JP5140618B2

JP5140618B2 - Three-phase power converter

Info

Publication number: JP5140618B2
Application number: JP2009035768A
Authority: JP
Inventors: 俊彦石田
Original assignee: Hitachi Construction Machinery Co Ltd
Current assignee: Hitachi Construction Machinery Co Ltd
Priority date: 2009-02-18
Filing date: 2009-02-18
Publication date: 2013-02-06
Anticipated expiration: 2029-02-18
Also published as: JP2010193628A

Description

本発明は、三相交流電源から直流電力を負荷に供給する三相電力変換装置に関するものである。 The present invention relates to a three-phase power converter that supplies DC power from a three-phase AC power source to a load.

従来から、三相交流電源から直流電力を負荷に供給する際に、力率および高調波電流の低減を図る技術が知られている。この種の三相電力変換装置の一つとして、特許文献１に記載されている電力変換装置がある。 2. Description of the Related Art Conventionally, techniques for reducing power factor and harmonic current when supplying DC power from a three-phase AC power source to a load are known. As one of three-phase power converters of this type, there is a power converter described in Patent Document 1.

特許文献１に記載されている電力変換装置は、単相交流電源および三相交流電源のどちらにも接続可能なように、単相電圧／三相電圧の検知結果に基づいて、単相入力時および三相入力時にそれぞれ別個の電流制御を行うものである。すなわち、単相入力であるか三相入力であるかをまず判別し、三相入力時には、単相入力時に力率の改善および高調波電流を低減するために使用しているチョッパを用いて、定電流制御を行っている。 The power conversion device described in Patent Literature 1 can be connected to either a single-phase AC power source or a three-phase AC power source, based on the detection result of the single-phase voltage / three-phase voltage. In addition, separate current control is performed at the time of three-phase input. That is, first determine whether it is a single-phase input or a three-phase input, at the time of three-phase input, using a chopper that is used to improve the power factor and reduce harmonic current at the time of single-phase input, Constant current control is performed.

特開平６−７０５４７号公報JP-A-6-70547

しかしながら、単相／三相交流電源に接続可能な上記の電力変換装置において、三相電力入力時にはチョッパによる定電流制御を行っているだけであるので、チョッパから供給される直流出力電力には、電源周波数（例えば５０Ｈｚ）の６倍の周波数（例えば３００Ｈｚ）をもつ大きな電力リプル分が含まれることになる。 However, in the above power converter that can be connected to a single-phase / three-phase AC power source, only constant current control is performed by the chopper at the time of three-phase power input, so the DC output power supplied from the chopper is: A large power ripple having a frequency (for example, 300 Hz) that is six times the power supply frequency (for example, 50 Hz) is included.

その結果として、この電力変換装置の出力端子間（すなわち、直流負荷の接続端子間）には、直流出力電力のリプル分を吸収するために、大容量の大型コンデンサを接続しなければならないという問題があった。換言すると、直流出力電力のリプル分が大きい場合には、出力端子間に接続するコンデンサの容量を大きくすることにより出力電圧に含まれる電圧リプル分を小さくすることが可能になるが、大容量の大型コンデンサが必須になるという問題があった。 As a result, a large-capacity large capacitor must be connected between the output terminals of this power converter (that is, between the connection terminals of the DC load) in order to absorb the ripple of DC output power. was there. In other words, when the ripple of the DC output power is large, it is possible to reduce the voltage ripple included in the output voltage by increasing the capacity of the capacitor connected between the output terminals. There was a problem that a large capacitor became essential.

請求項１に記載の発明は、三相交流電源に接続される三相入力端、および、整流出力を後段に供給する一対の整流出力端を有する三相整流部と、前記一対の整流出力端の間に直列接続されるリアクトルおよびスイッチング素子を含み、前記三相整流部から負荷に供給する直流電力を調整する直流電力調整部と、前記三相交流電源に含まれる６・Ｎ次高調波（Ｎ＝１，２，・・・）のうち、少なくとも、所定の注入位相および振幅を有する６次高調波成分を発生する注入高調波発生部と、前記負荷に供給される直流電圧に対応した第１の制御値と、前記注入高調波発生部から発生される高調波成分に対応した第２の制御値とに基づいて決定される制御電流値に応答して、前記スイッチング素子の通過電流を断続制御するスイッチング制御部とを備える三相電力変換装置である。 The invention according to claim 1 includes a three-phase input terminal connected to a three-phase AC power source, a three-phase rectification unit having a pair of rectification output terminals for supplying a rectification output to a subsequent stage, and the pair of rectification output terminals Including a reactor and a switching element connected in series between the three-phase rectification unit and a DC power adjustment unit that adjusts the DC power supplied to the load, and a 6 · Nth-order harmonic included in the three-phase AC power source ( N = 1, 2,...), An injection harmonic generation unit that generates at least a sixth harmonic component having a predetermined injection phase and amplitude, and a DC voltage supplied to the load. In response to a control current value determined based on a control value of 1 and a second control value corresponding to a harmonic component generated from the injection harmonic generator, the passing current of the switching element is intermittently generated. Switching control unit to control It is obtain three-phase power converter.

