合に、他系統の直流電圧（例えば、直流電圧最小値Ｖｄｃ＿ｍｉｎ＝Ｖｄｃ２）によって、自系統の３相巻線に印加する電圧に関する自系統電圧指令（Ｖ_ｄ１、Ｖ_ｑ１）を制限するとともに、自系統電圧指令を自系統の直流電圧（例えば、第１直流電圧Ｖｄｃ１）によって規格化した値（例えば、式（５）及び式（７参照）を自系統のインバータ５（例えば、インバータ５－１）への指令値として生成する。

これにより、本実施形態による回転機制御装置１は、上述したように、回転機１０を制御する複数の系統の直流電源（３－１、３－２）が出力する直流電圧に差が生じた場合であっても、系統間の不整合を低減することができる。すなわち、本実施形態による回転機制御装置１は、第１直流電圧Ｖｄｃ１と第２直流電圧Ｖｄｃ２とのうちの小さい値の一方である直流電圧最小値Ｖｄｃ＿ｍｉｎを用いて、自系統の３相巻線に印加する自系統電圧指令値を制限するため、系統間の不整合（回転機１０に通電される電流の差異）を低減することができる。また、本実施形態による回転機制御装置１は、自系統電圧指令を自系統直流電圧で規格化した値(第１デューティ、第２デューティ)を第１系統及び第２系統のそれぞれのインバータ５（５－１、５－２）に出力するため、過渡特性を改善することができる。

また、本実施形態では、制御部７－１は、第１のＣＰＵを備え、制御部７－２は、第２のＣＰＵを備える。第１のＣＰＵは、第１直流電圧Ｖｄｃ１（＝Ｖｄｃ１ｓ）を第２のＣＰＵに送信し、第２のＣＰＵは、第２直流電圧Ｖｄｃ２（＝Ｖｄｃ２ｓ）を第１のＣＰＵに送信する。

これにより、本実施形態による回転機制御装置１は、独立した２つのＣＰＵにより処理を実行することによって、例えば、片方の系統が故障した場合であっても、残りの一方で回転機１０の制御を継続することができる。

また、本実施形態では、制御部７（例えば、制御部７－１）は、自系統の直流電圧（例えば、第１直流電圧Ｖｄｃ１）が、他系統の直流電圧（例えば、第２直流電圧Ｖｄｃ２）より高い場合に、自系統電圧指令のうち、ｄｑ軸上における電圧指令（Ｖ_ｄ１、Ｖ_ｑ１）を他系統の直流電圧（例えば、直流電圧最小値Ｖｄｃ＿ｍｉｎ＝Ｖｄｃ２）によって制限する。
これにより、本実施形態による回転機制御装置１は、系統間でｄｑ軸上における電圧指令が一致するように調整することができる。

また、本実施形態では、制御部７（例えば、制御部７－１）は、自系統の直流電圧（例えば、第１直流電圧Ｖｄｃ１）が、他系統の直流電圧（例えば、第２直流電圧Ｖｄｃ２）より高い場合に、自系統電圧指令のうち、静止座標軸上における電圧指令ベクトルの大きさを、他系統の直流電圧（例えば、直流電圧最小値Ｖｄｃ＿ｍｉｎ＝Ｖｄｃ２）によって出力可能な値に制限するようにしてもよい。
これにより、本実施形態による回転機制御装置１は、系統間で、静止座標軸上における電圧指令ベクトルの大きさが一致するように調整することができる。

［第２の実施形態］
次に、図面を参照して、第２の実施形態による回転機制御装置１ａについて、説明する。
図１０は、第２の実施形態による回転機制御装置１ａの一例を示すブロック図である。

図１０に示すように、回転機制御装置１ａは、位置検出部２と、直流電源３－１と、直流電源３－２と、コンデンサ４－１と、コンデンサ４－２と、インバータ５－１と、インバータ５－２と、電流検出部６－１と、電流検出部６－２と、制御部７ａ－１と、制御部７ａ－２とを備える。
なお、図１０において、図１に示す第１の実施形態と同一の構成には、同一の符号を付与してその説明を省略する。

本実施形態では、回転機制御装置１ａは、制御部７（７－１、７－２）の代わりに制御部７ａ（７ａ－１、７ａ－２）を備える点が、第１の実施形態の回転機制御装置１と異なる。また、本実施形態では、第１系統は、直流電源３－１からインバータ５－１に流れる直流部の配線抵抗（Ｒｐ１）を有しており、配線抵抗（Ｒｐ１）により電圧降下が生じた真の直流電圧を第１直流電圧Ｖｄｃ１＿ｒｅａｌとする。また、第２系統は、直流電源３－２からインバータ５－２に流れる直流部の配線抵抗（Ｒｐ２）を有しており、配線抵抗（Ｒｐ２）により電圧降下が生じた真の直流電圧を第２直流電圧Ｖｄｃ２＿ｒｅａｌとする。

制御部７ａ－１（第１制御部の一例）は、例えば、ＣＰＵを含み、第１系統による回転機１０の制御を行う。制御部７ａ－１は、電流の指令値（Ｉｄ＿ｔａｒｇｅｔ１、Ｉｑ＿ｔａｒｇｅｔ１）と、位置検出部２が検出した回転位置θ_１と、電流検出部６－１が検出した電流値Ｉ_ｕｓ１、電流値Ｉ_ｖｓ１、及び電流値Ｉ_ｗｓ１と、第１直流電圧Ｖｄｃ１ｓと、制御部７ａ－２から取得した第２直流電圧Ｖｄｃ２ｓとに基づいてインバータ５－１のスイッチングに関する制御信号ＧＳ１１～制御信号ＧＳ１６（第１制御信号）を出力する。

制御部７ａ－２（第２制御部の一例）は、例えば、ＣＰＵを含み、第２系統による回転機１０の制御を行う。制御部７ａ－２は、電流の指令値（Ｉｄ＿ｔａｒｇｅｔ２、Ｉｑ＿ｔａｒｇｅｔ２）と、位置検出部２が検出した回転位置θ_１と、電流検出部６－２が検出した電流値Ｉ_ｕｓ２、電流値Ｉ_ｖｓ２、及び電流値Ｉ_ｗｓ２と、第２直流電圧Ｖｄｃ２ｓと、制御部７ａ－１から取得した第１直流電圧Ｖｄｃ１ｓとに基づいてインバータ５－２のスイッチングに関する制御信号ＧＳ２１～制御信号ＧＳ２６（第２制御信号）を出力する。

ここで、図１１を参照して、本実施形態による回転機制御装置１ａの２系統の制御部７ａの構成について説明する。
図１１は、本実施形態による回転機制御装置１ａの２系統の制御部７ａの一例を示すブロック図である。

図１１に示すように、制御部７ａ－１は、電流指令演算器７０－１と、減算器７１－１と、電流制御器７２－１と、減算器７３－１と、電流制御器７４－１と、座標変換器７５－１と、ＭＩＮ選択部７６－１と、座標変換器７７－１と、制御信号生成器７８－１と、自系統バッテリ電流演算部６１－１と、他系統バッテリ電流演算部６２－１と、電圧偏差算出部６３－１とを備える。なお、ＭＩＮ選択部７６－１と、電圧偏差算出部６３－１とは、電圧最小値算出部６０－１に含まれる。

自系統バッテリ電流演算部６１－１は、自系統の三相電流値（電流値Ｉ_ｕｓ１、電流値Ｉ_ｖｓ１、及び電流値Ｉ_ｗｓ１）と、自系統のデューティである第１デューティ（ｄｕ１、ｄｖ１、ｄｗ１）とに基づいて、自系統の電流Ｉ_ｄｃ１を算出する。ここでの自系統の電流Ｉ_ｄｃ１（自系統の直流部電流）は、インバータ５－１に流れ込む直流部の電流であり、第１系統の直流部電流である。自系統バッテリ電流演算部６１－１は、例えば、下記の式（１２）を用いて、自系統の電流Ｉ_ｄｃ１を算出する。

他系統バッテリ電流演算部６２－１は、自系統の電流Ｉ_ｄｃ１と、自系統の直流電圧の検出値である第１直流電圧Ｖｄｃ１ｓと、他系統の直流電圧の検出値である第２直流電圧Ｖｄｃ２ｓとに基づいて、他系統の電流Ｉ_ｄｃ２を算出する。ここでの他系統の電流Ｉ_ｄｃ２（他系統の直流部電流）は、インバータ５－２に流れ込む直流部の電流であり、第２系統の直流部電流である。他系統バッテリ電流演算部６２－１は、例えば、下記の式（１３）を用いて、他系統の電流Ｉ_ｄｃ２を算出する。

