JP5219528B2 - 無線受信装置および無線受信方法 - Google Patents

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Description

本発明は、無線受信装置および無線受信方法に関する。
物理的に異なる場所に設置された各通信局が、特定の割り当てられた時間帯のみ信号を送出し通信を行う方式は、時分割多元接続通信（Time Division Multiple Access：ＴＤＭＡ）方式と呼ばれる。ＴＤＭＡを用いる無線通信システムとしては、衛星通信システム（Ｄｙａｎｅｔ）や（例えば、非特許文献１参照）、簡易型携帯電話システムＰＨＳ（例えば、非特許文献２参照）などが知られている。また、通信時間帯の割り当てを必要としない自立分散型の多元接続通信方式として、ＣＳＭＡ（Carrier Sense Multiple Access/Collision Avoidance）方式がある。ＩＥＥＥ８０２．１１に準拠した無線ＬＡＮシステム（例えば、非特許文献３参照）などは、このＣＳＭＡ／ＣＡ方式を採用している。
これらＴＤＭＡシステムやＣＳＭＡ／ＣＡに共通しているのは、いずれも時間軸上で無線伝送信号が多重化されている点である。時分割通信を実現するためには、各通信局から送信される無線伝送信号は間欠的にならざるを得ない。すなわち、バースト通信を行うことが必須となる。無線バースト信号を受信して情報を取り出すためには、シンボルタイミング同期、搬送波周波数同期、搬送波位相同期（伝搬路変動補償を含む）、フレーム同期といった各種同期技術が必要となる（例えば、非特許文献４参照）。
これらの各種同期を実現するためには、無線バースト伝送信号に伝送したい情報信号系列だけでなく、各種同期を確立するための既知の信号系列（トレーニング信号）を時間軸上で多重化する方法が知られている。
図９（ａ）、（ｂ）は、従来技術による、Ｄｙａｎｅｔや、ＰＨＳに代表されるシステム（以下、第１の従来システム）のバースト構成を示す概念図である。Ｄｙａｎｅｔでは、シンボルタイミング同期のためのＢＴＲ（Bit Timing Recovery）シンボル、搬送波周波数同期のためのＣＲ（Carrier Recovery）シンボル、フレーム同期のためのＵＷ（Unique Word）シンボルがトレーニング信号として用いられている（非特許文献１）。同じくＰＨＳでも、シンボルタイミング同期および搬送波周波数同期のためのＰＲ（Preamble）シンボル、フレーム同期のためのＵＷシンボルが用いられている（非特許文献２）。
このように、第１の従来システムでは、図９（ａ）、（ｂ）に示すように、シンボルタイミング同期および搬送波周波数同期に必要なトレーニング信号とフレーム同期のためのトレーニング信号とを分離する必要がある。このため、トレーニング信号によるオーバーヘッドが大きくなり、特に情報シンボル信号部分が短いバーストに対して伝送効率が劣化するという問題がある。
図１０は、第１の従来システムの受信同期処理を示す機能ブロック図である。第１の従来システムの受信同期処理では、クロック位相誤差推定１０、シンボルタイミング同期確立１１、搬送波周波数オフセット推定１２、搬送波周波数同期確立１３、ＵＷ相関検出１４、及びフレーム同期確立１５を行う。図１０に示すように、これらの３つの受信同期処理、すなわち、シンボルタイミング同期確立１１、搬送波周波数同期確立１３、フレーム同期確立１５を別の演算処理で行うことが必要であり、さらに各々のブロックで自己相関演算や、離散フーリエ変換（Discrete Fourier Transform：ＤＦＴ）など負荷の大きい演算を必要とするため、受信処理ベースバンド回路の回路規模や、消費電力などが増大するという問題がある。
さらに、第１の従来システムでは、同期検波を行うために、搬送波位相同期が必要である。第１の従来システムでは、逆変調方式などに代表される搬送波再生方式を用いて搬送波位相同期を確立する。位相不確定性については、無変調信号であるＣＲを用いて除去するか、あるいは位相不確定性が存在しても復調が可能となるように、変調時に情報シンボルの差動符号化を行う。
また、第１の従来システムは、いずれも逐次復調方式であるが、搬送波周波数同期を確立し搬送波再生を行うには、複数のバースト信号を繰り返し参照して引き込むことが必要であり、１バースト時間で引き込むことはできない。また、フレーム同期を行うには、ＵＷのビット判定が必要であり、予め搬送波周波数同期が高精度に取れている必要がある。
すなわち、第１の従来システムでは、以下の３つの問題点を有している。
（Ａ１）各受信同期処理のために、それぞれ専用のトレーニング信号を別々に用意する必要があるため、オーバーヘッドが大きくなり、特に情報シンボル信号部分が短い場合に伝送効率が劣化する。
（Ａ２）各受信同期処理を異なる信号処理で行うため、演算量が多く、受信装置の回路規模および消費電力が増大する。
（Ａ３）各受信同期を１受信バースト内で確立することができない。
上記（Ａ３）を解決するバースト無線伝送システムとして、ＩＥＥＥ８０２．１１ａ（以下、第２の従来システム）がある（上記非特許文献３）。ＩＥＥＥ８０２．１１ａは、マルチキャリア伝送方式である直交周波数分割多重（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）を適用したＩＥＥＥ８０２．１１準拠無線ＬＡＮの規格の１つである。
図１１は、第２の従来システムのバースト構成を示す概念図である。第２の従来システムでは、各受信同期処理を実現するために、シンボルタイミング同期、搬送波周波数同期、フレーム同期用のショートプリアンブル（ＳｈｏｒｔＰＲ）と、伝搬路歪み補償用のロングプリアンブル（ＬｏｎｇＰＲ）との２種類のトレーニング信号がバースト先頭に配置される。
また、図１２は、第２の従来システムの受信同期処理示す機能ブロック図である。ショートプリアンブル信号部に対し、スライディング相互相関演算２０により、相互相関演算を行い、ピーク検出２１により、相互相関値のピーク位置を検出し、フレーム同期確立シンボルタイミング同期確立２２により、シンボルタイミング同期およびフレーム同期を確立し、自己相関演算２３及び位相検出２４により、自己相関値の位相成分を検出して、搬送波周波数同期確立２５により、搬送波周波数同期を確立する。搬送波周波数同期には、ロングプリアンブル信号部を用いることもできる。
第２の従来システムでは、受信バースト信号に含まれるトレーニング信号情報を蓄積し相関演算を行うことによって各受信同期を確立する。そのため、１受信バースト内で各受信同期が確立可能であり、第１の従来システムの問題点（Ａ３）を解決できる。
しかし、第２の従来システムでは、ショートプリアンブルが短い時間周期とならざるを得ないことから、擬似雑音（Pseudo Noise：ＰＮ）系列を用いた場合と比較して、自己相関の直交性が劣化する。そのため、相互相関値のピーク検出精度がＰＮ系列を用いた場合より劣化し、シンボルタイミング同期およびフレーム同期精度が劣化するという問題がある。
また、第２の従来システムでは、送受信装置間の搬送波周波数オフセットの影響によってショートプリアンブル信号部内での位相回転量が無視できないような低速通信の場合、相互相関値の積和演算において各項の位相が回転してしまい、所望サンプル位置で相関値がピークを取らない可能性がある。このとき、シンボルタイミングおよびフレーム同期制度は劣化する。
すなわち、第２の従来システムは、（Ａ３）の問題を解決してはいるものの、以下の４つの問題点を有している。
（Ｂ１）各受信同期処理のために、それぞれ専用のトレーニング信号を別々に用意する必要があるため、オーバーヘッドが大きくなり、特に情報シンボル信号部分が短い場合に伝送効率が劣化する。
（Ｂ２）各受信同期処理を異なる信号処理で行うため、演算量が多く、受信装置の回路規模および消費電力が増大する。
（Ｂ４）ショートプリアンブルがＰＮ系列とならないため、ＰＮ系列を用いた場合と比較してシンボルタイミング同期およびフレーム同期精度が劣化する。
（Ｂ５）低速通信においては、ショートプリアンブル内での位相が回転し、シンボルタイミング同期およびフレーム同期精度が劣化する。