本発明に係る三相電力変換装置によれば、直流出力電力の電力リプル分を小さくすることができるので、直流負荷の前段側に並列接続するコンデンサの容量を小さくしたとしても、直流負荷に印加される電圧の電圧リプル分を小さくすることができる。
その結果、小型コンデンサの使用および電源力率の改善効果とあいまって、三相電力変換装置全体の小型化を実現することができる。 According to the three-phase power conversion device of the present invention, the power ripple of the DC output power can be reduced, so even if the capacitance of the capacitor connected in parallel to the front stage side of the DC load is reduced, the DC load is applied to the DC load. The voltage ripple of the applied voltage can be reduced.
As a result, combined with the use of a small capacitor and the effect of improving the power source power factor, the entire three-phase power converter can be miniaturized.

本発明を適用した三相電力変換装置の全体構成図である。It is a whole lineblock diagram of the three phase power converter to which the present invention is applied. 図１に示した三相電力変換装置の相電圧，相電流，一相電力，三相電力を示すシミュレーション線図である。FIG. 2 is a simulation diagram showing phase voltage, phase current, one-phase power, and three-phase power of the three-phase power converter shown in FIG. 1. 図３は、図１に示した回路構成から従来技術に相当する部分のみを抽出して描いた回路図である。FIG. 3 is a circuit diagram drawn by extracting only the portion corresponding to the prior art from the circuit configuration shown in FIG. 図３に示した三相電力変換装置の相電圧，相電流，一相電力，三相電力を示すシミュレーション線図である。FIG. 4 is a simulation diagram showing phase voltage, phase current, one-phase power, and three-phase power of the three-phase power converter shown in FIG. 3. ６次高調波成分および１２次高調波成分を相電流に重畳させた構成例を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the structural example which superimposed the 6th harmonic component and the 12th harmonic component on the phase current.

以下、図面を参照して、本発明の実施の形態を詳細に説明する。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings.

＜実施の形態＞
図１は、本発明を適用した三相電力変換装置の全体構成図である。本図において、１は三相交流電源に接続された三相整流部である。この三相整流部１を接続する三相交流電源は、商用三相電源に限らず、可搬型発電機などから供給される三相電源などであってもよいことは勿論である。２は直流電力調整部として機能するチョッパ回路であり、三相整流部１の直流出力端子（＋）に接続された直流リアクトル３と、直流リアクトル３の他端に接続されたダイオード４およびスイッチング用トランジスタ５と、ダイオード４の後段（直流負荷１４の前段）に接続されているコンデンサ６とから構成されている。 <Embodiment>
FIG. 1 is an overall configuration diagram of a three-phase power converter to which the present invention is applied. In the figure, reference numeral 1 denotes a three-phase rectifier connected to a three-phase AC power source. Of course, the three-phase AC power source to which the three-phase rectification unit 1 is connected is not limited to a commercial three-phase power source, but may be a three-phase power source supplied from a portable generator or the like. Reference numeral 2 denotes a chopper circuit that functions as a DC power adjustment unit, a DC reactor 3 connected to the DC output terminal (+) of the three-phase rectification unit 1, a diode 4 connected to the other end of the DC reactor 3, and a switching circuit The transistor 5 and the capacitor 6 connected to the subsequent stage of the diode 4 (the previous stage of the DC load 14).

７は直流電圧検出器であり、コンデンサ６の端子間電圧Ｖ_ＤＣ（すなわち、直流負荷１４に供給される直流電圧）を検出する。８は減算器であり、予め設定されている固定電圧（Ｖ_ＤＣSET）と上記電圧Ｖ_ＤＣとの偏差を求める。９は誤差増幅器であり、第１信号Ｓ_Ａを出力する。 Reference numeral 7 denotes a DC voltage detector, which detects a voltage V _DC between terminals of the capacitor 6 (that is, a DC voltage supplied to the DC load 14). Reference numeral 8 denotes a subtractor, which obtains a deviation between a preset fixed voltage (V _DC SET) and the voltage V _DC . 9 is an error amplifier to output a first signal S _A.