電圧偏差算出部６３－１は、自系統バッテリ電流演算部６１－１が出力した自系統の電流Ｉ_ｄｃ１と、他系統バッテリ電流演算部６２－１が出力した他系統の電流Ｉ_ｄｃ２とに基づいて、第１系統の電圧偏差ΔＶ_ａを算出する。電圧偏差算出部６３－１は、例えば、下記の式（１４）を用いて、第１系統の電圧偏差ΔＶ_ａを算出する。

式（１４）において、抵抗Ｒ_ｐ（＝Ｒｐ１）は、第１系統の配線抵抗を示す。
このように、第１系統の電圧偏差ΔＶ_ａは、第１系統の電流Ｉ_ｄｃ１と、第２系統の電流Ｉ_ｄｃ２とのうちの他系統の電流Ｉ_ｄｃ２から自系統の電流Ｉ_ｄｃ１を減算した値に、自系統の直流部電流（電流Ｉ_ｄｃ１）が流れる配線の抵抗を示す配線抵抗Ｒ_ｐ（＝Ｒｐ１）を乗算した値である。

電圧最小値算出部６０－１は、ＭＩＮ選択部７６－１と、電圧偏差算出部６３－１とを備える。電圧最小値算出部６０－１は、ＭＩＮ選択部７６－１が出力する直流電圧最小値Ｖｄｃ＿ｍｉｎと、電圧最小値算出部６０－１が算出した第１系統の電圧偏差ΔＶ_ａとに基づいて、新たな直流電圧最小値Ｖｄｃ＿ｍｉｎ２を生成し、生成した直流電圧最小値Ｖｄｃ＿ｍｉｎ２を出力する。直流電圧最小値Ｖｄｃ＿ｍｉｎ２は、電圧偏差ΔＶ_ａを考慮した直流電圧最小値Ｖｄｃ＿ｍｉｎの補正値である。電圧最小値算出部６０－１は、例えば、下記の式（１５）を用いて、直流電圧最小値Ｖｄｃ＿ｍｉｎ２を算出する。

すなわち、電圧最小値算出部６０－１は、自系統の直流電圧Ｖｄｃ１ｓが、他系統の直流電圧Ｖｄｃ２ｓより小さい場合に、直流電圧最小値Ｖｄｃ＿ｍｉｎ（＝Ｖｄｃ１ｓ）を、直流電圧最小値Ｖｄｃ＿ｍｉｎ２として出力する。また、電圧最小値算出部６０－１は、自系統の直流電圧Ｖｄｃ１ｓが、他系統の直流電圧Ｖｄｃ２ｓより大きい場合に、直流電圧最小値Ｖｄｃ＿ｍｉｎ（＝Ｖｄｃ２ｓ）を電圧偏差ΔＶ_ａにより減算した値を、直流電圧最小値Ｖｄｃ＿ｍｉｎ２として出力する。

電圧最小値算出部６０－１が出力した直流電圧最小値Ｖｄｃ＿ｍｉｎ２は、直流電圧最小値Ｖｄｃ＿ｍｉｎの代わりに、減算器７１－１及び減算器７３－１に供給される。制御部７ａ－１のその後の処理は、第１の実施形態の制御部７－１と同様であるので、ここではその説明を省略する。

また、制御部７ａ－２は、電流指令演算器７０－２と、減算器７１－２と、電流制御器７２－２と、減算器７３－２と、電流制御器７４－２と、座標変換器７５－２と、ＭＩＮ選択部７６－２と、座標変換器７７－２と、制御信号生成器７８－２と、自系統バッテリ電流演算部６１－２と、他系統バッテリ電流演算部６２－２と、電圧偏差算出部６３－２とを備える。なお、ＭＩＮ選択部７６－２と、電圧偏差算出部６３－２とは、電圧最小値算出部６０－２に含まれる。

自系統バッテリ電流演算部６１－２は、自系統の三相電流値（電流値Ｉ_ｕｓ２、電流値Ｉ_ｖｓ２、及び電流値Ｉ_ｗｓ２）と、自系統のデューティである第２デューティ（ｄｕ２、ｄｖ２、ｄｗ２）とに基づいて、自系統の電流Ｉ_ｄｃ２を算出する。ここでの自系統の電流Ｉ_ｄｃ２（自系統の直流部電流）は、インバータ５－２に流れ込む直流部の電流であり、第２系統の直流部電流である。自系統バッテリ電流演算部６１－２は、例えば、下記の式（１６）を用いて、自系統の電流Ｉ_ｄｃ２を算出する。

他系統バッテリ電流演算部６２－２は、自系統の電流Ｉ_ｄｃ２と、自系統の直流電圧の検出値である第２直流電圧Ｖｄｃ２ｓと、他系統の直流電圧の検出値である第１直流電圧Ｖｄｃ１ｓとに基づいて、他系統の電流Ｉ_ｄｃ１を算出する。ここでの他系統の電流Ｉ_ｄｃ１（他系統の直流部電流）は、インバータ５－１に流れ込む直流部の電流であり、第１系統の直流部電流である。他系統バッテリ電流演算部６２－１は、例えば、下記の式（１７）を用いて、他系統の電流Ｉ_ｄｃ１を算出する。

電圧偏差算出部６３－２は、自系統バッテリ電流演算部６１－２が出力した自系統の電流Ｉ_ｄｃ２と、他系統バッテリ電流演算部６２－２が出力した他系統の電流Ｉ_ｄｃ１とに基づいて、第２系統の電圧偏差ΔＶ_ｂを算出する。電圧偏差算出部６３－２は、例えば、下記の式（１８）を用いて、第２系統の電圧偏差ΔＶ_ｂを算出する。

式（１８）において、抵抗Ｒ_ｐ（＝Ｒｐ２）は、第２系統の配線抵抗を示す。
このように、第２系統の電圧偏差ΔＶ_ｂは、第２系統の電流Ｉ_ｄｃ２と、第１系統の電流Ｉ_ｄｃ１とのうちの他系統の電流Ｉ_ｄｃ１から自系統の電流Ｉ_ｄｃ２を減算した値に、自系統の直流部電流（電流Ｉ_ｄｃ２）が流れる配線の抵抗を示す配線抵抗Ｒ_ｐ（＝Ｒｐ２）を乗算した値である。

電圧最小値算出部６０－２は、ＭＩＮ選択部７６－２と、電圧偏差算出部６３－２とを備える。電圧最小値算出部６０－２は、ＭＩＮ選択部７６－２が出力する直流電圧最小値Ｖｄｃ＿ｍｉｎと、電圧最小値算出部６０－２が算出した第２系統の電圧偏差ΔＶ_ｂとに基づいて、新たな直流電圧最小値Ｖｄｃ＿ｍｉｎ２を生成し、生成した直流電圧最小値Ｖｄｃ＿ｍｉｎ２を出力する。直流電圧最小値Ｖｄｃ＿ｍｉｎ２は、電圧偏差ΔＶ_ｂを考慮した直流電圧最小値Ｖｄｃ＿ｍｉｎの補正値である。電圧最小値算出部６０－２は、例えば、下記の式（１９）を用いて、直流電圧最小値Ｖｄｃ＿ｍｉｎ２を算出する。

すなわち、電圧最小値算出部６０－２は、自系統の直流電圧Ｖｄｃ２ｓが、他系統の直流電圧Ｖｄｃ１ｓより小さい場合に、直流電圧最小値Ｖｄｃ＿ｍｉｎ（＝Ｖｄｃ２ｓ）を、直流電圧最小値Ｖｄｃ＿ｍｉｎ２として出力する。また、電圧最小値算出部６０－２は、自系統の直流電圧Ｖｄｃ２ｓが、他系統の直流電圧Ｖｄｃ１ｓより大きい場合に、直流電圧最小値Ｖｄｃ＿ｍｉｎ（＝Ｖｄｃ１ｓ）を電圧偏差ΔＶ_ｂにより減算した値を、直流電圧最小値Ｖｄｃ＿ｍｉｎ２として出力する。

電圧最小値算出部６０－２が出力した直流電圧最小値Ｖｄｃ＿ｍｉｎ２は、直流電圧最小値Ｖｄｃ＿ｍｉｎの代わりに、減算器７１－２及び減算器７３－２に供給される。制御部７ａ－２のその後の処理は、第１の実施形態の制御部７－２と同様である。

次に、本実施形態による回転機制御装置１ａの動作及び効果について説明する。
本実施形態では、第１の実施形態に比べてインバータ５の配線抵抗（Ｒｐ１、Ｒｐ２）が存在することにより、直流電圧に電圧降下が生じる。なお、ここでは、Ｒｐ１＝Ｒｐ２＝Ｒ_ｐとする。

