JP5741966B2 - 交流電動機の制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、電流センサが検出した相電流検出値に基づいて交流電動機の通電を制御する交流電動機の制御装置に関する。

近年、低燃費、低排気エミッションの社会的要請から車両の動力源として交流電動機を搭載した電気自動車やハイブリッド自動車が注目されている。例えば、ハイブリッド自動車においては、二次電池等からなる直流電源と交流電動機とを、インバータ等で構成された電力変換装置を介して接続し、直流電源の直流電圧をインバータで交流電圧に変換して交流電動機を駆動するようにしたものがある。

このようなハイブリッド自動車や電気自動車に搭載される交流電動機の制御装置では、一般に、電流センサが検出した相電流検出値に基づいてフィードバック制御が行われる。例えば正弦波ＰＷＭ制御モードでは、相電流検出値をｄｑ変換したｄｑ軸電流算出値が電流指令値に対してフィードバックされる。また、矩形波制御モードでは、ｄｑ軸電流算出値からトルク推定値を推定し、このトルク推定値がトルク指令値に対してフィードバックされる。

他方、電動機の制御技術に関してフーリエ変換を利用するものがある。例えば特許文献１に開示された技術は、トルクメータにより直接検出したトルク検出値、又は電流検出値に基づいて推定したトルク推定値をフーリエ変換して任意の次数成分を抽出し、その次数のフーリエ係数が０となるように学習制御することで、トルク脈動を低減することを目的としている。

特開２０１０−５７２１８号公報

ところで、交流電動機の制御装置では、相電流に高次成分が重畳したり、相電流がオフセットしたりする場合がある。
相電流に高次成分が重畳すると、例えば電流フィードバック制御の結果による各相の指令デューティにも高次成分が重畳し、それに伴うインバータのスイッチングノイズ等の騒音成分にも高次成分が含まれるようになる。そのため、静粛性の面で好ましくない。特に過変調領域では、ＰＷＭパルスに高次成分が含まれるため、相電流に高次成分が重畳しやすく、騒音が大きくなるという課題がある。

また、相電流がオフセットすると、電気一次のトルク変動やパワー変動が生じる。車両に搭載される交流電動機の制御装置では、トルク変動は、車両を振動させるため好ましくない。パワー変動は、電源電流や電源電圧を変動させるため、部品保護上好ましくない。
なお、相電流オフセットとは、機器の立ち上げ時の相電流に基づいて学習した０［Ａ］の基準に対し、電流振幅の中心値がオフセットすることをいう。この主要因は電流センサの出力信号を受信する回路の温度特性にあり、運転の継続に伴って徐々にオフセット量が大きくなる傾向にある。

さらに、３相交流電動機の矩形波制御モードでは、電気角１周期で各相が１回ずつオンオフし、計６回スイッチングするため、スイッチングに同期した６次成分が重畳する。この６次成分をローパスフィルタで除去しようとすると、電流ベクトルが過度にスムージングされ、認識に支障が生じるおそれがある。そこで、トルクフィードバックをローゲイン化せざるを得ず、トルク応答性が低下することとなる。

このような課題に対し、特許文献１の技術は、トルク検出値又はトルク推定値を対象としてフーリエ変換を適用しているにすぎず、専らトルク脈動の低減を目的とするものである。したがって、特許文献１の技術によって、高次成分による騒音を低減したり、相電流のオフセットによる弊害を防止したりすることはできない。

本発明は、このような点に鑑みて創作されたものであり、その目的は、高次成分による騒音を低減し、相電流のオフセットによるトルク変動やパワー変動を抑制可能な交流電動機の制御装置を提供することにある。

本発明は、３相の交流電動機を駆動するインバータと、交流電動機の３相うち１相以上に流れる電流を所定のサンプルタイミング毎に検出する電流センサと、インバータを構成する複数のスイッチング素子のオン／オフを切り替えて交流電動機の通電を制御する制御手段とを備える交流電動機の制御装置に係る発明である。

制御手段は、電流センサが検出した２相以上の相電流検出値に基づいて、若しくは、１相の相電流検出値及び当該１相の相電流検出値から推定した他相の電流推定値に基づいてｄｑ変換されたｄｑ軸電流算出値をｄｑ軸電流指令値に対してフィードバックし、又は、当該ｄｑ軸電流算出値に基づいて推定したトルク推定値をトルク指令値に対してフィードバックする。
また、制御手段は、相電流検出値を電気角の関数としてフーリエ級数展開した一次成分を抽出し、当該相の一次電流演算値を演算する一次電流演算部を有する。
この一次電流演算部は、電気角ｋ周期（ｋは自然数）をＮ個（Ｎは自然数）に分割して設定した積算角において、当該積算角における相電流検出値に基づく算出値を当該電気角ｋ周期にわたって積算することによりフーリエ係数を演算し、当該フーリエ係数を基に当該相の一次電流演算値を算出する。
制御手段は、算出された一次電流演算値をｄｑ変換してｄｑ軸電流算出値を算出して、ｄｑ軸電流指令値に対してフィードバックし、又は、当該ｄｑ軸電流算出値に基づいて推定したトルク推定値をトルク指令値に対してフィードバックすることを特徴とする。

２相以上に電流センサを備える構成では、制御手段の一次電流演算部は、２相以上の相電流検出値についてフーリエ級数展開した一次成分を抽出し、当該相の一次電流演算値を演算する。
１相のみに電流センサを備える構成では、制御手段の一次電流演算部は、１相の相電流検出値についてフーリエ級数展開した一次成分を抽出し、当該１相の一次電流演算値を演算する。また、制御手段は、当該１相の一次電流演算値に係るフーリエ係数を共通とし、当該１相の一次電流演算値に対し電気角を（１／３）周期ずらすことで、他相の一次電流推定値を推定する他相一次電流推定部をさらに有する。

一次電流演算部による演算処理について、電気角をθとし指令電圧ベクトルのｑ軸に対する位相差をφｑとすると、位相角は（θ＋φｑ）で表される。積算を実行する電気角ｋ周期に位相差φｑが変化する場合には、電気角ｋ周期にてＮ個に分割された位相角（θ＋φｑ）を積算角とすることが好ましい。
一方、位相差φｑが０の場合、又は電気角ｋ周期に位相差φｑが変化しない場合には、位相角（θ＋φｑ）における位相差φｑを０とみなし、電気角ｋ周期にてＮ個に分割された電気角θを積算角としてもよい。

これにより、相電流に高次成分が重畳したり、相電流がオフセットした場合でも、フーリエ級数展開によって抽出された相電流の一次成分に基づいてｄｑ軸電流が算出される。したがって、高次成分を含まないｄｑ軸電流算出値に基づいて電流フィードバック制御が実行されるため、その結果生成される各相の指令デューティには高次成分が重畳しない。よって、インバータのスイッチングノイズ等による騒音を低減することができる。特に過変調領域では、騒音低減の効果が顕著となる。

また、０次成分である直流成分を除去することで、相電流のオフセットを補正し、交流電動機のトルク変動やパワー変動を抑制することができる。
さらに、矩形波制御モードにおいて６次成分を除去するためにローパスフィルタを用いて電流ベクトルをスムージングしないので、ローゲイン化によるトルク応答性の低下の問題を回避することができる。

ここで、電流センサのサンプルタイミングが積算角に対応する積算タイミングに同期している場合と、非同期の場合とでは積算処理の仕方が異なる。
電流センサのサンプルタイミングが積算タイミングに同期している場合には、積算タイミング毎に相電流検出値を取得し、当該相電流検出値に基づく算出値を積算することができる。

一方、ＰＷＭ制御において一定周期のＰＷＭ搬送波に同期したタイミングで電流をサンプルする場合等のように、電流センサのサンプルタイミングが積算タイミングに非同期の場合には、積算タイミングでの相電流検出値は直接には検出されない。そこで、積算タイミングの前後のサンプルタイミングの相電流検出値を線形補間することで、積算タイミングにおける相電流補間値を算出し、当該相電流補間値に基づく算出値を積算する。

ところで、相電流への高次成分の重畳や相電流のオフセットによる不具合は、特に高回転且つ高出力領域で問題となる。逆に言えば、低回転領域又は低出力領域では、比較的問題とはならない。むしろ、低回転領域ではフーリエ係数及び一次電流を演算するための電気角ｋ周期が長くなり、フィードバック応答性の低下につながることから、相電流検出値のフーリエ級数展開を適用しない方が好ましい場合がある。

そこで、制御手段は、相電流検出値のフーリエ級数展開の一次成分として抽出された一次電流演算値若しくは当該一次電流演算値に基づく一次電流推定値をｄｑ変換してｄｑ軸電流算出値を算出する「フーリエ級数展開モード」、又は、相電流検出値若しくは当該相電流検出値に基づく電流推定値を直接ｄｑ変換してｄｑ軸電流算出値を算出する「通常モード」を、交流電動機の回転数、及び、変調度もしくはトルク指令値に応じて切り替えるようにしてもよい。

本発明は、例えばハイブリッド自動車や電動自動車等の電動車両に搭載される交流電動機の制御装置として適用することができる。電動車両に搭載される交流電動機では、特に静粛性や快適性（ドライバビリティ）に対する要求が高いため、本発明の交流電動機の制御装置が適用されることで、騒音の防止やトルク変動、パワー変動の抑制の効果が顕著に発揮される。

