JP6771941B2

JP6771941B2 - 電源装置及び画像形成装置

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Inventors: 林崎　実; 実林崎
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Description

本発明は、装置に電力を供給する電源装置としてのＤＣＤＣコンバータに関するものである。

スイッチング電源装置の一例としてハーフブリッジ型の電流共振電源が知られている。この電流共振電源は、装置が稼働している通常負荷（負荷電流が比較的大きい場合）における動作効率が高いこと、また、低ノイズで動作することが知られている。このようなことから電流共振電源は多くの装置の電源装置として採用されている。しかしながら、電流共振電源は軽負荷時の効率が低下することが知られている。従って、装置の稼働状態でない待機状態における省電力化のため、従来は電流共振電源とそれとは別にフライバック電源を設けて、通常負荷の場合には２つの電源（２コンバータ構成）を使用し、軽負荷の場合は電流共振電源を停止する方式が採用されている。

特開２０１３−１４３８７７号公報

しかしながら、２コンバータの構成では、電磁トランス（コイル）が二つ必要になるため電源回路の規模が大きくなる。従って、電流共振電源の軽負荷時の動作効率を改善することにより、一つの電流共振電源で電源装置を構成して電源装置の回路規模を小さくすることが要望されている。

上記課題を解決するための本発明の電源装置は、商用交流電源からの交流電圧を整流及び平滑する整流平滑手段と、前記整流平滑手段に接続された第一の共振回路と、前記第一の共振回路に接続された第二の共振回路と、前記第一の共振回路と前記第二の共振回路への電流をスイッチングする第一のスイッチング素子と第二のスイッチング素子と、前記第一のスイッチング素子と前記第二のスイッチング素子を制御するスイッチング制御手段と、前記第一の共振回路または第二の共振回路に流れる電流を検出する電流検出手段と、を有する電源装置において、前記電源装置から出力される出力電圧に応じた信号を前記スイッチング制御手段にフィードバックするフィードバック手段を有し、前記スイッチング制御手段は、前記出力電圧が低下した軽負荷時において、前記第一のスイッチング素子をオンからオフに切り替えた後、前記第二のスイッチング素子をオフからオンに切り替え、さらに前記第二のスイッチング素子のオン状態を所定時間維持し、前記電流検出手段の検出値と前記フィードバック手段からの前記信号に基づき、前記第二のスイッチング素子のドレインからソースに向けて電流が流れている状態において、前記第二のスイッチング素子をオンからオフに切り替えるように制御することを特徴とする。

また、本発明の画像形成装置は、記録材に形成された画像を前記記録材に定着する定着装置を有する画像形成装置において、前記定着装置は、励磁コイルを有し、前記定着装置を駆動するための電源装置を有し、前記電源装置は、商用交流電源からの交流電圧を整流及び平滑する整流平滑手段と、前記整流平滑手段に接続された前記励磁コイルと、前記励磁コイルに接続された第二の共振回路と、前記励磁コイルと前記第二の共振回路への電流をスイッチングする第一のスイッチング素子と第二のスイッチング素子と、前記第一のスイッチング素子と前記第二のスイッチング素子を制御するスイッチング制御手段と、前記励磁コイルまたは第二の共振回路に流れる電流を検出する電流検出手段と、前記電源装置から出力される出力電圧に応じた信号を前記スイッチング制御手段にフィードバックするフィードバック手段を有し、前記スイッチング制御手段は、前記出力電圧が低下した軽負荷時において、前記第一のスイッチング素子をオンからオフに切り替えた後、前記第二のスイッチング素子をオフからオンに切り替え、さらに前記第二のスイッチング素子のオン状態を所定時間維持し、前記電流検出手段の検出値と前記フィードバック手段からの前記信号に基づき、前記第二のスイッチング素子のドレインからソースに向けて電流が流れている状態において、前記第二のスイッチング素子をオンからオフに切り替えるように制御することを特徴とする。

以上説明したように、本発明によれば、簡易な構成で電源の軽負荷時の動作効率を向上することができる。

実施例１の電源回路を示す図実施例１の電源回路の動作波形を示す図実施例２を電源回路を示す図実施例２の電源回路の動作波形を示す図実施例３の定着装置を表す図実施例３の定着装置の温度分布を示す図実施例３の電源回路を示す図実施例３の電源回路の動作波形を示す図実施例３の定着措置の温度分布を示す図

［実施例１］
実施例１の電流共振電源の回路を図１に示す。本実施例ではハーフブリッジ型の電流共振回路を一例に挙げて説明する。図１の電源回路の特徴は、軽負荷時、後述するスイッチング素子１０４、１０５の駆動を停止するのではなく、スイッチング素子１０４、１０５のいずれか一方がデッドタイム期間を除いて常にオンする点である。尚、スイッチング手段の構成としては、本実施例のようなハーフブリッジ型ではなく、例えば一つのスイッチング素子でもよい。すなわち共振を利用してソフトスイッチングを行う電源装置であれば同様の手法が適用可能である。