上記（Ｂ４）および（Ｂ５）の問題を解決するため、フレーム同期用にＵＷの差動符号化を用いて、相互相関演算を用いたピーク検出前に遅延検波を行うフレーム同期方式（以下、第３の従来方式）が考案されている（例えば、非特許文献５参照）。
図１３は、第３の従来方式を用いた無線受信装置の構成を示すブロック図である。なお、図１３では、デジタル信号処理を行うベースバンド処理部のみを示し、前には無線信号受信のための空中線および無線部が接続される。
アナログ受信バースト信号Ｓ３００は、Ａ／Ｄ変換器３０１によってデジタル受信バースト信号Ｓ３０１に変換される。Ａ／Ｄ変換後のデジタル受信バースト信号Ｓ３０１は、受信フィルタ３０２に入力され、受信フィルタ処理後の受信バースト信号Ｓ３０２が出力される。受信フィルタ処理後の受信バースト信号Ｓ３０２は、シンボルタイミング同期回路３０３によってシンボルタイミングの検出および同期が行われ、受信バーストシンボル系列Ｓ３０３が出力される。
受信バーストシンボル系列Ｓ３０３は、搬送波周波数同期回路３０４に入力され、搬送波周波数同期後の受信バーストシンボル系列Ｓ３０４が出力される。搬送波周波数同期後の受信バーストシンボル系列Ｓ３０４は、フレーム検出回路３０５に入力され、フレーム位置情報Ｓ３０５が出力される。受信バーストシンボル系列Ｓ３０４は、フレーム同期回路３０６に入力されフレーム位置情報Ｓ３０５に基づいてフレーム同期が確立され、受信バーストシンボル系列Ｓ３０６が出力される。フレーム同期確立後の受信バーストシンボル系列Ｓ３０６は、シンボル識別回路３０７で情報シンボルからデータビット系列に変換され、受信データ信号Ｓ３０７として出力される。
図１４は、図１３に示した無線受信装置におけるフレーム検出回路３０５の構成を示すブロック図である。シンボルタイミングおよび搬送波周波数同期確立後の受信バーストシンボル系列Ｓ３０４は、トレーニングシンボル抽出回路４０１に入力され、受信トレーニングシンボル区間に相当するシンボル系列Ｓ４０１が入力シンボル毎に出力される。受信トレーニングシンボル系列Ｓ４０１は、１シンボル遅延回路４０２に入力され、１シンボル遅延後の受信トレーニングシンボル系列Ｓ４０２が出力される。１シンボル遅延前の受信トレーニングシンボル系列Ｓ４０１および１シンボル遅延後の受信トレーニングシンボル系列Ｓ４０２は、複素共役乗算回路４０３に入力されることによって差動復号化、すなわち遅延検波される。遅延検波後の受信トレーニングシンボル系列Ｓ４０３が出力される。
遅延検波後の受信トレーニングシンボル系列Ｓ４０３は、ビット判定回路（遅延検波）４０４に入力され、ビット判定（シンボル識別）され、ビット判定後の受信フレーム同期符号系列Ｓ４０４が出力される。一方、同期符号系列生成回路４０５は、既知のフレーム同期符号系列Ｓ４０５を生成する。受信フレーム同期符号系列Ｓ４０４および既知のフレーム同期符号系列Ｓ４０５は、相互相関計算回路（ビット演算）４０６に入力され、相互相関値Ｓ４０６が出力される。受信バースト信号の入力シンボル毎に入力される相互相関値Ｓ４０６は、相関ピーク検出回路４０７に入力され、相関値が最大となるシンボル位置をフレーム位置として検出し、フレーム位置情報Ｓ３０５が出力される。
第３の従来方式は、前述した第１の従来システムと同様に、フレーム同期のためにＵＷをトレーニング信号として含む必要がある。ＵＷの符号系列としてＰＮ系列のような自己相関の直交性に優れた符号系列を用いることが可能であるため、第２の従来システムの（Ｂ４）の問題点を解決できる。また、ＵＷの符号系列を遅延検波することによって送受信装置間の搬送波周波数オフセットの影響を低減できるため、（Ｂ５）の問題点も解決できる。
但し、第３の従来方式は、また、フレーム位置の検出にはシンボルタイミング同期確立後の遅延検波およびビット判定が必要であるため、図９に示すバースト構成を有する第１の従来システム同様に、ＵＷの他にシンボルタイミング同期および搬送波周波数同期を確立するためのトレーニングシンボル系列を備える必要がある。
したがって、前述した第１の従来システムの（Ａ３）の問題点を解決した上で、第３の従来方式を適用したとしても、第２の従来システムの（Ｂ１）および（Ｂ２）の問題点を解決することはできない。
Kiyoshi Kobayashi, Tetsu Sakata, Yoichi Matsumoto, Shuji Kubota,"Fully Digital Burst Modem for Satellite Multimedia Communication Systems"IEICE Transaction of Communications,vol.E80-B,no.1,January1997. Yoichi Matsumoto, Shuji Kubota, Shuzo Kato,"A New Burst Coherent Demodulator for Microcellular TDMA/TDD Systems"IEICE Transaction on Communications,vol.E77-B,No.7,July1994. 松江英明，守倉正博，"８０２．１１高速無線ＬＡＮ教科書"ＩＤＧジャパン，２００３． 三瓶政一，"ディジタルワイヤレス伝送技術"ピアソン・エデュケーション，２００２． 小倉浩嗣，芹沢睦，"ＴＤＭＡデジタル移動通信のためのスロット同期方式，"Ｂ−２９２，１９９０年電子情報通信学会秋季全国大会
上述したように、第１および第２の従来システムや、第３の従来方式では、バースト無線伝送を行う上でオーバーヘッドとなるトレーニングシンボルによる伝送効率の劣化、回路規模や、消費電力の増大、低速通信におけるシンボルタイミング同期や、フレーム同期精度の劣化といった問題を解決することができない、という問題があった。
本発明は、このような事情を考慮してなされたものであり、その目的は、無線バースト通信においてオーバーヘッドによる伝送効率劣化を低減することができ、また、信号処理演算量を低減し、高精度なバースト同期を実現することができる無線受信装置および無線受信方法を提供することにある。
上述した課題を解決するために、本発明は、差動符号化された同期符号系列をトレーニングシンボルとし、該トレーニングシンボルと情報シンボルとから構成された無線バースト信号を受信する無線受信装置において、前記無線バースト信号に含まれるトレーニングシンボル系列を用いて、オーバーサンプリングされた受信バースト信号系列からフレーム・シンボルタイミングを検出するフレーム・シンボルタイミング検出手段と、前記フレーム・シンボルタイミング検出手段で検出されたフレーム・シンボルタイミングに基づいて、受信バーストシンボル系列を抽出するフレーム・シンボルタイミング同期手段と、前記フレーム・シンボルタイミング同期手段で抽出された受信バーストシンボル系列から受信情報シンボル系列を抽出してシンボル識別を行うシンボル識別手段とを備え、前記フレーム・シンボルタイミング検出手段は、前記トレーニングシンボル区間に相当する受信信号サンプルを入力サンプル毎に出力するトレーニングシンボル部サンプル抽出手段と、前記トレーニングシンボル部サンプル抽出手段から出力された受信トレーニングシンボル部信号サンプルを１〜ｎ（ｎは１以上の整数）シンボル時間相当のサンプル時間遅延させて出力するｎ個の遅延手段と、前記トレーニングシンボル部サンプル抽出手段から出力された受信トレーニングシンボル部信号サンプル系列と、前記ｎ個の遅延手段から出力された受信トレーニングシンボル部信号サンプル系列との複素共役乗算を行い、受信トレーニングシンボル部サンプル系列のそれぞれ１〜ｎシンボル時間差動復号化を行うｎ個の複素共役乗算手段と、前記ｎ個の複素共役乗算手段から出力されたトレーニングシンボル部信号サンプルのダウンサンプリングを行い、差動復号化された受信トレーニングシンボル系列を抽出するｎ個のダウンサンプリング手段と、既知のトレーニングシンボル系列を生成するトレーニングシンボル生成手段と、前記トレーニングシンボル生成手段から出力されるトレーニングシンボル系列の１〜ｎシンボル時間差動復号化を行うｎ個の差動復号化手段と、前記差動復号化された受信トレーニングシンボル系列と、前記差動復号化された既知のトレーニングシンボル系列との相互相関値を計算し、入力サンプル毎に出力するｎ個の相互相関値計算手段と、前記ｎ個の相互相関値計算手段から出力されたｎ個の相互相関値に基づいて、前記相互相関値が最大となるサンプル位置をフレーム・シンボルタイミング位置として検出する相関ピーク検出手段とを備えることを特徴とする無線受信装置である。
