JP5558599B1 - 熱式空気流量計 - Google Patents

Abstract

【課題】逆流を伴う脈動流発生した場合にも精度の良い流量計測が安価な構成で実現された熱式空気流量計を提供する。
【解決手段】発熱抵抗体６を含むブリッジ回路を構成し、発熱抵抗体６の温度を吸入空気温度検出抵抗体９で検出された吸入空気の温度より常に所定温度だけ高く設定するよう発熱抵抗体６に電流を供給するブリッジ回路部１を備え、発熱抵抗体６に供給される電流の値に基づき、吸入空気の流量に応じた出力信号Vmを出力する熱式空気流量センサにおいて、上流発熱抵抗体６１と下流発熱抵抗体６２との温度差に依存する電圧を増幅する差動増幅部２と、差動増幅部２の出力電圧Vd1の定数倍を出力信号Vmから引き算し、補正出力信号Voutを出力する減算処理部３を備えた。
【選択図】図４

Description

本発明は、例えば内燃機関の吸入空気量を測定するのに適した熱式空気流量計に関するものである。

自動車などのエンジンの電子制御燃料噴射システムにおいて、空気の質量流量を直接計測できる熱式空気流量計が広く使用されているが、エンジンの回転数が低く、しかも高負荷の条件下では逆流を伴う脈動流が発生するため、逆流検出ができない従来の熱式空気流量計では大きな誤差が発生していた。
この逆流を伴う脈動流計測時の誤差を低減するため、空気の流れ方向を検出し、逆流を検出したときのみ吸気流量信号を補正する方法が提案されている。

例えば、特許文献１では、発熱抵抗体の上流部抵抗と下流部抵抗の電位差から空気流の方向信号を生成し、この方向信号が逆流を示している間、流量信号を反転させて負の値としてカウントする方法が記載されている。
その信号処理の概略を図２８に示す。
方向信号がLowの範囲（逆流発生範囲）では流量信号を反転させて流量信号が負になるように信号処理をしている。

また、特許文献２においても流れの方向を検出する方法が記載されている。
図２９に示すように、発熱抵抗体104と温度補償用抵抗体107と複数の固定抵抗により定温度差駆動ブリッジ回路を構成し、ブリッジ回路の中点電位を流量信号として取り出す。一方、発熱抵抗体104の上流に配置された上流側温度検出用抵抗体105と発熱抵抗体104の下流に配置された下流側温度検出用抵抗体106によりブリッジ回路を構成し、その中点電位差を方向信号として取り出す。
前記流量信号と方向信号をマイクロコンピューター115に入力し、逆流発生と判断したときに、その逆流発生期間の流量信号の２倍を流量信号から引き算し補正している。

また、特許文献３でも同様に、方向信号により逆流と判断したときに、その逆流発生期間の流量信号の２倍を流量信号から引き算し補正している（図３０）。

特許第3470620号公報 特開平08-14978号公報 特開平08-43163号公報

前記従来例では、方向信号に応じて流量信号を補正する方法を採用しており、順流時と逆流時で流量信号の処理方法を切り替える必要があり、方向信号に応じて切り換わるスイッチや方向を判断するコンピューターなどが必要となる。
特許文献３では信号処理をエンジン制御回路にて行っているし、特許文献１，２においてもマイクロコンピューターを使用することが前提となっている。
よって、従来例のような処理をする場合、構成が複雑になり、回路規模も大きくなるという問題があった。
また、それに伴ってコストも増加するという問題があった。

また一方で、微小ダストが検出エレメントに付着した場合の特性変動（汚損特性）の改善や、過大ダストが検出エレメントに衝突した場合の検出エレメント破損防止、エンジンからのバックファイアによる検出エレメント破損防止、高周波脈動下での出力リーン化補正などの目的のため、バイパス流路と呼ばれる副通路を主通路内に配置し、このバイパス流路内に検出エレメントを配置した構造を持つ熱式空気流量計が広く用いられている。
このバイパス流路は入口と出口を屈曲した流路で接続したものであり、大抵の場合、順流の流量と出力の関係（順流特性）と逆流の流量と出力の関係（逆流特性）が異なる。
よってバイパス流路を採用した場合、逆流発生期間の流量を求めるためには逆流専用のマップを持つ必要があり、システム的に複雑になるという問題があった。
また、逆流専用マップを持たず、順流マップのみで処理する場合は、逆流発生期間の流量の２倍を流量信号から引き算するだけでは精度の良い補正はできないという問題があった。

本発明では、従来技術における上記問題点を解決するためになされたものであり、逆流を伴う脈動流が発生した場合にも精度の良い流量計測を安価な構成で実現し得る熱式空気流量計を提供することを目的とする。