本発明の第１〜第８実施形態による交流電動機の制御装置が適用される電動機駆動システムの構成を示す図である。 本発明の第１〜第８実施形態による交流電動機の制御装置の全体構成図である。 交流電動機の制御モードを概念的に説明する図である。 交流電動機の動作状態と制御モードとの対応関係を示す図である。 本発明の第１実施形態による交流電動機の制御装置の制御部の構成を示すブロック図である。 ｄｑ軸座標での指令電圧ベクトルを説明する図である。 本発明の第１実施形態による一次電流演算のタイムチャートである。 本発明の第１実施形態による一次電流演算処理のフローチャートである。 本発明の第１実施形態によるフーリエ級数展開モードと通常モードとの切替を説明する状態遷移図である。 本発明の第１実施形態によるフーリエ級数展開モードと通常モードとの切替を説明する回転数−トルク領域図である。状態遷移図である。 本発明の第２実施形態による一次電流演算のタイムチャートである。 本発明の第３実施形態による一次電流演算のタイムチャートである。 本発明の第４実施形態による一次電流演算のタイムチャートである。 本発明の第５実施形態による交流電動機の制御装置の制御部の構成を示すブロック図である。 本発明の第５実施形態によるフーリエ級数展開モードと通常モードとの切替を説明する状態遷移図である。 本発明の第５実施形態によるフーリエ級数展開モードと通常モードとの切替を説明する回転数−トルク領域図である。 本発明の第６実施形態による交流電動機の制御装置の制御部の構成を示すブロック図である。 矩形波制御モードの電流波形を説明する図である。 本発明の第７実施形態による交流電動機の制御装置の制御部の構成を示すブロック図である。 本発明の第８実施形態による交流電動機の制御装置の制御部の構成を示すブロック図である。

以下、本発明による交流電動機の制御装置の実施形態を図面に基づいて説明する。
最初に、複数の実施形態に共通の構成について、図１、図２を参照して説明する。この実施形態による「交流電動機の制御装置」としての電動機制御装置１０は、ハイブリッド自動車を駆動する電動機駆動システムに適用される。

［交流電動機の制御装置の構成］
図１に示すように、電動機駆動システム１は、交流電動機２、直流電源８、及び電動機制御装置１０等を備える。
交流電動機２は、例えば電動車両の駆動輪６を駆動するためのトルクを発生する電動機である。本実施形態の交流電動機２は、永久磁石式同期型の三相交流電動機である。

電動車両には、ハイブリッド自動車、電気自動車、燃料電池車等、電気エネルギによって駆動輪６を駆動する車両が含まれるものとする。本実施形態の電動車両は、エンジン３を備えたハイブリッド車両であり、交流電動機２は、駆動輪６を駆動するためのトルクを発生する電動機としての機能、及び、エンジン３や駆動輪６から伝わる車両の運動エネルギにより駆動されて発電可能な発電機としての機能を有する、所謂モータジェネレータ（図中、「ＭＧ」と記す。）である。

交流電動機２は、例えば変速機等のギア４を介して車軸５に接続される。これにより、交流電動機２の駆動力は、ギア４を介して車軸５を回転させることにより、駆動輪６を駆動する。
直流電源８は、例えばニッケル水素またはリチウムイオン等の二次電池や電気二重層キャパシタ等、充放電可能な蓄電装置である。直流電源８は、電動機制御装置１０のインバータ１２（図２参照）と接続され、インバータ１２を介して交流電動機２と電力の授受可能に構成されている

車両制御回路９は、マイクロコンピュータ等により構成され、内部にはいずれも図示しないＣＰＵ、ＲＯＭ、Ｉ／Ｏ、及び、これらを接続するバスライン等を備えている。車両制御回路９は、予め記憶されたプログラムをＣＰＵで実行することによるソフトウェア処理や、専用の電子回路によるハードウェア処理により、電動車両全体を制御する。

車両制御回路９は、いずれも図示しないアクセルセンサからのアクセル信号、ブレーキスイッチからのブレーキ信号、及び、シフトスイッチからのシフト信号等の各種センサやスイッチ等から信号を取得可能に構成されている。車両制御回路９は、取得されたこれらの信号等に基づいて車両の運転状態を検出し、運転状態に応じたトルク指令値ｔｒｑ^*を電動機制御装置１０に出力する。また、車両制御回路９は、エンジン３の運転を制御する図示しないエンジン制御回路に対し、指令信号を出力する。

図２に示すように、電動機制御装置１０は、インバータ１２、電流センサ１７、（１８）、及び「制御手段」としての制御部１５を備える。
インバータ１２には、直流電源電圧若しくは図示しない昇圧コンバータによる直流電源の昇圧電圧がシステム電圧ＶＨとして入力される。インバータ１２は、ブリッジ接続される図示しない６つのスイッチング素子を有する。スイッチング素子には、例えばＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）、ＭＯＳ（Metal Oxide Semiconductor）トランジスタ、バイポーラトランジスタ等を用いることができる。

インバータ１２を正弦波制御モード又は過変調制御モードで駆動する場合、代表的にはＰＷＭ信号に基づいてスイッチング素子のオン／オフが制御されることにより交流電動機２に３相交流電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗが印加され、交流電動機２の駆動が制御される。或いは、矩形波制御モードで駆動する場合、電圧位相指令によって位相制御される。

電流センサ１７、（１８）は、制御に用いる電流を検出する制御用電流センサであり、異常監視専用の監視用電流センサを含まない。本発明の実施形態による電動機制御装置１０の構成は、大きく、２相以上（２相又は３相）に電流センサを設けるパターンと、１相のみに電流センサを設けるパターンとに分かれる。そのような意味で、図２中、電流センサ１８の符号を括弧書きするとともに、電流センサ１８、及び、電流センサ１８から制御部１５に向かう矢印を破線で表示している。

電流センサを２相に設けるパターンの構成例では、電流センサ１７、１８は、インバータ１２から交流電動機２へ接続されるＶ相、Ｗ相の２相の電力線にそれぞれ設けられ、相電流を検出する。電流センサ１７、１８によるＶ相、Ｗ相の電流検出値をＩｖ＿ｓｎｓ、Ｉｗ＿ｓｎｓと表す。
ここで、キルヒホッフの法則により３相の電流の和は常にゼロであるから、３相のうち２相の電流値がわかれば、残り１相（この場合Ｕ相）の電流値は計算で求められる。したがって、電流フィードバック制御におけるｄｑ変換等の演算は、少なくとも２相の相電流検出値に基づいて可能である。
本実施形態では、Ｖ相及びＷ相の２相に電流センサ１７、１８を設けているが、他の実施形態では、Ｕ相とＶ相、又はＵ相とＷ相の２相に電流センサを設けてもよい。或いは、キルヒホッフの法則を用いず、３相に電流センサを設けてもよい。

電流センサを１相のみに設けるパターンの構成例では、電流センサ１７は、インバータ１２から交流電動機２へ接続されるＶ相の電力線に設けられ、Ｖ相電流を検出する。電流センサ１７によるＶ相の電流検出値をＩｖ＿ｓｎｓと表す。なお他の実施形態では、Ｕ相又はＷ相に電流センサを設けてもよい。電流センサを１相のみに設ける構成では、１相の相電流検出値、及び当該１相の相電流検出値から推定した他相の電流推定値に基づいてｄｑ変換等の演算を行う。電流推定値について、詳しくは後述する。

回転角センサ１４は、交流電動機２の図示しないロータ近傍に設けられ、電気角θを検出し、制御部１５に出力する。また、回転角センサ１４により検出された電気角θに基づき、交流電動機２の回転数Ｎｒが算出される。本実施形態の回転角センサ１４は、レゾルバであるが、その他の実施形態では、ロータリエンコーダ等、他種のセンサを用いてもよい。

制御部１５は、マイクロコンピュータ等により構成され、内部にはいずれも図示しないＣＰＵ、ＲＯＭ、Ｉ／Ｏ、及び、これらの構成を接続するバスライン等を備えている。制御部１５は、予め記憶されたプログラムをＣＰＵで実行することによるソフトウェア処理や、専用の電子回路によるハードウェア処理により、交流電動機２の動作を制御する。
制御部１５の詳細については、実施形態毎に後述する。

電動機制御装置１０は、回転角センサ１４が検出した電気角θに基づく交流電動機２の回転数Ｎｒ、及び、車両制御回路９からのトルク指令値ｔｒｑ^*に応じて、交流電動機２を「電動機としての力行動作」により電力を消費し、又は「発電機としての回生動作」により電力を生成する。具体的には、回転数Ｎｒ及びトルク指令値ｔｒｑ^*の正負によって、以下の４つのパターンで動作を切り替える。
＜１．正転力行＞ 回転数Ｎｒが正でトルク指令値ｔｒｑ^*が正のとき、電力消費。
＜２．正転回生＞ 回転数Ｎｒが正でトルク指令値ｔｒｑ^*が負のとき、発電。
＜３．逆転力行＞ 回転数Ｎｒが負でトルク指令値ｔｒｑ^*が負のとき、電力消費。
＜４．逆転回生＞ 回転数Ｎｒが負でトルク指令値ｔｒｑ^*が正のとき、発電。

回転数Ｎｒ＞０（正転）で、トルク指令値ｔｒｑ^*＞０である場合、または、回転数Ｎｒ＜０（逆転）でトルク指令値ｔｒｑ^*＜０である場合、インバータ１２は、スイッチング素子のスイッチング動作により、直流電源８側から供給される直流電力を交流電力に変換してトルクを出力する（力行動作する）ように、交流電動機２を駆動する。
一方、回転数Ｎｒ＞０（正転）で、トルク指令値ｔｒｑ^*＜０である場合、または、回転数Ｎｒ＜０（逆転）でトルク指令値ｔｒｑ^*＞０である場合、インバータ１２は、スイッチング素子のスイッチング動作により、交流電動機２が発電した交流電力を直流電力に変換し、直流電源８側へ供給することにより、回生動作する。

ここで、電動機制御装置１０による交流電動機２の制御モードについて、図３を参照して説明する。電動機制御装置１０は、インバータ１２における電力変換について、変調度ｍに応じて３つの制御モードを選択する。ここで、変調度ｍとは、インバータ１２に入力されるシステム電圧ＶＨ、及びｄｑ軸平面上での電圧ベクトルの大きさＶｒに基づき、式（１）により定義される。なお、式（１）中の（Ｖｒ／ＶＨ）は電圧利用率である。