本発明は、上記の発明において、前記フレーム・シンボルタイミング検出手段は、前記ｎ個の相互相関値計算手段から出力されたｎ個の相互相関値に対し、各シンボル遅延時間に対応して位相補償を行う位相補償手段と、前記位相補償手段から出力されたｎ個の位相補償後相互相関値の和を計算する和算手段と、をさらに備え、前記相関ピーク検出手段は、前記和算手段から前記相互相関値が最大となるサンプル位置をフレーム・シンボルタイミング位置として検出することを特徴とする。
本発明は、上記の発明において、前記フレーム・シンボルタイミング検出手段は、さらに搬送波周波数の推定を行い、前記フレーム・シンボルタイミング同期手段は、さらに搬送波周波数同期を行い、前記相関ピーク検出手段は、さらに前記フレーム・シンボルタイミング位置の相互相関値の位相成分から搬送波周波数を推定し、前記フレーム・シンボルタイミング同期手段は、さらに搬送波周波数同期を行うことを特徴とする。
本発明は、上記の発明において、前記フレーム・シンボルタイミング検出手段は、さらに搬送波周波数の推定を行い、前記フレーム・シンボルタイミング同期手段は、さらに搬送波周波数同期を行い、前記相関ピーク検出手段は、さらに前記フレーム・シンボルタイミング位置の和算前の相互相関値の一部あるいは全てを用いて、その位相成分から搬送波周波数を推定し、前記フレーム・シンボルタイミング同期手段は、フレーム・シンボルタイミングだけでなく搬送波周波数同期を行うことを特徴とする。
また、上述した課題を解決するために、本発明は、差動符号化された同期符号系列をトレーニングシンボルとし、該トレーニングシンボルと情報シンボルとから構成された無線バースト信号を受信する無線受信方法において、前記無線バースト信号に含まれる既知のトレーニングシンボル系列を用いて、オーバーサンプリングされた受信バースト信号系列からフレーム・シンボルタイミングを検出するフレーム・シンボルタイミング検出ステップと、前記フレーム・シンボルタイミング検出ステップで検出されたフレーム・シンボルタイミングに基づいて、受信バーストシンボル系列を抽出するフレーム・シンボルタイミング同期ステップと、前記フレーム・シンボルタイミング同期ステップで抽出された受信バーストシンボル系列から受信情報シンボル系列を抽出してシンボル識別を行うシンボル識別ステップとを含み、前記フレーム・シンボルタイミング検出ステップにおいては、前記トレーニングシンボル区間に相当する受信信号サンプルを入力サンプル毎に出力するトレーニングシンボル部サンプル抽出ステップと、前記トレーニングシンボル部サンプル抽出ステップにおいて出力された受信トレーニングシンボル部信号サンプルを１〜ｎ（ｎは１以上の整数）シンボル時間相当のサンプル時間遅延させて出力するｎ回の遅延ステップと、前記トレーニングシンボル部サンプル抽出ステップにおいて出力された受信トレーニングシンボル部信号サンプル系列と、前記ｎ回の遅延ステップにおいて出力された受信トレーニングシンボル部信号サンプル系列との複素共役乗算を行い、受信トレーニングシンボル部サンプル系列のそれぞれ１〜ｎシンボル時間差動復号化を行うｎ回の複素共役乗算ステップと、前記ｎ回の複素共役乗算ステップにおいて出力されたトレーニングシンボル部信号サンプルのダウンサンプリングを行い、差動復号化された受信トレーニングシンボル系列を抽出するｎ回のダウンサンプリングステップと、既知のトレーニングシンボル系列を生成するトレーニングシンボル生成ステップと、前記トレーニング抽出ステップにおいて出力されるトレーニングシンボル系列の１〜ｎシンボル時間差動復号化を行うｎ回の差動復号化ステップと、前記差動復号化された受信トレーニングシンボル系列と、前記差動復号化された既知のトレーニングシンボル系列との相互相関値を計算し、入力サンプル毎に出力するｎ回の相互相関値計算ステップと、前記ｎ回の相互相関値計算ステップにおいて出力されたｎ個の相互相関値に基づいて、前記相互相関値が最大となるサンプル位置をフレーム・シンボルタイミング位置として検出する相関ピーク検出ステップとを含むことを特徴とする無線受信方法である。
本発明は、上記の無線受信方法において、前記フレーム・シンボルタイミング検出ステップにおいては、前記ｎ回の相互相関値計算ステップにおいて出力されたｎ個の相互相関値に対し、各シンボル遅延時間に対応して位相補償を行う位相補償ステップと、前記位相補償ステップにおいて出力されたｎ個の位相補償後相互相関値の和を計算する和算ステップと、をさらに含み、前記相関ピーク検出ステップでは、前記和算ステップにおいて前記相互相関値が最大となるサンプル位置をフレーム・シンボルタイミング位置として検出することを特徴とする。
本発明は、上記の無線受信方法において、前記フレーム・シンボルタイミング検出ステップにおいては、さらに搬送波周波数の推定を行い、前記フレーム・シンボルタイミング同期ステップにおいては、さらに搬送波周波数同期を行い、前記相関ピーク検出手段ステップにおいては、さらに前記フレーム・シンボルタイミング位置の相互相関値の位相成分から搬送波周波数を推定し、前記フレーム・シンボルタイミング同期手段ステップにおいては、さらに搬送波周波数同期を行うことを特徴とする。
本発明は、上記の無線受信方法において、前記フレーム・シンボルタイミング検出ステップにおいては、さらに搬送波周波数の推定を行い、前記フレーム・シンボルタイミング同期ステップにおいては、さらに搬送波周波数同期を行い、前記相関ピーク検出手段ステップにおいては、さらに前記フレーム・シンボルタイミング位置の和算前の相互相関値の一部あるいは全てを用いて、その位相成分から搬送波周波数を推定し、前記フレーム・シンボルタイミング同期手段ステップにおいては、フレーム・シンボルタイミングだけでなく搬送波周波数同期を行うことを特徴とする。
この発明によれば、無線バースト通信に必要なフレーム同期およびシンボルタイミング同期に必要なトレーニングシンボル系列を共通のトレーニングシンボル系列として提供するため、各受信同期処理のために個別のトレーニングシンボル系列を備える必要が無く、オーバーヘッドを削減し、システムの伝送効率を向上させることができる。
また、トレーニングシンボル系列として、任意の同期符号系列を用いることができる。ただし、同期符号系列として自己相関の直交性に優れる系列、例えばＭ系列などを用いることによって、受信装置におけるフレーム同期およびシンボルタイミング同期精度をさらに向上させることができる。
また、さらに同期符号系列を差動符号化して送信しているため、受信時に同期用トレーニングシンボル系列の差動復号化（遅延検波）を行うことが可能となる。差動復号化の際に搬送波周波数同期前の搬送波周波数オフセットを相殺することができるため、送受信装置間の局所発振器誤差の影響による相互相関ピーク検出精度の劣化を低減することができる。
また、複数のトレーニングシンボル系列をバースト内の異なる位置に挿入した場合には、フェージング等の伝搬路変動によってバースト内で信号電力が変動した場合でも、高精度なフレーム同期およびシンボルタイミング同期が可能となる。
また、フレーム・シンボルタイミング検出手段において同時にフレーム同期とシンボルタイミング同期を確立することができるため、第１の従来システムで必要であったシンボルタイミング同期手段が不要となり、受信装置の回路規模を削減することが可能となる。
また、オーバーサンプリングされた受信バースト信号に対してスライディング相互相関演算を行うことにより、フレーム位置およびシンボルタイミング位置を共通のピーク位置として同時に検出することが可能である。