以下、図１に基づいて詳細に説明する。図１において、１６０は電源装置であり、商用交流電源１００から入力された交流電圧を直流電圧に変換して負荷１２１に供給している。１０１はノイズフィルタ手段である。また、回路１５０は整流平滑手段の一例であり、ダイオードブリッジ１０２とコンデンサ１０３により、交流電圧を全波整流している。回路１５１はフィードバック手段の一例であり、電源装置１６０の出力電圧をスイッチング制御手段の一例である回路１５２に伝達することにより負荷１２１に供給する電圧を安定化している。フィードバック手段である回路１５１は、抵抗１１９、１２０によりコンデンサ１１４の電圧を分圧してシャントレギュレータ１１７内の基準電圧と比較し、抵抗１１５とフォトカプラのＬＥＤ１１６に流す電流を調整する回路である。フォトカプラのＬＥＤ１１６の電流が変化するとフォトカプラのフォトトランジスタ１１８の電流も変化し、回路１５２に出力電圧の変化を信号（電圧）として伝達する。第二の共振回路１５５の一例としてコンデンサ１０８を示す。１０６、１１４、１２３、１２５、１２９はコンデンサ、スイッチング手段１５７の一例として、ハーフブリッジ回路を示す。１０４はハイサイドに設けられたスイッチング素子、１０５はローサイドに設けられたスイッチング素子である。第一の共振回路１５４の一例としてトランス１０７に巻回された一次巻線１０９を示す。１１０、１１１はトランス１０７に巻回された二次巻線、１１２、１１３、１２２、１２４はダイオード、１１５、１２７、１２８、１３０は抵抗である。

スイッチング素子１０４、スイッチング素子１０５のスイッチング動作（交互にオンオフする動作）に伴って、スイッチング素子１０４、スイッチング素子１０５、コンデンサ１０８、一次巻線１０９に共振電流が流れる。本実施例では電流検出手段１５６の一例としてコンデンサ１０８の電流をコンデンサ１２９により分流し、抵抗１２８の両端電圧として検出する回路を示す。なお、この回路のように電流を検出するのではなく、例えばカレントトランス（コイル）を使用したり、低い抵抗をコンデンサ１０８に直列に接続して両端電圧を検出する回路を採用しても良い。また、本実施例における負荷１２１を通常負荷（定格負荷ともいう）で駆動する場合においては、スイッチング素子１０４、スイッチング素子１０５のオンデューティは５０％固定であり、周波数を変更するにより出力電圧の制御を行っている。

１２６はスイッチング制御ＩＣであり、スイッチング制御手段１５２の主要部である。以下、ＩＣ１２６と略記する。ＩＣ１２６の１〜１０は端子の番号である。以下、ＩＣ１２６の各端子の機能を示す。
・端子１：ＡＣ入力ラインからの電圧、又はコンデンサ１０３の電圧を受けてＩＣ１２６を起動するための起動端子である高電圧入力端子。本実施例ではコンデンサ１０３へ接続している。
・端子２：ＩＣ１２６の電源端子。
・端子３：電流検出用の端子（電流の検出値が入力される）。
・端子４：フィードバック電圧入力用の端子。
・端子５：ＧＮＤ端子。
・端子６：ハイサイド側のスイッチング素子のドライバを動作させるためのブートストラップ電源端子。
・端子７：ハイサイド側のスイッチング素子のゲート出力端子。
・端子８：ブートストラップの基準となる中間電位に接続する端子。
・端子９：ローサイド側のスイッチング素子のゲート出力端子。
・端子１０：ローサイド側のスイッチング素子のソース端子Ｓに接続する端子。

本実施例における図１の回路の動作波形について図２に示す。以下に図２に基づき動作を説明する。各動作波形を説明する前に、電圧、電流の方向を定義する。スイッチング素子１０４、１０５のドレイン電圧はソース端子の電圧よりもドレイン端子の電圧が高くなる方向をプラスとし、スイッチング素子１０４、１０５のドレイン電流はドレイン端子からソース端子に流れる方向をプラスとする。スイッチング素子１０４、１０５のゲート電圧はソース端子の電圧よりもゲート端子の電圧が高くなる方向をプラスとしている。また、コンデンサ１０８の電流はトランス１０７の一次巻線１０９と接続された端子からスイッチング素子１０５のソースに接続された端子に流れる方向をプラス、逆方向をマイナスとする。二次巻線電圧１１０、１１１の電圧はダイオード１１２、１１３のアノード端子に接続された方が高くなる方向をプラスとする。

図２（ａ）に、定格負荷状態（定格負荷近傍も含む）における動作波形の一例を示す。スイッチング素子１０４のゲートソース間に電圧を印加してスイッチング素子１０４がオンするとコンデンサ１０３、スイッチング素子１０４、トランス１０７の一次巻線１０９、コンデンサ１０８といった経路で電流が流れる。トランス１０７の二次巻線１１０は、一次巻線１０９と同方向に巻回されている。二次巻線１１０の電圧がダイオード１１２の順方向電圧よりも高くなると、トランス１０７の二次巻線１１０から電流が流れてコンデンサ１１４を充電する。以下、図２（ａ）の期間１〜７について動作を説明する。

