JP5012271B2 - Wireless communication device - Google Patents

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Description

本発明は、無線通信機に関し、詳細にはデジタル無線通信システムに使用して好適な局部発振周波数の補正手段を備えた無線通信機に関する。   The present invention relates to a wireless communication device, and more particularly to a wireless communication device including a local oscillation frequency correction unit suitable for use in a digital wireless communication system.

近年、業務用陸上移動無線通信機(Land Mobile Radio:LMR)は周波数利用効率の観点から一チャネルあたりの周波数帯域の狭帯域化やデジタル化が進められている。デジタル化に際しては、既存のアナログ方式の無線通信機との共存や既設備の流用、制御の容易さ等からFM変調方式の周波数シフトキーイング方式(Frequency Sift Keying:FSK)を使用した周波数分割多重方式(Frequency Division Multiple Access:FDMA)を採用する場合が多い。また、無線通信機等の高周波信号源としては、温度補償機能をもった電圧制御発振器(Voltage Controlled Oscillator:VCO)や水晶振動子を周波数発振源とする温度補償水晶発振器(Temperature Compensated Crystal Oscillator:TCXO)が使用されるのが一般的である。   In recent years, land mobile radio (LMR) for commercial use has been reduced in frequency band per channel and digitized from the viewpoint of frequency utilization efficiency. When digitizing, frequency division multiplexing using frequency modulation keying (FSK) of FM modulation because of coexistence with existing analog wireless communication devices, diversion of existing equipment, ease of control, etc. (Frequency Division Multiple Access: FDMA) is often employed. In addition, as a high-frequency signal source such as a wireless communication device, a voltage controlled oscillator (VCO) having a temperature compensation function or a temperature compensated crystal oscillator (TCXO) using a crystal resonator as a frequency oscillation source. ) Is generally used.

一方、PSKやFSK等のように搬送波の位相偏移量や周波数偏移量によって情報伝達を行う通信方式において、受信信号周波数と受信機の局部発振周波数がずれると、検波出力に直流オフセット成分(DCオフセット)が含まれ、正常な同期検出やデータ検出が困難となる。特に、近年のように一チャネルあたりの周波数帯域が狭くなると、許容される位相偏移量や周波数偏移量が小さくなるので、同じ量のDCオフセット成分であっても影響が大きくなり、同期検出が困難となる。
このような周波数ずれ(または周波数誤差と表現する)が発生する原因としては、受信機側の局部発振回路素子の経年変化や、検波器(周波数変調における検波手段は周波数弁別器)の回路素子の経年変化、温度変化に伴う回路素子値の変動による、中心周波数のずれ等が主たるものと考えられる。
On the other hand, in a communication method in which information transmission is performed by the amount of phase shift or frequency shift of a carrier wave such as PSK or FSK, if the received signal frequency is shifted from the local oscillation frequency of the receiver, a DC offset component ( DC offset) is included, and normal synchronization detection and data detection become difficult. In particular, when the frequency band per channel is narrowed as in recent years, the allowable amount of phase shift and frequency shift are reduced, so even the same amount of DC offset component has a greater effect, and synchronization detection. It becomes difficult.
Causes of such frequency deviation (or expressed as frequency error) include the secular change of the local oscillation circuit element on the receiver side and the circuit element of the detector (detection means in frequency modulation is a frequency discriminator). It is considered that the shift of the center frequency and the like due to the change of the circuit element value accompanying the secular change and the temperature change are the main.

図14は、4値FSK変調信号を検波したときの、DCオフセットの影響を示した検波波形図であり、周波数ずれがない状態、即ち、DCオフセットがない場合には図14(a)に示すように、各シンボル値が中点0を中心に夫々のシンボル値に対応する値(±1、±3)に位置するのに対し、DCオフセットが含まれる場合は図14(b)に示すように、全体的に上下いずれかの方向にずれたものとなるので、正しいシンボル値とは異なる値が検出される。このときのDCオフセット量は、図14(b)に示す例では、中点0からプラス側方向にずれた量ΔDCとなる。   FIG. 14 is a detection waveform diagram showing the influence of the DC offset when detecting a quaternary FSK modulation signal. FIG. 14A shows a state where there is no frequency shift, that is, when there is no DC offset. As shown in FIG. 14B, when each symbol value is located at a value (± 1, ± 3) corresponding to each symbol value centered on the midpoint 0, a DC offset is included. In addition, since the whole is shifted in either the upper or lower direction, a value different from the correct symbol value is detected. In the example shown in FIG. 14B, the DC offset amount at this time is an amount ΔDC shifted from the midpoint 0 in the plus direction.