変調度ｍが０〜１．２７未満のとき、正弦波ＰＷＭ制御モード及び過変調ＰＷＭ制御モードが用いられる。
正弦波ＰＷＭ制御モードは、各相の上下アームのスイッチング素子のオン／オフを、正弦波状の電圧指令と、三角波に代表される搬送波との電圧比較に従って制御する。この結果、上アームのスイッチング素子のオン期間に対応するハイレベル期間と、下アームのスイッチング素子のオン期間に対応するローレベル期間との集合について、一定期間内でその基本波成分が正弦波となるようにデューティが制御される。
正弦波ＰＷＭ制御モードでは、正弦波状の電圧指令の振幅が搬送波振幅以下の範囲に制限される。そのため、正弦波ＰＷＭ制御モードでは、交流電動機２に印加される線間電圧が正弦波となる。

過変調ＰＷＭ制御モードは、電圧指令の正弦波成分の振幅が搬送波振幅より大きい範囲で、正弦波ＰＷＭ制御モードと同様のＰＷＭ制御を行なうものである。特に、電圧指令を本来の正弦波波形から歪ませる「電圧振幅補正」によって基本波成分を更に高めることができる。過変調ＰＷＭ制御モードでは、電圧指令の正弦波成分の振幅が搬送波振幅より大きいため、交流電動機２に印加される線間電圧は、正弦波ではなく歪んだ電圧となる。
正弦波ＰＷＭ制御モード及び過変調ＰＷＭ制御モードでは、出力電流のフィードバックによって交流電動機２に印加される交流電圧の振幅及び位相を制御する「電流フィードバック制御」が実行される。

一方、矩形波制御モードは、上記一定期間内でハイレベル期間及びローレベル期間の比が１：１の矩形波１パルス分を交流電動機２に印加するものであり、変調度ｍは１．２７となる。
矩形波制御モードでは、交流電動機２への印加電圧の振幅が固定されるため、トルク推定値とトルク指令値との偏差に基づく矩形波電圧パルスの位相制御によって「トルクフィードバック制御」が実行される。

図４には、交流電動機２の動作状態と上述の制御モードとの対応関係を示す。
交流電動機２では、回転数や出力トルクが増加すると誘起電圧が高くなるため、モータ駆動に必要なモータ必要電圧が高くなる。そこで、昇圧コンバータによって昇圧されインバータ１２に入力されるシステム電圧ＶＨをモータ必要電圧よりも高く設定する必要がある。そして、好ましくはシステム電圧ＶＨの最大値において、制御モードを正弦波ＰＷＭ制御モードから過変調ＰＷＭ制御モードに、さらに過変調ＰＷＭ制御モードから矩形波制御モードに切替えることで、変調度を向上させる。

図４に概略的に示すように、低回転数域Ｉではトルク変動を小さくするために正弦波ＰＷＭ制御モードが用いられ、中回転数域ＩＩでは過変調ＰＷＭ制御モードが用いられ、高回転数域ＩＩＩでは矩形波制御モードが適用される。特に、矩形波制御モードを適用することにより、交流電動機２の出力が向上する。
本発明では過変調ＰＷＭ制御モードに特有の特徴はないため、以下の説明では、過変調ＰＷＭ制御モードについての言及を省略する。

［制御部の構成と作用効果］
以下、制御部１５の構成及び作用効果を実施形態毎に説明する。第１〜第６実施形態は、「電流センサを２相に設ける構成」に該当し、第７、第８実施形態は、「電流センサを１相のみに設ける構成」に該当する。以下の実施形態の制御ブロック図等の説明では、第１実施形態と実質的に同一の構成には同一の符号を付して説明を省略する。
まず、電流センサを２相に設ける第１〜第６実施形態において、第１〜第４実施形態の制御部１５１（図５）、及び第５実施形態の制御部１５２（図１４）は、電流フィードバック制御方式に対応し、第６実施形態の制御部１５３（図１７）は、トルクフィードバック制御方式の矩形波制御モードに対応する。

（第１実施形態）
電流フィードバック制御方式に対応する制御部１５１の構成について、全体の制御ブロック図である図５、及び、ｒφ変換部２７の詳細図である図６を参照して説明する。
電流指令演算部２１は、車両制御回路９から取得したトルク指令値ｔｒｑ^*に基づき、交流電動機２の回転座標系（ｄｑ座標系）におけるｄ軸電流指令Ｉｄ^*、及びｑ軸電流指令Ｉｑ^*を演算する。以下、「ｄ軸電流及びｑ軸電流」を「ｄｑ軸電流」のように表す。
本実施形態では、予め記憶されているマップを参照することでｄｑ軸電流指令Ｉｄ^*、Ｉｑ^*を演算するが、他の実施形態では、数式等から演算するように構成してもよい。

ｄ軸電流減算器２２１は、３相２相変換部４５からフィードバックされたｄ軸電流算出値Ｉｄとｄ軸電流指令値Ｉｄ^*との差であるｄ軸電流偏差ΔＩｄを算出する。
ｑ軸電流減算器２２２は、３相２相変換部４５からフィードバックされたｑ軸電流算出値Ｉｑとｑ軸電流指令値Ｉｑ^*との差であるｑ軸電流偏差ΔＩｑを算出する。

ｄ軸ＰＩ演算部２３１は、ｄ軸電流偏差ΔＩｄが０に収束するように、ｄ軸電圧指令のフィードバック項Ｖｄ＿ｆｂをＰＩ演算により算出する。
ｑ軸ＰＩ演算部２３２は、ｑ軸電流偏差ΔＩｑが０に収束するように、ｑ軸電圧指令のフィードバック項Ｖｑ＿ｆｂをＰＩ演算により算出する。
一方、フィードフォワード項演算部２４で演算されたｄｑ軸電圧指令のフィードフォワード項Ｖｄ＿ｆｆ、Ｖｑ＿ｆｆがフィードバック項Ｖｄ＿ｆｂ、Ｖｑ＿ｆｂに加算され、ｄｑ軸電圧指令Ｖｄ^*、Ｖｑ^*が算出される。

２相３相変換部２５は、回転角センサ１４から取得した電気角θに基づき、ｄｑ軸電圧指令Ｖｄ^*、Ｖｑ^*を３相電圧指令Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*に変換する。
電圧デューティ変換部２６は、電気角θ、ｒφ変換部２７が算出した位相差φｑ、及び乗算器２８から得られた変調度ｍに基づき、式（２．１）〜（２．３）により、各相の電圧指令Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*を指令デューティＤｕ、Ｄｖ、Ｄｗに変換する。
Ｄｕ＝０．５＋０．５×ｍ・ｃｏｓ（θ＋φｑ＋９０°） ・・・（２．１）
Ｄｖ＝０．５＋０．５×ｍ・ｃｏｓ（θ＋φｑ−３０°） ・・・（２．２）
Ｄｗ＝０．５＋０．５×ｍ・ｃｏｓ（θ＋φｑ＋２１０°） ・・・（２．３）

一方、図６に示すように、ｒφ変換部２７は、ｄｑ軸電圧指令Ｖｄ^*、Ｖｑ^*をｄｑ座標平面上で「大きさＶｒで、ｑ軸を基準とする位相差φｑ」の指令電圧ベクトルに変換する。ここで位相差φｑは、ｑ軸から反時計回り方向を正と定義する。
乗算器２８は、システム電圧ＶＨ、及び、ｒφ変換部２７が算出した電圧ベクトルの大きさＶｒに基づき、上記式（１）によりインバータ１２の変調度ｍを算出する。

ＰＷＭ信号生成部２９は、指令デューティＤｕ、Ｄｖ、Ｄｗに基づき、インバータ１２のスイッチング素子のオン／オフの切替えに係るＰＷＭ信号ＵＵ、ＵＬ、ＶＵ、ＶＬ、ＷＵ、ＷＬを算出する。そして、ＰＷＭ信号ＵＵ、ＵＬ、ＶＵ、ＶＬ、ＷＵ、ＷＬに基づいてインバータ１２のスイッチング素子のオン／オフが制御されることより、３相交流電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗが生成される。この３相交流電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗが交流電動機２に印加されることにより、トルク指令値ｔｒｑ^*に応じたトルクが出力されるように、交流電動機２の駆動が制御される。

次に、フィードバック系の構成について、先に３相２相変換部４５を説明する。
３相２相変換部４５は、回転角センサ１４から取得される電気角θに基づき、入力された２相の「相電流を反映した電流値」をｄｑ電流算出値Ｉｄ、Ｉｑにｄｑ変換する。この「相電流を反映した電流値」とは、後述するように、一次電流値又は相電流検出値のいずれかである。ここでは２相の電流値に基づくｄｑ変換について説明する。まず、ｄｑ変換の一般式を以下の式（３．１）に示す。

これに対し、Ｖ相及びＷ相の電流値Ｉｖ、Ｉｗからｄｑ変換する場合には、キルヒホッフの法則より「Ｉｕ＝−Ｉｖ−Ｉｗ」を式（３．１）に代入すると、式（３．２）が得られる。

続いて、本実施形態の特徴である一次電流演算部４１１、４１２の構成について説明する。電流センサ１７、１８で検出される相電流検出値Ｉｖ＿ｓｎｓ、Ｉｗ＿ｓｎｓは、高次成分が重畳したり、機器の立ち上げ時から電流振幅の中心値がオフセットしたりする場合がある。

高次成分が重畳した相電流検出値をｄｑ変換したｄｑ軸電流算出値Ｉｄ、Ｉｑがフィードバックされると、電流フィードバック制御の結果得られる各相の指令デューティＤｕ、Ｄｖ、Ｄｗにも高次成分が重畳し、それに伴うインバータ１２のスイッチングノイズ等の騒音成分にも高次成分が含まれるようになる。そのため、静粛性の面で好ましくない。特に過変調領域では、ＰＷＭパルスに高次成分が含まれるため、相電流検出値に高次成分が重畳しやすく、騒音が大きくなるという課題がある。

また、相電流がオフセットすると、電気一次のトルク変動やパワー変動が生じる。本実施形態のように車両に搭載される電動機制御装置１０では、トルク変動は、車両を振動させるため好ましくない。また、パワー変動は、電源電流や電源電圧を変動させるため、部品保護上好ましくない。
なお、相電流オフセットの主要因は電流センサ１７、１８の出力信号を受信する回路の温度特性にあり、運転の継続に伴って徐々にオフセット量が大きくなる傾向にある。