また、トレーニングシンボルの隣接シンボルに相当するサンプル間隔で複素共役演算を行う（差動復号化する）ことによって、受信信号から差動符号化前の同期符号系列を抽出することができる。相互相関計算手段では、検出された差動復号化後の同期符号系列と、既知のトレーニングシンボルの同期符号系列とのスライディング相互相関演算を行うことにより、そのフレーム位置およびシンボルタイミング位置を共通の位置として同時に検出することが可能となる。
また、トレーニングシンボル部における差動復号化処理は同期符号系列の自己相関演算に相当する。したがって、ｎシンボルの差動復号化を前段で行う前記相互相関計算手段から出力される相互相関値の位相成分は、ｎシンボルあたりの送受信装置間の搬送波周波数オフセットを含んでおり、各相互相関計算手段から出力される各相互相関値の位相が揃わない。そこで、前記位相補償手段において各相互相関値の位相を揃えた後に和算処理を行うことで、搬送波周波数オフセットによる相関ピークの劣化を低減することができる。
また、位相補償手段は、例えばｎシンボル差動復号化で得られた各相互相関値に対しては、その位相成分θｎを検出した後、−｛（ｎ−１）／ｎ｝×θｎの位相回転を与えることで実施できる。前期位相回転を施すことによって各相互相関値の位相成分を１／ｎ、すなわち１シンボルあたりの位相回転量に揃えることができる。
また、前記フレーム・シンボルタイミング検出処理における前記相互相関演算結果の位相成分が１シンボルあたりの送受信装置間の搬送波周波数オフセットとなることから、前記位相成分を検出することによって搬送波周波数オフセットの推定が可能となる。
また、トレーニングシンボルの隣接シンボルに相当するサンプル間隔で複素共役演算を行う（差動復号化する）だけでなく、複数シンボルに相当するサンプル間隔でも複素共役演算（差動復号化する）ことによって、トレーニングシンボル系列長を長くして相関計算を行った場合と等価な効果を得ることができる。
すなわち、同じトレーニングシンボル長でもフレーム同期およびシンボルタイミング同期精度が向上することから、伝送効率を劣化させずに対雑音同期特性を向上させることが可能となる。あるいは、対雑音同期特性を維持したままトレーニングシンボル長の短縮が可能となり、伝送効率の向上が可能となる。
また、フレーム・シンボルタイミング検出処理における前記相互相関演算結果の位相成分が１〜Ｋシンボルあたりの送受信装置間の搬送波周波数オフセットとなることから、前記各位相成分を検出し、これらの一部あるいは全てを組み合わせて用いる搬送波周波数オフセットの推定が可能となる。差動復号化シンボル間隔が小ければ引き込み範囲は広いが周波数推定精度が低く、逆に差動復号化間隔が大きければ引き込み範囲は狭いが周波数推定精度が高くなることから、複数段に分けて周波数を推定するなど、これらを適切に組み合わせて引き込み範囲が広く周波数推定精度にも優れた搬送波周波数同期を実施することも可能である。
また、フレーム・シンボルタイミング検出処理において既に相互相関値演算処理が終了していることから、搬送波周波数オフセット推定のための付加的な信号処理が不要であり、搬送波周波数オフセット推定のための受信信号処理演算量あるいは回路規模を低減することが可能である。
以下、本発明の一実施形態を、図面を参照して説明する。
Ａ．第１の実施形態
図１は、本発明の第１の実施形態による無線送信装置の構成を示すブロック図である。なお、図１では、デジタル信号処理を行うベースバンド処理部のみを示し、後段には無線信号送信のための無線部および空中線が接続される。図において、シンボル生成回路１０１は、送信データビット系列Ｓ１００から送信情報シンボル系列Ｓ１０１を生成する。トレーニングシンボル生成回路１０２は、同期符号系列生成回路２０１と差動符号化回路２０２とを備えている。同期符号系列生成回路２０１は、同期符号系列Ｓ２０１を生成する。差動符号化回路２０２は、同期符号系列Ｓ２０１からトレーニングシンボル系列Ｓ１０２を生成する。多重化回路１０３は、送信情報シンボル系列Ｓ１０１とトレーニングシンボル系列Ｓ１０２とを時間多重し、送信バーストシンボル系列Ｓ１０３を生成する。送信フィルタ手段１０４は、送信バーストシンボル系列Ｓ１０３を帯域制限し、送信バースト信号Ｓ１０４を出力する。Ｄ／Ａ変換手段１０５は、送信フィルタ処理後の送信バースト信号Ｓ１０４を、アナログ送信バースト信号Ｓ１０５に変換する。
上述した構成において、送信データビット系列Ｓ１００は、シンボル生成回路１０１に入力され、送信情報シンボル系列Ｓ１０１が生成される。また、トレーニングシンボル生成手段１０２では、同期符号系列生成手段２０１によって同期符号系列Ｓ２０１が生成される。同期符号系列Ｓ２０１は差動符号化手段２０２に入力され、トレーニングシンボル系列Ｓ１０２が生成される。送信情報シンボル系列Ｓ１０１とトレーニングシンボル系列Ｓ１０２は、シンボル多重化手段１０３によって時間多重され、送信バーストシンボル系列Ｓ１０３が生成される。
送信バーストシンボル系列Ｓ１０３は、帯域制限のための送信フィルタ手段１０４に入力され、送信フィルタ処理後の送信バースト信号Ｓ１０４が出力される。送信フィルタ処理後の送信バースト信号Ｓ１０４は、Ｄ／Ａ変換手段１０５によってアナログ送信バースト信号Ｓ１０５に変換される。アナログ送信バースト信号Ｓ１０４は、最終的に無線部に入力されて搬送波周波数に変換され、無線伝送される。
図２は、本第１の実施形態を用いた場合に生成されるバースト構成を示す概念図である。図２に示すように、本第１の実施形態では、第１の従来システムに見られた各受信同期処理用の個別トレーニングパターンは不要であり、共通のトレーニングシンボル系列を用いてフレーム同期、シンボルタイミング同期、搬送波周波数同期を確立することが可能である。
上述した第１の実施形態によれば、無線バースト通信に必要なフレーム同期およびシンボルタイミング同期に必要なトレーニングシンボル系列を共通のトレーニングシンボル系列として提供するため、各受信同期処理のために個別のトレーニングシンボル系列を備える必要が無く、オーバーヘッドを削減し、システムの伝送効率を向上させることができる。
また、本第１の実施形態によれば、トレーニングシンボル系列として、任意の同期符号系列を用いることができる。但し、同期符号系列として自己相関の直交性に優れる系列、例えば、Ｍ系列などを用いることによって、受信装置におけるフレーム同期およびシンボルタイミング同期精度をさらに向上させることができる。
また、本第１の実施形態によれば、同期符号系列を差動符号化して送信しているため、受信時に同期用トレーニングシンボル系列の差動復号化（遅延検波）を行うことが可能となる。差動復号化の際に搬送波周波数同期前の搬送波周波数オフセットを相殺することができるため、送受信装置間の局所発振器誤差の影響による相互相関ピーク検出精度の劣化を低減することができる。
さらに、本第１の実施形態によれば、複数のトレーニングシンボル系列をバースト内の異なる位置に挿入した場合には、フェージング等の伝搬路変動によってバースト内で信号電力が変動した場合でも、高精度なフレーム同期およびシンボルタイミング同期が可能となる。
なお、本第１の実施形態においては、無線送信装置が逐次トレーニングシンボル系列を生成できるトレーニングシンボル生成回路１０２を備える必要が無く、代わりに生成されたトレーニングシンボル系列を記憶する記憶手段を設けるようにしてもよい。
Ｂ．第２の実施形態
次に、本発明の第２の実施形態について説明する。
図３は、本第２の実施形態による無線受信装置の構成を示すブロック図である。図において、Ａ／Ｄ変換器３０１は、受信バースト信号Ｓ３００をオーバーサンプリングおよびＡ／Ｄ変換し、受信バースト信号Ｓ３０１を出力する。受信フィルタ３０２は、受信バースト信号Ｓ３０１を帯域制限し、受信バースト信号Ｓ３０２を出力する。フレーム・シンボルタイミング検出回路５０３は、帯域制限された受信バースト信号Ｓ３０２からフレーム・シンボルタイミング位置情報Ｓ５０３−１と搬送波周波数情報Ｓ５０３−２とを出力する。