＜期間１＞
スイッチング素子１０４をオンし続けるとスイッチング素子１０４のドレイン電流は波形４のようにトランス１０７のリーケージインダクタンスとコンデンサ１０８の直列共振回路に流れる正弦波状の電流になる。トランス１０７のリーケージインダクタンスとコンデンサ１０８の直列共振回路の共振周期よりも短い時間でスイッチング素子１０４のゲートソース間電圧を低下させてターンオフする。

＜期間２＞
スイッチング素子１０４がターンオフしてもトランス１０７の一次巻線１０９に流れる電流は保存される。トランス１０７に蓄えられたエネルギーで一次巻線１０９−コンデンサ１０８−コンデンサ１０６といった経路に電流が流れてコンデンサ１０６を充電し、波形３のようにスイッチング素子１０５のドレイン電圧が低下する。

＜期間３＞
スイッチング素子１０５のドレイン電圧がソース電圧よりも低くなるとスイッチング素子１０５のボディダイオードが導通してマイナス方向に電流が流れる（波形５）。

＜期間４＞
スイッチング素子１０５のボディダイオードを流れている期間に、波形２のようにスイッチング素子１０５のゲートソース間に電圧を与えてオンすることで、零電圧スイッチング（ソフトスイッチングともいう）を行っている。スイッチング素子１０５がオンした後、トランス１０７の一次巻線１０９のエネルギーが無くなるまではスイッチング素子１０５のドレイン電流はマイナス方向に流れる。

＜期間５＞
一次巻線１０９のエネルギーが無くなるとコンデンサ１０８に蓄えられた電圧は最大となり、コンデンサ１０８に蓄えられたエネルギーを電源としてコンデンサ１０８にはマイナス方向に電流が流れ始める。コンデンサ１０８に流れる電流はコンデンサ１２９により分流されて抵抗１２８の両端電圧として現れる。抵抗１２８の電圧を波形６に示す。電流はコンデンサ１０８から一次巻線１０９、スイッチング素子１０５を通る経路に流れる。トランス１０７の二次巻線１１０に現れる電圧はマイナス方向となり、二次巻線１１１に現れる電圧はプラス方向となる。二次巻線１１１からダイオード１１３を通じてコンデンサ１１４を充電する。

＜期間６＞
波形２の様にスイッチング素子１０５をターンオフすると、一次巻線１０９に流れていた電流は一次巻線１０９のエネルギーとコンデンサ１０８の残りエネルギーによりコンデンサ１０６を充電してスイッチング素子１０５のドレイン電圧は上昇する（波形３）。

＜期間７＞
コンデンサ１０６の電圧が上昇してコンデンサ１０３の電圧よりも高くなると、スイッチング素子１０４のボディダイオードを通じて１０３に電流を供給し始める（波形４）。この期間にスイッチング素子１０４をオンすることで、スイッチング素子１０４もソフトスイッチング動作を行っている。定格負荷では、このような一連の動作を約５０％のオンデューティで交互にオン，オフする動作を行っている。

次に軽負荷時の動作を、図２の（ｂ）に示す。負荷１２１が小さくなる（負荷に流れる電流が小さくなる）と、コンデンサ１１４の電圧が上昇する。すると抵抗１２０の電圧がシャントレギュレータ１１７のリファレンス電圧よりも高くなり、シャントレギュレータ１１７のカソード（Ｋ）−アノード（Ａ）間に電流が流れる。この電流がフォトカプラのＬＥＤ１１６とフォトトランジスタ１１８によりＩＣ１２６に伝達されてＩＣ１２６のフィードバック端子４の電圧が低下する。ＩＣ１２６は、この電圧が低下したことで、周波数を高くする。周波数が高くなると電流共振電源からの出力が低下して、コンデンサ１１４の電圧が低下する。このようにＩＣ１２６は５０％のデューティを保ったままスイッチング周波数を上昇させて出力電圧を一定に保っている。

ここで、図２（ａ）と図２（ｂ）を比較すると、図２（ｂ）の方が図２（ａ）よりも周期が短くなっている。また、図２（ｂ）波形４〜６は共振周波数から離れる為に図２（ａ）のような正弦波状の波形ではなく、三角波状の波形となっている。

次に、さらなる軽負荷時の動作を、図２の（ｃ）を用いて説明する。周波数を上げ過ぎると動作効率が低下するため、ＩＣ１２６にはあらかじめ上限周波数を設定している。負荷１２１が小さくなると、ＩＣ１２６は先述したように周波数を上昇させて出力電圧が一定となるよう制御を行う。しかし、負荷１２１がさらに小さくなる（軽負荷状態）になると、上限周波数でもコンデンサ１１４の電圧が上昇するようになる。するとシャントレギュレータ１１７によりフォトカプラのＬＥＤ１１６が発光したままになり、フィードバック端子４に接続されたフォトトランジスタ１１８が電流を流し続ける。このためフィードバック端子４の電圧が上昇しなくなる。