１０は掛算器であり、誤差増幅器９から出力された第１信号Ｓ_Ａと、次に説明する第２信号Ｓ_Ｂとを乗算することにより、第３信号Ｓ_Ｃを出力する。この第３信号Ｓ_Ｃは、整流部１から出力される直流電流を制御するための制御電流値を規定する（後に詳述する）。 10 is a multiplier, by multiplying the first signal S _A outputted from the error amplifier 9, and then a second signal S _B to be described, to output a third signal S _C. The third signal S _C is (detailed later) defining a control current value for controlling the DC current output from the rectifier 1.

上述した第２信号Ｓ_Ｂを形成するための回路構成について説明する。第２信号Ｓ_Ｂを形成するために、本実施の形態では、三相交流電源の相電圧を検出する変成器１０１と、変成器１０１により検出された電圧の位相に基づいてωｔ（ωは、電源角周波数）および６次高調波に関する６ωｔを生成する周波数成分生成器１０２と、後に説明する注入高調波成分ｍ・sin（６ωｔ＋θ）を発生する注入高調波発生器１０３と、加算器１０４とを用いる。 It will be described the circuit configuration for forming a second signal S _B described above. To form the second signal S _B, in this embodiment, the transformer 101 to detect the phase voltage of the three-phase AC power source, the .omega.t (omega based on the phase of the voltage detected by the transformer 101, A frequency component generator 102 that generates 6ωt related to the power supply angular frequency) and the sixth harmonic, an injection harmonic generator 103 that generates an injection harmonic component m · sin (6ωt + θ), which will be described later, and an adder 104 Use.

加算器１０４は、予め設定した基準設定値（＝１）と、注入高調波成分ｍ・sin（６ωｔ＋θ）とを加算して第２信号Ｓ_Ｂを出力する。なお、本実施の形態においては基準設定値を１としたが、１に限定されないことは勿論である。 The adder 104 outputs preset reference set value (= 1), the injection harmonic component m · sin a (6ωt + θ) and second signal S _B by adding. Although the reference set value is 1 in the present embodiment, it is needless to say that the reference set value is not limited to 1.

周波数成分生成器１０２は、電源位相検出部１０２Ａおよび６次高調波成分生成部１０２Ｂを備えている。電源位相検出部１０２Ａにおいては、変成器１０１により検出された電源電圧の位相に基づいて基準位相を確定すると同時にωｔ成分を検出する。６次高調波成分生成部１０２Ｂは、ωｔを６逓倍して６次高調波に関する６ωｔを求めるマルチプライヤとして機能する。 The frequency component generator 102 includes a power supply phase detector 102A and a sixth harmonic component generator 102B. The power supply phase detection unit 102A determines the reference phase based on the phase of the power supply voltage detected by the transformer 101 and simultaneously detects the ωt component. The sixth harmonic component generation unit 102B functions as a multiplier that calculates 6ωt related to the sixth harmonic by multiplying ωt by six.

注入高調波発生器１０３は、注入位相θを設定する注入位相設定部１０３Ａと、周波数成分生成器１０２から出力された６ωｔと注入位相θとを加算して（６ω＋θ）を求める加算部１０３Ｂと、加算部１０３Ｂの出力に基づいてsin(６ωｔ＋θ)を生成するサイン波生成部１０３Ｃと、高調波成分の注入量（すなわち、サイン波形の振幅値）を設定する注入量設定部１０３Ｅとを備えている。 The injection harmonic generator 103 includes an injection phase setting unit 103A that sets the injection phase θ, an addition unit 103B that obtains (6ω + θ) by adding 6ωt output from the frequency component generator 102 and the injection phase θ, A sine wave generation unit 103C that generates sin (6ωt + θ) based on the output of the addition unit 103B, and an injection amount setting unit 103E that sets an injection amount of a harmonic component (that is, an amplitude value of the sine waveform). .