本発明は、被計測流体である吸入空気の一部を取り込んで流すバイパス流路と、
前記バイパス流路内に配置され、前記吸入空気に対して上流側部分である上流発熱抵抗体と前記吸入空気に対して下流側部分である下流発熱抵抗体とを含む発熱抵抗体と、前記吸入空気の温度を検出する吸入空気温度検出抵抗体とを有する流量検出素子と、
前記発熱抵抗体を含むブリッジ回路を構成し、前記発熱抵抗体の温度を前記吸入空気温度検出抵抗体で検出された前記吸入空気の温度より常に所定温度だけ高く設定するよう前記
発熱抵抗体に電流を供給するブリッジ回路部を備え、
前記発熱抵抗体に供給される電流の値に基づき、前記吸入空気の流量に応じた出力信号を出力する熱式空気流量センサにおいて、
前記上流発熱抵抗体と前記下流発熱抵抗体との温度差に依存する電圧を増幅する差動増幅部と、
前記差動増幅部の出力の定数倍を前記出力信号から引き算し、補正出力信号を出力する減算処理部を備えたものである。

本発明によれば、逆流を伴う脈動流が発生した場合にも精度の良い流量計測を安価な構成で実現できる熱式空気流量計を得ることができる効果がある。

本発明の実施の形態１に係わる熱式空気流量計の正面図である。 本発明の実施の形態に係わる熱式空気流量計の検出部の上面図である。 図２のＡ−Ａ断面図である。 本発明の実施の形態１に係わる熱式空気流量計の回路構成図である。 図４の具体的な回路例を示す回路構成図である。 本発明の実施の形態１に係わる動作波形図である。 本発明の実施の形態１に係わる脈動誤差を示す説明図である。 本発明の実施の形態１に係わる電圧−流量テーブルを示す説明図である。 本発明の実施の形態２に係わる熱式空気流量計の回路構成図である。 図９の具体的な回路例を示す回路構成図である。 本発明の実施の形態２に係わる動作波形図である。 本発明の実施の形態２に係わる脈動誤差を示す説明図である。 本発明の実施の形態３に係わる電圧−流量テーブルを示す説明図である。 本発明の実施の形態３に係わる動作波形を示す説明図である。 本発明の実施の形態３に係わる脈動誤差を示す説明図である。 本発明の実施の形態４に係わる動作波形図である。 本発明の実施の形態４に係わる脈動誤差を示す説明図である。 本発明の実施の形態５に係わる具体的な回路構成図である。 本発明の実施の形態５に係わる差動増幅部の周波数特性を示す説明図である。 本発明の実施の形態７に係わる具体的な回路例を示す回路構成図である。 本発明の実施の形態７に係わる他の具体的な回路例を示す回路構成図である。 本発明の実施の形態７に係わる更に他の具体的な回路例を示す回路構成図である。 本発明の実施の形態８に係わる具体的な回路例を示す回路構成図である。 本発明の実施の形態９に係わる具体的な回路例を示す回路構成図である。 本発明の実施の形態１０に係わる具体的な回路例を示す回路構成図である。 本発明の実施の形態１１を説明するための動作波形を示す説明図である。 本発明の実施の形態１１に係わるLPF部のカットオフ周波数の周波数依存性を示す説明図である。 従来例を説明するための説明図である。 他の従来例を説明するための説明図である。 更に他の従来例を説明するための説明図である。

実施の形態１．
図１は本発明の実施の形態１に係わる熱式空気流量計を内燃機関の配管４８に取り付けた状態を示す正面図である。
熱式空気流量計の本体部３９が挿入孔４９から配管４８に挿入され、フランジ部４３により配管４８に固定されている。
本体部３９には配管４８への挿入方向に沿って、コネクタ部４６、回路収納部４０、バイパス流路４２が形成されている。
バイパス流路４２内には、その表面に検出部３８を有する流量検出素子３７が配置されており、回路収納部４０内には、流量検出素子３７を駆動してその信号を処理する制御回路が搭載された回路基板４１が収納されている。
回路の駆動電源、及び流量信号はコネクタ部４６を介して外部と接続される。

バイパス流路４２は、主通路４７内を流れる被計測流体である吸入空気の主流の流れ方向５０の上流側に向いて本体部３９の主流の流れ方向５０と垂直な面に開口する流入口４４と、本体部３９の主流の流れ方向５０と平行でしかも挿入方向と垂直な面に開口する流出口４５とを備えている。
被計測流体である吸入空気の一部は流入口４４からバイパス流路４２に流入し、バイパス流路４２内に配置された流量検出素子３７の検出部３８でその流量が計測された後、流出口４５から流出して主流と合流する。