フレーム・シンボルタイミング同期回路５０４は、受信バースト信号Ｓ３０２に対し、フレーム・シンボルタイミング位置信号Ｓ５０３−１に基づいて、フレーム同期処理およびシンボルタイミングに基づくダウンサンプリング処理を行うとともに、に搬送波搬送波情報Ｓ５０３−２に基づいて、搬送波周波数同期を行い、受信バーストシンボル系列Ｓ５０４を出力する。情報シンボル識別回路５０５は、受信バーストシンボル系列Ｓ５０４から受信データビット系列Ｓ５０５を出力する。
上述した構成において、受信装置無線部より入力された受信バースト信号Ｓ３００は、Ａ／Ｄ変換器３０１においてオーバーサンプリングおよびＡ／Ｄ変換され、Ａ／Ｄ変換後の受信バースト信号Ｓ３０１が出力される。Ａ／Ｄ変換後の受信バースト信号Ｓ３０１は、受信フィルタ３０２に入力され、帯域制限された受信バースト信号Ｓ３０２が出力される。帯域制限された受信バースト信号Ｓ３０２は、フレーム・シンボルタイミング検出回路５０３に入力され、フレーム・シンボルタイミング位置情報Ｓ５０３−１と搬送波周波数情報Ｓ５０３−２とが出力される。
フレーム・シンボルタイミング位置信号Ｓ５０３−１及び搬送波搬送波情報Ｓ５０３−２は、フレーム・シンボルタイミング同期手段５０４に入力され、フレーム・シンボルタイミング位置信号Ｓ５０３−１に基づいて、フレーム同期処理およびシンボルタイミングに基づくダウンサンプリング処理が行われるとともに、搬送波搬送波情報Ｓ５０３−２に基づいて、搬送波周波数同期が行われ、フレーム・シンボルタイミング同期受信バーストシンボル系列Ｓ５０４が出力される。フレーム・シンボルタイミング同期後の受信バーストシンボル系列Ｓ５０４は、情報シンボル識別手段５０５に入力され、受信データビット系列Ｓ５０５が出力される。
上述した第２の実施形態によれば、フレーム・シンボルタイミング検出回路において同時にフレーム同期とシンボルタイミング同期とを確立することができるため、従来必要であったシンボルタイミング同期手段が不要となり、受信装置の回路規模を削減することが可能となる。
Ｃ．第３の実施形態
次に、本発明の第３の実施形態について説明する。
本第３の実施形態は、上述した第２の実施形態の無線受信装置においてフレーム同期およびシンボルタイミング同期を実現するもので、オーバーサンプリングされた受信バースト信号からトレーニングシンボル系列成分を抽出してスライディング相互相関演算を行ってピーク位置を検出し、フレーム位置およびシンボルタイミング位置として同定することを特徴とする。前述した第３の従来方式とは、サンプル毎に信号処理する点で異なる。
図４は、本第３の実施形態による、図３のフレーム・シンボルタイミング検出回路５０３の構成を示すブロック図である。図において、トレーニングシンボル部サンプル抽出回路６０１は、受信フィルタ３０２から出力された、オーバーサンプリングされた受信バースト信号Ｓ３０２から、トレーニングシンボル区間に相当するサンプル系列Ｓ６０１を入力サンプル毎に出力する。Ｎｓサンプル（１シンボル時間）遅延回路６０２は、サンプル系列Ｓ６０１から、１シンボル時間に相当するサンプル遅延後の受信トレーニングシンボル部のサンプル系列Ｓ６０２を出力する。
複素共役乗算回路６０３は、１シンボル時間遅延前の受信トレーニングシンボル部のサンプル系列Ｓ６０１および１シンボル時間遅延後の受信トレーニングシンボル部のサンプル系列Ｓ６０２の複素共役乗算を行うことにより差動復号化を行う。１／Ｎｓダウンサンプリング回路６０４は、１シンボル時間差動復号化後の受信トレーニングシンボル部のサンプル系列Ｓ６０３から、入力サンプル毎に１シンボル差動復号化後の受信トレーニングシンボル部のサンプル系列Ｓ６０４を出力する。
トレーニングシンボル生成回路６０５は、既知のトレーニングシンボル系列Ｓ６０５を生成する。１シンボル差動復号化回路６０６は、既知のトレーニングシンボル系列Ｓ６０５を、１シンボル差動復号化し、トレーニングシンボル系列Ｓ６０６を出力する。相互相関計算回路６０７は、１シンボル差動復号化後の受信トレーニングシンボル系列Ｓ６０４および１シンボル差動復号化後の既知のトレーニングシンボル系列Ｓ６０６の相互相関値Ｓ６０７を多値複素演算によって計算する。
相関ピーク検出回路６０８は、受信バースト信号の入力サンプル毎に出力される相互相関値Ｓ６０７が最大となるサンプル位置を、フレーム・シンボル位置として検出し、フレーム・シンボルタイミング位置情報Ｓ５０３−１として出力するとともに、フレーム・シンボルタイミング位置Ｓ５０３−１に対応する相関ピーク値の位相成分を用いて搬送波周波数オフセットを推定し、搬送波周波数情報Ｓ５０３−２として出力する。これは、フレーム・シンボルタイミング検出処理において、トレーニングシンボル部における差動復号化処理が同期符号系列の自己相関演算に相当し、結果としてフレーム・シンボルタイミング検出位置における相互相関演算結果の位相成分に搬送波周波数オフセット成分が含まれることを利用している。
上述した構成において、受信フィルタ３０２から出力されたオーバーサンプリングされた受信バースト信号Ｓ３０２は、トレーニングシンボル部サンプル抽出回路６０１に入力され、トレーニングシンボル区間に相当するサンプル系列Ｓ６０１が入力サンプル毎に出力される。受信トレーニングシンボル部サンプル系列Ｓ６０１は、Ｎｓサンプル遅延回路６０２に入力され、１シンボル時間に相当するサンプル遅延後の受信トレーニングシンボル部サンプル系列Ｓ６０２が出力される。
１シンボル時間遅延前の受信トレーニングシンボル部サンプル系列Ｓ６０１および１シンボル時間遅延後の受信トレーニングシンボル部サンプル系列Ｓ６０２は、複素共役乗算回路６０３に入力されることによって差動復号化される。差動復号化後の受信トレーニングシンボル部サンプル系列Ｓ６０３は、ダウンサンプリング回路６０４に入力され、入力サンプル毎に１シンボル差動復号化後の受信トレーニングシンボル系列Ｓ６０４が出力される。
一方、トレーニングシンボル生成回路６０５では、無線送信装置で生成されるのと同じ既知のトレーニングシンボル系列Ｓ６０５が生成される。既知のトレーニングシンボル系列Ｓ６０５は、１シンボル差動復号化回路６０６に入力され、１シンボル差動復号化後の既知のトレーニングシンボル系列Ｓ６０６が出力される。１シンボル差動復号化後の受信トレーニングシンボル系列Ｓ６０４および１シンボル差動復号化後の既知のトレーニングシンボル系列Ｓ６０６は、相互相関計算回路６０７に入力され、両者の相互相関値Ｓ６０７が多値複素演算によって計算される。
受信バースト信号の入力サンプル毎に出力される相互相関値Ｓ６０７は、相関ピーク検出回路６０８に入力され、相関値が最大となるサンプル位置がフレーム・シンボル位置として検出され、フレーム・シンボルタイミング位置情報Ｓ５０３−１として出力されるとともに、フレーム・シンボルタイミング位置Ｓ５０３−１に対応する相関ピーク値の位相成分を用いて搬送波周波数オフセットが推定され、搬送波周波数情報Ｓ５０３−２が併せて出力される。
上述した本第３の実施形態によれば、オーバーサンプリングされた受信バースト信号に対してスライディング相互相関演算を行うことにより、フレーム位置およびシンボルタイミング位置を共通のピーク位置として同時に検出することができる。
また、本第３の実施形態によれば、トレーニングシンボルの隣接シンボルに相当するサンプル間隔で複素共役演算を行う（差動復号化する）ことによって、受信信号から差動符号化前の同期符号系列を抽出することができる。また、検出された差動復号化後の同期符号系列と、既知のトレーニングシンボルの同期符号系列とのスライディング相互相関演算を行うことにより、そのフレーム位置およびシンボルタイミング位置を共通の位置として同時に検出することができる。
また、本第３の実施形態によれば、同期用トレーニングシンボル系列の差動復号化（遅延検波）を行うことによって、搬送波周波数同期前の搬送波周波数オフセットを相殺することができるため、送受信装置間の局所発振器誤差の影響による相互相関ピーク検出精度の劣化を低減することができる。
なお、本第３の実施形態では、図４に示すフレーム・シンボルタイミング検出回路５０３では、トレーニングシンボル生成回路６０５として、図１に示したトレーニングシンボル生成回路１０２と同一構成を用いている。トレーニングシンボル生成回路６０５では、原同期符号系列の差動符号化が行われ、差動復号化回路６０６では、差動復号化が行われるが、いずれも既知の同期符号系列に対する信号処理であるため、実際には差動符号化および符号化の処理対を省略することもできる。