以上の構成により、加算器１０４から第２信号Ｓ_Ｂが出力され、掛算器１０の一方の入力信号となる。掛算器１０に入力される他の信号（＝第１信号Ｓ_Ａ）は、直流負荷１４の入力電圧Ｖ_ＤＣに依存しているので、掛算器１１から出力される第３信号Ｓ_Ｃは、ある直流成分に６次高調波成分が重畳した信号となる。特に、直流負荷１４がほぼ一定の負荷状態にあるときには、第１信号Ｓ_Ａもほぼ一定値を保つことになるので、第３信号Ｓ_Ｃは、ほぼ一定値の直流成分に６次高調波成分が重畳した信号となる。 With the above arrangement, the second signal S _B outputted from the adder 104, and one input signal of the multiplier 10. Other signal input to the multiplier 10 (= first signal S _A), since it depends on the input voltage V _DC of DC loads 14, third signal S _C that is output from the multiplier 11 is This is a signal in which the sixth harmonic component is superimposed on the DC component. In particular, when the DC load 14 is in a substantially constant load condition, it means that even if the first signal S _A maintains a substantially constant value, the third signal S _C is approximately 6-order harmonic component on the DC component of constant value Becomes a superimposed signal.

掛算器１０から出力された第３信号Ｓ_Ｃは、周知のヒステリシス特性をもつコンパレータ１１に入力される。コンパレータ１１の他方の入力端には、三相整流部１に還流する電流（＝三相整流部１からの出力電流）を検出するために変流器１３から出力された第４信号Ｓ_Ｄ（電流検知信号）を入力する。変流器１３として、本実施の形態では、ホール素子を備えた直流ＣＴを用いる。 Third signal S _C outputted from the multiplier 10 is input to a comparator 11 having a known hysteresis characteristics. The other input terminal of the comparator 11 has a fourth signal S _D (output from the current transformer 13) for detecting a current flowing back to the three-phase rectifier 1 (= an output current from the three-phase rectifier 1). Current detection signal). As the current transformer 13, in this embodiment, a direct current CT provided with a Hall element is used.

コンパレータ１１では、第３信号Ｓ_Ｃの大きさと第４信号Ｓ_Ｄの大きさを比較して、第５信号Ｓ_Ｅを出力する。すなわちコンパレータ１１は、変流器１３により検知された瞬時電流値（＝第４信号Ｓ_Ｄ）が第３信号Ｓ_Ｃに追従するような第５信号Ｓ_Ｅを出力する。コンパレータ１１から出力された第５信号Ｓ_Ｅは、ゲートインタフェース１２を介して第６信号Ｓ_Ｆとなり、スイッチング素子であるトランジスタ５のゲートを開閉制御する。 The comparator 11 compares the magnitude of the third signal _{S C} and the magnitude of the fourth signal _{S D,} and outputs a fifth signal _{S E.} That comparator 11 outputs a fifth signal S _E as the instantaneous current value detected by the current transformer 13 (= fourth signal S _D) follows the third signal S _C. Fifth signal S _E output from the comparator 11, the sixth signal S _F becomes over the gate interface 12, which controls the opening and closing of the gate of the transistor 5 as a switching element.

より具体的に述べると、第４信号Ｓ_Ｄが第３信号Ｓ_Ｃより小さいとき、コンパレータ１１から出力される第５信号Ｓ_Ｅはゲートインタフェース１２を介してトランジスタ５のゲートに印加され、トランジスタ５をオン（点弧）する。トランジスタ５がオン（点弧）すると、三相整流部１の直流出力端子はリアクトル３を通して短絡されることになるので、三相整流部１の出力電流が増大する方向に動作する。これとは逆に、第４信号Ｓ_Ｄが第３信号Ｓ_Ｃより大きいときには、トランジスタ５がオフ（消弧）する。トランジスタ５がオフ（消弧）すると、三相整流部１からの直流出力電流はリアクトル３およびダイオード４を通過してコンデンサ６および負荷１４へ流入する。ここで、直流電圧設定値Ｖ_ＤＣSETは、三相整流部１の整流出力電圧より高く設定されているので、三相整流部１の出力電流は減少する方向に動作する。このようにして、三相整流部１からの出力電流は、第３信号Ｓ_Ｃにより規定される制御電流値に近づくよう制御される。 More specifically, when the fourth signal S _D is smaller than the third signal S _C, the fifth signal S _E output from the comparator 11 is applied through the gate interface 12 to the gate of the transistor 5, transistor 5 Is turned on (ignited). When the transistor 5 is turned on (ignited), the DC output terminal of the three-phase rectifying unit 1 is short-circuited through the reactor 3, so that the output current of the three-phase rectifying unit 1 is increased. On the contrary, the fourth signal S _D is at larger than the third signal S _C, the transistor 5 is turned off (extinguishing). When the transistor 5 is turned off (extinguishes), the DC output current from the three-phase rectifying unit 1 passes through the reactor 3 and the diode 4 and flows into the capacitor 6 and the load 14. Here, since the DC voltage set value V _DC SET is set higher than the rectified output voltage of the three-phase rectifying unit 1, the output current of the three-phase rectifying unit 1 operates in a decreasing direction. In this way, the output current from the three-phase rectifier unit 1 is controlled so as to approach the control current value defined by the third signal S _C.