ＩＣ１２６はこの上限周波数でも端子４の電圧が上昇しないと、ローサイドスイッチング素子１０５のオン時間を延長して端子４の電圧が上昇するのを待つ。波形２に、ローサイドスイッチング素子１０５のオン時間を延長した際の動作波形を示す。この状態ではコンデンサ１１４にエネルギーが供給されないので、負荷１２１により電流を流し続けると、いずれコンデンサ１１４の電圧が低下する。するとシャントレギュレータ１１７はカソード（Ｋ）−アノード（Ａ）間に電流を流さなくなり、フォトカプラのＬＥＤ１１６によりフォトトランジスタ１１８も電流を流さなくなるため、フィードバック端子電圧が上昇してくる様になる。一方でＩＣ１２６は、端子３により抵抗１２８、およびコンデンサ１２９によってコンデンサ１０８の電流を分流した電流値を検出している。ＩＣ１２６はコンデンサＣ１０８が放電している間、すなわち抵抗１２８の電圧が波形６のようにあらかじめ定められたイネーブル状態を検知するための閾値以下となるとイネーブル状態として検出する。ＩＣ１２６はイネーブル状態であり、かつ前述したＦＢ端子（端子４の）電圧が上昇してあらかじめ定められた閾値以上となったときスイッチング素子１０５のゲートをターンオフする。すると、トランス１０７の一次巻線１０９に蓄えられていたエネルギーとコンデンサ１０８の残存エネルギーによってＣ１０６が充電されてスイッチング素子１０５のドレイン端子電圧が上昇する。スイッチング素子１０４のソース端子電圧がスイッチング素子１０４のドレイン端子電圧より高くなると、スイッチング素子１０４のボディダイオードが導通する。ＩＣ１２６はデッドタイムの後、スイッチング素子１０４をターンオンする。このようにイネーブル状態でスイッチング素子１０５をターンオフすることにより、ターンオフ時にはスイッチング素子１０５へプラス方向に電流が流れている事になる。その後スイッチング素子１０５のドレイン電圧が上昇して、スイッチング素子１０４のボディダイオードに電流が流れる期間に、スイッチング素子１０４をターンオンする。

このように本実施例によれば、負荷１２１が小さく（軽負荷）となってスイッチング素子１０４のオン時間が最小のオン時間となった際に、スイッチング素子１０４をターンオフした後、スイッチング素子１０５のオン時間を図２（ｃ）波形２のように延長する。ＩＣ１２６の端子４の電圧が上昇して閾値を超え、かつ、抵抗１２８の電圧がイネーブル状態を検知するための閾値以下となったことでスイッチング素子１０５のオン時間を終了させる。すなわち、スイッチング素子１０５のオン状態を所定時間維持する。このようにしてコンデンサ１０８とトランスの一次巻線１０９とスイッチング素子１０５に共振電流をあえて流すことによって次回のスイッチング素子１０５のターンオフとスイッチング素子１０４をオンする。すなわちスイッチングの状態を遷移させるタイミングを待つように動作することで軽負荷であってもソフトスイッチングを行うことを可能としている。これにより電流共振電源で定格負荷から軽負荷まで効率よく動作することができる。すなわち、一つの電流共振電源で電源装置を構成できる。

［実施例２］
実施例２の特徴は、第二の共振回路１５５に、コンデンサ１０８の容量を切り替えるためのコンデンサ容量切替手段１５３を追加している点である。このようにして第二の共振回路１５５のコンデンサの容量を切り替えることにより共振電流の周期を変えることができる。これにより、スイッチング素子１０４をオンするタイミングが現れる頻度を上げ、出力電圧のリップルを抑えることに特徴がある。

実施例２の電源回路を図３に示す。実施例１の説明と重複する部分は同一符号を付けて説明は省略する。尚、実施例１でコンデンサ１０８としたものは、本実施例では２０１として符号を区別して説明する。２０２はコンデンサ、２０３はスイッチング素子である。また、ＩＣ１２６の端子１１はスイッチング素子２０３を駆動するための端子である。１５３はコンデンサ容量切替手段であり、複数のコンデンサとしてコンデンサ２０１とコンデンサ２０２と、スイッチング素子２０３を有する。そして、スイッチング素子２０３のオン、オフによりコンデンサ２０１とコンデンサ２０２の合成容量を切り替えて第二の共振回路１５５のコンデンサ容量を変更し、共振周波数を選択（切り替える）する。

コンデンサ２０１の容量を例えば実施例１のコンデンサ１０８の容量の１／４とし、コンデンサ２０２の容量を２０１コンデンサ１０８の容量の３／４とすると、スイッチング素子２０３をオンすると合成容量はコンデンサ１０８の容量と略同じとなる。また、スイッチング素子２０３をオフすると合成容量はコンデンサ１０８の１／４となる。スイッチング素子２０３は負荷１２１が定格負荷からＩＣ１２６が上限周波数に到達する程度の軽負荷まではオン状態となっている。従って定格負荷時と軽負荷時の動作説明は実施例１と同様であるので説明は省略する。