そこで、従来からこのような無線通信機においては送受信機の局部発振周波数を自動的に所望値に制御する自動周波数制御(Automatic Frequency Control:AFC)回路を備えるのが一般的である。AFCの基本的な手段としては、フェーズロックループ(Phase Lock Loop:PLL)回路中のVCOやTCXOを、正確に周波数調整された基地局や無線中継局から送信される無線信号周波数に同期させる方法が使用される。また、受信信号強度検出手段(Receive Signal Strength Indicator:RSSI)を備えた無線通信機においては、このRSSIの値が最良になるように局部発振器の発振周波数を制御する方法、あるいはFSKデジタル変調方式では、特許文献1(特開平6−177931)に開示されているものが知られている。これは、フレーム同期ワード(Frame Sync Word:FSW)を検出することにより同期を確立する際に、DCオフセットから周波数のずれ(周波数誤差量)も検出し、このDCオフセットが小さくなるように局部発振周波数を直接制御するものである。
なお、フレーム同期ワード検出手段や同期タイミングの制御については、特許文献2乃至4に開示されているので参考にすることができる。
特開平6−177931号公報 特開平9−289485号公報 特開平3−70226号公報 特開2001−326699公報
Therefore, conventionally, such a wireless communication apparatus is generally provided with an automatic frequency control (AFC) circuit that automatically controls the local oscillation frequency of the transceiver to a desired value. As a basic means of AFC, a method of synchronizing a VCO or TCXO in a phase lock loop (PLL) circuit with a radio signal frequency transmitted from a base station or a radio relay station whose frequency is accurately adjusted. Is used. In addition, in a radio communication device equipped with a received signal strength detection means (Receive Signal Strength Indicator: RSSI), a method of controlling the oscillation frequency of the local oscillator so that the RSSI value is the best, or an FSK digital modulation method, The one disclosed in Patent Document 1 (Japanese Patent Laid-Open No. 6-177931) is known. This is because when a synchronization is established by detecting a frame sync word (FSW), a frequency shift (frequency error amount) is also detected from the DC offset, and the local oscillation is performed so that the DC offset becomes small. It directly controls the frequency.
It should be noted that the frame synchronization word detection means and the synchronization timing control are disclosed in Patent Documents 2 to 4, and can be referred to.
JP-A-6-177931 JP-A-9-289485 Japanese Patent Laid-Open No. 3-70226 JP 2001-326699 A

しかしながら、特許文献1に記載されたようにFSW同期検出回路の出力に基づいてDCオフセット量を検出し、その値が小さくなるように局部発振器の出力信号周波数を調整する方法は、フレーム同期ワードが検出できることが前提であるので、周波数誤差が大きくなってFSW同期が得られない場合は、目的を達成することができない。即ち、周波数ずれが大きくなって、受信信号の帯域の一部が中間周波増幅回路等の帯域制限フィルタの減衰域により除去され、又は、完全にフィルタの通過帯域外に位置するように周波数ずれが大きくなると、FM検波器に受信信号が供給されないので、DCオフセット量そのものの検出が不可能となって、周波数補正ができない状態となる。   However, as described in Patent Document 1, the method of detecting the DC offset amount based on the output of the FSW synchronization detection circuit and adjusting the output signal frequency of the local oscillator so as to reduce the value is as follows. Since it is assumed that it can be detected, the object cannot be achieved if the frequency error becomes large and FSW synchronization cannot be obtained. That is, the frequency shift becomes large, and a part of the band of the received signal is removed by the attenuation band of the band limiting filter such as an intermediate frequency amplifier circuit, or the frequency shift is completely positioned outside the pass band of the filter. If it becomes larger, the reception signal is not supplied to the FM detector, so that the DC offset amount itself cannot be detected, and the frequency cannot be corrected.