図２は実施の形態１に係わる熱式空気流量計の流量検出素子３７の平面図である。
流量検出素子３７の表面には検出部３８が形成され、検出部３８内に発熱抵抗体６が形成されている。
発熱抵抗体６は吸入空気の上流側に位置する上流発熱抵抗体６１と吸入空気の下流側に位置する下流発熱抵抗体６２で構成されている。また、流量検出素子３７の表面の検出部３８以外の部分に吸入空気温度検出抵抗体９が形成されている。

図３は図２のＡ−Ａ断面図である。
流量検出素子３７はシリコン基板３７１とその表面に成された絶縁膜３７２とからなり、絶縁膜３７２内部に上流発熱抵抗体６１と下流発熱抵抗体６２が形成されている。
検出部３８の裏面側のシリコン基板はエッチング等の技術により除去されており、その結果、検出部３８は薄膜構造を有している。

図４は実施の形態１に係わる熱式空気流量計の回路構成を示した図である。
ブリッジ回路部1は、上流発熱抵抗体６１と下流発熱抵抗体６２、吸入空気温度検出抵抗体９、及び固定抵抗１０，１１，１２により構成され、ブリッジ出力３５を出力するブリッジ回路を含んでいる。
ブリッジ回路の中間電位がオペアンプ１５に入力され、その中間電位の差に基づく電圧がオペアンプ１５から出力され、ブリッジ回路部１の上端のトランジスタ１６にフィードバックされている。
発熱抵抗体６には加熱電流Ihが流れ、発熱抵抗体６においてジュール熱が発生する。
このジュール熱により、発熱抵抗体６の温度を吸入空気温度検出抵抗体９の温度より一定温度だけ高く保つようブリッジ回路部１が構成されている。

検出部３８上を流れる空気の流量が大きくなるほど発熱抵抗体６から空気への熱伝達量が増加するため、発熱抵抗体６の温度を空気の流量に拠らず一定に保つには空気の流量に依存した加熱電流Ihが必要となる。
よってこの加熱電流Ihを固定抵抗１２の両端電圧に相当するブリッジ出力電圧Ｖｍとして計測することにより、空気の流量を検出することができる。

また図４において、発熱抵抗体６の両端電圧と上流発熱抵抗体６１と下流発熱抵抗体６２との接続点の電圧とが差動増幅部２に入力され、上流発熱抵抗体６１と下流発熱抵抗体６２の温度差に依存する電圧が出力される。
上流発熱抵抗体６１の抵抗Rhuと下流発熱抵抗体６２の抵抗Rhdを温度の関数として式(1)、(2)のように表し、両者に流れる電流をIhとおく。

ここで、Rhu0，Rhd0はそれぞれ上流発熱抵抗体６１，下流発熱抵抗体６２の0℃のときの抵抗値、Thu，Thdはそれぞれ上流発熱抵抗体６１，下流発熱抵抗体６２の温度、αは上流発熱抵抗体６１，下流発熱抵抗体６２の抵抗温度係数である。
上流発熱抵抗体６１，下流発熱抵抗体６２は同材料で作製されるので抵抗温度係数は同一とした。
以下、抵抗温度係数αが正の値の場合を考える。

差動増幅部２は式(3)で表される出力電圧Vd1を出力するよう構成されている。

ここで、G1は差動増幅部２の増幅率である。
流れが順流の場合、空気は上流発熱抵抗体６１から下流発熱抵抗体６２へ流れるので、上流発熱抵抗体６１の方が下流発熱抵抗体６２よりも温度が低くなり、Vd1は負の値となる
。また流れが逆流の場合は、空気は下流発熱抵抗体６２から上流発熱抵抗体６１へ流れるので、上流発熱抵抗体６１の方が下流発熱抵抗体６２よりも温度が高くなり、Vd1は正の値となる。
差動増幅部２の電圧を片電源で構成すれば、順流時にはVd1=0となり、逆流時にのみ正の電圧Vd1が出力される。

減算処理部３は出力端子３６に式(4)で表される出力電圧Voutを補正出力信号として出力するよう構成されている。

ここで、G2,G3は一定の係数である。

図５に本実施の形態における差動増幅部２と減算処理部３の具体的な回路構成例を示す。差動増幅部２において、直列接続された固定抵抗１７、１８を発熱抵抗体６に並列に接続し、上流発熱抵抗体６１と下流発熱抵抗体６２の接続点の電圧をバッファ１９に入力し、固定抵抗１７、１８の接続点の電圧をバッファ２０に入力している。バッファ１９の出力は抵抗２３を介してオペアンプ２５の反転入力端子に接続され、バッファ２０の出力は抵抗２４を介してオペアンプ２５の非反転入力端子に接続されている。
さらに、オペアンプ２５の反転入力端子と出力端子の間に抵抗２６が接続され、非反転入力端子とグランドとの間に抵抗２７が接続されている。
固定抵抗１７，１８，及び抵抗２３，２４，２６，２７の抵抗値をR17,R18,R23,R24,R26,R27とおくと、差動増幅部２の出力電圧Vd1は式(5)で表される。
ただし、R17＝R18、Rf＝R26＝R27、Ri＝R23＝R24 とする。