インバータ５－１において、配線抵抗Ｒ_ｐが存在するため、自系統の検出電圧Ｖｄｃ１ｓと真の入力電圧Ｖｄｃ１＿ｒｅａｌとに偏差が生じる。また、インバータ５－２において、配線抵抗Ｒ_ｐが存在するため、自系統の検出電圧Ｖｄｃ２ｓと真の入力電圧Ｖｄｃ２＿ｒｅａｌとに偏差が生じる。そのため、回転機１０に通電される１系統の電流と２系統の電流とを一致させるためには、インバータ５－１とインバータ５－２とは、真の入力電圧Vｄｃ１＿ｒｅａｌと真の入力電圧Ｖｄｃ２＿ｒｅａｌとの小さい側の電圧に基づいた電圧を印加する必要がある。

しかしながら、実際に検出可能な電圧は、検出電圧Ｖｄｃ１ｓと検出電圧Ｖｄｃ２ｓとであるため誤差が生じる。そこで、本実施形態による回転機制御装置１ａは、電圧偏差算出部６３－１及び電圧偏差算出部６３－２を用いて、この誤差を補正する。
本実施形態において、回転機制御装置１ａは、インバータ５－１とインバータ５－２とが回転機１０に供給する電力が一致するように制御するため、下記の式（２０）が成り立つ。

また、図１０における電圧降下の関係式より下記の式（２１）が成り立つ。

まず、比較のために、電圧偏差ΔＶ_ａによる補正を行わない場合について説明する。
例えば、第１系統の検出電圧Ｖｄｃ１ｓが、第２系統の検出電圧Ｖｄｃ２ｓより大きい場合（Ｖｄｃ１ｓ＞Ｖｄｃ２ｓ）、上述した式（１３）によって、第１系統の電流Ｉ_ｄｃ１は、第２系統の電流Ｉ_ｄｃ２より小さくなる（Ｉ_ｄｃ１＜Ｉ_ｄｃ２）。ここで、第２系統においては、上述した式（２１）に示される入力電圧Ｖｄｃ２＿ｒｅａｌが、インバータ５－２に出力される。

これに対して、第１系統においては、ＭＩＮ選択部７６－１が、直流電圧最小値Ｖｄｃ＿ｍｉｎとして、電圧Ｖｄｃ２ｓを選択するため、下記の式（２２）により示される入力電圧Ｖｄｃ１＿ｒｅａｌが、インバータ５－１に出力される。

ここで、第１系統の検出電圧Ｖｄｃ１ｓが、第２系統の検出電圧Ｖｄｃ２ｓより大きい場合（Ｖｄｃ１ｓ＞Ｖｄｃ２ｓ）に、第１系統の電流Ｉ_ｄｃ１は、第２系統の電流Ｉ_ｄｃ２より小さくなる（Ｉ_ｄｃ１＜Ｉ_ｄｃ２）ため、下記の式（２３）の関係なる。

すなわち、本実施形態の電圧偏差ΔＶ_ａによる補正を行わない場合には、インバータ５－１に印加される電圧（入力電圧Ｖｄｃ１＿ｒｅａｌ）と、インバータ５－２に印加される電圧（入力電圧Ｖｄｃ２＿ｒｅａｌ）とが一致しない。よって、第１系統の３相巻線（ｕ１、ｖ１、ｗ１）に通電される電流と、第２系統の３相巻線（ｕ２、ｖ２、ｗ２）に通電される電流とが一致せず、例えば、回転機１０に騒音が生じることがある。

これに対して、本実施形態による回転機制御装置１ａでは、電圧最小値算出部６０－１が、式（１４）により示される電圧偏差ΔＶ_ａを用いて、直流電圧最小値Ｖｄｃ＿ｍｉｎを補正するため、インバータ５－１に印加される電圧（入力電圧Ｖｄｃ１＿ｒｅａｌ）は、下記の式（２４）により表される。

式（２４）の右辺は、上述した式（２１）により示される入力電圧Ｖｄｃ２＿ｒｅａｌと同一である。そのため、本実施形態による回転機制御装置１ａでは、インバータ５－１に印加される電圧（入力電圧Ｖｄｃ１＿ｒｅａｌ）と、インバータ５－２に印加される電圧（入力電圧Ｖｄｃ２＿ｒｅａｌ）とが一致する。

次に、第１系統の検出電圧Ｖｄｃ１ｓが、第２系統の検出電圧Ｖｄｃ２ｓより小さい場合（Ｖｄｃ１ｓ＜Ｖｄｃ２ｓ）、上述した式（１３）によって、第１系統の電流Ｉ_ｄｃ１は、第２系統の電流Ｉ_ｄｃ２より大きくなる（Ｉ_ｄｃ１＞Ｉ_ｄｃ２）。ここで、第１系統においては、上述した式（２１）に示される入力電圧Ｖｄｃ１＿ｒｅａｌが、インバータ５－１に出力される。

これに対して、第２系統においては、ＭＩＮ選択部７６－２が、直流電圧最小値Ｖｄｃ＿ｍｉｎとして、電圧Ｖｄｃ１ｓを選択するため、下記の式（２５）により示される入力電圧Ｖｄｃ２＿ｒｅａｌが、インバータ５－２に出力される。

ここで、第１系統の検出電圧Ｖｄｃ１ｓが、第２系統の検出電圧Ｖｄｃ２ｓより小さい場合（Ｖｄｃ１ｓ＜Ｖｄｃ２ｓ）に、第１系統の電流Ｉ_ｄｃ１は、第２系統の電流Ｉ_ｄｃ２より大きくなる（Ｉ_ｄｃ１＞Ｉ_ｄｃ２）ため、下記の式（２６）の関係なる。

すなわち、本実施形態の電圧偏差ΔＶ_ｂによる補正を行わない場合には、インバータ５－１に印加される電圧（入力電圧Ｖｄｃ１＿ｒｅａｌ）と、インバータ５－２に印加される電圧（入力電圧Ｖｄｃ２＿ｒｅａｌ）とが一致しない。よって、第１系統の３相巻線（ｕ１、ｖ１、ｗ１）に通電される電流と、第２系統の３相巻線（ｕ２、ｖ２、ｗ２）に通電される電流とが一致せず、例えば、回転機１０に騒音が生じることがある。

これに対して、本実施形態による回転機制御装置１ａでは、電圧最小値算出部６０－２が、式（１４）により示される電圧偏差ΔＶ_ｂを用いて、直流電圧最小値Ｖｄｃ＿ｍｉｎを補正するため、インバータ５－２に印加される電圧（入力電圧Ｖｄｃ２＿ｒｅａｌ）は、下記の式（２７）により表される。

式（２７）の右辺は、上述した式（２１）により示される入力電圧Ｖｄｃ１＿ｒｅａｌと同一である。そのため、本実施形態による回転機制御装置１ａでは、インバータ５－１に印加される電圧（入力電圧Ｖｄｃ１＿ｒｅａｌ）と、インバータ５－２に印加される電圧（入力電圧Ｖｄｃ２＿ｒｅａｌ）とが一致する。

以上説明したように、本実施形態による回転機制御装置１ａでは、制御部７ａは、自系統の直流電圧が他系統の直流電圧より高い場合に、電圧偏差（ΔＶ_ａ、ΔＶ_ｂ）に基づいて、自系統電圧指令を制限する。ここで、電圧偏差（ΔＶ_ａ、ΔＶ_ｂ）は、インバータ５－１に流れ込む直流部の電流である第１系統の直流部電流（電流Ｉ_ｄｃ１）と、インバータ５－２に流れ込む直流部の電流である第２系統の直流部電流（電流Ｉ_ｄｃ２）とのうちの他系統の直流部電流から自系統の直流部電流を減算した値に、自系統の直流部電流が流れる配線の抵抗を示す配線抵抗（Ｒ_ｐ）を乗算した値である（式（１４）及び式（１８）を参照）。

これにより、本実施形態による回転機制御装置１ａは、上述したように、インバータ５の配線抵抗Ｒ_ｐが存在する場合においても、インバータ５－１とインバータ５－２とから出力される電圧を一致させることができ、系統間の不整合を低減することができる。本実施形態による回転機制御装置１ａは、第１系統の３相巻線（ｕ１、ｖ１、ｗ１）と第２系統の３相巻線（ｕ２、ｖ２、ｗ２）に通電される電流とが一致するため、例えば、回転機１０から生じる騒音を低減することができる。

また、本実施形態では、制御部７ａは、他系統の直流電圧に基づいて、他系統の直流部電流を算出する。
これにより、本実施形態による回転機制御装置１ａは、他系統の直流部電流を算出するため、他系統の直流部電流を検出するひつようがない。そのため、本実施形態による回転機制御装置１ａは、例えば、センサーなどの検出部の数を低減し、構成を簡略化することができ、低コスト化を実現することができる。

また、本実施形態では、制御部７ａは、自系統の直流電圧と、他系統の直流電圧と、自系統の直流電流とに基づいて、他系統の直流部電流を算出する（式（１３）及び式（１７）を参照）。
これにより、本実施形態による回転機制御装置１ａは、簡易な手法により、容易に他系統の直流部電流を算出することができる。