以上述べた通り、掛算器１０から出力された第３信号Ｓ_Ｃを制御電流値とした帰還電流制御が行われる。その結果、三相整流部１から出力される電流の瞬時値は、６次の電源高調波成分を含んだ電流となるように制御される。 As described above, the feedback current control in which the third signal S _C outputted from the multiplier 10 and the control current value is performed. As a result, the instantaneous value of the current output from the three-phase rectification unit 1 is controlled so as to be a current including a sixth-order power supply harmonic component.

注入高調波発生器１０３から発生される注入高調波成分ｍ・sin（６ωｔ＋θ）において、注入位相θおよび注入量ｍを変化させると、コンデンサ６および直流負荷１４に供給される瞬時電力を示す直流出力電力波形も変化する。その結果として、６次の高調波電流を相電流に重畳させない従来例（特許文献１参照）に比較して、直流出力電力の高調波含有率を低減させることができる。この点に関して、図２〜図４を参照しながら更に詳述する。 When the injection phase θ and the injection amount m are changed in the injection harmonic component m · sin (6ωt + θ) generated from the injection harmonic generator 103, the DC output indicating the instantaneous power supplied to the capacitor 6 and the DC load 14 The power waveform also changes. As a result, the harmonic content of the DC output power can be reduced as compared with the conventional example (see Patent Document 1) in which the sixth-order harmonic current is not superimposed on the phase current. This point will be further described in detail with reference to FIGS.

図２は、注入高調波成分ｍ・sin（６ωｔ＋θ）の注入位相θをπ／３（rad)とし、且つ注入率ｍを−０．０５とした場合の相電圧，相電流，一相電力，三相電力（コンデンサ６および直流負荷１４に供給される直流出力電力）を示したシミュレーション線図である。このシミュレーションは、（１）交流負荷１４および交流入力電圧が定常状態にあり、（２）三相交流電源の出力インピーダンスについては無視し、（３）三相整流部１における転流重なり角は０であると仮定し、（４）チョッパ回路２のスイッチング周波数を十分に高くすることにより、スイッチング周波数に起因した整流出力電流は無視できる、との条件のもとに行ったものである。 FIG. 2 shows the phase voltage, phase current, single-phase power when the injection phase θ of the injection harmonic component m · sin (6ωt + θ) is π / 3 (rad) and the injection rate m is −0.05. It is a simulation diagram showing three-phase power (DC output power supplied to capacitor 6 and DC load 14). In this simulation, (1) the AC load 14 and the AC input voltage are in a steady state, (2) the output impedance of the three-phase AC power supply is ignored, and (3) the commutation overlap angle in the three-phase rectifier 1 is 0. (4) The rectified output current caused by the switching frequency can be ignored by sufficiently increasing the switching frequency of the chopper circuit 2.

図３は、図１に示した実施の形態から従来技術に相当する部分のみを抽出して描いた回路図である。すなわち、図３は特許文献１に開示されている技術のうち、三相電力変換装置に関連した部分のみを描いた回路図である。図１に示した実施の形態と同様の機能を有する回路要素には、図１と同じ符号を付してある。先に説明した図１とこの図３とを比較することから明らかなように、図３には、図１に示した変成器１０１，周波数成分生成器１０２，注入高調波発生器１０３，加算器１０４が含まれていない。 FIG. 3 is a circuit diagram drawn by extracting only the portion corresponding to the prior art from the embodiment shown in FIG. That is, FIG. 3 is a circuit diagram illustrating only a part related to the three-phase power conversion device in the technique disclosed in Patent Document 1. Circuit elements having the same functions as those of the embodiment shown in FIG. 1 are denoted by the same reference numerals as those in FIG. As apparent from comparing FIG. 1 with FIG. 1 described above, FIG. 3 shows the transformer 101, the frequency component generator 102, the injection harmonic generator 103, and the adder shown in FIG. 104 is not included.