図４にさらなる軽負荷時の各部の波形を示す。共振周波数はコンデンサ２０１と２０２の合成容量と一次巻線１０９のインダクタンスで決まる。従って定格負荷で動作する場合の共振周波数は実施例１のコンデンサ１０８を接続している時と同じである。軽負荷時、ＩＣ１２６は上限周波数に到達しても端子４の電圧が上昇してこないと、スイッチング素子１０５のオン時間を延長するとともにスイッチング素子２０３をターンオフする。スイッチング素子１０５がオンしている期間は、トランス１０７の一次巻線１０９のインダクタンスとコンデンサ２０１が共振するようになる。スイッチング素子２０３がオフの為、共振周波数を決定する合成容量が１／４であるので共振周期が１／２となる。この結果、イネーブルのタイミングが実施例１の１／２となる。図４の実線の波形はスイッチング素子２０３がオフ時の波形、点線の波形はスイッチング素子２０３がオン時の波形である。

スイッチング素子１０５のオン時間は、イネーブルの状態でしかターンオフできないため連続的な値ではなくなる。すなわち出力電圧が低下してＩＣ１２６のフィードバック端子電圧が上昇してもイネーブル状態になるまでスイッチングを再開出来ない待ち時間が発生する。再開できない時間は数μｓｅｃといった短い時間であるため僅かに出力電圧のリップルが増加する。出力電圧のリップルをより抑えたい場合には本実施例のように共振周波数を決定する合成容量を少なくするよう切り替えればよい。これによりフィードバック端子４の電圧が上昇してからイネーブルが表れるまでの反応出来ない最大の遅れ時間が短縮できる。その結果、出力電圧の変動を小さくすることを可能としている。

本実施例ではコンデンサ容量切替手段１５３としてスイッチング素子２０３、コンデンサ２０２による直列回路を１回路だけコンデンサ２０１に並列接続した形で説明を行った。しかしながら、直列回路をたとえば１回路追加して、ＩＣ１２６のフィードバック端子４の電圧が上昇して閾値となるまでの時間によりコンデンサ選択的に切り替える構成としてもよい。このように制御することでイネーブル期間をより細かく制御することができ、出力電圧のリップルをより小さくすることができる。

このように本実施例によれば、これにより電流共振電源で定格負荷から軽負荷まで効率よく動作することができる。すなわち、一つの電流共振電源で電源装置を構成できる。さらに、出力電圧のリップルをより小さくすることができる。

［実施例３］
実施例３では、実施例１、２で説明した電源装置１６０を画像形成装置１７０に備えられた電磁誘導加熱方式の定着装置に適用した例を示す。コンバータ５１６に実施例１（図１）また実施例２（図３）の一次側回路部１７１を適用したものを図５に示す。この定着装置では加熱幅が励磁コイルに流れる電流の周波数に依存する構成であり、スイッチング周波数を固定して駆動する必要がある。また、軽負荷時の効率を向上するために前述したオン時間を延長してソフトスイッチングのタイミングを待つだけでなく、オン時間を延長している間に流れる共振電流の周期（周波数）を加熱幅で必要とされる周期（周波数）に合わせる。これにより軽負荷時もコイルに流れる電流の周波数を変えないように制御している。尚、本実施例における画像形成装置１７０は、例えば電子写真方式の画像形成装置を適用することができる。なお、本実施例に直接関係のない周知の構成要素については説明を省略する。また、定着装置についても、コンバータ５１６の負荷に相当するコイルユニットＡ（後述する）についてのみの記載としている。

コンバータ５１６は、実施例１および２に示した電源装置１６０のトランス１０７をコイルユニットＡの励磁コイル５０３、磁性コア５０２および定着スリーブ５０１で置き換えたものである。定着スリーブは、円筒状の加熱部材であり、励磁コイル５０３に電流が流れ電界が発生することにより発熱する。また、実施例１および２に示したフィードバック手段の対象を電圧から、スリーブ５０１の温度に置き換えたものである。また、実施例１、２では、定格負荷時はスイッチング素子１０４と１０５のオンオフが５０％デューティ固定で、周波数によって出力電圧を制御している。これに対し、本実施例では後述する理由により周波数を固定したデューティ制御、所謂ＰＷＭ制御を行っている点が異なる。

電磁誘導加熱方式の定着装置は、励磁コイル５０３により発生する磁束により回転体（以下、定着スリーブ表記する）５０１の導電層を電磁誘導発熱させ、定着スリーブ５０１の熱により記録材に形成された画像を記録材（以降では紙と記述する）に定着する。図５において、Ａは定着装置に設けたコイルユニットの斜視図である。画像が形成される記録材は一般的に、レターサイズからＡ５サイズといったサイズの紙が使用されることが多い。サイズの小さい記録材を定着する際には、定着スリーブ５０１の端部は記録材が通紙しないので温度が上がり易い。従ってサイズの小さい記録材を定着させる際には、端部の発熱を抑えるか、端部の熱を放熱するか、スループットを低下させて温度が低下するまで待つなどの対応が必要になる。