よって、図５の回路における増幅率G1は式(6)で表される。

減算処理部３において、差動増幅部２の出力電圧Vd1が抵抗３３を介してオペアンプ３２の反転入力端子に接続され、ブリッジ出力電圧Vmがオペアンプ３２の非反転入力端子に接続されている。
さらに、オペアンプ３２の反転入力端子と出力端子の間に抵抗３４が接続されている。
抵抗３３，３４の抵抗値をR33，R34とおくと、減算処理部３の出力電圧Voutは式(7)で表される。

よって、図５の回路における係数G2,G3は式(8)で表される。

図６に実施の形態の動作波形を示す。図６(a)に示すような逆流を伴う脈動流が発生した場合、ブリッジ出力Vmは図６(b)に示すように、逆流発生時には無風出力よりも大きな電圧が出力される。
このため、この電圧Vmをそのまま流量に換算すると、逆流発生時の波形が順流側に折り返されたような波形が得られる（図６(c)）。
エンジン制御には脈動1周期の平均流量の精度が重要であるが、電圧Vmをそのまま流量換算して検出される平均流量(Qa1)は真の平均流量(Qa)よりも大きくなり検出誤差（以下脈動誤差と呼ぶ）が発生する。
横軸を振幅比、縦軸を脈動誤差にとると図７の線５１のようになる。
振幅比が大きくなり、逆流量も大きくなると脈動誤差も大きくなっている。
なお、図７において、脈動誤差は検出平均流量／真の平均流量−１を表し、振幅比は脈動振幅値Qamp／脈動平均値Qaveを表すものである。

図６(d)には式(3)で表されるVd1の波形を示す。前述のとおり、Vd1は逆流時にのみ正の電圧が発生し、順流時には０となる。
このVd1を式(4)に従い、G3倍してVmから引き算することにより、図６(e)に示すようなVout波形が得られる。
Vd1のG3倍をVmから引き算することにより、逆流領域の一部のVoutが無風時出力以下の電圧となる。
図８に示すように、無風時出力以下のVoutが発生した場合、流量＝０となるように電圧−流量テーブルを設定すると、図６(e)のVoutの流量換算は図６(f)のようになる。逆流領域の一部において流量＝０として計算されるため、検出される平均流量(Qa2)は図６(c)の平均流量(Qa1)よりも小さくなる。
図７に表すと線５２のようになり、振幅比の大きい領域で線５１よりも脈動誤差が小さくなる。
以上のように本実施の形態によれば、簡単な回路を用いることにより、逆流を伴う脈動流が発生したときの脈動誤差を低減することができる。

実施の形態２．
実施の形態１では、差動増幅部２の出力電圧Vd1を直接ブリッジ出力Vmから引き算したが、本実施の形態２では図９に示すように、Vd1をパルス変換部４に入力してパルス電圧Vd2に変換し、このVd2をLPF（ローパスフィルタ）部５に入力して平滑化した電圧Vd3に変換し、このVd3を減算処理部３に入力してブリッジ出力Vmから引き算している。
よって、減算処理部３は式(9)で表される出力電圧Voutを出力する。

図１０に本実施の形態におけるパルス変換部４とLPF部５の具体的な回路構成例を示す。
パルス変換部４において、差動増幅部２の出力電圧Vd1がコンパレータ２９の非反転入力端子に接続され、基準電源２８がコンパレータ２９の反転入力端子に接続されている。
基準電源２８は差動増幅部２の抵抗２７の下端にも接続されている。
ここで、基準電源２８は実施の形態１と同様グランドでも構わないし、その他の固定電圧でも良い。
パルス変換部４は、差動増幅部２の出力電圧Vd1が基準電源２８の電圧（V28）よりも大きいときはHigh電圧を出力し、差動増幅部２の出力電圧Vd1が基準電源２８の電圧（V28）よりも小さいときはLow電圧を出力する。
ここで、High電圧の値はコンパレータ２９の電源電圧により決定される。このように、パルス変換部４ではVd1をパルス電圧に変換した電圧Vd2が出力される。

LPF部５は抵抗３０とコンデンサ３１にて構成される最も簡単な1次のローパスフィルターである。
もちろん、2次以上のローパスフィルターでも、他の構成のローパスフィルターでも良い。カットオフ周波数は脈動流の周波数よりも低い値に設定されている。