また、本実施形態による回転機制御装置１ａは、各系統の３相巻線に流れる電流を検出する電流検出部６（６－１、６－２）を備える。制御部７ａは、電流検出部６が検出した自系統の３相巻線に流れる電流に基づいて、自系統の直流電流を算出する（式（１２）及び式（１６）を参照）．
これにより、本実施形態による回転機制御装置１ａは、簡易な手法により、容易に自系統の直流部電流を算出することができる。

なお、上述した本実施形態において、第１系統の電圧最小値算出部６０－１は、他系統のバッテリ電流Ｉ_ｄｃ２を、他系統において、上述した式（１３）又は式（１４）を用いて算出された値を、他系統から受信して使用してもよい。また、第２系統の電圧最小値算出部６０－２は、他系統のバッテリ電流Ｉ_ｄｃ１を、他系統において、上述した式（１２）又は式（１７）を用いて算出された値を、他系統から受信して使用してもよい。

［第３の実施形態］
次に、図面を参照して、第３の実施形態による回転機制御装置１ｂについて、説明する。
本実施形態では、３相の各相の自系統電圧を自系統の零相電圧に基づいて補正する変形例について説明する。

本実施形態による回転機制御装置１ｂは、制御信号生成器７８（７８－１、７８－２）の代わりに、制御信号生成器７８ａ（７８ａ－１、７８ａ－２）を備え、その他の構成は、第１の実施形態の回転機制御装置１と同様である。

図１２は、本実施形態における第１系統の制御信号生成器７８ａ－１の一例を示すブロック図である。
図１２に示すように、制御信号生成器７８ａ－１は、デューティ演算部７８１ａ－１と、キャリア比較部７８２－１とを備える。なお、図１２において、上述した図５と同一の構成には、同一の符号を付与して、その説明を省略する。
制御信号生成器７８ａ－１は、第１直流電圧Ｖｄｃ１ｓと、３相軸上の電圧指令値である電圧Ｖ_ｕ１、電圧Ｖ_ｖ１、及び電圧Ｖ_ｗ１とに基づいて、インバータ５－１の制御信号ＧＳ１１～制御信号ＧＳ１６を出力する。

なお、本実施形態による回転機制御装置１ｂは、第１系統の制御部７ｂ－１を備えており、制御部７ｂ－１は、制御信号生成器７８ａ－１を備えている。

デューティ演算部７８１ａ－１は、電圧Ｖ_ｕ１、電圧Ｖ_ｖ１、及び電圧Ｖ_ｗ１に基づいて、第１直流電圧Ｖｄｃ１ｓで規格化した値である第１デューティ（ｄｕ１、ｄｖ１、ｄｗ１）を出力する。デューティ演算部７８１ａ－１は、零相電圧演算部８０－１と、乗算器８１－１と、加算器８２－１と、乗算器８３－１と、加算器８４－１と、乗算器８５－１と、加算器８６－１と、減算器８７－１と、減算器８８－１と、減算器８９－１とを備える。なお、デューティ演算部７８１ａ－１は、零相電圧演算部８０－１と、減算器８７－１と、減算器８８－１と、減算器８９－１とが追加されている点が、第１の実施形態のデューティ演算部７８１－１と異なる。

零相電圧演算部８０－１は、電圧指令値である電圧Ｖ_ｕ１、電圧Ｖ_ｖ１、及び電圧Ｖ_ｗ１と、自系統の検出電圧Ｖｄｃ１ｓとに基づいて、零相電圧Ｖ_０ａを算出する。零相電圧演算部８０－１は、例えば、下記の式（２８）を用いて、零相電圧Ｖ_０ａを算出する。なお、零相電圧演算部８０－１は、自系統電圧指令（電圧Ｖ_ｕ１、電圧Ｖ_ｖ１、及び電圧Ｖ_ｗ１）の最小のものが、自系統の直流電圧Ｖｄｃ１ｓに基づく所定の下限値（例えば、０Ｖ）に一致するように、自系統の零相電圧Ｖ_０ａを算出する。

ここで、最小電圧Ｖ_ｍｉｎは、零相電圧Ｖ_０ａを算出する時点における電圧Ｖ_ｕ１、電圧Ｖ_ｖ１、及び電圧Ｖ_ｗ１の最小値である。
零相電圧演算部８０－１は、自系統電圧指令（電圧Ｖ_ｕ１、電圧Ｖ_ｖ１、及び電圧Ｖ_ｗ１）の最小のもの（最小電圧Ｖ_ｍｉｎ）が、自系統の直流電圧Ｖｄｃ１ｓに基づく所定の下限値（例えば、０Ｖ）に一致するように、最小電圧Ｖ_ｍｉｎに、自系統の直流電圧Ｖｄｃ１ｓの２分の１の値（Ｖｄｃ１ｓ／２）を加算して自系統の零相電圧Ｖ_０ａを算出する。

減算器８７－１は、電圧指令値である電圧Ｖ_ｕ１に対して、零相電圧Ｖ_０ａを減算した値を、乗算器８１－１に出力する。
減算器８８－１は、電圧指令値である電圧Ｖ_ｖ１に対して、零相電圧Ｖ_０ａを減算した値を、乗算器８３－１に出力する。
減算器８９－１は、電圧指令値である電圧Ｖ_ｗ１に対して、零相電圧Ｖ_０ａを減算した値を、乗算器８５－１に出力する。

減算器８７－１、減算器８８－１、及び減算器８９－１以降の構成は、第１の実施形態と同様であるため、ここではその説明を省略する。
デューティ演算部７８１ａ－１は、下記の式（２９）を用いて、第１デューティ（ｄｕ１、ｄｖ１、ｄｗ１）を算出する。

次に、図１３を参照して、第２系統の制御信号生成器７８ａ－２の構成について説明する。
図１３は、本実施形態における第２系統の制御信号生成器７８ａ－１の一例を示すブロック図である。
図１３に示すように、制御信号生成器７８ａ－２は、デューティ演算部７８１ａ－２と、キャリア比較部７８２－２とを備える。
制御信号生成器７８ａ－２は、第２直流電圧Ｖｄｃ２ｓと、３相軸上の電圧指令値である電圧Ｖ_ｕ２、電圧Ｖ_ｖ２、及び電圧Ｖ_ｗ２とに基づいて、インバータ５－２の制御信号ＧＳ２１～制御信号ＧＳ２６を出力する。

なお、本実施形態による回転機制御装置１ｂは、第２系統の制御部７ｂ－２を備えており、制御部７ｂ－２は、制御信号生成器７８ａ－２を備えている。

デューティ演算部７８１ａ－２は、電圧Ｖ_ｕ２、電圧Ｖ_ｖ２、及び電圧Ｖ_ｗ２に基づいて、第２直流電圧Ｖｄｃ２ｓで規格化した値である第２デューティ（ｄｕ２、ｄｖ２、ｄｗ２）を出力する。デューティ演算部７８１ａ－２は、零相電圧演算部８０－２と、乗算器８１－２と、加算器８２－２と、乗算器８３－２と、加算器８４－２と、乗算器８５－２と、加算器８６－２と、減算器８７－２と、減算器８８－２と、減算器８９－２とを備える。なお、デューティ演算部７８１ａ－２は、零相電圧演算部８０－２と、減算器８７－２と、減算器８８－２と、減算器８９－２とが追加されている点が、第１の実施形態のデューティ演算部７８１－２と異なる。

零相電圧演算部８０－２は、電圧指令値である電圧Ｖ_ｕ２、電圧Ｖ_ｖ２、及び電圧Ｖ_ｗ２と、自系統の検出電圧Ｖｄｃ２ｓとに基づいて、零相電圧Ｖ_０ｂを算出する。零相電圧演算部８０－２は、例えば、下記の式（３０）を用いて、零相電圧Ｖ_０ａを算出する。なお、零相電圧演算部８０－１は、自系統電圧指令（電圧Ｖ_ｕ２、電圧Ｖ_ｖ２、及び電圧Ｖ_ｗ２）の最小のものが、自系統の直流電圧Ｖｄｃ２ｓに基づく所定の下限値（例えば、０Ｖ）に一致するように、自系統の零相電圧Ｖ_０ｂを算出する。

ここで、最小電圧Ｖ_ｍｉｎは、零相電圧Ｖ_０ｂを算出する時点における電圧Ｖ_ｕ２、電圧Ｖ_ｖ２、及び電圧Ｖ_ｗ２の最小値である。
零相電圧演算部８０－２は、自系統電圧指令（電圧Ｖ_ｕ２、電圧Ｖ_ｖ２、及び電圧Ｖ_ｗ２）の最小のもの（最小電圧Ｖ_ｍｉｎ）が、自系統の直流電圧Ｖｄｃ２ｓに基づく所定の下限値（例えば、０Ｖ）に一致するように、最小電圧Ｖ_ｍｉｎに、自系統の直流電圧Ｖｄｃ２ｓの２分の１の値（Ｖｄｃ２ｓ／２）を加算して自系統の零相電圧Ｖ_０ｂを算出する。