図15は、周波数が大きくずれた受信信号を検波してFSWを検出した場合のデジタル復調波形を図14に倣って表示したものであるが、検波波形のFSW波形中心位置と正しい位置との差が大きくなる。この状態におけるキャリア(搬送波)信号と帯域制限フィルタの通過帯域との関係は、例えば図16に示すものが考えられる。即ち、キャリアの中心周波数f0が帯域制限フィルタの中心にあるときは問題ないが、f1のように、キャリア信号の一部が帯域制限域にかかる場合のように通過帯域中心から大きくずれたものとなるとFSW検出が困難となる。   FIG. 15 shows a digital demodulated waveform in the case where FSW is detected by detecting a received signal whose frequency is greatly shifted, according to FIG. 14, and the difference between the FSW waveform center position of the detected waveform and the correct position is displayed. Becomes larger. The relationship between the carrier (carrier wave) signal and the pass band of the band limiting filter in this state is, for example, as shown in FIG. That is, there is no problem when the center frequency f0 of the carrier is at the center of the band limiting filter, but it is greatly deviated from the center of the pass band as in the case where a part of the carrier signal is in the band limiting area as in f1. Then, FSW detection becomes difficult.

同一出願人は、このような不具合を解消する手段として、図17に一例を示す手段を出願済みである(「先願発明」という)。この先願発明は、受信機のFM検波器58の出力信号により周波数ずれを計算する周波数ずれ検出ブロック68を設け、このブロックで周波数ずれに応じたDCオフセット信号のレベルを監視し、一定以上周波数がずれた場合に局部発振器52の周波数を帯域フィルタの通過域内に引き戻す周波数補正を行うように構成したものである。つまり、周波数ずれ検出ブロック68には、カットオフ周波数が数Hz程度のLPF62と、周波数ずれ検出回路63を備え、キャリア信号の中心周波数のずれに応じて大きくなるDCオフセット成分を検出して、その量に基づいてAFC制御部64をコントロールして周波数補正を行うものである。   The same applicant has applied for a means shown in FIG. 17 as a means for solving such a problem (referred to as “prior application invention”). This prior invention is provided with a frequency shift detection block 68 for calculating the frequency shift based on the output signal of the FM detector 58 of the receiver. In this block, the level of the DC offset signal corresponding to the frequency shift is monitored, and the frequency exceeds a certain level. In this case, the frequency correction is performed so that the frequency of the local oscillator 52 is pulled back into the pass band of the band filter in the case of deviation. That is, the frequency deviation detection block 68 includes an LPF 62 having a cutoff frequency of about several Hz and a frequency deviation detection circuit 63, and detects a DC offset component that increases in accordance with the deviation of the center frequency of the carrier signal. The frequency correction is performed by controlling the AFC control unit 64 based on the amount.

図18はその処理手順の例を示したタイミング図である。なお、図17及び図18に示すブロック構成と処理方法は、本発明においても利用可能であるので詳細は後述するが、FSWが検出できない状態でも、検波信号から周波数ずれに応じた直流信号(DCオフセット)を検出することができれば、その周波数ずれ情報に基づいて周波数変換用の局部発振信号周波数を補正して周波数ずれをキャンセルすることができる。従って、受信信号が帯域制限フィルタの通過帯域をはみ出すように大きく周波数がずれた場合においても、そのずれを補正してFSWを検出し、更に、FSW検出による自動周波数補正機能によって正確にFSW同期維持が継続されデータの復調を行うことができる。   FIG. 18 is a timing chart showing an example of the processing procedure. The block configuration and processing method shown in FIGS. 17 and 18 can also be used in the present invention, and will be described in detail later. However, even if the FSW cannot be detected, a DC signal (DC) corresponding to the frequency deviation from the detected signal is used. If the offset) can be detected, the frequency shift can be canceled by correcting the local oscillation signal frequency for frequency conversion based on the frequency shift information. Therefore, even when the frequency of the received signal greatly deviates so as to extend beyond the pass band of the band limiting filter, the deviation is corrected to detect the FSW, and further, the FSW synchronization is accurately maintained by the automatic frequency correction function based on the FSW detection. Can be continued and data can be demodulated.