次に、定着装置の導電層に誘導電流を発生させる機構について詳述する。コイルユニットＡは、定着スリーブ５０１の内部に配置され、螺旋軸が定着スリーブ５０１の母線方向と略平行である螺旋形状部を有し、定着スリーブ５０１の導電層を電磁誘導発熱させるための交番磁界を形成する励磁コイル５０３を有する。更に、螺旋形状部の中に配置され、磁束を誘導するための磁性コア５０２を備えている。磁性芯材としての磁性コア５０２は、不図示の固定手段で定着スリーブ５０１の中空部を貫通して配置させてあり、磁極ＮＰ，ＳＰを持つ。磁性コア５０２は有端形状であり、励磁コイル５０３により発生する磁束は開磁路を形成する。磁性コア５０２の材質は比透磁率および飽和磁束密度が高い材料が好ましく、本実施例においては、比透磁率１８００程度の焼成フェライトを用いている。コイル５０３は、単一導線を定着スリーブ５０１の中空部において、磁性コア５０２に螺旋状に巻き回して形成される。その際、磁性コア５０２の中央部よりも端部において間隔が密になるように巻かれている。励磁コイル５０３の材質は銅など抵抗率の低い金属材料を絶縁して形成されており高周波での渦電流損失を考慮して、リッツ線としても良い。コイル５０３は磁性コア５０２の軸線Ｘに交差する方向に巻回されている。

コイルユニットＡは、端子５０３ａ、５０３ｂによりコンバータ５１６に接続され、コンバータ５１６により高周波電流の供給を受けている。５０９、５１０、５１１の温度検知素子により定着スリーブ５０１の温度を検知して、画像形成装置１７０の制御部であるエンジン制御部５３０の定着制御部５２１が紙幅や端部の温度検知素子５１０、５１１の温度情報に基づき駆動周波数を決定する。そして決定した駆動周波数を周波数設定部５２０に伝達する。また、定着制御部５２１は中央部の温度検知素子５０９の温度から電力の過不足を計算して電力制御部５１９に伝え、コンバータ５１６を制御する仕組みとなっている。

本実施例のような、定着スリーブ５０１の周方向に流れる誘導電流が発生するコイルユニットＡでは、コンバータ５１６の駆動周波数を変えると定着スリーブ５０１の母線方向（長手方向ともいう）における発熱分布が変化することが判っている。なお長手方向は軸線Ｘと同じ方向である。図６は、定着スリーブ５０１の母線方向（長手方向）中央が２００℃を維持するようにコンバータ５１６の駆動周波数を２０ＫＨｚ〜５０ＫＨｚの範囲で調整した場合の定着スリーブ５０１の温度分布を示している。駆動周波数を下げるほど定着スリーブ５０１両端の発熱量が低下していることが判る。したがって、例えば、記録材の紙サイズに応じて周波数を調整することで、紙サイズに最適な発熱分布とすることが可能である。また、端部に温度制御素子５１０、５１１を設けることで、よりきめ細やかな制御が可能となる。

図７に、コンバータ５１６の回路の一例を示す。フィードバック手段１５１は実施例１、２では出力電圧を検出してフィードバックしていた。本実施例ではフィードバック手段が温度をフィードバックする点が異なっている。ダイオードブリッジ１０２およびコンデンサ１０３からなる整流平滑手段１５０は、コンデンサの容量を小さくして脈流化した直流とすることで力率をほぼ１とし、無効電流による線路損失を抑えている。

図７において、コイルユニットＡに相当するのが１０７であり、１０７内の定着スリーブ５０１の温度を５０９の温度検出素子により検出して、エンジン制御部５３０により温度制御情報としてスイッチング制御を行っている。図５の５１０，５１１は端部の温度検知素子であり、紙サイズに基づいて周波数を決定し、加熱を行う際に端部の温度に基づいて、さらに周波数を変更する為に設けている。

本実施例ではコンバータ５１６の駆動周波数を紙サイズに対する加熱幅に応じて変更するため、同じサイズの紙であれば周波数を固定して温度制御はＰＷＭ方式によるオンデューティで制御している。ＰＷＭ方式は、実施例１、２の定格負荷時と違って５０％デューティの駆動を行わず、デューティを変えることで電力を変える制御方式である。このような波形の一例を図８（ａ）、図８（ｂ）に示す。図８（ａ）はたとえば紙がレターサイズの場合に対応した周期２０μｓ（５０ｋＨｚ）となっており、スイッチング素子１０４とスイッチング素子１０５のオン時間が夫々違う、ＰＷＭ制御となっている事が判る。ＰＷＭ方式では電力を制御するためにスイッチング素子１０４のオンデューティを制御している。周波数を固定するため、スイッチング素子１０５はスイッチング素子１０４がターンオフしてからデッドタイムを差し引いた時間オンしている。