また、本第３の実施形態において、フレーム・シンボルタイミング検出回路５０３は、逐次トレーニングシンボル系列を生成できるトレーニングシンボル生成回路６０２を備えずに、代わりにトレーニングシンボル系列を記憶する記憶手段を備えるようにしてもよい。
Ｄ．第４の実施形態
次に、本発明の第４の実施形態について説明する。
本第４の実施形態は、上述した第３の実施形態と同様に、第２の実施形態の無線受信装置においてフレーム同期およびシンボルタイミング同期を実現するもので、オーバーサンプリングされた受信バースト信号から、トレーニングシンボル系列成分を抽出し、スライディング相互相関演算を行ってピーク位置を検出し、フレーム位置およびシンボルタイミング位置として同定することを特徴とする。第３の従来方式とは、サンプル毎に信号処理する点で異なる。
図５は、本第４の実施形態による、図３に示すフレーム・シンボルタイミング検出回路５０３の他の構成例を示すブロック図である。図において、トレーニングシンボル部サンプル抽出回路７０１は、受信フィルタ３０２から出力されたオーバーサンプリングされた受信バースト信号Ｓ３０２を、トレーニングシンボル区間に相当するサンプル系列Ｓ７０１として入力サンプル毎に出力する。１×Ｎｓサンプル遅延回路７０２−１〜Ｋ×Ｎｓサンプル遅延回路７０２−Ｋは、受信トレーニングシンボル部サンプル系列Ｓ７０１から、１〜Ｋシンボル時間に相当するサンプル遅延後の受信トレーニングシンボル部サンプル系列Ｓ７０２−１〜Ｋを出力する。
複素共役乗算回路７０３−１〜７０３−Ｋは、時間遅延処理前の受信トレーニングシンボル部サンプル系列Ｓ７０１および１〜Ｋシンボル時間遅延後の受信トレーニングシンボル部サンプル系列Ｓ７０２−１〜Ｓ７０２−Ｋを差動復号化する。１／Ｎｓダウンサンプリング回路７０４−１〜７０４−Ｋは、１〜Ｋシンボル時間差動復号化後の受信トレーニングシンボル部サンプル系列Ｓ７０３−１〜Ｓ７０３−Ｋから、入力サンプル毎に１〜Ｋシンボル差動復号化後の受信トレーニングシンボル系列Ｓ７０４−１〜Ｓ７０４−Ｋを出力する。
トレーニングシンボル生成回路７０５は、既知のトレーニングシンボル系列Ｓ７０５を生成する。１〜Ｋシンボル差動復号化回路７０６−１〜７０６−Ｋは、既知のトレーニングシンボル系列Ｓ７０５から、１〜Ｋシンボル差動復号化後の既知のトレーニングシンボル系列Ｓ７０６−１〜Ｓ７０６−Ｋを出力する。相互相関計算回路７０７−１〜７０７−Ｋは、１〜Ｋシンボル差動復号化後の受信トレーニングシンボル系列Ｓ７０４−１〜Ｓ７０４−Ｋおよび１〜Ｋシンボル差動復号化後の既知のトレーニングシンボル系列Ｓ７０６−１〜Ｓ７０６−Ｋから、両者の相互相関値Ｓ７０７−１〜Ｓ７０７−Ｋを多値複素演算によって計算する。
位相補償回路７０８は、相互相関値Ｓ７０７−１〜Ｓ７０７−Ｋから、差動符号化時の遅延時間差によって異なる搬送波周波数オフセットの影響の違いを補償し、位相補償後の相互相関値Ｓ７０８−１〜Ｓ７０８−Ｋとして出力する。和算回路７０９は、位相補償後の相互相関値Ｓ７０８−１〜Ｓ７０８−Ｋを和算し、相互相関値Ｓ７０９として出力する。相関ピーク検出回路７１０は、和算後の相互相関値Ｓ７０９から、受信バースト信号の入力サンプル毎に、相関値が最大となるサンプル位置がフレーム・シンボル位置として検出し、フレーム・シンボルタイミング位置情報Ｓ５０３−１として出力する。搬送波周波数推定回路７１１は、フレーム・シンボルタイミング位置Ｓ５０３−１に対応する相互相関値Ｓ７０７−１〜Ｋの位相成分を用いて搬送波周波数オフセットを推定し、搬送波周波数情報Ｓ５０３−２として出力する。これは、上述した第３の実施形態と同様に、フレーム・シンボルタイミング検出処理において、トレーニングシンボル部における差動復号化処理が同期符号系列の自己相関演算に相当し、結果としてフレーム・シンボルタイミング検出位置における相互相関演算結果の位相成分に搬送波周波数オフセット成分が含まれることを利用している。
上述した構成において、受信フィルタ３０２から出力されたオーバーサンプリングされた受信バースト信号Ｓ３０２は、トレーニングシンボル部サンプル抽出回路７０１に入力され、トレーニングシンボル区間に相当するサンプル系列Ｓ７０１が入力サンプル毎に出力される。受信トレーニングシンボル部サンプル系列Ｓ７０１は、１×Ｎｓサンプル遅延回路７０２−１〜Ｋ×Ｎｓサンプル遅延回路７０２−Ｋに入力され、１〜Ｋシンボル時間に相当するサンプル遅延後の受信トレーニングシンボル部サンプル系列Ｓ７０２−１〜Ｓ７０２−Ｋが出力される。時間遅延処理前の受信トレーニングシンボル部サンプル系列Ｓ７０１および１〜Ｋシンボル時間遅延後の受信トレーニングシンボル部サンプル系列Ｓ７０２−１〜Ｓ７０２−Ｋは、複素共役乗算回路７０３−１〜７０３−Ｋに入力されることによって差動復号化される。１〜Ｋシンボル時間差動復号化後の受信トレーニングシンボル部サンプル系列Ｓ７０３−１〜Ｓ７０３−Ｋは、ダウンサンプリング回路７０４−１〜７０４−１Ｋに入力され、入力サンプル毎に１〜Ｋシンボル差動復号化後の受信トレーニングシンボル系列Ｓ７０４−１〜Ｓ７０４−Ｋが出力される。
一方、トレーニングシンボル生成回路７０５では、既知のトレーニングシンボル系列Ｓ７０５が生成される。既知のトレーニングシンボル系列Ｓ７０５は、１〜Ｋシンボル差動復号化手段７０６−１〜７０６−Ｋに入力され、１〜Ｋシンボル差動復号化後の既知のトレーニングシンボル系列Ｓ７０６−１〜Ｓ７０６−Ｋが出力される。１〜Ｋシンボル差動復号化後の受信トレーニングシンボル系列Ｓ７０４−１〜Ｓ７０４−Ｋおよび１〜Ｋシンボル差動復号化後の既知のトレーニングシンボル系列Ｓ７０６−１〜Ｓ７０６−Ｋは、相互相関計算回路７０７−１〜Ｋに入力され、両者の相互相関値Ｓ７０７−１〜Ｓ７０７−Ｋが多値複素演算によって計算される。
相互相関値Ｓ７０７−１〜Ｓ７０７−Ｋは、位相補償回路７０８に入力され、差動符号化時の遅延時間差によって異なる搬送波周波数オフセットの影響の違いが補償され、位相補償後の相互相関値Ｓ７０８−１〜Ｓ７０８−Ｋが出力される。位相補償後の相互相関値Ｓ７０８−１〜Ｓ７０８−Ｋは、和算回路７０９に入力され、和算後の相互相関値Ｓ７０９が出力される。和算後の相互相関値Ｓ７０９は、受信バースト信号の入力サンプル毎に相関ピーク検出回路７１０に入力され、相関値が最大となるサンプル位置がフレーム・シンボル位置として検出され、フレーム・シンボルタイミング位置情報Ｓ５０３−１として出力される。さらに、搬送波周波数推定回路７１１において、フレーム・シンボルタイミング位置Ｓ５０３−１に対応する相互相関値Ｓ７０７−１〜Ｓ７０７−Ｋの位相成分を用いて搬送波周波数オフセットを推定し、搬送波周波数情報Ｓ５０３−２として出力することもできる。
上述した本第４の実施形態によれば、オーバーサンプリングされた受信バースト信号に対してスライディング相互相関演算を行うことにより、フレーム位置およびシンボルタイミング位置を共通のピーク位置として同時に検出することが可能である。
また、本第４の実施形態によれば、同期用トレーニングシンボル系列の差動復号化（遅延検波）を行うことによって、搬送波周波数同期前の搬送波周波数オフセットを相殺することができるため、送受信装置間の局所発振器誤差の影響による相互相関ピーク検出精度の劣化を低減することができる。
また、本第４の実施形態によれば、トレーニングシンボルの隣接シンボルに相当するサンプル間隔で複素共役演算を行う（差動復号化する）だけでなく、複数シンボルに相当するサンプル間隔でも複素共役演算（差動復号化する）ことによって、トレーニングシンボル系列長を長くするのと等価な効果を得ることができる。すなわち、同じトレーニングシンボル長でもフレーム同期およびシンボルタイミング同期精度が向上することから、伝送効率を劣化させずに対雑音同期特性を向上させることが可能となる。あるいは、対雑音同期特性を維持したまま、トレーニングシンボル長の短縮が可能となり、伝送効率を向上させることができる。