減算器８７－２は、電圧指令値である電圧Ｖ_ｕ２に対して、零相電圧Ｖ_０ｂを減算した値を、乗算器８１－２に出力する。
減算器８８－２は、電圧指令値である電圧Ｖ_ｖ２に対して、零相電圧Ｖ_０ｂを減算した値を、乗算器８３－２に出力する。
減算器８９－２は、電圧指令値である電圧Ｖ_ｗ２に対して、零相電圧Ｖ_０ｂを減算した値を、乗算器８５－２に出力する。

したがって、デューティ演算部７８１ａ－２は、下記の式（３１）を用いて、第２デューティ（ｄｕ２、ｄｖ２、ｄｗ２）を算出する。

次に、本実施形態による回転機制御装置１ｂの動作及び効果について説明する。
本実施形態による回転機制御装置１ｂでは、デューティ演算部７８１ａ－１及びデューティ演算部７８１ａ－２が、自系統の検出電圧（Ｖｄｃ１ｓ、Ｖｄｃ２ｓ）を用いて、式（２８）及び式（３０）により、零相電圧（Ｖ_０ａ、Ｖ_０ｂ）を算出し、零相電圧を、電圧指令値から減算することで、電圧飽和しない範囲でデューティの値を下側にシフトさせる。なお、ここでの説明において、第１系統の制御部７ｂ－１と、第２系統の制御部７ｂ－２とは、同一の構成であるため、各系統を示す符号の「－１」、及び「－２」と、添え字の「１」及び「２」と、零相電圧における［ａ］及び「ｂ」とを省略して説明する。

零相電圧Ｖ_０を計算する際の、検出電圧を電圧Ｖｄｃ’とすると、零相電圧Ｖ_０は、以下の式（３２）により表される。

また、電圧指令値（Ｖ_ｕ、Ｖ_ｖ、Ｖ_ｗ）に対して、それぞれ、式（３２）に示す零相電圧Ｖ_０を減算した新たな電圧指令値（Ｖ_ｕ’、Ｖ_ｖ’、Ｖ_ｗ’）は、下記の式（３３）により表される。

ここで、電圧指令値（Ｖ_ｕ、Ｖ_ｖ、Ｖ_ｗ）のうちの電圧指令値Ｖ_ｕが最小値であるとすると、最小値Ｖ_ｍｉｎは、電圧指令値Ｖ_ｕとなる。したがって、新たな電圧指令値Ｖ_ｕ’は、下記の式（３４）により表される。

次に、新たな電圧指令値Ｖ_ｕ’を用いると、デューティｄｕ’は、下記の式（３５）により表される。

ここで、検出電圧Ｖｄｃ’が、他系統側の値を用いて、直流電圧Ｖｄｃと等しくない場合（Ｖｄｃ’≠Ｖｄｃ）に、デューティｄｕ’は、下記の式（３６）により表される。その他の相のデューティについても同様に考えると、各相のデューティは、図１４に示すような波形になる。

図１４は、本実施形態における他系統の検出電圧を用いた場合の各相のデューティの波形を示す図である。
図１４において、グラフは、横軸が、電圧位相を示す、縦軸が、デューティを示している。また、波形Ｗ２１、波形Ｗ２２、波形Ｗ２３は、それぞれ、Ｕ相のデューティの波形、Ｖ相のデューティの波形、及びＷ相のデューティの波形を示している。また、期間ＴＲ１は、常時３相がスイッチングされる期間を示している。

図１４に示すように、検出電圧Ｖｄｃ’が、他系統側の値を用いた場合には、制御部７ｂは、常時３相スイッチングするように制御する。

次に、検出電圧Ｖｄｃ’が、自系統側の値を用いて、直流電圧Ｖｄｃと等しい場合（Ｖｄｃ’＝Ｖｄｃ）に、デューティｄｕ’は、下記の式（３７）により表される。その他の相のデューティについても同様に考えると、各相のデューティは、図１５に示すような波形になる。

式（３７）に示すように、３相のデューティのうち最小のものが常に“０”と一致しているため、当該相においては、上アーム側（高電位側）のスイッチング素子が常にオン状態である。

図１５は、本実施形態における自系統の検出電圧を用いた場合の各相のデューティの波形を示す図である。
図１５において、グラフは、横軸が、電圧位相を示す、縦軸が、デューティを示している。また、波形Ｗ２４、波形Ｗ２５、波形Ｗ２６は、それぞれ、Ｕ相のデューティの波形、Ｖ相のデューティの波形、及びＷ相のデューティの波形を示している。また、期間ＴＲ２は、常時２相がスイッチングされる期間を示している。

図１５に示すように、検出電圧Ｖｄｃ’が、自系統側の値を用いた場合には、制御部７ｂは、常時２相スイッチングするように制御する。すなわち、本実施形態による回転機制御装置１ｂは、零相電圧Ｖ_０を計算する際に、自系統の検出電圧Ｖｄｃを用いることにより、常時２相スイッチングになる。このことから、本実施形態による回転機制御装置１ｂは、他系統の検出電圧を用いた場合と比べて、スイッチングロスを低減して、電流検出精度を向上させることができる。

以上説明したように、本実施形態による回転機制御装置１ｂでは、制御部７ｂは、自系統の直流電圧に基づいて、自系統の零相電圧（Ｖ_０ａ、Ｖ_０ｂ）を算出し、各相の自系統電圧指令を自系統の零相電圧（Ｖ_０ａ、Ｖ_０ｂ）に基づいて補正する。

これにより、本実施形態による回転機制御装置１ｂでは、２相変調（常時２相スイッチング）を行うことができ、電流検出におけるノイズの影響を低減させることができる。

また、本実施形態では、制御部７ｂは、自系統電圧指令の最小のものが、自系統の直流電圧に基づく所定の下限値に一致するように、自系統の零相電圧を算出する。
これにより、本実施形態による回転機制御装置１ｂは、電圧飽和しない範囲でデューティの値を下側に適切にシフトすることができる。

［第４の実施形態］
次に、図面を参照して、第４の実施形態による回転機制御装置１ｃについて、説明する。
本実施形態では、３相の各相の自系統電圧を自系統の零相電圧に基づいて補正する別の変形例について説明する。上述した第３の実施形態では、各相の自系統電圧の最小値から零相電圧を算出したが、本実施形態では、各相の自系統電圧の最大値から零相電圧を算出する。

本実施形態による回転機制御装置１ｃは、制御信号生成器７８ａ（７８ａ－１、７８ａ－２）の代わりに、制御信号生成器７８ｂ（７８ｂ－１、７８ｂ－２）を備え、その他の構成は、第２の実施形態の回転機制御装置１ａと同様である。

図１６は、本実施形態における第１系統の制御信号生成器７８ｂ－１の一例を示すブロック図である。
図１６に示すように、制御信号生成器７８ｂ－１は、デューティ演算部７８１ｂ－１と、キャリア比較部７８２－１とを備える。なお、図１６において、上述した図１２と同一の構成には、同一の符号を付与して、その説明を省略する。
制御信号生成器７８ｂ－１は、第１直流電圧Ｖｄｃ１ｓと、３相軸上の電圧指令値である電圧Ｖ_ｕ１、電圧Ｖ_ｖ１、及び電圧Ｖ_ｗ１とに基づいて、インバータ５－１の制御信号ＧＳ１１～制御信号ＧＳ１６を出力する。

なお、本実施形態による回転機制御装置１ｃは、第１系統の制御部７ｃ－１を備えており、制御部７ｃ－１は、制御信号生成器７８ｂ－１を備えている。

デューティ演算部７８１ｂ－１は、電圧Ｖ_ｕ１、電圧Ｖ_ｖ１、及び電圧Ｖ_ｗ１に基づいて、第１直流電圧Ｖｄｃ１ｓで規格化した値である第１デューティ（ｄｕ１、ｄｖ１、ｄｗ１）を出力する。デューティ演算部７８１ｂ－１は、零相電圧演算部８０ａ－１と、乗算器８１－１と、加算器８２－１と、乗算器８３－１と、加算器８４－１と、乗算器８５－１と、加算器８６－１と、減算器８７－１と、減算器８８－１と、減算器８９－１とを備える。なお、デューティ演算部７８１ｂ－１は、零相電圧演算部８０－１の代わりに、零相電圧演算部８０ａ－１を備える点が、第３の実施形態のデューティ演算部７８１ａ－１と異なる。