図１１に本実施の形態２に係わる動作波形を示す。
図１１(a)に示すような逆流を伴う脈動流が発生した場合、Vd1は実施の形態１と同様、図１１(c)に示すように、逆流時にのみ正の電圧が発生し、順流時には０となる。
このVd1をパルス変換部４に入力しパルス波形に変換した電圧Vd2の波形は図１１(d)のようになり、逆流時のみHigh電圧が出力される。
振幅比が大きくなり逆流量が増大するとVd2のデューティ比が大きくなる。このVd2をLPF部５に入力し平滑化した電圧Vd3の波形は図１１(e)のようになり、Vd2のデューティ比に比例したＤＣ電圧が出力される。
このVd3を式(9)に従い、G3倍してVmから引き算することにより、図１１(f)に示すようなVout波形が得られる。Vd3のG3倍をVmから引き算することにより、Vm全体が低下し、逆流領域付近野Voutが無風時出力以下の電圧となる。
図８に示すように、無風時出力以下のVoutが発生した場合、流量＝０となるように電圧−流量テーブルを設定すると、図１１(f)のVoutの流量換算は図１１(g)のようになり、逆流領域付近で流量＝０として計算されるため、検出される平均流量(Qa3)は図６(c)の平均流量(Qa1)よりも小さくなる。
振幅比と脈動誤差の関係で表すと図１２の線５３のようになり、線５１よりも脈動誤差が小さくなる。
以上のように本実施の形態によっても、簡単な回路を用いることにより、逆流を伴う脈動流が発生したときの脈動誤差を低減することができる。

実施の形態３．
実施の形態１では、無風時出力以下のVoutが発生した場合、流量＝０となるように電圧−流量テーブルを設定したが、図１３に示すように、無風時出力以下のVoutが発生した場合、流量が負値となるように電圧−流量テーブルを設定しても良い。
本実施の形態での動作波形は図１４のようになり、図１４(e)のVoutを流量換算すると図１４(f)のように、逆流領域の一部で負の流量が計算されるため、検出される平均流量Qa4は図６(f)の平均流量Qa2よりもさらに小さくなる。
振幅比と脈動誤差の関係で表すと図１５の線５４のようになり、線５２よりも脈動誤差が小さくなる。
以上のように本実施の形態によっても、逆流を伴う脈動流が発生したときの脈動誤差を低減することができる。

実施の形態４．
実施の形態２でも無風時出力以下のVoutが発生した場合、流量＝０となるように電圧−流量テーブルを設定したが、図１３に示すように無風時出力以下のVoutが発生した場合、流量が負値となるように電圧−流量テーブルを設定しても良い。
本実施の形態での動作波形は図１６のようになり、図１６(f)のVoutを流量換算すると図１６(g)のように、逆流領域付近で負の流量が計算されるため、検出される平均流量Qa5は図１１(g)の平均流量Qa3よりもさらに小さくなる。
振幅比と脈動誤差の関係で表すと図１７の線５５のようになり、線５３よりも脈動誤差が小さくなる。
以上のように本実施の形態によっても、逆流を伴う脈動流が発生したときの脈動誤差を低減することができる。

実施の形態５．
実施の形態１では、上流発熱抵抗体６１と下流発熱抵抗体６２の温度差に依存する電圧Vd1により脈動誤差を補正しているが、検出部３８の構造によっては、脈動流に対する上
流発熱抵抗体６１と下流発熱抵抗体６２の温度の応答遅れが無視できない場合もある。
この場合、脈動流に対してVd1の振幅比が小さくなったり、位相ずれが発生したりするため、脈動補正が適切になされない可能性がある。
この課題を解決するため、本実施の形態では、図１８に示すように、差動増幅部２において、バッファ１９の出力は抵抗２３とコンデンサ２１を介してオペアンプ２５の反転入力端子に接続され、バッファ２０の出力は抵抗２４とコンデンサ２２を介してオペアンプ２５の非反転入力端子に接続されている。
その他の構成は実施の形態１と同様である。
コンデンサ２１，２２の静電容量をC21，C22とおくと、オペアンプ２５の出力電圧Vd1は式(10)で表される。
ただし、R17＝R18、Rf＝R26＝R27、Ri＝R23＝R24、Ci＝C21＝C22、ω＝2πf（f：入力信号周波数）とする。

よって、式(3)における増幅率G1は式(11)で表される。

式(11)からわかるように、増幅率G1は周波数の関数となる。
増幅率G1の周波数依存性をボード線図に表すと図１９のようになる。
図１９からわかるように、Ci、Riの値を調整することにより、検出部３８の応答遅れに応じてVd1のゲインや位相を調整することができる。
以上のように、本実施の形態では、検出部３８に無視できない熱応答遅れが存在する場合でも、簡単な回路を用いることにより、逆流を伴う脈動流が発生したときの脈動誤差を低減することができる。
なお、本実施の形態では、Vd1の応答遅れを1次の進み回路で補償したが、これに限るものではなく、2次の進み回路やデジタルフィルタなど、他の進み回路により構成しても良く、またゲイン単独、位相単独の補償回路により構成しても良い。