また、本第４の実施形態によれば、トレーニングシンボル部における差動復号化処理は、同期符号系列の自己相関演算に相当する。したがって、ｎシンボルの差動復号化を前段で行う相互相関計算回路から出力される相互相関値の位相成分は、ｎシンボルあたりの送受信装置間の搬送波周波数オフセットを含んでおり、各相互相関計算回路から出力される各相互相関値の位相が揃わない。そこで、位相補償回路において各相互相関値の位相を揃えた後に和算処理を行うことで、搬送波周波数オフセットによる相関ピークの劣化を低減することができる。
また、本第４の実施形態によれば、位相補償回路は、例えば、ｎシンボル差動復号化で得られた各相互相関値に対しては、その位相成分θｎを検出した後、−｛（ｎ−１）／ｎ｝×θｎの位相回転を与えることで実施できる。位相回転を施すことによって各相互相関値の位相成分を１／ｎ、すなわち１シンボルあたりの位相回転量に揃えることができる。
なお、本第４の実施形態において、トレーニングシンボル系列長をＮＴＲとすると、相互相関計算を行う前段の差動復号化の最大遅延時間Ｋ［シンボル］の上限値はＮＴＲ−１で与えられる。但し、位相補償回路のθｎが±πを超えると、補償可能な引き込み位相範囲を超えて相関ピーク特性が劣化するため、θｎが±πを超えない最大のｎがＫの上限値となる。実際に受信装置に実装するＫの値は、さらに受信装置の回路規模、処理遅延、フレームおよびシンボルタイミング同期精度とのトレードオフなどで決定される。
Ｅ．第３の実施形態および第４の実施形態の実施例
次に、上述した第３の実施形態、および第４の実施形態の実施例について説明する。但し、上述した第３の実施形態は、第４の実施形態においてＫ＝１とした場合と同じである。なお、トレーニングシンボル系列長を変化させた、第１の実施例及び第２の実施例についてフレーム誤検出率を評価している。
図６は、本第１の実施例、及び第２の実施例の計算機シミュレーション条件を示す表図である。トレーニングシンボルの変調方式としてＢＰＳＫ、情報シンボルの変調方式としてＢＰＳＫあるいはＱＰＳＫを仮定した。また、低ＣＮＲ領域において良好な無線伝送特性を得るために、畳み込み符号化およびビタビ復号化を用いた誤り訂正を仮定した。伝搬路モデルとしては、白色ガウス雑音環境（Additive White Gaussian Noise：ＡＷＧＮ)を仮定した。
図７（ａ）、（ｂ）は、本第１の実施例、及び第２の実施例で用いたバースト構成を示す概念図である。第１の実施例においては、３２シンボルの情報シンボル系列の前後に８シンボルずつ、第１の実施例においては、同じく１６シンボルずつのトレーニングシンボル系列を付加した。なお、同期符号系列としては、それぞれ符号長７および符号長１５のＭ系列を使用し、これを差動符号化したものをトレーニングシンボル系列とした。
図８は、本第１の実施例及び第２の実施例において、フレーム誤検出率＝１％を満足する所要ＣＮＲ特性を示す図である。図６に示したパラメータ条件で同期検波を用いた場合、情報シンボルパケット誤り率＝１％を満たす所要ＣＮＲ特性が、ＱＰＳＫにおいて約３ｄＢ、ＢＰＳＫにおいて約０ｄＢである。上述した第３の実施形態を用いたＫ＝１の場合には、第１の実施例および第２の実施例にそれぞれＱＰＳＫとＢＰＳＫを適用した場合には、フレーム誤検出率とパケット誤り率とが同水準の所要ＣＮＲ特性となり、無線バースト通信システムの設計としては、トレーニングシンボル長がやや不足している。ここで、上述した第４の実施形態を適用してＫ≧２とすることによって、所要ＣＮＲの余裕を１ｄＢ以上確保することが可能となり、トレーニングシンボル長を大きくすることなく、フレーム誤検出率をパケット誤り率よりも十分小さくすることが可能となる。
また、第１の実施例と第２の実施例とを比較すると、Ｋの値が同じ場合、トレーニングシンボル長の違いが、フレーム同期特性にして約２．５ｄＢ程度の違いであることが分かる。ここで、第１の実施例のＫ＝３と、第２の実施例のＫ＝１とがほぼ同じ同期特性であることからも、第４の実施形態では、フレーム同期特性を劣化させることなく伝送効率を向上させることが分かる。
上述した第１〜第４の実施形態によれば、無線バースト通信においてオーバーヘッドによる伝送効率劣化を低減することができる。また、無線受信装置における信号処理演算量を低減しつつ、フレームおよびシンボルタイミング同期を確立することができる。また、低速無線通信においても、高精度な同期特性を実現するフレームおよびシンボルタイミング同期を確立することができる。また、より短いトレーニングシンボル長で、雑音耐性の高いフレームおよびシンボルタイミング同期を確立することができる。また、フレームおよびシンボルタイミング同期を確立するのと同時に搬送波周波数同期も確立することができる。
本発明の第１の実施形態による無線送信装置の構成を示すブロック図である。 本第１の実施形態を用いた場合に生成されるバースト構成を示す概念図である。 本第２の実施形態による無線受信装置の構成を示すブロック図である。 本第３の実施形態によるフレーム・シンボルタイミング検出回路５０３の構成を示すブロック図である。 本第４の実施形態によるフレーム・シンボルタイミング検出回路５０３の他の構成例を示すブロック図である。 本第１の実施例、及び第２の実施例の計算機シミュレーション条件を示す表図である。 本第１の実施例、及び第２の実施例で用いたバースト構成を示す概念図である。 本第１の実施例及び第２の実施例において、フレーム誤検出率＝１％を満足する所要ＣＮＲ特性を示す図である。 従来技術による、Ｄｙａｎｅｔや、ＰＨＳに代表されるシステムのバースト構成を示す概念図である。 第１の従来システムの受信同期処理を示す機能ブロック図である。 第２の従来システムのバースト構成を示す概念図である。 第２の従来システムの受信同期処理示す機能ブロック図である。 第３の従来方式を用いた無線受信装置の構成を示すブロック図である。 第３の従来方式を用いた無線受信装置におけるフレーム検出回路３０５の構成を示すブロック図である。
符号の説明
１０１ シンボル生成回路
１０２ トレーニングシンボル生成回路
１０３ 多重化回路
１０４ 送信フィルタ
１０５ Ｄ／Ａ変換回路
２０１ 同期符号系列生成回路
２０２ 差動符号化回路
３０１ Ａ／Ｄ変換器
３０２ 受信フィルタ
５０３ フレーム・シンボルタイミング検出回路
５０４ フレーム・シンボルタイミング同期回路
５０５ 情報シンボル識別回路
６０１ トレーニングシンボル部サンプル抽出回路
６０２ Ｎｓサンプル遅延回路
６０３ 複素共役乗算回路
６０４ １／Ｎｓダウンサンプリング回路
６０５ トレーニングシンボル生成回路
６０６ １シンボル差動復号化回路
６０７ 相互相関計算回路
６０８ 相関ピーク検出回路
７０１ トレーニングシンボル部サンプル抽出回路
７０２−１〜７０２−Ｋ １〜Ｋ×Ｎｓサンプル遅延回路
７０３−１〜７０３−Ｋ 複素共役乗算回路
７０４−１〜７０４−Ｋ １／Ｎｓダウンサンプリング回路
７０５ トレーニングシンボル生成回路
７０６−１〜７０６−Ｋ １〜Ｋシンボル差動復号化回路
７０７−１〜７０７−Ｋ 相互相関計算回路
７０８ 位相補償回路
７０９ 和算回路
７１０ 相関ピーク検出回路
７１１ 搬送波周波数推定回路

Claims (8)

  1. 差動符号化された同期符号系列をトレーニングシンボルとし、該トレーニングシンボルと情報シンボルとから構成された無線バースト信号を受信する無線受信装置において、
    前記無線バースト信号に含まれるトレーニングシンボル系列を用いて、オーバーサンプリングされた受信バースト信号系列からフレーム・シンボルタイミングを検出するフレーム・シンボルタイミング検出手段と、
    前記フレーム・シンボルタイミング検出手段で検出されたフレーム・シンボルタイミングに基づいて、受信バーストシンボル系列を抽出するフレーム・シンボルタイミング同期手段と、
    前記フレーム・シンボルタイミング同期手段で抽出された受信バーストシンボル系列から受信情報シンボル系列を抽出してシンボル識別を行うシンボル識別手段と
    を備え、