図８（ｂ）はＡ５サイズに対応した周期５０μｓ（２０ｋＨｚ）となっている。周波数の切り替えは、例えば記録材のサイズからエンジン制御部５３０が決定し、不図示の伝達手段によりＩＣ１２６に周波数を指示する事によって行っている。スイッチング素子１０５のオン時間がコンデンサ容量切替手段１５３で決定した容量と、コイル１０９より成る直列共振回路の共振周期の１／２を超えると共振外れが発生してしまう。そのため、直列共振回路の共振周期は、駆動したい最大周期の２倍以上となるように構成している。例えば最大周期となるのはＡ５サイズの紙幅対応で２０ｋＨｚ（５０μｓ）に対応する場合である。その場合は、ＩＣ１２６は１０ｋＨｚ（１００μｓ）以上の周期となるようコンデンサ７０１、７０２、７０４の接続をスイッチング素子７０３、７０５のオンオフによって制御している。

定着装置の場合、電力の制御レンジは、例えば起動時（７００Ｗ〜１２００Ｗ程度）、連続プリント時（４００Ｗ〜７００Ｗ程度）、紙間など空回転時（６０Ｗ〜４００Ｗ程度）と、広い制御幅が必要となる。出力電力がたとえば４００Ｗ程度以上ではＰＷＭ制御に基づいてデューティ制御を行っているものの、４００Ｗ以下の電力となった場合にはスイッチング素子１０４のオンデューティが小さくなりすぎて制御が困難となる。ＩＣ１２６はあらかじめオン幅の下限を設けており、下限オン幅となっても端子４の電圧が上昇してこない場合、スイッチング素子１０５のオン時間を延長するよう構成している。このとき、コンデンサ切り替え部１７０に設けたスイッチング素子７０３および７０５を切り替えて、スイッチング素子１０５がオンしている期間の共振周期を決定している。

例えば４００Ｗ以下のような電力の制御の一例を図８（ｃ）の波形に基づいて説明する。レターサイズの紙幅に対応するため、スイッチング素子７０３および７０５をオフした際のコンデンサ７０１と一次巻線１０９の共振周期を２０μｓ（５０ｋＨｚ相当）となるよう設定している。スイッチング素子７０３、７０５をオフすると、スイッチング素子１０５のオン時間が長くなっても、共振電流は図８（ｃ）の実線のように２０μｓで共振を続ける。このため電力が小さくなって、スイッチング素子１０４と１０５のＰＷＭ周期が長くなっても周波数特性を損なうことなく駆動を続けることが可能となる。スイッチング素子７０３およびスイッチング素子７０５をオフ、またはオンするタイミングは、各スイッチング素子のボディダイオードが導通している期間、すなわちコンデンサ７０１を放電する方向に電流が流れているタイミングが良い。

また、スイッチング素子１０５のターンオフは、実施例１で述べたのと同様、コンデンサ１２９と抵抗１２８により共振電流を分流した電流を検出して、コンデンサ７０１が放電されているタイミングをイネーブルとする。温度制御によりフィードバック端子４を制御して、フィードバック端子４の電圧が上昇し閾値を超えるとスイッチング素子１０５をターンオフする。さらにデッドタイム時間の後、スイッチング素子１０４をターンオンする。以上のように制御することで軽負荷でもコイルに流れる電流の周波数成分を大きく変えることなくソフトスイッチングが可能となる。

小サイズ（Ａ５サイズ相当）の紙幅に対応する場合にはスイッチ素子７０３をオンとして共振周期を５０μｓ（２０ｋＨｚ相当）とする。図８（ｃ）の点線のような波形となる。

この間の中間サイズの紙幅に対応する場合には、上記２つの共振周期２０μｓと５０μｓで駆動する時間の比率を変更することで対応する。たとえば３０ｋＨｚと同等の温度分布を得たい場合は共振周期２０μｓと５０μｓの時間比率を３：７にすればよい。また、４０ｋＨｚと同等の温度分布を得たい場合は共振周期２０μｓと５０μｓの時間比率を７：３とすればよい。このように時間比率で温度分布を変更した結果を図９に示す。時間比率で駆動周期を変更することで、所望の紙サイズに最適な温度分布で加熱を行うことが可能となる。

本実施例では第二の共振回路１５５として、コンデンサ７０１にコンデンサおよびスイッチング素子の直列回路２回路より成る、コンデンサ容量切替手段１５３が接続されており、３段階に周波数を切り替える構成になっている。これは本実施例で挙げたように以下の３つの駆動方法がある為である。
１．最低周期（定格電力、紙サイズはＡ５幅）でスイッチング素子をＰＷＭ制御する場合。
２．レターサイズの紙幅でスイッチング素子１０５のオン時間を延長する制御を行う場合。
３．Ａ５サイズの紙幅でスイッチング素子１０５のオン時間を延長する制御を行う場合。

記録材の紙幅の違いにより、コンデンサ容量切替手段１５３を構成するコンデンサおよびスイッチング素子の直列回路は、対応する紙の種類により増減しても良い。たとえば３０μｓ（３３ｋＨｚ）に相当するようにコンデンサおよびスイッチング素子の直列回路を１回路追加すると、３３ｋＨｚ駆動時にはコンデンサ切替え手段を切り替えることなく駆動できる。また、２０μｓと３０μｓの間の周期や、３０μｓと５０μｓの間の周期で駆動する場合にも、紙幅方向の温度分布の変化が少なく出来るため、より温度リップルの少ない温度制御を行う事が可能となる。