そこで、一次電流演算部４１１、４１２は、電流検出値Ｉｖ＿ｓｎｓ、Ｉｗ＿ｓｎｓをフーリエ級数展開した一次成分である一次電流Ｉｖ１ｓ、Ｉｗ１ｓを抽出し、３相２相変換部４５に出力する。
以下、一次電流演算部４１１、４１２によるＶ相一次電流演算値Ｉｖ１ｓ及びＷ相一次電流演算値Ｉｗ１ｓの演算処理について説明する。Ｖ相とＷ相との演算処理は同様であるので、電流センサ１７及び一次電流演算部４１１が関与するＶ相について説明し、電流センサ１８及び一次電流演算部４１２が関与するＷ相についての説明を省略する。
まず、フーリエ級数展開の一般式を式（４．１）〜（４．３）に示す。なお、式（４．１）〜（４．３）中の文字「ｋ」、「ｎ」は、これらの式だけで独立して用いるものとし、他の箇所で用いる「ｋ」、「ｎ」とは異なるものとする。

ｆ（θ）は、θを変数とする周期２πの周期関数であって、三角関数の和で示される。また、ｃｏｓ関数のｎ次のフーリエ係数ａ_n、及びｓｉｎ関数のｎ次のフーリエ係数ｂ_nは、「ｆ（θ）ｃｏｓ（ｎθ）」及び「ｆ（θ）ｓｉｎ（ｎθ）」の、区間−πからπまでの積分をπで除して求められる。

ここで、ｆ（θ）に「電気角θの関数としてのＶ相電流Ｉｖ」を当てはめる。式（４．１）において０次成分である（ａ₀／２）は、電流０［Ａ］に対する電流振幅の中心値のオフセット量に相当する。そして、０次成分、及び二次以上の高次成分を除き、一次成分のみを抽出すると、式（５．１）〜（５．３）のようになる。

これより、式（５．２）、（５．３）で一次フーリエ係数ａ₁、ｂ₁を算出し、式（５．１）に代入すれば、電気角θにおけるＶ相一次電流演算値Ｉｖ１ｓが算出される。そして、式（５．２）、（５．３）の積分計算を有限個の検出値に基づく積算、すなわちΣ計算に置き換える。本実施形態では積算区間を電気角０〜３６０［°］の電気角１周期とし、１周期をＮ分割して、積算を実行するＮ個の「積算角」を設定する。分割された電気角θを積算角とする場合、ｎ（ｎは、１からＮまでの自然数）番目の積算角をθ［ｎ］と示す。
以下、文字「ｎ」は、電気角１周期にＮ個設定された積算角のｎ番目の意味で用いる。また、時間軸上で積算角θ［ｎ］に対応する時点を「積算タイミングｔ［ｎ］」という。

以下、積算角の設定に関して、この第１実施形態を含めた複数の実施形態を説明する。先に概略を述べると、各実施形態は、次の条件（Ａ）、（Ｂ）、（Ｃ）によって区分される。詳しい内容は、各実施形態において説明する。
（Ａ）分割された電気角θを積算角θ［ｎ］とするか、分割された位相角（θ＋φｑ）を積算角（θ＋φｑ）［ｎ］とするか
（Ｂ）連続する積算角の間隔は不定であるか、一定であるか、言い換えれば、電気角１周期の分割において不等分割の場合を含むか、等分割に限定するか
（Ｃ）電流センサ１７のサンプルタイミングは、積算タイミングと同期するか、非同期であるか

第１実施形態では、（Ａ）分割された電気角θを積算角θ［ｎ］とし、（Ｂ）連続する積算角の間隔は不定であり、（Ｃ）電流センサ１７のサンプルタイミングが積算タイミングと同期する例について、図７、図８を参照して説明する。条件（Ａ）に関して、指令電圧ベクトル（図６参照）にてｄ軸電圧指令Ｖｄ^*が０の場合、又は積算を実行する電気角１周期に位相差φｑが変化しない場合には、位相角（θ＋φｑ）における位相差φｑを０とみなし、分割された電気角θを積算角θ［ｎ］とすることができる。

図７のタイムチャートは、上側に「時間−角度特性図」、下側に「時間−電流特性図」を示す。本実施形態では、「時間−角度特性図」の縦軸は電気角θである。電気角θは、０〜３６０［°］の範囲で時間に比例して直線的に増加し、３６０［°］に達すると同時に０［°］に戻る鋸波形を呈する。縦軸には、（ｎ−１）番目、ｎ番目、（ｎ＋１）番目の積算角θ［ｎ−１］、θ［ｎ］、θ［ｎ＋１］を示している。
ここで、積算角θ［ｎ−１］と積算角θ［ｎ］との角度差Δ_n、及び、積算角θ［ｎ］と積算角θ［ｎ＋１］との角度差Δ_n+1は等しくない。これに対応して、積算タイミングｔ［ｎ−１］、ｔ［ｎ］、ｔ［ｎ＋１］の間隔も不等間隔となっている。

「時間−電流特性図」は、積算角θ［ｎ−１］、θ［ｎ］、θ［ｎ＋１］にそれぞれ対応するＶ相電流Ｉｖ（θ［ｎ−１］）、Ｉｖ（θ［ｎ］）、Ｉｖ（θ［ｎ＋１］）を示す。
電流センサ１７のサンプルタイミングは積算タイミングと同期するため、電流センサ１７によりサンプルされたＶ相電流検出値Ｉｖ＿ｓｎｓが積算タイミング毎に一次電流演算部４１１に入力される。一次電流演算部４１１は、積算角θ［０］から積算角θ［Ｎ］までの電気角１周期にわたって、Ｖ相電流Ｉｖ（θ）及び電気角θに基づき、式（６．１）〜（６．３）を用いて、Ｖ相一次電流演算値Ｉｖ１ｓを演算する。
式（６．２）中の「Ｉｖ（θ［ｎ］）・ｃｏｓ（θ［ｎ］）・（θ［ｎ］−θ［ｎ−１］）」、及び「Ｉｖ（θ［ｎ］）・ｓｉｎ（θ［ｎ］）・（θ［ｎ］−θ［ｎ−１］）」は、特許請求の範囲に記載の「相電流検出値に基づく算出値」に相当する。

次に、式（６．１）〜（６．３）を具体的に実行する一次電流演算処理のルーチンについて、図８のフローチャートを参照して説明する。以下のフローチャートの説明で、記号「Ｓ」はステップを意味する。ここで、式（６．２）のΣ以下を「Σ（Ａ₁）［Ｎ］」、式（６．３）のΣ以下を「Σ（Ｂ₁）［Ｎ］」とおき、πをｄｅｇ単位の１８０［°］で表した形の式（６．２’）、（６．３’）を用いる。
ａ₁＝Σ（Ａ₁）［Ｎ］／１８０° ・・・（６．２’）
ｂ₁＝Σ（Ｂ₁）［Ｎ］／１８０° ・・・（６．３’）

Ｓ１１では、ｎの値を前回の処理のｎの値から１増やす。Ｓ１２及びＳ１３では、ｎがＮを超えたときｎ＝１としてＳ１４に進み、ｎがＮ以下のときそのままＳ１４に進む。
Ｓ１４では、電気角θが「積算角θ［ｎ］をまたいだ」か否か、言い換えれば、時間軸上で積算タイミングｔ［ｎ］に達したか否か判断する。電気角θが積算角θ［ｎ］をまたいだとき（Ｓ１４：ＹＥＳ）、Ｓ１５に移行する。
Ｓ１５では、Ｖ相電流検出値Ｉｖ＿ｓｎｓをＶ相電流Ｉｖ（θ［ｎ］）とする。
Ｓ１６では、ｋ番目の積算角θ［ｋ］における、Ｖ相電流Ｉｖ（θ［ｋ］）、ｃｏｓ成分ｃｏｓ（θ［ｋ］）」、積算角の差（θ［ｋ］−θ［ｋ−１］）の３つの積を、ｋ＝１からＮまでについて積算し、Σ（Ａ₁）［Ｎ］を算出する。同様に、ｋ番目の積算角θ［ｋ］における、Ｖ相電流Ｉｖ（θ［ｋ］）、ｓｉｎ成分ｓｉｎ（θ［ｋ］）、積算角の差（θ［ｋ］−θ［ｋ−１］）の３つの積を、ｋ＝１からＮまでについて積算し、Σ（Ｂ₁）［Ｎ］を算出する。

こうして、Σ（Ａ₁）［Ｎ］及びΣ（Ｂ₁）［Ｎ］を算出したら、Ｓ１７にて、式（６．２’）、（６．３’）により、フーリエ係数ａ₁、ｂ₁を算出し、次にＳ１８にて、式（６．１）により、Ｖ相一次電流演算値Ｉｖ１ｓ（θ［ｎ］）を算出する。
ここで、交流電動機２の駆動中の電気角１周期は、その前の電気角１周期と連続しているため、積算角θ［ｎ］での積算を実行する度に、前の周期の（ｎ＋１）番目から今の周期のｎ番目まで計Ｎ回の累積値Σ（Ａ₁）［Ｎ］、Σ（Ｂ₁）［Ｎ］が得られることとなる。したがって、Ｓ１４でＹＥＳと判断される度に、続けてＳ１５〜Ｓ１８が実行される。
以上で、一次電流演算部４１１によるＶ相一次電流演算処理のルーチンを終了する。

同様に、一次電流演算部４１２によりＷ相一次電流演算処理が実行される。
このように、一次電流演算部４１１、４１２が相電流検出値Ｉｖ＿ｓｎｓ、Ｉｗ＿ｓｎｓをフーリエ級数展開し、一次成分である一次電流Ｉｖ１ｓ、Ｉｗ１ｓを抽出するため、二次以上の高次成分、及び０次の直流成分はフィードバックされない。よって、これらの高次成分や０次成分に起因する不具合を防止することができる。