実施の形態６．
実施の形態５では、脈動周波数が高いほど差動増幅部２の増幅率を大きくし、位相を進ませるようにしたが、流量が大きいほど差動増幅部２の増幅率を大きくし、位相を進ませるようにしても良い。
エンジンにて発生する脈動流はエンジンの負荷状態が変化すると、脈動周波数と平均流量がほぼ比例して変化するため、流量を検出し、それに応じて差動増幅部２の増幅率や位相を変化させても同様な効果が得られる。

実施の形態７．
図２０には実施の形態７に係わる回路構成を示す。
上流発熱抵抗体６１に近接して形成された上流温度検出抵抗体７と下流発熱抵抗体６２に近接して形成された下流温度検出抵抗体８とが直列に接続され、直列に接続された抵抗値のほぼ等しい２つの固定抵抗１７、１８と並列に接続されている。
上流温度検出抵抗体７と固定抵抗１７との接続点が定電圧源５８に接続され、下流温度検出抵抗体８と固定抵抗１８との接続点が接地されている。
また、上流温度検出抵抗体７と下流温度検出抵抗体８の接続点の電圧がバッファ１９に入力され、固定抵抗１７、１８の接続点の電圧がバッファ２０に入力されている。
その他の構成は実施の形態１と同様である。
上流温度検出抵抗体７の抵抗値をRsu、下流温度検出抵抗体８の抵抗値をRsdとおくと、差動増幅部２の出力電圧Vd1は式(12)で表される。

上流温度検出抵抗体７は上流発熱抵抗体６１の近傍に形成されているため、上流温度検出抵抗体７の温度は上流発熱抵抗体６１の温度とほぼ同じであり、下流温度検出抵抗体８は下流発熱抵抗体６２の近傍に形成されているため、下流温度検出抵抗体８の温度は下流発熱抵抗体６２の温度とほぼ同じである。
よって本実施の形態におけるVd1は実施の形態１と同様に逆流時のみ正の電圧となり、順流時には０となる。
よって本実施の形態においても、実施の形態１と同様に逆流を伴う脈動流が発生したときの脈動誤差を低減することができる。

図２０では、オペアンプ２５の入力端子には抵抗２３、２４のみ接続しているが、実施の形態５の図１８同様、コンデンサも接続し、差動増幅部２のゲインと位相を周波数によって変化させても良い。
また、ブリッジ回路部１の構成は図１８や図２０に示した構成に限るものではなく、例えば図２１、図２２に示すように、流れに対して上流部と下流部の温度差を検出できるものであれば構わない。

実施の形態８．
上流温度検出抵抗体７と下流温度検出抵抗体８の温度は無風時には同じであることが理想的であり、同じ温度の場合、両者の抵抗値は同じ値であることが理想的である。
しかし、実際には構造のばらつきにより、上流温度検出抵抗体７と下流温度検出抵抗体８の温度は無風時でも同じにはならないし、同じ温度のときでも両者の抵抗値は同じ値にはならない場合がほとんどである。
このように上流温度検出抵抗体７と下流温度検出抵抗体８の間にアンバランスが存在すると、差動増幅部２の出力電圧Vd1が順流時にも正の電圧となったり、或いは逆流時にも０となったりして、順流と逆流の判別が適切に出来なくなる。
そこで、本実施の形態では固定抵抗１７、１８のうち少なくとも１つを可変抵抗としている。図２３には一例として、図１８における固定抵抗１８を可変抵抗とした例を示す。
この可変抵抗の値を調整することにより、上流温度検出抵抗体７と下流温度検出抵抗体８の間にアンバランスが存在しても、Vd1が逆流時のみ正の電圧をとなるように調整することができる。
よって、本実施の形態では順流と逆流の判別を適切に実施することができるようになる。

実施の形態９．
本実施の形態では、実施の形態８に記載の上流温度検出抵抗体７と下流温度検出抵抗体８の間にアンバランスが存在する場合の調整を、図２４に示すようにコンパレータ２９の基準電源５９を調整することにより実施している。
例えば、上流温度検出抵抗体７と下流温度検出抵抗体８のアンバランスにより順流時のVd1が正の電圧となった場合には、パルス変換部４の出力Vd2にはHigh電圧が生じることになるが、コンパレータ２９の基準電源５９の電圧を大きい方向に調整すればVd2の電圧をLow電圧にすることができる。
逆に、逆流時のVd1が０となる場合には、パルス変換部４の出力Vd2にはLow電圧が生じることになるが、コンパレータ２９の基準電源５９の電圧を小さい方向に調整すればVd2の電圧をHigh電圧にすることができる。
以上のように、パルス変換部４を使用する実施の形態の場合には、コンパレータ２９の基準電源５９の電圧を調整することにより順流と逆流の判別を適切に実施することができるようになる。