零相電圧演算部８０ａ－１は、電圧指令値である電圧Ｖ_ｕ１、電圧Ｖ_ｖ１、及び電圧Ｖ_ｗ１と、自系統の検出電圧Ｖｄｃ１ｓとに基づいて、零相電圧Ｖ_０ａを算出する。零相電圧演算部８０ａ－１は、例えば、下記の式（３８）を用いて、零相電圧Ｖ_０ａを算出する。なお、零相電圧演算部８０ａ－１は、自系統電圧指令（電圧Ｖ_ｕ１、電圧Ｖ_ｖ１、及び電圧Ｖ_ｗ１）の最大のものが、自系統の直流電圧Ｖｄｃ１ｓに基づく所定の上限値（例えば、Ｖｄｃ１ｓ）に一致するように、自系統の零相電圧Ｖ_０ａを算出する。

ここで、最大電圧Ｖ_ｍａｘは、零相電圧Ｖ_０ａを算出する時点における電圧Ｖ_ｕ１、電圧Ｖ_ｖ１、及び電圧Ｖ_ｗ１の最大値である。
零相電圧演算部８０ａ－１は、自系統電圧指令（電圧Ｖ_ｕ１、電圧Ｖ_ｖ１、及び電圧Ｖ_ｗ１）の最大のもの（最大電圧Ｖ_ｍａｘ）が、自系統の直流電圧Ｖｄｃ１ｓに基づく所定の上限値（例えば、Ｖｄｃ１ｓ）に一致するように、最大電圧Ｖ_ｍａｘから、自系統の直流電圧Ｖｄｃ１ｓの２分の１の値（Ｖｄｃ１ｓ／２）を減算して自系統の零相電圧Ｖ_０ａを算出する。

減算器８７－１、減算器８８－１、及び減算器８９－１以降の構成は、第３の実施形態と同様であるため、ここではその説明を省略する。

次に、図１７を参照して、第２系統の制御信号生成器７８ｂ－２の構成について説明する。
図１７は、本実施形態における第２系統の制御信号生成器７８ｂ－１の一例を示すブロック図である。
図１７に示すように、制御信号生成器７８ｂ－２は、デューティ演算部７８１ｂ－２と、キャリア比較部７８２－２とを備える。
制御信号生成器７８ｂ－２は、第２直流電圧Ｖｄｃ２ｓと、３相軸上の電圧指令値である電圧Ｖ_ｕ２、電圧Ｖ_ｖ２、及び電圧Ｖ_ｗ２とに基づいて、インバータ５－２の制御信号ＧＳ２１～制御信号ＧＳ２６を出力する。

なお、本実施形態による回転機制御装置１ｃは、第２系統の制御部７ｃ－２を備えており、制御部７ｃ－２は、制御信号生成器７８ｂ－２を備えている。

デューティ演算部７８１ｂ－２は、電圧Ｖ_ｕ２、電圧Ｖ_ｖ２、及び電圧Ｖ_ｗ２に基づいて、第２直流電圧Ｖｄｃ２ｓで規格化した値である第２デューティ（ｄｕ２、ｄｖ２、ｄｗ２）を出力する。デューティ演算部７８１ｂ－２は、零相電圧演算部８０ａ－２と、乗算器８１－２と、加算器８２－２と、乗算器８３－２と、加算器８４－２と、乗算器８５－２と、加算器８６－２と、減算器８７－２と、減算器８８－２と、減算器８９－２とを備える。なお、デューティ演算部７８１ｂ－２は、零相電圧演算部８０－２の代わりに、零相電圧演算部８０ａ－２を備える点が、第３の実施形態のデューティ演算部７８１ａ－２と異なる。

零相電圧演算部８０ａ－２は、電圧指令値である電圧Ｖ_ｕ２、電圧Ｖ_ｖ２、及び電圧Ｖ_ｗ２と、自系統の検出電圧Ｖｄｃ２ｓとに基づいて、零相電圧Ｖ_０ｂを算出する。零相電圧演算部８０ａ－２は、例えば、下記の式（３９）を用いて、零相電圧Ｖ_０ｂを算出する。なお、零相電圧演算部８０ａ－２は、自系統電圧指令（電圧Ｖ_ｕ２、電圧Ｖ_ｖ２、及び電圧Ｖ_ｗ２）の最大のものが、自系統の直流電圧Ｖｄｃ２ｓに基づく所定の上限値（例えば、Ｖｄｃ２ｓ）に一致するように、自系統の零相電圧Ｖ_０ｂを算出する。

ここで、最大電圧Ｖ_ｍａｘは、零相電圧Ｖ_０ｂを算出する時点における電圧Ｖ_ｕ２、電圧Ｖ_ｖ２、及び電圧Ｖ_ｗ２の最大値である。
零相電圧演算部８０ａ－２は、自系統電圧指令（電圧Ｖ_ｕ２、電圧Ｖ_ｖ２、及び電圧Ｖ_ｗ２）の最大のもの（最大電圧Ｖ_ｍａｘ）が、自系統の直流電圧Ｖｄｃ２ｓに基づく所定の下限値（例えば、Ｖｄｃ２ｓ）に一致するように、最大電圧Ｖ_ｍａｘに、自系統の直流電圧Ｖｄｃ２ｓの２分の１の値（Ｖｄｃ２ｓ／２）を加算して自系統の零相電圧Ｖ_０ｂを算出する。

減算器８７－２、減算器８８－２、及び減算器８９－２以降の構成は、第３の実施形態と同様であるため、ここではその説明を省略する。

次に、本実施形態による回転機制御装置１ｃの動作及び効果について説明する。
本実施形態による回転機制御装置１ｃでは、デューティ演算部７８１ｂ－１及びデューティ演算部７８１ｂ－２が、自系統の検出電圧（Ｖｄｃ１ｓ、Ｖｄｃ２ｓ）を用いて、式（３８）及び式（３９）により、零相電圧（Ｖ_０ａ、Ｖ_０ｂ）を算出し、零相電圧を、電圧指令値から減算することで、電圧飽和しない範囲でデューティの値を上側にシフトさせる。なお、ここでの説明において、第１系統の制御部７ｃ－１と、第２系統の制御部７ｃ－２とは、同一の構成であるため、各系統を示す符号の「－１」、及び「－２」と、添え字の「１」及び「２」と、零相電圧における［ａ］及び「ｂ」とを省略して説明する。

零相電圧Ｖ_０を計算する際の、検出電圧を電圧Ｖｄｃ’とすると、零相電圧Ｖ_０は、以下の式（４０）により表される。

また、電圧指令値（Ｖ_ｕ、Ｖ_ｖ、Ｖ_ｗ）に対して、それぞれ、式（４０）に示す零相電圧Ｖ_０を減算した新たな電圧指令値（Ｖ_ｕ’、Ｖ_ｖ’、Ｖ_ｗ’）は、下記の式（４１）により表される。

ここで、電圧指令値（Ｖ_ｕ、Ｖ_ｖ、Ｖ_ｗ）のうちの電圧指令値Ｖ_ｗが最大値であるとすると、最大値Ｖ_ｍａｘは、電圧指令値Ｖ_ｗとなる。したがって、新たな電圧指令値Ｖ_ｗ’は、下記の式（４２）により表される。

次に、新たな電圧指令値Ｖ_ｗ’を用いると、デューティｄｗ’は、下記の式（４３）により表される。

ここで、検出電圧Ｖｄｃ’が、他系統側の値を用いて、直流電圧Ｖｄｃと等しくない場合（Ｖｄｃ’≠Ｖｄｃ）に、デューティｄｗ’は、下記の式（４４）により表される。その他の相のデューティについても同様に考えると、各相のデューティは、図１８に示すような波形になる。

図１８は、本実施形態における他系統の検出電圧を用いた場合の各相のデューティの波形を示す図である。
図１８において、グラフは、横軸が、電圧位相を示す、縦軸が、デューティを示している。また、波形Ｗ３１、波形Ｗ３２、波形Ｗ３３は、それぞれ、Ｕ相のデューティの波形、Ｖ相のデューティの波形、及びＷ相のデューティの波形を示している。また、期間ＴＲ３は、常時３相がスイッチングされる期間を示している。

図１８に示すように、検出電圧Ｖｄｃ’が、他系統側の値を用いた場合には、制御部７ｃは、常時３相スイッチングするように制御する。

次に、検出電圧Ｖｄｃ’が、自系統側の値を用いて、直流電圧Ｖｄｃと等しい場合（Ｖｄｃ’＝Ｖｄｃ）に、デューティｄｗ’は、下記の式（４５）により表される。その他の相のデューティについても同様に考えると、各相のデューティは、図１９に示すような波形になる。

式（４５）に示すように、３相のデューティのうち最大のものが常に“１”と一致しているため、当該相においては、下アーム側（低電位側）のスイッチング素子が常にオン状態である。