ところで、相電流への高次成分の重畳や相電流のオフセットによる不具合は、特に高回転且つ高出力領域で問題となる。逆に言えば、低回転領域又は低出力領域では、比較的問題とはならない。むしろ、低回転領域ではフーリエ係数及び一次電流を演算するための電気角１周期が長くなり、フィードバック応答性の低下につながることから、相電流検出値のフーリエ級数展開を適用しない方が好ましい場合がある。

そこで、本実施形態の制御部１５１は、さらに、電流切替部４２１、４２２、回転数算出部４３、及び「電流選択手段」としての電流選択部４４を有している（図５参照）。
電流切替部４２１、４２２は、Ｖ相、Ｗ相の各相について、電流選択部４４の指令に基づき、一次電流演算部４１１、４１２による一次電流演算値Ｉｖ１ｓ、Ｉｗ１ｓ、又は、一次電流演算部４１１、４１２を経由しない相電流検出値Ｉｖ＿ｓｎｓ、Ｉｗ＿ｓｎｓを「３相２相変換部４５へ出力する電流値」として切り替える。
電流切替部４２１、４２２が一次電流演算値Ｉｖ１ｓ、Ｉｗ１ｓ側に切り替わったときフーリエ級数展開モードとなり、電流切替部４２１、４２２が相電流検出値Ｉｖ＿ｓｎｓ、Ｉｗ＿ｓｎｓ側に切り替わったとき通常モードとなる。

電流選択部４４には、交流電動機２の極対数と電気角θとに基づき回転数算出部４３にて算出された回転数Ｎｒ、及び、乗算器２８で算出された変調度ｍが入力される。
図９の状態遷移図、及び、図１０の回転数−トルク領域図に示すように、電流選択部４４は、「回転数Ｎｒが上側回転数閾値Ｎｒｔｈ＿ｈｉを上回り、且つ、変調度ｍが上側変調度閾値ｍｔｈ＿ｈｉを上回ったとき」、通常モードからフーリエ級数展開モードへ切り替える。また、電流選択部４４は、「回転数Ｎｒが下側回転数閾値Ｎｒｔｈ＿ｌｏを下回り、又は、変調度ｍが下側変調度閾値ｍｔｈ＿ｌｏを下回ったとき」、フーリエ級数展開モードから通常モードへ切り替える。

以上の構成による電動機制御装置１０の作用効果について説明する。
（１）一次電流演算部４１１、４１２は、電流センサ１７、１８が検出したＶ相及びＷ相の電流検出値Ｉｖ＿ｓｎｓ、Ｉｗ＿ｓｎｓをフーリエ級数展開し、一次成分である一次電流Ｉｖ１ｓ、Ｉｗ１ｓを抽出して３相２相変換部４５に出力する。３相２相変換部４５にて一次電流演算値Ｉｖ１ｓ、Ｉｗ１ｓをｄｑ変換して得られたｄｑ軸電流算出値Ｉｄ、Ｉｑがフィードバックされるため、フィードバック制御の結果生成される各相の指令デューティＤｕ、Ｄｖ、Ｄｗに高次成分が重畳しない。よって、インバータ１２のスイッチングノイズ等による騒音を低減することができる。特に過変調領域では、騒音低減の効果が顕著となる。また、０次成分である直流成分を除去することで、相電流のオフセットを補正し、交流電動機２のトルク変動やパワー変動を抑制することができる。

特にハイブリッド自動車や電動自動車等の電動車両に搭載される交流電動機２では、静粛性や快適性（ドライバビリティ）に対する要求が高いため、騒音の防止やトルク変動、パワー変動の抑制の効果が顕著に発揮される。

（２）電流選択部４４は、交流電動機２の回転数Ｎｒ及び変調度ｍに応じて、フーリエ級数展開モードと通常モードとを切り替える。これにより、上記（１）の効果が有効な領域に限って、相電流検出値のフーリエ級数展開を適用することができる。一方、電気角１周期が長くなる低回転領域では、フーリエ級数展開を適用しないことにより、フィードバック応答性の低下を防止することができる。

（３）本実施形態では、分割された電気角θを積算角θ［ｎ］とし、電流センサ１７、１８のサンプルタイミングは積算角θ［ｎ］に対応する積算タイミングと同期している。これにより、一次電流演算部４１１、４１２による積算期間を電気角１周期に一致させることができるため、演算誤差を小さくすることができる。

続いて、本発明の第２〜第４実施形態について、図１１〜図１３のタイムチャートを参照して説明する。第２〜第４実施形態は、第１実施形態に対し、上述の条件（Ａ）、（Ｂ）、（Ｃ）のいずれかが異なり、それに応じて、Ｖ相一次電流演算値Ｉｖ１ｓ（θ［ｎ］）、及び一次フーリエ係数ａ₁、ｂ₁の算出式が異なる。

（第２実施形態）
図１１に示す第２実施形態は、第１実施形態に対し条件（Ｂ）が異なり、連続する積算角の間隔を一定としている。言い換えれば、積算角θ［ｎ］は電気角１周期をＮ等分割して設定される。連続する積算角の間隔は、Δ＝３６０［°］／Ｎで一定となる。
図１１に示すように、積算角θ［ｎ−１］と積算角θ［ｎ］との角度差Δ、及び、積算角θ［ｎ］と積算角θ［ｎ＋１］との角度差Δは等しい。これに対応して、積算タイミングｔ［ｎ−１］、ｔ［ｎ］、ｔ［ｎ＋１］の間隔も等間隔となっている。

この例は、第１実施形態のうち特別な場合と位置づけられるため、式（６．１）〜（６．３）をそのまま適用してもよい。しかし、「θ［ｎ］＝ｎΔ」と置き換えた簡単な算出式（７．１）〜（７．３）で代用することができ、演算負荷を低減することができる。

参考までに具体的な数値例を挙げて説明する。例えば分割数Ｎを２４とすると、積算角の間隔Δは（３６０／２４＝）１５［°］となる。交流電動機２の極対数が４つで回転数１５００［ｒｐｍ］の場合、電気周波数は（１５００×４／６０＝）１００［Ｈｚ］であり、電気角θの１周期は１０［ｍｓ］となる。したがって、積算タイミングの周期は、（１０×１０００／２４≒）約４００［μｓ］である。また、回転数６００［ｒｐｍ］の場合には積算タイミングの周期は約１［ｍｓ］となり、回転数６０００［ｒｐｍ］の場合には積算タイミングの周期は約１００［μｓ］となる。

このように、分割数Ｎを固定した場合、回転数Ｎｒに応じて積算タイミングの周期が変動する。そこで、積算の精度を適正に確保できるよう、交流電動機２の回転数Ｎｒ、又は電気周波数によって、分割数Ｎを変更してもよい。具体的には、回転数Ｎｒ又は電気周波数が高くなるほど分割数Ｎを少なくし、回転数又は電気周波数が低くなるほど分割数Ｎを多くするとよい。

（第３実施形態）
図１２に示す第３実施形態は、第１実施形態に対し条件（Ａ）が異なり、分割された位相角（θ＋φｑ）を積算角（θ＋φｑ）［ｎ］とする。指令電圧ベクトル（図６参照）にてｄ軸電圧Ｖｄ^*が０でなく、積算を実行する電気角１周期に位相差φｑが変化する場合には、分割された位相角（θ＋φｑ）を積算角（θ＋φｑ）［ｎ］として設定する。
第３実施形態のうち、位相角（θ＋φｑ）における位相差φｑを０とみなす特別な形態が上記第１実施形態に相当する。

条件（Ｃ）については、電流センサ１７のサンプルタイミングは、積算角（θ＋φｑ）［ｎ］に対応する積算タイミングと同期する。また、図１２の「時間−角度特性図」の縦軸は位相角（θ＋φｑ）であり、図７の「時間−角度特性図」に対し位相差φｑだけオフセットした鋸波形で示される。ここで、図１２では位相差φｑを略一定に図示しているが、位相差φｑは経時的に変化してもよい。
本実施形態では、第１実施形態の式（６．１）〜（６．３）に対し、電気角θを位相角（θ＋φｑ）に置き換えた式（８．１）〜（８．３）を用いる。

なお、条件（Ｂ）について、連続する積算角の間隔を一定とする場合には、第２実施形態を参照し、式（８．１）〜（８．３）にて「（θ＋φｑ）［ｎ］＝ｎΔ＋φｑ」と置き換えればよい。なお図１２には、積算角として（θ＋φｑ）［ｎ−１］、（θ＋φｑ）［ｎ］の２点のみを示しており、例えば、次の（θ＋φｑ）［ｎ＋１］が等間隔に現れるかどうかは特定していない。
第３実施形態では、分割された位相角（θ＋φｑ）を積算角（θ＋φｑ）［ｎ］とし、電流センサ１７、１８のサンプルタイミングは、積算角（θ＋φｑ）［ｎ］に対応する積算タイミングと同期している。この場合も、一次電流演算部４１１、４１２による積算期間を電気角１周期に一致させることができるため、演算誤差を小さくすることができる。

（第４実施形態）
図１３に示す第４実施形態は、電流フィードバック制御方式のＰＷＭ制御モード等に適用され、分割された位相角（θ＋φｑ）を積算角（θ＋φｑ）［ｎ］とする第３実施形態に対し、条件（Ｃ）が異なる。
一般にＰＷＭ制御モードでは、一定周期のＰＷＭ搬送波に同期したタイミングで電流をサンプルし、制御演算する。例えば図１３に示すように、搬送波としての三角波の山、谷のタイミングをサンプルタイミングとした場合、サンプルタイミングはデューティ位相角（θ＋φｑ）に同期しない。したがって、電流センサ１７のサンプルタイミングは、デューティ位相角（θ＋φｑ）を分割して設定した積算タイミングと非同期となる。
なお、ＰＷＭ制御モードにおいても、デューティ位相角（θ＋φｑ）に同期して電流をサンプルすることは可能である。