実施の形態１０．
上記実施の形態２におけるパルス変換部４の出力Vd2は順流時にLow電圧となり、逆流時にHigh電圧となることが正常な動作であるが、無風時前後の流量域では外乱ノイズや流れの乱れによりチャタリングが生じ、非常に高い周波数のパルス信号が発生する場合がある。この場合、順流と逆流の判別が適切に行えなくなる。
そこで、本実施の形態では、図２５に示すように、コンパレータ２９の出力を抵抗１３と１４で分圧してコンパレータ２９の入力に帰還し、ヒステリシスを持たせている。
このヒステリシス幅を適切な値とすることにより、外乱ノイズや流れの乱れには反応せず、チャタリングの発生を防止できる。

実施の形態１１．
実施の形態２では、図１１(d)で示されるパルス変換部４の出力Vd2をLPF部５により図１１(e)で示される波形のように平滑化している。
エンジンの脈動周波数は通常20Hz以上なので、この周波数のパルス波形を平滑化するためにはLPF部５のカットオフ周波数は少なくとも2Hz以下にしなければならない。
しかし、脈動条件が急変した場合、LPF部５の処理に遅れが生じ、減算処理部３の出力に誤差が生じる可能性がある。
例えば、エンジンが高負荷状態から急に低負荷状態に変化した場合、逆流を伴う脈動が生じている状態から急に脈動の無い状態に変化することになる。
この場合の動作波形を図２６に示す。
図２６(a)に示すように、高負荷状態（逆流を伴う脈動状態）から急に低負荷状態（脈動の無い一定流量状態）に変化した場合、ブリッジ出力電圧Vmは図２６(b)に示すように高速に応答するが、LPF部５の出力Vd3はローパスフィルタの遅れが原因で図２６(e)に示すように低負荷状態で安定するまでにTdの時間を要する。
この時間Tdの間は減算処理部３に入力されるVd3が変化するので図２６(f)に示すように減算処理部３の出力電圧Voutも変化する。
このVoutを流量換算すると図２６(g)に示すようになり、時間Tdの間、検出誤差が発生する。
脈動周波数が高いほど平均流量を算出する周期は短くなるため、脈動周波数が高いほどLPF部５の遅れの影響は大きくなる。
この現象を回避するため、LPF部５のカットオフ周波数を高くすると、脈動周波数が低いときにパルス波形の平滑化が不完全になる。

そこで、本実施の形態では、LPF部５のカットオフ周波数を脈動周波数に応じて変化させる。
図２７に示すように、脈動周波数が低いときにはLPF部５のカットオフ周波数を低くし、脈動周波数が高いときにはLPF部５のカットオフ周波数を高くする。
これにより、脈動周波数が低いときでも高いときでもパルス波形の平滑化が適切に実施され、しかも、脈動周波数が高いときにはLPF部５の遅れが小さくなるので、この遅れによる検出誤差も小さくできる。
以上のことから本実施の形態では、脈動状態が急変したときでも精度の良い脈動補正が可能となる。

なお、本発明は、その発明の範囲内において、各実施の形態を自由に組み合わせたり、各実施の形態を適宜、変形、省略することが可能である。

１ ブリッジ回路部、２ 差動増幅部、３ 減算処理部、４ パルス変換部、５ LPF部、６ 発熱抵抗体、６１ 上流発熱抵抗体、６２ 下流発熱抵抗体、７ 上流温度検出抵抗体、８ 下流温度検出抵抗体、９ 吸入空気温度検出抵抗体、１０〜１４ 固定抵抗、１５ オペアンプ、１６ トランジスタ、１７，１８ 固定抵抗、１９，２０ バッファ、２１，２２ コンデンサ、２３，２４ 抵抗、２５ オペアンプ、２６，２７ 抵抗、 ２８ 基準電源、２９ コンパレータ、３０ 抵抗、３１ コンデンサ、３２ オペアンプ、３３，３４ 抵抗、３５ ブリッジ出力、３６ 出力端子、３７ 流量検出素子、 ３７１ シリコン基板、３７２ 絶縁膜、３８ 検出部、３９ 本体部、４０ 回路収納部、４１ 回路基板、４２ バイパス流路、４３ フランジ部、４４ 流入口、４５ 流出口、４６ コネクタ部、４７ 主通路、４８ 配管、４９ 挿入孔、５８ 定電圧源、５９ 基準電源