    前記フレーム・シンボルタイミング検出手段は、
    前記トレーニングシンボル区間に相当する受信信号サンプルを入力サンプル毎に出力するトレーニングシンボル部サンプル抽出手段と、
    前記トレーニングシンボル部サンプル抽出手段から出力された受信トレーニングシンボル部信号サンプルを１〜ｎ（ｎは１以上の整数）シンボル時間相当のサンプル時間遅延させて出力するｎ個の遅延手段と、
    前記トレーニングシンボル部サンプル抽出手段から出力された受信トレーニングシンボル部信号サンプル系列と、前記ｎ個の遅延手段から出力された受信トレーニングシンボル部信号サンプル系列との複素共役乗算を行い、受信トレーニングシンボル部サンプル系列のそれぞれ１〜ｎシンボル時間差動復号化を行うｎ個の複素共役乗算手段と、
    前記ｎ個の複素共役乗算手段から出力されたトレーニングシンボル部信号サンプルのダウンサンプリングを行い、差動復号化された受信トレーニングシンボル系列を抽出するｎ個のダウンサンプリング手段と、
    既知のトレーニングシンボル系列を生成するトレーニングシンボル生成手段と、
    前記トレーニングシンボル生成手段から出力されるトレーニングシンボル系列の１〜ｎシンボル時間差動復号化を行うｎ個の差動復号化手段と、
    前記差動復号化された受信トレーニングシンボル系列と、前記差動復号化された既知のトレーニングシンボル系列との相互相関値を計算し、入力サンプル毎に出力するｎ個の相互相関値計算手段と、
    前記ｎ個の相互相関値計算手段から出力されたｎ個の相互相関値に基づいて、前記相互相関値が最大となるサンプル位置をフレーム・シンボルタイミング位置として検出する相関ピーク検出手段と
    を備えることを特徴とする無線受信装置。
  2. 前記フレーム・シンボルタイミング検出手段は、
    前記ｎ個の相互相関値計算手段から出力されたｎ個の相互相関値に対し、各シンボル遅延時間に対応して位相補償を行う位相補償手段と、
    前記位相補償手段から出力されたｎ個の位相補償後相互相関値の和を計算する和算手段と、をさらに備え、
    前記相関ピーク検出手段は、前記和算手段から前記相互相関値が最大となるサンプル位置をフレーム・シンボルタイミング位置として検出することを特徴とする請求項１記載の無線受信装置。
  3. 前記フレーム・シンボルタイミング検出手段は、
    さらに搬送波周波数の推定を行い、
    前記フレーム・シンボルタイミング同期手段は、
    さらに搬送波周波数同期を行い、
    前記相関ピーク検出手段は、
    さらに前記フレーム・シンボルタイミング位置の相互相関値の位相成分から搬送波周波数を推定し、
    前記フレーム・シンボルタイミング同期手段は、
    さらに搬送波周波数同期を行うことを特徴とする請求項１記載の無線受信装置。
  4. 前記フレーム・シンボルタイミング検出手段は、
    さらに搬送波周波数の推定を行い、
    前記フレーム・シンボルタイミング同期手段は、
    さらに搬送波周波数同期を行い、
    前記相関ピーク検出手段は、
    さらに前記フレーム・シンボルタイミング位置の和算前の相互相関値の一部あるいは全てを用いて、その位相成分から搬送波周波数を推定し、
    前記フレーム・シンボルタイミング同期手段は、
    フレーム・シンボルタイミングだけでなく搬送波周波数同期を行うことを特徴とする請求項２記載の無線受信装置。
  5. 差動符号化された同期符号系列をトレーニングシンボルとし、該トレーニングシンボルと情報シンボルとから構成された無線バースト信号を受信する無線受信方法において、
    前記無線バースト信号に含まれる既知のトレーニングシンボル系列を用いて、オーバーサンプリングされた受信バースト信号系列からフレーム・シンボルタイミングを検出するフレーム・シンボルタイミング検出ステップと、
    前記フレーム・シンボルタイミング検出ステップで検出されたフレーム・シンボルタイミングに基づいて、受信バーストシンボル系列を抽出するフレーム・シンボルタイミング同期ステップと、
    前記フレーム・シンボルタイミング同期ステップで抽出された受信バーストシンボル系列から受信情報シンボル系列を抽出してシンボル識別を行うシンボル識別ステップと
    を含み、
    前記フレーム・シンボルタイミング検出ステップにおいては、
    前記トレーニングシンボル区間に相当する受信信号サンプルを入力サンプル毎に出力するトレーニングシンボル部サンプル抽出ステップと、
    前記トレーニングシンボル部サンプル抽出ステップにおいて出力された受信トレーニングシンボル部信号サンプルを１〜ｎ（ｎは１以上の整数）シンボル時間相当のサンプル時間遅延させて出力するｎ回の遅延ステップと、
    前記トレーニングシンボル部サンプル抽出ステップにおいて出力された受信トレーニングシンボル部信号サンプル系列と、前記ｎ回の遅延ステップにおいて出力された受信トレーニングシンボル部信号サンプル系列との複素共役乗算を行い、受信トレーニングシンボル部サンプル系列のそれぞれ１〜ｎシンボル時間差動復号化を行うｎ回の複素共役乗算ステップと、
    前記ｎ回の複素共役乗算ステップにおいて出力されたトレーニングシンボル部信号サンプルのダウンサンプリングを行い、差動復号化された受信トレーニングシンボル系列を抽出するｎ回のダウンサンプリングステップと、
    既知のトレーニングシンボル系列を生成するトレーニングシンボル生成ステップと、
    前記トレーニング抽出ステップにおいて出力されるトレーニングシンボル系列の１〜ｎシンボル時間差動復号化を行うｎ回の差動復号化ステップと、
    前記差動復号化された受信トレーニングシンボル系列と、前記差動復号化された既知のトレーニングシンボル系列との相互相関値を計算し、入力サンプル毎に出力するｎ回の相互相関値計算ステップと、
    前記ｎ回の相互相関値計算ステップにおいて出力されたｎ個の相互相関値に基づいて、前記相互相関値が最大となるサンプル位置をフレーム・シンボルタイミング位置として検出する相関ピーク検出ステップとを含むことを特徴とする無線受信方法。
  6. 前記フレーム・シンボルタイミング検出ステップにおいては、
    前記ｎ回の相互相関値計算ステップにおいて出力されたｎ個の相互相関値に対し、各シンボル遅延時間に対応して位相補償を行う位相補償ステップと、
    前記位相補償ステップにおいて出力されたｎ個の位相補償後相互相関値の和を計算する和算ステップと、をさらに含み、
    前記相関ピーク検出ステップでは、前記和算ステップにおいて前記相互相関値が最大となるサンプル位置をフレーム・シンボルタイミング位置として検出することを特徴とする請求項５記載の無線受信方法。
  7. 前記フレーム・シンボルタイミング検出ステップにおいては、
    さらに搬送波周波数の推定を行い、
    前記フレーム・シンボルタイミング同期ステップにおいては、
    さらに搬送波周波数同期を行い、
    前記相関ピーク検出手段ステップにおいては、
    さらに前記フレーム・シンボルタイミング位置の相互相関値の位相成分から搬送波周波数を推定し、
    前記フレーム・シンボルタイミング同期手段ステップにおいては、
    さらに搬送波周波数同期を行うことを特徴とする請求項５記載の無線受信方法。
  8. 前記フレーム・シンボルタイミング検出ステップにおいては、
    さらに搬送波周波数の推定を行い、
    前記フレーム・シンボルタイミング同期ステップにおいては、
    さらに搬送波周波数同期を行い、
    前記相関ピーク検出手段ステップにおいては、
    さらに前記フレーム・シンボルタイミング位置の和算前の相互相関値の一部あるいは全てを用いて、その位相成分から搬送波周波数を推定し、
    前記フレーム・シンボルタイミング同期手段ステップにおいては、
    フレーム・シンボルタイミングだけでなく搬送波周波数同期を行うことを特徴とする請求項６記載の無線受信方法。
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