このように本実施例によれば、実施例１、２の電源装置を画像形成装置の定着装置の駆動電源として適用することができ、さらに、記録材の幅方向のサイズに最適な温度分布で温度リップルの少ない制御を実行することができる。

１５０整流平滑手段
１５１フィードバック手段
１５２スイッチング制御手段
１５４第一の共振回路
１５５第二の共振回路
１５６電流検出手段
１５７スイッチング手段

Claims

商用交流電源からの交流電圧を整流及び平滑する整流平滑手段と、前記整流平滑手段に接続された第一の共振回路と、前記第一の共振回路に接続された第二の共振回路と、前記第一の共振回路と前記第二の共振回路への電流をスイッチングする第一のスイッチング素子と第二のスイッチング素子と、前記第一のスイッチング素子と前記第二のスイッチング素子を制御するスイッチング制御手段と、前記第一の共振回路または第二の共振回路に流れる電流を検出する電流検出手段と、を有する電源装置において、
前記電源装置から出力される出力電圧に応じた信号を前記スイッチング制御手段にフィードバックするフィードバック手段を有し、
前記スイッチング制御手段は、前記出力電圧が低下した軽負荷時において、前記第一のスイッチング素子をオンからオフに切り替えた後、前記第二のスイッチング素子をオフからオンに切り替え、さらに前記第二のスイッチング素子のオン状態を所定時間維持し、前記電流検出手段の検出値と前記フィードバック手段からの前記信号に基づき、前記第二のスイッチング素子のドレインからソースに向けて電流が流れている状態において、前記第二のスイッチング素子をオンからオフに切り替えるように制御することを特徴とする電源装置。
前記第一の共振回路はトランスの一次側のコイルであり、第二の共振回路はコンデンサであることを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
前記第二の共振回路は、複数の前記コンデンサを有し、前記複数のコンデンサの容量を切り換えることにより前記第二のスイッチング素子がオン状態を維持している状態における共振周期を切り換えることを特徴とする請求項２に記載の電源装置。
前記スイッチング制御手段は、前記第二のスイッチング素子をオンからオフに切り替えた後、前記第一のスイッチング素子のソースからドレインに向けて電流が流れている状態において、前記第一のスイッチング素子をオフからオンに切り替えるように制御することを特徴とする請求項１乃至３のいずれか１項に記載の電源装置。
前記電流検出手段は、前記第二の共振回路と並列に接続された、コンデンサと抵抗を備えた回路を含むことを特徴とする請求項１乃至４のいずれか１項に記載の電源装置。
記録材に形成された画像を前記記録材に定着する定着装置を有する画像形成装置において、
前記定着装置は、励磁コイルを有し、
前記定着装置を駆動するための電源装置を有し、
前記電源装置は、
商用交流電源からの交流電圧を整流及び平滑する整流平滑手段と、
前記整流平滑手段に接続された前記励磁コイルと、
前記励磁コイルに接続された第二の共振回路と、
前記励磁コイルと前記第二の共振回路への電流をスイッチングする第一のスイッチング素子と第二のスイッチング素子と、
前記第一のスイッチング素子と前記第二のスイッチング素子を制御するスイッチング制御手段と、
前記励磁コイルまたは第二の共振回路に流れる電流を検出する電流検出手段と、
前記電源装置から出力される出力電圧に応じた信号を前記スイッチング制御手段にフィードバックするフィードバック手段を有し、
前記スイッチング制御手段は、前記出力電圧が低下した軽負荷時において、前記第一のスイッチング素子をオンからオフに切り替えた後、前記第二のスイッチング素子をオフからオンに切り替え、さらに前記第二のスイッチング素子のオン状態を所定時間維持し、前記電流検出手段の検出値と前記フィードバック手段からの前記信号に基づき、前記第二のスイッチング素子のドレインからソースに向けて電流が流れている状態において、前記第二のスイッチング素子をオンからオフに切り替えるように制御することを特徴とする画像形成装置。
前記定着装置の温度を検知する温度検知素子を有し、
前記フィードバック手段は、前記温度検知素子で検知した温度に応じた信号を前記スイッチング制御手段にフィードバックすることを特徴とする請求項６に記載の画像形成装置。
前記定着装置は、円筒状の加熱部材を有し、前記加熱部材の内部に前記励磁コイルを有することを特徴とする請求項６または７に記載の画像形成装置。
前記スイッチング制御手段は、前記第二のスイッチング素子をオンからオフに切り替えた後、前記第一のスイッチング素子のソースからドレインに向けて電流が流れている状態において、前記第一のスイッチング素子をオフからオンに切り替えるように制御することを特徴とする請求項６乃至８のいずれか１項に記載の画像形成装置。
前記電流検出手段は、前記第二の共振回路と並列に接続された、コンデンサと抵抗を備えた回路を含むことを特徴とする請求項６乃至９のいずれか１項に記載の画像形成装置。