Claims (12)

1. 被計測流体である吸入空気の一部を取り込んで流すバイパス流路と、
   前記バイパス流路内に配置され、前記吸入空気に対して上流側部分である上流発熱抵抗体と前記吸入空気に対して下流側部分である下流発熱抵抗体とを含む発熱抵抗体と、前記吸入空気の温度を検出する吸入空気温度検出抵抗体とを有する流量検出素子と、
   前記発熱抵抗体を含むブリッジ回路を構成し、前記発熱抵抗体の温度を前記吸入空気温度検出抵抗体で検出された前記吸入空気の温度より常に所定温度だけ高く設定するよう前記発熱抵抗体に電流を供給するブリッジ回路部を備え、
   前記発熱抵抗体に供給される電流の値に基づき、前記吸入空気の流量に応じた出力信号を出力する熱式空気流量センサにおいて、
   前記上流発熱抵抗体と前記下流発熱抵抗体との温度差に依存する電圧を増幅する差動増幅部と、
   前記差動増幅部の出力の定数倍を前記出力信号から引き算し、補正出力信号を出力する減算処理部を備え、
   前記減算処理部は、前記差動増幅部の出力をパルス波形に変換するパルス変換部と、前記パルス変換部の出力を平滑化するLPF部とを備え、前記LPF部の出力の定数倍を前記出力信号から引き算する
   ことを特徴とする熱式空気流量計。
2. 前記差動増幅部は、オペアンプと抵抗とコンデンサで構成された差動増幅器からなり、前記差動増幅器に入力される信号の周波数が高いほど前記差動増幅器の増幅率が大きくなるように構成されていることを特徴とする請求項１に記載の熱式空気流量計。
3. 前記差動増幅部は、オペアンプと抵抗とコンデンサで構成された差動増幅器からなり、前記差動増幅器に入力される信号の周波数が高いほど前記差動増幅器の出力の位相を進ませるように構成されていることを特徴とする請求項１または２に記載の熱式空
   気流量計。
4. 前記差動増幅部がオペアンプと抵抗とコンデンサで構成された差動増幅器からなり、前記差動増幅器の増幅率と出力の位相を前記吸入空気の流量によって変化させるように構成されていることを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載の熱式空気流量計。
5. 直列に接続された抵抗値のほぼ等しい２つの抵抗が前記発熱抵抗体と並列に接続され、前記差動増幅器の一方の入力端子に前記２つの抵抗の接続点の電圧がバッファを介して入力され、前記差動増幅器の他方の入力端子には前記上流発熱抵抗体と下流発熱抵抗体の接続点の電圧がバッファを介して入力されることを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載の熱式空気流量計。
6. 前記上流発熱抵抗体に近接して形成された上流温度検出抵抗体と前記下流発熱抵抗体に近接して形成された下流温度検出抵抗体とが直列に接続されると共に、前記直列接続された上流温度検出抵抗体と前記下流発熱抵抗体に対して、直列に接続された抵抗値のほぼ等しい２つの抵抗が並列に接続され、前記差動増幅器の一方の入力端子に前記２つの抵抗の接続点の電圧がバッファを介して入力され、前記差動増幅器の他方の入力端子には前記上流温度検出抵抗体と下流温度検出抵抗体の接続点の電圧がバッファを介して入力されることを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載の熱式空気流量計。
7. 前記直列に接続された２つの抵抗のうちの少なくとも１つが可変抵抗で構成されていることを特徴とする請求項５または６に記載の熱式空気流量計。
8. 前記差動増幅器の出力に第１の基準電圧を足し算した電圧が前記差動増幅部の出力となるように構成され、
   前記パルス変換部がコンパレータにより構成され、前記コンパレータに第２の基準電圧と前記差動増幅部の出力が入力され、前記差動増幅部の出力が前記第２の基準電圧よりも大きいときには高レベル電圧が前記パルス変換部から出力され、前記前記差動増幅部の出力が前記第２の基準電圧の出力よりも小さいときに低レベル電圧が前記パルス変換部から出力されることを特徴とする請求項１〜７のいずれか１項に記載の熱式空気流量計。
9. 前記第２の基準電圧が可変であることを特徴とする請求項８に記載の熱式空気流量計。
10. 前記コンパレータにヒステリシスを持たせたことを特徴とする請求項８または９に記載の熱式空気流量計。
11. 前記LPF部のカットオフ周波数が入力信号の周波数によって変化するように構成された請求項１〜１０のいずれか１項に記載の熱式空気流量計。
12. 前記補正出力信号を流量に換算するための出力流量テーブルが負の流量域のデータも含んでいることを特徴とする請求項１〜１１のいずれか１項に記載の熱式空気流量計の使用方法。

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