しかしながら、DC成分を抽出するために時定数の大きなフィルタ手段を使用することから、周波数を正しく補正するまでに若干時間を必要とする。従って、高速にスキャニング受信する受信機に適用する場合には、スキャニング速度を大きくする上で阻害要因となる場合があった。この問題を解決できれば、上述した先願発明の利用範囲も広くなる。
本発明は、従来の周波数補正機能を備えた無線通信機における諸事情に鑑みてなされたものであって、高速スキャニング受信にも適用できる周波数補正機能を備えた無線通信機を提供することを目的としている。
However, since a filter means having a large time constant is used to extract the DC component, it takes some time to correct the frequency correctly. Therefore, when applied to a receiver that performs high-speed scanning reception, it may be an obstacle to increase the scanning speed. If this problem can be solved, the range of use of the above-mentioned prior invention will be widened.
The present invention has been made in view of various circumstances in a conventional wireless communication apparatus having a frequency correction function, and an object thereof is to provide a wireless communication apparatus having a frequency correction function that can be applied to high-speed scanning reception. It is said.

本発明はかかる課題を解決するために、受信信号に局部発振信号を混合して中間周波数信号を生成する周波数変換手段と、中間周波数信号から隣接チャネル周波数信号を除去して自チャネル信号を取り出す帯域フィルタと、該帯域フィルタ出力信号を検波する検波手段と、検波信号から既知のフレーム同期ワード信号を検出する既知フレーム同期ワード検出手段と、周波数ずれを補正する周波数ずれ補正手段と、を備えた無線通信機において、前記帯域フィルタの通過帯域を、第一通過帯域、またはそれより広い第二通過帯域に切替えるフィルタ切替手段と、該帯域フィルタが第二通過帯域に切換えられた状態で、前記周波数ずれ補正手段により補正した後に、前記フレーム同期ワード信号を検出する切替後フレーム同期ワード検出手段と、前記フレーム同期ワード信号から受信信号周波数の周波数ずれに応じた信号を得る周波数ずれ信号取得手段と、前記周波数ずれ信号取得手段出力に基づいて前記局部発振信号の周波数補正量を算出する周波数補正量設定手段と、前記フレーム同期ワード信号よりデータ位置を判断するシンボルカウンタと、前記シンボルカウンタと前記周波数補正量設定手段に基づいて局部発振信号の発振周波数補正タイミングと周波数補正量とを制御する周波数制御手段と、を備え、前記フィルタ切替手段は、周波数制御後に前記帯域フィルタを第一通過帯域に切換えることを特徴とする。
In order to solve such a problem, the present invention provides a frequency converting means for generating an intermediate frequency signal by mixing a local oscillation signal with a received signal, and a band for removing the adjacent channel frequency signal from the intermediate frequency signal and extracting the own channel signal. A radio comprising: a filter; a detection means for detecting the band filter output signal; a known frame synchronization word detection means for detecting a known frame synchronization word signal from the detection signal; and a frequency deviation correction means for correcting a frequency deviation. In the communication device, a filter switching means for switching a pass band of the band filter to a first pass band or a second pass band wider than the first pass band, and the frequency shift in a state where the band filter is switched to the second pass band. after corrected by the correction means, and the posterior frame sync word detection means for detecting the frame synchronization word signal, Frequency correction amount to calculate a frequency correction value of the serial frame and frequency deviation signal obtaining means for obtaining a signal corresponding to the frequency deviation from the synchronization word signal received signal frequency, said local oscillation signal based on the previous SL frequency shift signal acquisition means output Frequency control for controlling the oscillation frequency correction timing and the frequency correction amount of the local oscillation signal based on the setting means, a symbol counter for determining the data position from the frame synchronization word signal, and the symbol counter and the frequency correction amount setting means And the filter switching means switches the band filter to the first pass band after frequency control.