この図３において、掛算器１０には基準設定値（＝１）を表す第２信号Ｓ_Ｂ’が入力されているだけであるので、掛算器１０から出力される第３信号Ｓ_Ｃ’は一定値の信号となる。その結果として、変流器１３からは一定の電流値が検知されるように定電流制御が行われる。そこで、図２に示した相電流と同じ電気角となるように相電流を定電流制御すると、図４に示すような相電圧，相電流，一相電力，三相電力（コンデンサ６および直流負荷１４に供給される直流出力電力）が得られる。 In FIG. 3, since the multiplier 10 only receives the second signal S _B ′ representing the reference set value (= 1), the third signal S _C ′ output from the multiplier 10 is constant. It becomes a signal of value. As a result, constant current control is performed so that a constant current value is detected from the current transformer 13. Therefore, when the phase current is controlled at a constant current so as to have the same electrical angle as the phase current shown in FIG. 2, the phase voltage, phase current, one-phase power, three-phase power (capacitor 6 and DC load) as shown in FIG. 14) is obtained.

先に示した図２（本実施の形態）と、この図４（従来技術）の縦軸はいずれも正規化したスケールを付してある。すなわち、相電圧についてみると、図２および図４の左縦軸に示すように、どちらも最大振幅は±１である。一方、相電流についてみると、図４（従来技術）では±１の定電流であるのに対して、図２（本実施の形態）では±１の定電流に６次高調波成分が重畳されている。一相電力については、図４（従来技術）の右縦軸に示すように、ピーク電力値を１としてある。したがって、図２（本実施の形態）に示す一相電力のピーク値は、相電流に６次高調波成分が重畳されているので、１を超えている。 Each of the vertical axes of FIG. 2 (the present embodiment) and FIG. 4 (prior art) shown above has a normalized scale. That is, regarding the phase voltage, as shown on the left vertical axis in FIG. 2 and FIG. 4, the maximum amplitude of both is ± 1. On the other hand, regarding the phase current, the constant current is ± 1 in FIG. 4 (prior art), whereas the sixth harmonic component is superimposed on the constant current of ± 1 in FIG. 2 (the present embodiment). ing. For the one-phase power, the peak power value is 1 as shown on the right vertical axis of FIG. 4 (prior art). Therefore, the peak value of the single-phase power shown in FIG. 2 (the present embodiment) exceeds 1 because the sixth harmonic component is superimposed on the phase current.

これら図２（本実施の形態）と、図４（従来技術）を比較すると、直流出力電力に含まれている電力リプル分に大きな差異があることが判明する。この差異は、直流出力電力の平均値と、直流出力電力の変動幅（＝最大電力と最小電力の差）について、これら両図を比較すると明らかになる。すなわち、図２（本実施の形態）においては、電力平均値が約１．６５であり、電力変動幅が約０．１０であるのに対して、図４（従来技術）においては、電力平均値が約１．６５であり、電力変動幅が約０．２３となっている。このことから、本実施の形態によれば、電力リプル分が大幅に改善されていることが判る。 Comparing these FIG. 2 (this embodiment) and FIG. 4 (prior art), it is found that there is a large difference in the amount of power ripple included in the DC output power. This difference becomes clear when these two figures are compared with respect to the average value of the DC output power and the fluctuation range of the DC output power (= difference between the maximum power and the minimum power). That is, in FIG. 2 (this embodiment), the power average value is about 1.65 and the power fluctuation range is about 0.10, whereas in FIG. 4 (prior art), the power average value is The value is about 1.65, and the power fluctuation range is about 0.23. From this, it can be seen that according to the present embodiment, the power ripple is greatly improved.

他方、力率についてみると、図２（本実施の形態）においては約０．９５３であり、図４（従来技術）における約０．９５５とほぼ同じく、良好な値である。このことから、本実施の形態による三相電力変換装置は、力率についても改善効果を有していることが明らかである。 On the other hand, regarding the power factor, it is about 0.953 in FIG. 2 (the present embodiment), and is a good value almost the same as about 0.955 in FIG. 4 (prior art). From this, it is clear that the three-phase power converter according to the present embodiment has an improvement effect on the power factor.

なお、電力リプルの改善効果が最も顕著となる注入位相θおよび注入量ｍは、三相電力変換装置が接続されている三相交流電源の出力インピーダンスに応じて異なってくる。しかし、大容量の三相交流電源に接続する場合には、三相交流電源の出力インピーダンスを無視することができるので、注入位相θ＝π／３、注入量ｍ＝−０．０１〜−０．１２程度とすることにより、電力リプルの改善がみられる。 Note that the injection phase θ and the injection amount m at which the effect of improving the power ripple is most prominent vary depending on the output impedance of the three-phase AC power supply to which the three-phase power converter is connected. However, when connecting to a large-capacity three-phase AC power source, the output impedance of the three-phase AC power source can be ignored, so that the injection phase θ = π / 3 and the injection amount m = −0.01 to −0. The power ripple is improved by setting it to about .12.