サンプルタイミングと積算タイミングとが非同期の場合、積算タイミングｔ［ｎ−１］でのＶ相電流値Ｉｖ（（θ＋φｑ）［ｎ−１］）は直接には検出されない。そこで、積算タイミングｔ［ｎ−１］の直前に現れる、デューティ位相角αに対応するサンプルタイミングｔ（α）、及び、積算タイミングｔ［ｎ−１］の直後に現れる、デューティ位相角βに対応するサンプルタイミングｔ（β）に注目する。そして、サンプルタイミングｔ（α）で検出されたＶ相電流値Ｉｖ（α）とサンプルタイミングｔ（β）で検出されたＶ相電流値Ｉｖ（β）とを線形補間することで、積算角（θ＋φｑ）［ｎ−１］でのＶ相電流補間値Ｉｖ（（θ＋φｑ）［ｎ−１］）を推定する。この処理を「前後線形補間処理」という。
図１３のＶ相電流補間値Ｉｖ（（θ＋φｑ）［ｎ−１］）は、式（９）で算出される。

この前後線形補間処理により、サンプルタイミングと積算タイミングとが非同期の場合であっても、積算タイミングにおける適正な電流補間値を取得することができる。また、積算タイミングの前後のタイミングの値に基づき「内挿」するため、外挿の場合に比べ、補間値の精度が向上する。

（第５実施形態）
次に、本発明の第５実施形態の電動機制御装置について図１４〜図１６を参照して説明する。図１４に示すように、第５実施形態の制御部１５２は、第１実施形態に対し、変調度ｍに代えてトルク指令値ｔｒｑ^*が電流選択部４４に入力される点が異なる。これにより、電流選択部４４は、回転数Ｎｒ及びトルク指令値ｔｒｑ^*に応じて、フーリエ級数展開モードと通常モードとを切り替える。

具体的には、図９、図１０に代えて、図１５の状態遷移図、及び、図１６の回転数−トルク領域図を採用する。電流選択部４４は、「回転数Ｎｒが上側回転数閾値Ｎｒｔｈ＿ｈｉを上回り、且つ、トルク指令値ｔｒｑ^*が上側トルク閾値ｔｒｑｔｈ＿ｈｉを上回ったとき」、通常モードからフーリエ級数展開モードへ切り替える。また、電流選択部４４は、「回転数Ｎｒが下側回転数閾値Ｎｒｔｈ＿ｌｏを下回り、又は、トルク指令値ｔｒｑ^*が下側トルク閾値ｔｒｑｔｈ＿ｌｏを下回ったとき」、フーリエ級数展開モードから通常モードへ切り替える。このようにしても、第１実施形態と同様の効果が得られる。

（第６実施形態）
本発明の第６実施形態の電動機制御装置について図１７、図１８を参照して説明する。
第１〜第５実施形態の制御部１５１、１５２が電流フィードバック制御方式によりインバータ１２を駆動するのに対し、図１７に示す第６実施形態の制御部１５３は、トルクフィードバック制御方式の矩形波制御モードでインバータ１２を駆動する。
図３、図４を参照して上述したように、矩形波制御モードは、高回転、高トルクが要求される領域で有効に利用することができ、電流指令値Ｉｄ^*、Ｉｑ^*を用いず、電圧位相指令φｑに基づいて矩形波を生成するモードである。

図１８に示すように、矩形波制御モードにおける各相の電圧波形は、オフ状態である０［Ｖ］と、オン状態であるシステム電圧ＶＨとを位相１８０［°］毎に交替する波形である。３相の電圧波形の位相は、互いに１２０［°］ずれており、インバータ１２のいずれかの相のスイッチング素子が電気角６０［°］毎にオン／オフすることにより、電圧波形のオン／オフが切替わる。

このスイッチング素子のオン／オフタイミングを「スイッチタイミング」という。連続するスイッチタイミング同士の電気角の差は６０［°］である。また、本実施形態では、連続するスイッチタイミングの間に、スイッチタイミングとの電気角の差が３０［°］となる１回の「中間タイミング」を設定する。ただし、他の実施形態では、連続するスイッチタイミングの間に２回以上の中間タイミングを設定してもよく、或いは、中間タイミングを設定しなくてもよい。

トルクフィードバック制御方式の矩形波制御モードに対応する制御部１５３について、特に電流フィードバック制御方式の制御部１５１（図５参照）と相異する点を説明する。制御部１５３は、トルク減算器３２、ＰＩ演算部３３、矩形波発生器３５、信号発生器３６、トルク推定部４６を有する。

トルク減算器３２は、トルク推定部４６からフィードバックされるトルク推定値ｔｒｑ＿ｅｓｔとトルク指令値ｔｒｑ^*との差であるトルク偏差Δｔｒｑを算出する。
ＰＩ演算部３３は、トルク推定値ｔｒｑ＿ｅｓｔをトルク指令値ｔｒｑ^*に追従させるべく、トルク偏差Δｔｒｑが０に収束するように、電圧位相指令φｑをＰＩ演算により算出する。

矩形波発生器３５は、電圧位相指令φｑと電気角θとに基づいて矩形波を発生し、Ｕ相電圧指令Ｖｕ^*、Ｖ相電圧指令Ｖｖ^*、及びＷ相電圧指令Ｖｗ^*を出力する。
信号発生器３６は、Ｕ相電圧指令Ｖｕ^*、Ｖ相電圧指令Ｖｖ^*、及びＷ相電圧指令Ｖｗ^*に基づき、インバータ１２のスイッチング素子のオン／オフの切替えに係る電圧指令信号ＵＵ、ＵＬ、ＶＵ、ＶＬ、ＷＵ、ＷＬを生成し、インバータ１２に出力する。
電圧信号ＵＵ、ＵＬ、ＶＵ、ＶＬ、ＷＵ、ＷＬに基づいてインバータ１２のスイッチング素子のオン／オフが制御されることより、３相交流電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗが生成され、この３相交流電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗが交流電動機２に印加されることにより、トルク指令値ｔｒｑ^*に応じたトルクが出力されるように、交流電動機２の駆動が制御される。

矩形波制御モードでは、ｄｑ軸電圧指令Ｖｄ^*、Ｖｑ^*からｒφ変換によってＶｒを演算するのではなく、固定したＶｒ値として「｛（√６）／π｝ＶＨ」が乗算器２８に入力される。乗算器２８は、式（１０）により、矩形波制御モードの変調度ｍを算出する。このように、矩形波制御モードの変調度ｍは定数である。

電流センサ１７、１８が検出したＶ相、Ｗ相の電流検出値Ｉｖ＿ｓｎｓ、Ｉｗ＿ｓｎｓをそれぞれ一次電流演算部４１１、４１２でフーリエ級数展開し、一次電流Ｉｖ１ｓ、Ｉｗ１ｓを抽出する点、３相２相変換部４５で一次電流演算値Ｉｖ１ｓ、Ｉｗ１ｓと電気角θとに基づいてｄｑ軸電流算出値Ｉｄ、Ｉｑを算出する点は、電流フィードバック制御方式の制御部１５１と同様である。
トルク推定部４６は、ｄｑ軸電流算出値Ｉｄ、Ｉｑに基づいて、トルク推定値ｔｒｑ＿ｅｓｔをマップ又は数式等により推定し、トルク減算器３２にフィードバックする。

本実施形態では、図１８に示す各スイッチタイミング及び中間タイミングを電流センサ１７、１８によるサンプルタイミングとする。そのため、サンプルタイミングは電気角θに同期し、電気角１周期に１２回現れる。したがって、一次電流演算部４１１、４１２の積算処理は、（θ＋φｑ）［ｎ］を積算角として上記第３実施形態の方式で実行される。

また、電流選択部４４が回転数Ｎｒ及び変調度ｍに応じて、フーリエ級数展開モードと通常モードとを切り替える点についても、電流フィードバック制御方式の制御部１５１と同様である。ただし、矩形波制御モードでは変調度ｍは１．２７で一定であるため、実質的には回転数Ｎｒにのみ依存することとなる。
ここで、電流選択部４４は、上記第５実施形態に準じ、回転数Ｎｒ及びトルク指令値ｔｒｑ^*に応じて、フーリエ級数展開モードと通常モードとを切り替えてもよい。

矩形波制御モードが適用される第６実施形態では、第１実施形態の効果に加え、下記の効果を奏する。
３相交流電動機の矩形波制御モードでは、電気角１周期で各相が１回ずつオンオフし、計６回スイッチングするため、スイッチングに同期した６次成分が重畳する。この６次成分をローパスフィルタで除去しようとすると、電流ベクトルが過度にスムージングされ、認識に支障が生じるおそれがある。そこで、トルクフィードバックをローゲイン化せざるを得ず、トルク応答性が低下することとなる。
その点、本実施形態では６次成分を除去するためにローパスフィルタを用いないため、ローゲイン化によるトルク応答性の低下の問題を回避することができる。

（第７、第８実施形態）
次に、電流センサを１相のみに設ける構成の第７、第８実施形態について、図１９、図２０を参照して説明する。第７実施形態の制御部１５４（図１９）は、電流フィードバック制御方式に対応し、第８実施形態の制御部１５５（図２０）は、トルクフィードバック制御方式の矩形波制御モードに対応する。
第７実施形態の制御部１５４及び第８実施形態の制御部１５５の構成について、それぞれ、第１実施形態の制御部１５１（図５）及び第６実施形態の制御部１５３（図１７）の構成と異なる点を中心に説明する。

図１９、２０に示すように、一次電流演算部４１１は、電流センサ１７が検出したＶ相の電流検出値Ｉｖ＿ｓｎｓをフーリエ級数展開して一次電流Ｉｖ１ｓを抽出する。他相一次電推定部５１は、Ｖ相の一次電流演算値Ｉｖ１ｓに係るフーリエ係数ａ_１、ｂ_１に基づき、式（１１）を用いてＷ相一次電流推定値Ｉｗ１ｓ＿ｅｓｔを推定する。