図１９は、本実施形態における自系統の検出電圧を用いた場合の各相のデューティの波形を示す図である。
図１９において、グラフは、横軸が、電圧位相を示す、縦軸が、デューティを示している。また、波形Ｗ３４、波形Ｗ３５、波形Ｗ３６は、それぞれ、Ｕ相のデューティの波形、Ｖ相のデューティの波形、及びＷ相のデューティの波形を示している。また、期間ＴＲ４は、常時２相がスイッチングされる期間を示している。

図１９に示すように、検出電圧Ｖｄｃ’が、自系統側の値を用いた場合には、制御部７ｃは、常時２相スイッチングするように制御する。すなわち、本実施形態による回転機制御装置１ｃは、零相電圧Ｖ_０を計算する際に、自系統の検出電圧Ｖｄｃを用いることにより、常時２相スイッチングになる。このことから、本実施形態による回転機制御装置１ｃは、他系統の検出電圧を用いた場合と比べて、スイッチングロスを低減して、電流検出精度を向上させることができる。

以上説明したように、本実施形態による回転機制御装置１ｃでは、制御部７ｃは、自系統の直流電圧に基づいて、自系統の零相電圧（Ｖ_０ａ、Ｖ_０ｂ）を算出し、各相の自系統電圧指令を自系統の零相電圧（Ｖ_０ａ、Ｖ_０ｂ）に基づいて補正する。

これにより、本実施形態による回転機制御装置１ｃでは、２相変調（常時２相スイッチング）を行うことができ、電流検出におけるノイズの影響を低減させることができる。

また、本実施形態では、制御部７ｃは、自系統電圧指令の最大のものが、自系統の直流電圧に基づく所定の上限値に一致するように、自系統の零相電圧を算出する。
これにより、本実施形態による回転機制御装置１ｃは、電圧飽和しない範囲でデューティの値を上側に適切にシフトすることができる。

［第５の実施形態］
次に、図面を参照して、第５の実施形態による電動パワーステアリング装置１００について説明する。
図２０は、第５の実施形態による電動パワーステアリング装置１００の一例を示すブロック図である。

図２０に示すように、電動パワーステアリング装置１００は、回転機１０と、ステアリングホイール１０１と、トルクセンサ１０２と、ステアリングシャフト１０３と、車輪１０４と、ラック・ピニオンギヤ１０５と、制御装置１０６とを備える。また、制御装置１０６は、上述した回転機制御装置１（１ａ、１ｂ、１ｃ）を備えている。

トルクセンサ１０２は、運転者（不図示）の操舵トルクを検出する。
車輪１０４は、例えば、自動車などの車両の操舵対象の車輪である。

電動パワーステアリング装置１００において、運転者からステアリングホイール１０１に加えられた操舵トルクは、トルクセンサ１０２のトーションバー、及びステアリングシャフト１０３を通り、ラック・ピニオンギヤ１０５を介してラックに伝達される。これにより、電動パワーステアリング装置１００は、車輪１０４を転舵させる。

また、回転機１０は、制御装置１０６の回転機制御装置１（１ａ、１ｂ、１ｃ）によって駆動され、出力としてアシスト力を発生する。アシスト力は、ステアリングシャフト１０３に伝達され、操舵時に運転者が加える操舵トルクを軽減する。制御装置１０６は、アシスト力を調整するためのアシスト指令を、トルクセンサ１０２によって検出した運転者の操舵トルクに基づいて算出する。制御装置１０６は、例えば、アシスト指令を、運転者の操舵トルクに比例する値として算出する。さらに、制御装置１０６は、回転機１０の指令値となるトルク指令として、アシスト指令を設定する。

以上説明したように、本実施形態による電動パワーステアリング装置１００は、上述した回転機制御装置１（１ａ、１ｂ、１ｃ）と、ステアリングの操舵をアシストする回転機１０と、ステアリングの操舵トルクを検出するトルクセンサ１０２とを備える。回転機制御装置１（１ａ、１ｂ、１ｃ）は、トルクセンサ１０２が検出した操舵トルクに応じたステアリングのアシスト指令を、回転機１０の指令値として、回転機１０を制御する。

これにより、本実施形態による電動パワーステアリング装置１００は、上述した回転機制御装置１（１ａ、１ｂ、１ｃ）と同様の効果を奏し、回転機１０を制御する複数の系統の直流電源（３－１、３－２）が出力する直流電圧に差が生じた場合であっても、系統間の不整合を低減することができる。また、本実施形態による電動パワーステアリング装置１００は、運転者の操舵に応じたアシストトルクを回転機１０から得ることができ、且つ、２系統の電流としたことで安定した回転機１０の制御ができるので、快適に操舵できる電動パワーステアリング装置が実現できる。

なお、本開示は、上記の実施形態に限定されるものではなく、本開示の趣旨を逸脱しない範囲で変更可能である。
例えば、上記の各実施形態において、制御目標値（指令値）として回転機１０に通電する電流の指令値を用いる例を説明したが、これに限定されるものではない。例えば、回転機１０をＶ／Ｆ制御する場合には、制御目標値は、回転機１０の速度指令値であり、回転機１０の回転位置を制御する場合に、制御目標値は回転機１０の位置指令値となる。

また、上記の各実施形態において、電流指令演算器７０－１が、回転機１０の指令信号Ｔｓ１から電流の指令値（Ｉｄ＿ｔａｒｇｅｔ１、Ｉｑ＿ｔａｒｇｅｔ１）を生成し、電流指令演算器７０－２が、回転機１０の指令信号Ｔｓ２から電流の指令値（Ｉｄ＿ｔａｒｇｅｔ２、Ｉｑ＿ｔａｒｇｅｔ２）を生成する例を説明したが、これに限定さるものではない。例えば、電流指令演算器７０－１及び電流指令演算器７０－２に同一の指令信号Ｔｓが入力されてもよい。

また、２系統の制御部７（７ａ、７ｂ、７ｃ）のうちの一方の系統が、電流指令演算器７０を備え、１つの電流指令演算器７０が生成した電流の指令値（Ｉｄ＿ｔａｒｇｅｔ、Ｉｑ＿ｔａｒｇｅｔ）を２系統の制御部７（７ａ、７ｂ、７ｃ）で使用するようにしてもよい。また、電流の指令値（Ｉｄ＿ｔａｒｇｅｔ、Ｉｑ＿ｔａｒｇｅｔ）を生成するための電流指令演算器７０を備える第３制御部を設けて、第３制御部の電流指令演算器７０が生成した電流の指令値（Ｉｄ＿ｔａｒｇｅｔ、Ｉｑ＿ｔａｒｇｅｔ）を２系統の制御部７（７ａ、７ｂ、７ｃ）で使用するようにしてもよい。

また、上記の各実施形態において、電流指令演算器７０－１は、第１直流電圧Ｖｄｃ１（＝Ｖｄｃ１ｓ）と第２直流電圧Ｖｄｃ２（＝Ｖｄｃ２ｓ）とのうちの低い方の電圧である直流電圧最小値Ｖｄｃ＿ｍｉｎと、回転機１０の指令値とに基づいて、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＿ｔａｒｇｅｔ１及びｑ軸電流指令値Ｉｑ＿ｔａｒｇｅｔ１を生成するようにしてもよい。また、電流指令演算器７０－２は、直流電圧最小値Ｖｄｃ＿ｍｉｎと、回転機１０の指令値とに基づいて、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＿ｔａｒｇｅｔ２及びｑ軸電流指令値Ｉｑ＿ｔａｒｇｅｔ２を生成するようにしてもよい。

また、上記の各実施形態において、第１系統の制御部７－１（７ａ－１、７ｂ－１、７ｃ－１）と、第２系統の制御部７－２（７ａ－２、７ｂ－２、７ｃ－２）とのそれぞれが、ＣＰＵを備える例を説明したが、これに限定されるものではない。制御部７－１（７ａ－１、７ｂ－１、７ｃ－１）と制御部７－２（７ａ－２、７ｂ－２、７ｃ－２）との両方が、１つのＣＰＵにより制御されてもよい。この場合、１つのＣＰＵが、第１直流電圧Ｖｄｃ１ｓ及び第２直流電圧Ｖｄｃ２ｓの取り込みを行い、制御部７－１（７ａ－１、７ｂ－１、７ｃ－１）及び制御部７－２（７ａ－２、７ｂ－２、７ｃ－２）の演算を実行する。