＜本実施の形態による作用・効果＞
本実施の形態によれば、以下のような作用・効果を奏することができる。 <Operations and effects according to this embodiment>
According to the present embodiment, the following actions and effects can be achieved.

（１）三相交流電源に接続される三相整流部１と、三相整流部１の整流出力端間に直列接続されるリアクトル３およびスイッチングトランジスタ５を含み三相整流部１から負荷１４に供給する直流電力を調整するチョッパ回路２と、所定の注入位相および振幅を有する６次高調波成分を発生する注入高調波発生器１０３と、負荷１４に供給される直流電圧Ｖ_ＤＣに対応した第１信号Ｓ_Ａと、注入高調波発生器１０３から発生される高調波成分に対応した第２信号Ｓ_Ｂとに基づいて決定される制御電流値（＝第３信号Ｓ_Ｃ）に応答して、スイッチングトランジスタ５の通過電流を断続制御するスイッチング制御回路８〜１２，１３，１０４とを備えているので、三相電力変換装置から供給される直流出力電力の電力リプル分を低減することができる。その結果として、負荷１４に供給される直流電圧の電圧リプルを低減するためのコンデンサ６を小容量にすることができる。しかも、力率にはほとんど影響を与えることがないので、力率改善効果とあいまって、三相電力変換装置全体の大きさを小型化することができる。
なお、三相交流電源としては商用電源に限らず、可搬型の三相発電機あるいは建設機械などに搭載されている三相発電機などを使用することができる。 (1) A three-phase rectifying unit 1 connected to a three-phase AC power source, and a reactor 3 and a switching transistor 5 connected in series between the rectified output terminals of the three-phase rectifying unit 1 to the load 14 A chopper circuit 2 that adjusts the DC power to be supplied, an injection harmonic generator 103 that generates a sixth harmonic component having a predetermined injection phase and amplitude, and a DC voltage V _DC that is supplied to the load 14. a first signal S _a, injected harmonic second signal S control current value is determined based on the _B corresponding to the harmonic component generated from the generator 103 (= the third signal S _C) in response to, Since the switching control circuits 8-12, 13, and 104 that intermittently control the passing current of the switching transistor 5 are provided, the power ripple of the DC output power supplied from the three-phase power converter is reduced. It can be. As a result, the capacitor 6 for reducing the voltage ripple of the DC voltage supplied to the load 14 can be reduced in capacity. In addition, since the power factor is hardly affected, the overall size of the three-phase power converter can be reduced in combination with the power factor improvement effect.
The three-phase AC power supply is not limited to a commercial power supply, and a portable three-phase generator or a three-phase generator mounted on a construction machine can be used.

（２）上記のスイッチング制御回路は、制御電流値（＝第３信号Ｓ_Ｃ）と、三相整流部１に還流する直流電流値（＝変流器１３の出力）とに基づいて矩形波信号を出力するヒステリシス型コンパレータ１１を備え、ヒステリシス型コンパレータ１１からの出力に応答して、スイッチングトランジスタ５の開閉を制御するので、相電流に６次高調波成分が含まれるような帰還制御を実現することができる。 (2) The switching control circuit described above is a rectangular wave signal based on the control current value (= third signal S _C ) and the DC current value that returns to the three-phase rectifier 1 (= output of the current transformer 13). Is provided, and the switching transistor 5 is controlled to open and close in response to the output from the hysteresis comparator 11, so that feedback control is realized such that the phase current includes the sixth harmonic component. be able to.

（３）負荷１４に供給される直流電圧に対応した第１信号Ｓ_Ａと、注入高調波発生器１０３から発生される高調波成分に対応した第２信号Ｓ_Ｂとを掛け合わせる掛算器１０を備え、掛算器１０から制御電流値（＝第３信号Ｓ_Ｃ）を出力するので、従来から用いられている掛算器１０を利用することができる。 (3) and the first signal S _A corresponding to the DC voltage supplied to the load 14, the multiplier 10 for multiplying the second signal S _B corresponding to the harmonic component generated from the injection harmonic generator 103 Since the control current value (= third signal S _C ) is output from the multiplier 10, the conventionally used multiplier 10 can be used.

（４）６次高調波成分の所定の注入位相および振幅は、三相交流電源の出力インピーダンスに応じて可変設定するので、さまざまな種類の三相交流電源を使用することができる。 (4) Since the predetermined injection phase and amplitude of the sixth-order harmonic component are variably set according to the output impedance of the three-phase AC power supply, various types of three-phase AC power supplies can be used.