すなわち、Ｗ相一次電流推定値Ｉｗ１ｓ＿ｅｓｔは、Ｖ相の一次電流演算値Ｉｖ１ｓについて式（６．２）、（６．３）、又はその代替式である（７．２）、（７．３）、（８．２）、（８．３）によって演算されたフーリエ係数ａ_１、ｂ_１を共通とし、Ｖ相の一次電流演算値Ｉｖ１ｓに対し電気角を１２０［°］、すなわち（１／３）周期ずらすことで推定される。この例では、Ｗ相の電気角（θ−１２０［°］）における一次電流値が、Ｖ相の電気角θにおける一次電流値に相当する。
つまり本実施形態では、他相の電流推定方法として電流指令値を用いる演算や微分演算を行うことなく、１相の電流検出値から演算したフーリエ係数に基づいて推定する。

電流選択部４４は、上記第１〜４、６実施形態と同様、回転数Ｎｒ及び変調度ｍに応じてフーリエ級数展開モードと通常モードとを切り替える。図１９の電流切替部５３に実線で示す状態がフーリエ級数展開モードであり、破線で示す状態が通常モードである。フーリエ級数展開モードでは、Ｖ相電流として一次電流演算値Ｉｖ１ｓを選択し、Ｗ相電流として一次電流推定値Ｉｗ１ｓ＿ｅｓｔを選択する。一方、通常モードでは、Ｖ相電流として相電流検出値Ｉｖ＿ｓｎｓを選択し、Ｗ相電流として他相電流推定部５２が推定した電流推定値Ｉｗ＿ｅｓｔを選択する。
なお、フーリエ級数展開モードと通常モードとの切り替えは、上記第５実施形態のように、回転数Ｎｒ及びトルク指令値ｔｒｑ^*に応じて切り替えるようにしてもよい。

通常モードにて他相電流推定部５２は、少なくともＶ相の電流検出値Ｉｖ＿ｓｎｓを用いてＷ相の電流推定値Ｉｗ＿ｅｓｔを推定する。この電流推定方法として複数の電流推定方法を採用可能である。以下にいくつかの電流推定方法を説明する。（ｉ）〜（ｉｉｉ）は電流指令値を用いる方法であり、（ｉｖ）〜（ｖｉ）は電流指令値を用いない方法である。また、（ｉ）、（ｉｉ）は公開公報に開示された技術であり、（ｉｉｉ）〜（ｖｉ）は、本出願人による未公開の特許出願の明細書等に記載された技術である。

以下の説明で、３相のうち電流センサを設ける相を「センサ相」といい、引用した原文献等において設定されたセンサ相の例を援用する。各方法を本実施形態に適用する場合、センサ相をＶ相として読み替えればよい。
なお、第８実施形態において、トルクフィードバック制御方式の矩形波制御モードでは一般に電流指令値を用いないが、電流推定のために電流指令値を生成してもかまわない。したがって、第８実施形態の他相電流推定部５２が（ｉ）〜（ｉｉｉ）の方法を採用することを妨げるものではない。

（ｉ）電流指令位相角に基づく電流基準角、及び振幅に基づく推定（特開２００４−１５９３９１号公報に開示された技術）
センサ相をＵ相とすると、Ｕ相電流センサ値（Ｉｕ）を「ｄｑ軸電流指令から得られる電流指令位相角と電気角から生成したＵ相電流基準角（θ’）」で除して電流振幅（Ｉａ）を算出し、この電流振幅を、Ｕ相電流基準角から±１２０［°］ずらした電気角におけるｓｉｎ値に乗じて他相の電流推定値Ｉｖ、Ｉｗを算出する（式１２．１〜１２．３）。
Ｉａ＝Ｉｕ／［√（１／３）×（｛−ｓｉｎ（θ’）｝］ ・・・（１２．１）
Ｉｖ＝√（１／３）×Ｉａ×｛−ｓｉｎ（θ’＋１２０［°］）｝・・・（１２．２）
Ｉｗ＝√（１／３）×Ｉａ×｛−ｓｉｎ（θ’＋２４０［°］）｝・・・（１２．３）

（ｉｉ）相電流指令値に基づく推定（特開２００８−８６１３９号公報に開示された技術）
ｄ軸電流指令値Ｉｄ^*及びｑ軸電流指令値Ｉｑ^*を逆ｄｑ変換して得られる３相電流指令値のうちセンサ相以外の２相の相電流指令値を電流推定値として扱う。
（ｉ）又は（ｉｉ）の技術は、特にサンプリング間隔における電気角移動量及び電流変化量が減少する低回転領域において、電流検出値を反映した情報が乏しくなり、制御が不安定になるという問題がある。

（ｉｉｉ）センサ相基準電流位相に基づく推定
センサ相をＷ相とすると、Ｗ相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓ、Ｕ相電流指令値ｉｕ^*及びＶ相電流指令値ｉｖ^*の少なくとも一方、及び電気角θｅを用い、センサ相に一致するα軸方向のα軸電流ｉα、及びセンサ相に直交するβ軸方向のβ軸電流ｉβを演算する。そして、式（１３）によりセンサ相基準電流位相θｘを算出する。
θｘ＝ｔａｎ^-1（ｉβ／ｉα） ・・・（１３）

続いてセンサ相基準電流位相θｘ、及びＷ相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓに基づき、Ｕ相電流推定値ｉｕ＿ｅｓｔ又はＶ相電流推定値ｉｖ＿ｅｓｔを演算する。そして、Ｗ相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓ、及び、Ｕ相電流推定値ｉｕ＿ｅｓｔ又はＶ相電流推定値ｉｖ＿ｅｓｔをｄｑ変換する。なお、Ｕ相電流推定値ｉｕ＿ｅｓｔ又はＶ相電流推定値ｉｖ＿ｅｓｔの演算において、「ゼロ割り」や「ゼロ掛け」を回避するような補正処理を行ってもよい。

（ｉｖ）α軸電流の微分による推定
（ｉｉｉ）に対し、電流指令値を用いずにβ軸電流ｉβを演算する点が異なる。
α軸電流ｉαとβ軸電流ｉβが「ｓｉｎ波とｃｏｓ波」の関係にあり、α軸電流ｉαとβ軸電流ｉβとの位相差が９０［°］であることに着目し、α軸電流微分値Δｉαに基づいてβ軸電流推定値ｉβ＿ｅｓｔを演算する。
ここで、制御部における演算が離散系である場合、α軸電流微分値Δｉαは、実際のβ軸電流ｉβに対し、電気角移動量Δθｅの半分だけ遅れる。この点を考慮し、α軸電流ｉαの前回値と今回値との平均値に電気角移動量Δθｅの半分（Δθｅ／２）を乗じた補正量Ｈにて補正したβ軸電流推定値ｉβ＿ｅｓｔとすることが好ましい。
そして、α軸電流ｉαおよびβ軸電流推定値ｉβ＿ｅｓｔを用いてセンサ相基準電流位相θｘを演算する。以降の演算は（ｉｉｉ）と同様である。

具体的に矩形波制御モードでは、スイッチング素子のオンオフを切り替えるスイッチタイミング、及び、連続するスイッチタイミングの間に設定される中間タイミング毎にα軸電流ｉαがサンプリングされ、α軸電流の微分値Δｉαが演算される。したがって、特に高回転領域では演算頻度が多くなり、処理負荷が増大する。

（ｖ）漸化式を用いた推定
センサ相をＷ相とすると、ｄｑ座標上でＷ相軸が相対的に回転することを利用し、Ｗ相推定誤差Δｉｗ＿ｅｓｔを積算してｄｑ軸電流推定値をｄｑ軸実電流値に漸近させる。
前回のｄｑ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔ、ｉｑ＿ｅｓｔ、及び今回の電気角θｅに基づき、センサ相成分であるＷ相電流基準値ｉｗ＿ｂｆを演算し、Ｗ相電流基準値ｉｗ＿ｂｆとＷ相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓとの差であるＷ相推定誤差Δｉｗ＿ｅｓｔを算出する。

Ｗ相推定誤差Δｉｗ＿ｅｓｔにフィルタ要素であるゲインＫを乗じた補正後誤差ＫΔｉｗ＿ｅｓｔを算出し、Δｉｕ＝０、Δｉｖ＝０とし、ｄｑ変換によりｄｑ軸補正値ｉｄ＿ｃｒｒ、ｉｑ＿ｃｒｒを演算する。算出されたｄｑ軸補正値ｉｄ＿ｃｒｒ、ｉｑ＿ｃｒｒをセンサ相方向の補正ベクトルとし、当該補正ベクトルをｄ−ｑ座標系にて積算することにより、ｄｑ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔ、ｉｑ＿ｅｓｔを演算する。

（ｖｉ）フィードフォワード電流指令演算
ｄｑ軸電流指令Ｉｄ^*、Ｉｑ^*、及び交流電動機２の機器定数に基づく電圧方程式（１４．１）、（１４．２）を用いて、ｄｑ軸電圧指令Ｖｄ^*、Ｖｑ^*を演算するものであり、電流指令値を用いる推定方法による制御が不安定となる低回転領域で有効である。
Ｖｄ^*＝Ｒａ×Ｉｄ^*＋Ｌｄ×（ｄ／ｄｔ）Ｉｄ^*−ω×Ｌｑ×Ｉｑ^*
・・・（１４．１）
Ｖｑ^*＝Ｒａ×Ｉｑ^*＋Ｌｑ×（ｄ／ｄｔ）Ｉｑ^*＋ω×Ｌｄ×Ｉｄ^*＋ω×ψ
・・・（１４．２）

記号は、以下のとおりである。
Ｒａ：電機子抵抗
Ｌｄ、Ｌｑ：ｄ軸自己インダクタンス、ｑ軸自己インダクタンス
ω：電気角速度
ψ：永久磁石の電機子鎖交磁束

特に低回転領域では、過渡特性を表す時間微分（ｄ／ｄｔ）項を無視し、電気角速度ω≒０［ｒａｄ／ｓ］とすると、式（１４．３）、（１４．４）のとおり電機子抵抗Ｒａ項のみが残る。したがって、ｄｑ軸電流指令Ｉｄ^*、Ｉｑ^*からｄｑ軸電圧指令Ｖｄ^*、Ｖｑ^*を簡単に算出することができる。
Ｖｄ^*＝Ｒａ×Ｉｄ^*・・・（１４．３）
Ｖｑ^*＝Ｒａ×Ｉｑ^*・・・（１４．４）
以上で、通常モードにおいて他相電流推定部５２が採用可能な電流推定方法についての説明を終わる。