また、上記の各実施形態を単独の実施形態として説明したが、これに限定されるものではなく、各実施形態の一部又は全部を組み合わせて実施してもよい。

なお、上述した回転機制御装置１（１ａ、１ｂ、１ｃ）が備える各構成は、内部に、コンピュータシステムを有している。そして、上述した回転機制御装置１（１ａ、１ｂ、１ｃ）が備える各構成の機能を実現するためのプログラムをコンピュータ読み取り可能な記録媒体に記録して、この記録媒体に記録されたプログラムをコンピュータシステムに読み込ませ、実行することにより上述した回転機制御装置１（１ａ、１ｂ、１ｃ）が備える各構成における処理を行ってもよい。ここで、「記録媒体に記録されたプログラムをコンピュータシステムに読み込ませ、実行する」とは、コンピュータシステムにプログラムをインストールすることを含む。ここでいう「コンピュータシステム」とは、ＯＳや周辺機器等のハードウェアを含むものとする。
また、「コンピュータシステム」は、インターネットやＷＡＮ、ＬＡＮ、専用回線等の通信回線を含むネットワークを介して接続された複数のコンピュータ装置を含んでもよい。また、「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、フレキシブルディスク、光磁気ディスク、ＲＯＭ、ＣＤ－ＲＯＭ等の可搬媒体、コンピュータシステムに内蔵されるハードディスク等の記憶装置のことをいう。このように、プログラムを記憶した記録媒体は、ＣＤ－ＲＯＭ等の非一過性の記録媒体であってもよい。

また、記録媒体には、当該プログラムを配信するために配信サーバからアクセス可能な内部又は外部に設けられた記録媒体も含まれる。なお、プログラムを複数に分割し、それぞれ異なるタイミングでダウンロードした後に回転機制御装置１（１ａ、１ｂ、１ｃ）が備える各構成で合体される構成や、分割されたプログラムのそれぞれを配信する配信サーバが異なっていてもよい。さらに「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、ネットワークを介してプログラムが送信された場合のサーバやクライアントとなるコンピュータシステム内部の揮発性メモリ（ＲＡＭ）のように、一定時間プログラムを保持しているものも含むものとする。また、上記プログラムは、上述した機能の一部を実現するためのものであってもよい。さらに、上述した機能をコンピュータシステムに既に記録されているプログラムとの組み合わせで実現できるもの、いわゆる差分ファイル（差分プログラム）であってもよい。

１，１ａ，１ｂ，１ｃ…回転機制御装置、２…位置検出部、３－１，３－２…直流電源、４－１，４－２…コンデンサ、５－１，５－２…インバータ、６－１，６－２…電流検出部、７，７－１，７－２，７ａ，７ａ－１，７ａ－２，７ｂ，７ｂ－１，７ｂ－２，７ｃ，７ｃ－１，７ｃ－２…制御部、１０…回転機、５１－１，５１－２，５２－１，５２－２，５３－１，５３－２，５４－１，５４－２，５５－１，５６－２…スイッチング素子、６０，６０－１，６０－２…電圧最小値算出部、６１，６１－１，６１－２…自系統バッテリ電流演算部、６２，６２－１，６２－２…他系統バッテリ電流演算部、６３，６３－１，６３－２…電圧偏差算出部、７０－１，７０－２…電流指令演算器、７１－１，７１－２，７３－１，７３－２…減算器、７２－１，７２－２，７４－１，７４－２…電流制御器、７５－１，７５－２，７７－１，７７－２…座標変換器、７６－１，７６－２…ＭＩＮ選択部、７８，７８－１，７８－２，７８ａ，７８ａ－１，７８ａ－２，７８ｂ，７８ｂ－１，７８ｂ－２…制御信号生成器、８０－１，８０－２，８０ａ－１，８０ａ－２…零相電圧演算部、８１－１，８３－１，８５－２…乗算器、８２－１，８４－１，８６－１，７２２－１，７４２－１…加算器、９１－１，９１－２，９２－１，９２－２…直流部電流検出部、１００…電動パワーステアリング装置、１０１…ステアリングホイール、１０２…トルクセンサ、１０３…ステアリングシャフト、１０４…車輪、１０５…ラック・ピニオンギヤ、１０６…制御装置、７２１－１，７２３－１，７４１－１，７４３－１…増幅器、７２４－１，７４４－１…積分器、７２５－１，７４５－１…制限器、７８１－１，７８１ａ－１，７８１ａ－２，７８１ｂ－１，７８１ｂ－２…デューティ演算部、７８２－１，７８２－２…キャリア比較部

Claims (12)

1. 第１系統の直流電源が出力した第１直流電圧に基づいて、回転機が有する前記第１系統の３相巻線に交流電圧を印加する第１インバータと、
   第２系統の直流電源が出力した第２直流電圧に基づいて、前記回転機が有する前記第２系統の３相巻線に交流電圧を印加する第２インバータと、
   前記回転機の指令値と、前記第１直流電圧及び第２直流電圧とに基づいて、前記第１インバータへの指令値を生成する第１制御部と、
   前記回転機の指令値と、前記第１直流電圧及び第２直流電圧とに基づいて、前記第２インバータへの指令値を生成する第２制御部と
   を備え、
   前記第１制御部及び前記第２制御部のそれぞれは、
   自系統の直流電圧が、他系統の直流電圧より高い場合に、前記他系統の直流電圧によって、自系統の３相巻線に印加する電圧に関する自系統電圧指令を制限するとともに、前記自系統電圧指令を前記自系統の直流電圧によって規格化した値を自系統のインバータへの指令値として生成する
   回転機制御装置。
2. 前記第１制御部及び前記第２制御部のそれぞれは、
   前記自系統の直流電圧に基づいて、自系統の零相電圧を算出し、各相の前記自系統電圧指令を前記自系統の零相電圧に基づいて補正する
   請求項１に記載の回転機制御装置。
3. 前記第１制御部及び前記第２制御部のそれぞれは、
   前記自系統電圧指令の最小のものが、前記自系統の直流電圧に基づく所定の下限値に一致するように、前記自系統の零相電圧を算出する
   請求項２に記載の回転機制御装置。
4. 前記第１制御部及び前記第２制御部のそれぞれは、
   前記自系統電圧指令の最大のものが、前記自系統の直流電圧に基づく所定の上限値に一致するように、前記自系統の零相電圧を算出する
   請求項２に記載の回転機制御装置。
5. 前記第１制御部及び前記第２制御部のそれぞれは、
   前記自系統の直流電圧が前記他系統の直流電圧より高い場合に、前記第１インバータに流れ込む直流部の電流である第１系統の直流部電流と、前記第２インバータに流れ込む直流部の電流である第２系統の直流部電流とのうちの前記他系統の直流部電流から前記自系統の直流部電流を減算した値に、前記自系統の直流部電流が流れる配線の抵抗を示す配線抵抗を乗算した値である電圧偏差に基づいて、前記自系統電圧指令を制限する
   請求項１から請求項４のいずれか一項に記載の回転機制御装置。
6. 前記第１制御部及び前記第２制御部のそれぞれは、
   前記他系統の直流電圧に基づいて、前記他系統の直流部電流を算出する
   請求項５に記載の回転機制御装置。
7. 前記第１制御部及び前記第２制御部のそれぞれは、
   前記自系統の直流電圧と、前記他系統の直流電圧と、前記自系統の直流電流とに基づいて、前記他系統の前記直流部電流を算出する
   請求項５又は請求項６に記載の回転機制御装置。
8. 各系統の３相巻線に流れる電流を検出する電流検出部を備え、
   前記第１制御部及び前記第２制御部のそれぞれは、
   前記電流検出部が検出した自系統の３相巻線に流れる電流に基づいて、前記自系統の直流電流を算出する
   請求項５から請求項７のいずれか一項に記載の回転機制御装置。
9. 前記第１制御部は、第１のＣＰＵ（Central Processing Unit）を備え、
   前記第２制御部は、第２のＣＰＵを備え、
   前記第１のＣＰＵは、前記第１直流電圧を前記第２のＣＰＵに送信し、
   前記第２のＣＰＵは、前記第２直流電圧を前記第１のＣＰＵに送信する
   請求項１から請求項８のいずれか一項に記載の回転機制御装置。
10. 前記第１制御部及び前記第２制御部のそれぞれは、
    前記自系統の直流電圧が前記他系統の直流電圧より高い場合に、前記自系統電圧指令のうち、ｄｑ軸上における電圧指令を前記他系統の直流電圧によって制限する
    請求項１から請求項９のいずれか一項に記載の回転機制御装置。
11. 前記第１制御部及び前記第２制御部のそれぞれは、
    前記自系統の直流電圧が前記他系統の直流電圧より高い場合に、前記自系統電圧指令のうち、静止座標軸上における電圧指令ベクトルの大きさを、前記他系統の直流電圧によって出力可能な値に制限する
    請求項１から請求項９のいずれか一項に記載の回転機制御装置。
12. 請求項１から請求項１１のいずれか一項に記載の回転機制御装置と、
    ステアリングの操舵をアシストする前記回転機と、
    前記ステアリングの操舵トルクを検出するトルクセンサと
    を備え、
    前記回転機制御装置は、前記トルクセンサが検出した前記操舵トルクに応じた前記ステアリングのアシスト指令を、前記回転機の指令値として、前記回転機を制御する
    電動パワーステアリング装置。

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