＜その他の変形例＞
図１に示した実施の形態では６次高調波成分を相電流に重畳させる構成としたが、さらに１２次高調波成分を相電流に重畳させることにより、電力リプルに対する改善効果をより高めることができる。具体的には、図５に示すように、注入高調波成分としてｍ_６・sin（６ωｔ＋θ_６）＋ｍ_１２・sin（１２ωｔ＋θ_１２）を用いることができる。１８次高調波成分についても、同様に加えることが可能である。換言すると、三相交流電源に含まれる６・Ｎ次高調波（Ｎ＝１，２，・・・）のうち、少なくとも、所定の注入位相および振幅を有する６次高調波成分を用いることができる。 <Other variations>
In the embodiment shown in FIG. 1, the sixth harmonic component is superimposed on the phase current. However, by further superimposing the twelfth harmonic component on the phase current, the improvement effect on the power ripple can be further enhanced. it can. Specifically, as shown in FIG. 5, m ₆ · sin (6ωt + θ ₆ ) + m ₁₂ · sin (12ωt + θ ₁₂ ) can be used as the injection harmonic component. The 18th harmonic component can be added in the same manner. In other words, among the 6 · Nth order harmonics (N = 1, 2,...) Included in the three-phase AC power source, at least a 6th order harmonic component having a predetermined injection phase and amplitude can be used. .

以上の説明はあくまで一例であり、本発明の特徴を損なわない限り、本発明は上述した実施の形態および変形例に限定されるものではない。
実施の形態と変形例の一つとを組み合わせること、もしくは、実施の形態と変形例の複数とを組み合わせることも可能である。
変形例同士をどのように組み合わせることも可能である。
さらに、本発明の技術的思想の範囲内で考えられる他の形態についても、本発明の範囲内に含まれる。 The above description is merely an example, and the present invention is not limited to the above-described embodiments and modifications unless the features of the present invention are impaired.
It is also possible to combine the embodiment and one of the modified examples, or to combine the embodiment and a plurality of modified examples.
It is possible to combine the modified examples in any way.
Furthermore, other forms conceivable within the scope of the technical idea of the present invention are also included in the scope of the present invention.

１三相整流部
２チョッパ回路
３直流リアクトル
４ダイオード
５スイッチング用トランジスタ
６コンデンサ
７直流電圧検出器
８減算器
９誤差増幅器
１０掛算器
１１ヒステリシス型コンパレータ
１２ゲートインタフェース
１３変流器
１４負荷
１０１変成器
１０２周波数成分生成器
１０３注入高調波発生器
１０４加算器 DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Three-phase rectification part 2 Chopper circuit 3 DC reactor 4 Diode 5 Switching transistor 6 Capacitor 7 DC voltage detector 8 Subtractor 9 Error amplifier 10 Multiplier 11 Hysteresis type comparator 12 Gate interface 13 Current transformer 14 Load 101 Transformer 102 Frequency component generator 103 Injection harmonic generator 104 Adder

Claims

A three-phase rectification unit having a three-phase input terminal connected to a three-phase AC power source and a pair of rectification output terminals for supplying a rectified output to a subsequent stage;
Including a reactor and a switching element connected in series between the pair of rectified output ends, and a DC power adjusting unit that adjusts DC power supplied from the three-phase rectifying unit to a load;
Injection harmonic generation that generates at least a sixth harmonic component having a predetermined injection phase and amplitude among the 6 · Nth harmonics (N = 1, 2,...) Included in the three-phase AC power source. And
A control current value determined based on a first control value corresponding to a DC voltage supplied to the load and a second control value corresponding to a harmonic component generated from the injected harmonic generator. In response, the three-phase power conversion device comprising: a switching control unit that intermittently controls a passing current of the switching element.

In the three-phase power converter of Claim 1,
The switching control unit includes a comparison circuit that outputs a rectangular wave signal based on the control current value and a direct current value flowing back to the three-phase rectification unit,
A three-phase power conversion device that controls opening and closing of the switching element in response to an output from the comparison circuit.

The three-phase power converter according to claim 1 or 2,
A multiplying means for multiplying a first control value corresponding to a DC voltage supplied to the load and a second control value corresponding to a harmonic component generated from the injected harmonic generator;
3. A three-phase power converter, wherein the control current value is output from the multiplication means.

In the three-phase power converter according to any one of claims 1 to 3,
The predetermined phase and amplitude of the sixth harmonic component are variably set according to the output impedance of the three-phase AC power supply.