また記既知フレーム同期ワード検出手段が、受信信号波形から同期ワード候補シンボルデータを取得する同期ワード候補取得手段と、取得したフレーム同期ワード候補の各シンボル値と記憶したフレーム同期ワードの各シンボル対応値とのシンボル誤差を求めるシンボル誤差演算手段と、シンボル誤差演算手段によって求めた全シンボルに対するシンボル誤差平均値を求めるシンボル誤差平均演算手段と、前記シンボル誤差演算手段によって求めた、フレーム同期ワード候補の各シンボル誤差から上記シンボル誤差平均値を減算してオフセット補正値を求めるシンボル誤差平均減算手段と、フレーム同期ワード候補の各シンボルについて上記シンボル誤差平均減算手段によって求めたオフセット補正値を自乗する補正値自乗演算手段と、その補正値自乗演算手段によって求めた結果をフレーム同期ワード候補全シンボルについて加算して同期ワードシンボル誤差を求めるシンボル誤差合算手段と、シンボル誤差合算手段によって求めた同期ワードシンボル誤差と予め設定した閾値と比較し、当該フレーム同期ワード候補がフレーム同期ワードであるか否かを判断する同期ワード判断手段と、を備えてもよい。 The front Symbol known frame sync word detection means, a synchronization word candidate acquisition means for acquiring a synchronization word candidate symbol data from a received signal waveform, each symbol of the stored with each symbol value of the acquired frame synchronization word candidate frame synchronization words Symbol error calculation means for obtaining a symbol error with the corresponding value, symbol error average calculation means for obtaining a symbol error average value for all symbols obtained by the symbol error calculation means, and frame synchronization word candidate obtained by the symbol error calculation means Symbol error average subtracting means for subtracting the symbol error average value from each symbol error to obtain an offset correction value, and correction for squaring the offset correction value obtained by the symbol error average subtracting means for each symbol of the frame synchronization word candidate Value square calculation means; The symbol error summing means for adding the results obtained by the correction value square computing means for all the frame synchronization word candidate symbols to obtain the synchronization word symbol error, the synchronization word symbol error obtained by the symbol error summing means, and a preset threshold value And a synchronization word determination means for comparing and determining whether or not the frame synchronization word candidate is a frame synchronization word.

またに、前記シンボルカウンタの出力に基づいて、前記帯域フィルタを第一通過帯域に切換える手段を備えてもよい Also, further, based on an output of the symbol counter may comprise means for switching said bandpass filter in the first pass band.

また記帯域フィルタがFIRフィルタであり、DSP、ASIC等により、その演算係数を切換えることによって通過帯域を切換えるようにソフトウエア手段にて構成してもよい The front Symbol band filter is the FIR filter, DSP, an ASIC or the like, may be configured by software means to switch a pass band by switching the operation coefficient.