このように、第７、第８実施形態では電流センサ１７を１相のみに設けることで、２相又は３相に電流センサを設ける構成に比べ、電流センサの数を減らし、インバータ１２の３相出力端子近傍の小型化や交流電動機２の制御系統のコスト削減を図ることができる。
そして、フーリエ級数展開モードにおいて他相一次電推定部５１は、電流指令値を用いる演算や微分演算を行うことなく、１相の電流検出値から演算したフーリエ係数に基づいて他相の一次電流推定値を推定する。

フーリエ級数展開モードではこの推定方法を採用することにより、トルクフィードバック制御方式の矩形波制御モードにおいて電流指令値を用いない場合であっても適用可能である。また、電流指令値を用いない推定方法として、特に上記（ｉｖ）の微分演算を行う推定方法に比べ処理負荷を低減することができる。さらに、フーリエ係数に基づいて推定することで、電流を推定する他相について、相電流に重畳する高次成分を除去し、また相電流のオフセットを補正することができる。
よって、電流センサを１相のみに設ける構成の電動機制御装置１０において、交流電動機２のトルク変動やパワー変動を抑制することができる。

（その他の実施形態）
（ア）上記第１〜第６実施形態ではＶ相及びＷ相の２相に電流センサ１７、１８を設けているが、Ｕ相及びＶ相、又は、Ｕ相及びＷ相の２相に電流センサを設けてもよい。或いは、３相に電流センサを設け、３相の電流検出値についてフーリエ級数展開により抽出した一次電流をｄｑ変換することで、キルヒホッフの法則を使わずにｄｑ軸電流算出値Ｉｄ、Ｉｑを算出してもよい。また、上記第７、第８実施形態ではＶ相に電流センサ１７を設けているが、Ｕ相又はＷ相に電流センサを設けてもよい。
さらに、制御に用いる電流を検出する制御用電流センサの他に、制御用電流センサの異常を監視するための独立した監視用電流センサを、制御用電流センサと同じ相又は異なる相に設けてもよい。なお、監視用電流センサは、本発明の特許請求の範囲で定義する「電流センサ」からは除外される。

（イ）制御部１５は、交流電動機２の低回転領域、或いは、変調度ｍ又はトルク指令値ｔｒｑ^*の小さい領域においても、フーリエ級数展開モードから通常モードへ切り替えることなく、常にフーリエ級数展開モードを実行してもよい。

（ウ）電流センサ１７、１８のサンプルタイミングと一次電流演算部４１１、４１２での積算タイミングとの関係について、必ずしも全てのサンプルタイミングにあわせて積算タイミングを設定しなくてもよい。例えば、サンプルタイミングの数回に１回に積算タイミングを設定してもよい。その場合、演算精度と処理負荷とのバランスを考慮し、回転数Ｎｒに応じて、単位時間あたりのサンプルタイミング回数に対する積算タイミングの設定頻度を変更してもよい。
（エ）上記実施形態では、一次電流演算部４１１、４１２がフーリエ係数を演算するための積算期間を電気角１周期として説明した。しかし、電気角２周期以上の電気角ｋ周期（ｋは自然数）にわたって積算を実行してもよい。

（オ）上記実施形態の交流電動機は、永久磁石式同期型の三相交流電動機であったが、他の実施形態では、誘導電動機やその他の同期電動機であってもよい。また、上記実施形態の交流電動機は、電動機としての機能及び発電機としての機能を併せ持つ所謂モータジェネレータであったが、他の実施形態では、発電機としての機能を持たなくてもよい。
（カ）本発明による交流電動機の制御装置は、上記実施形態のようにインバータと交流電動機を一組のみ設けたシステムに限らず、インバータと交流電動機を二組以上設けたシステムに適用してもよい。また、１台のインバータに複数台の交流電動機を並列接続させた電車等のシステムに適用してもよい。

（キ）本発明による交流電動機の制御装置は、図１に示す構成のハイブリッド自動車の交流電動機に限定されず、どのような構成の電動車両の交流電動機に適用してもよい。また、電動車両以外の交流電動機に適用してもよい。
以上、本発明は、上記実施形態になんら限定されるものではなく、発明の趣旨を逸脱しない範囲において種々の形態で実施可能である。

２・・・交流電動機、
１０・・・電動機制御装置（交流電動機の制御装置）、
１２・・・インバータ、
１５１、１５２、１５３、１５４、１５５・・・制御部（制御手段）、
１７、１８・・・電流センサ、
４１１、４１２・・・一次電流演算部、
４４・・・電流選択部（電流選択手段）、
５１・・・他相一次電推定部。

Claims (11)

1. ３相の交流電動機（２）を駆動するインバータ（１２）と、
   前記交流電動機の３相うち１相以上に流れる電流を所定のサンプルタイミング毎に検出する電流センサ（１７、１８）と、
   前記電流センサが検出した２相以上の相電流検出値に基づいて、若しくは、１相の相電流検出値及び当該１相の相電流検出値から推定した他相の電流推定値に基づいてｄｑ変換されたｄｑ軸電流算出値をｄｑ軸電流指令値に対してフィードバックし、又は、当該ｄｑ軸電流算出値に基づいて推定したトルク推定値をトルク指令値に対してフィードバックすることで、前記インバータを構成する複数のスイッチング素子のオン／オフを切り替え、前記交流電動機の通電を制御する制御手段（１５１、１５２、１５３、１５４、１５５）と、
   を備え、
   前記制御手段は、相電流検出値を電気角の関数としてフーリエ級数展開した一次成分を抽出し、当該相の一次電流演算値を演算する一次電流演算部（４１１、４１２）を有し、
   前記一次電流演算部は、電気角ｋ周期（ｋは自然数）をＮ個（Ｎは自然数）に分割して設定した積算角において、当該積算角における相電流検出値に基づく算出値を当該電気角ｋ周期にわたって積算することによりフーリエ係数を演算し、当該フーリエ係数を基に当該相の一次電流演算値を算出し、
   前記制御手段は、算出された一次電流演算値をｄｑ変換してｄｑ軸電流算出値を算出して、ｄｑ軸電流指令値に対してフィードバックし、又は、当該ｄｑ軸電流算出値に基づいて推定したトルク推定値をトルク指令値に対してフィードバックすることを特徴とする交流電動機の制御装置（１０）。
2. ２相以上に前記電流センサ（１７、１８）を備え、
   前記制御手段（１５１、１５２、１５３）の前記一次電流演算部（４１１、４１２）は、２相以上の相電流検出値についてフーリエ級数展開した一次成分を抽出し、当該相の一次電流演算値を演算することを特徴とする請求項１に記載の交流電動機の制御装置。
3. １相のみに前記電流センサ（１７）を備え、
   前記制御手段（１５４、１５５）の前記一次電流演算部（４１１）は、１相の相電流検出値についてフーリエ級数展開した一次成分を抽出し、当該１相の一次電流演算値を演算し、
   前記制御手段は、当該１相の一次電流演算値に係るフーリエ係数を共通とし、当該１相の一次電流演算値に対し電気角を（１／３）周期ずらすことで、他相の一次電流推定値を推定する他相一次電流推定部（５１）をさらに有することを特徴とする請求項１に記載の交流電動機の制御装置。
4. 前記一次電流演算部は、
   電気角をθとし指令電圧ベクトルのｑ軸に対する位相差をφｑとすると、（θ＋φｑ）で表される位相角について、電気角ｋ周期にてＮ個に分割された前記位相角（θ＋φｑ）を前記積算角とすることを特徴とする請求項１〜３のいずれか一項に記載の交流電動機の制御装置。
5. 前記一次電流演算部は、
   前記位相角（θ＋φｑ）における位相差φｑを０とみなし、電気角ｋ周期にてＮ個に分割された前記電気角θを前記積算角とすることを特徴とする請求項４に記載の交流電動機の制御装置。
6. 連続する前記積算角の間隔は一定であることを特徴とする請求項１〜５のいずれか一項に記載の交流電動機の制御装置。
7. 前記電流センサの前記サンプルタイミングは、前記積算角に対応する積算タイミングに同期して設定されており、
   前記一次電流演算部は、前記積算タイミング毎に相電流検出値に基づく算出値を積算することを特徴とする請求項１〜６のいずれか一項に記載の交流電動機の制御装置。
8. 前記電流センサの前記サンプルタイミングは、前記積算角に対応する積算タイミングに非同期に設定されており、
   前記一次電流演算部は、前記積算タイミング毎に当該積算タイミングの前後の前記サンプルタイミングの相電流検出値を線形補間して相電流補間値を算出し、当該相電流補間値に基づく算出値を積算することを特徴とする請求項１〜６のいずれか一項に記載の交流電動機の制御装置。
9. 前記制御手段は、
   前記一次電流演算部で相電流検出値のフーリエ級数展開の一次成分として抽出された前記一次電流演算値若しくは当該一次電流演算値に基づく一次電流推定値をｄｑ変換してｄｑ軸電流算出値を算出するフーリエ級数展開モード、又は、相電流検出値若しくは当該相電流検出値に基づく電流推定値を直接ｄｑ変換してｄｑ軸電流算出値を算出する通常モードを切り替え可能な電流選択手段（４４）を有することを特徴とする請求項１〜８のいずれか一項に記載の交流電動機の制御装置。
10. 前記電流選択手段は、前記交流電動機の回転数が所定の回転数閾値を上回り、且つ、前記インバータの変調度が所定の変調度閾値を上回ったとき、前記フーリエ級数展開モードを選択することを特徴とする請求項９に記載の交流電動機の制御装置。
11. 前記電流選択手段は、前記交流電動機の回転数が所定の回転数閾値を上回り、且つ、入力されたトルク指令値が所定のトルク閾値を上回ったとき、前記フーリエ級数展開モードを選択することを特徴とする請求項９に記載の交流電動機の制御装置。

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