本発明は上述したように構成するので、夫々次のような効果が得られる。即ち、ーパーヘテロダイン方式の無線通信機において、帯域制限フィルタ(帯域フィルタ)が第一通過帯域と、それより広い第二通過帯域とに切換え可能な機能を有し、この帯域フィルタを広い通過帯域を有する第二通過帯域に切換えた状態でフレーム同期ワード(以下「FSW」)を検出し、検出したFSWに基づいて受信信号の周波数ずれを求める周波数ずれを検出するとともに、検出した周波数ずれ情報に基づいて局部発振周波数を補正するように構成したものである。従って、通常の通過帯域をはみだす程度に大きく周波数がずれた場合であっても、従来のように、時定数の大きなLPFを用いることなく周波数ずれを補正できるので、迅速に周波数ずれ情報の検出と、それに伴う周波数補正が可能であり、高速スキャニング受信を可能とするとともに、FSW未検出状態における同期処理を迅速化する上で効果が大きい。
また、FSW信号から受信信号周波数と局部発振手段の発振周波数との周波数ずれに応じた信号を得、この周波数ずれ成分を受信信号又は検波後のFSW信号から減算してFSWを検出するとともに、周波数ずれに基づいて局部発振手段の周波数補正量を算出する。更に、受信検波したFSW信号におけるデータ位置を判断するシンボルカウンタを設け、このシンボルカウンタに基づいて局部発振手段の発振周波数補正タイミングと周波数補正量とを制御するように構成したものである。この発明は、データ受信中に闇雲に周波数補正を実行すると、検出中のシンボル値が変化する結果、処理途中のデータ誤りを生ずる可能性が高く、特に周波数補正量が大きい場合にその傾向が著しい。そこで、先願発明のように、周波数補正のタイミングを制御することにより、処理途中のデータ誤りを防止することが可能であり、処理の迅速化にも効果がある。
Since the present invention is configured as described above, the following effects can be obtained. That is, in the wireless communication device of the scan over par heterodyne system has a band-limiting filter (band filter) first pass band, it wider second passband and switchable functions, wider the band filter pass A frame synchronization word (hereinafter referred to as “FSW”) is detected in a state of switching to a second passband having a band, and a frequency shift for determining a frequency shift of a received signal is detected based on the detected FSW, and detected frequency shift information Based on the above, the local oscillation frequency is corrected. Therefore, even when the frequency is shifted to such a degree that it exceeds the normal passband, the frequency shift can be corrected without using an LPF having a large time constant as in the prior art. The frequency correction associated therewith is possible, high-speed scanning reception is possible, and the effect of speeding up the synchronization processing in the FSW undetected state is great.
Further, a signal corresponding to the frequency shift between the reception signal frequency and the oscillation frequency of the local oscillation means is obtained from the FSW signal, and this frequency shift component is subtracted from the reception signal or the detected FSW signal to detect the FSW, and the frequency Based on the deviation, the frequency correction amount of the local oscillation means is calculated. Further, a symbol counter for determining the data position in the received and detected FSW signal is provided, and the oscillation frequency correction timing and the frequency correction amount of the local oscillating means are controlled based on this symbol counter. In the present invention, if frequency correction is performed on a dark cloud while data is being received, the symbol value being detected is likely to change, so that there is a high possibility of causing a data error in the middle of processing, and this tendency is particularly noticeable when the frequency correction amount is large. . Thus, by controlling the frequency correction timing as in the prior invention, it is possible to prevent a data error during the processing, which is effective in speeding up the processing.

また、受信信号波形からFSW候補シンボルデータを取得し、それらの各値と記憶した正規のFSWシンボル値とのシンボル誤差を求め、更にそれらのシンボル誤差平均値を求め、FSW候補の各シンボル誤差から上記シンボル誤差平均値を減算してオフセット補正値を求め、FSW候補の各シンボルについて上記シンボル誤差平均減算手段によって求めたオフセット補正値を自乗し、その補正値自乗演算手段によって求めた結果をFSW候補全シンボルについて加算して同期ワードシンボル誤差を求めるとともに、シンボル誤差合算手段によって求めた同期ワードシンボル誤差と予め設定した閾値と比較することによって、このFSW候補がFSWであるか否かを判断するように構成したものであり、受信品質が悪化した状態でもFSWの検出が可能となる効果がある。このメリットを利用すれば、本発明において帯域フィルタを通常のものより広い帯域に切換えた状態でのS/N悪化、即ち、実質的な受信感度の低下を補って、確実にFSWを検出することが可能となる。 Further , FSW candidate symbol data is obtained from the received signal waveform, symbol errors between these values and the stored normal FSW symbol values are obtained, further, their symbol error average values are obtained, and each symbol error of the FSW candidates is obtained. An offset correction value is obtained by subtracting the symbol error average value, the offset correction value obtained by the symbol error average subtraction means is squared for each symbol of the FSW candidate, and the result obtained by the correction value square operation means is obtained as the FSW candidate. It is determined whether the FSW candidate is an FSW by adding all symbols to obtain a synchronized word symbol error and comparing the synchronized word symbol error obtained by the symbol error summing unit with a preset threshold value. Even if the reception quality deteriorates, the FSW There is an effect that out is possible. If this merit is used, the FSW can be detected reliably by compensating for the S / N deterioration in the state where the band filter is switched to a band wider than the normal band in the present invention, that is, the substantial decrease in reception sensitivity. Is possible.

またに、前記シンボルカウンタの出力に基づいて、前記帯域フィルタを第一通過帯域に切換える手段を備えたので、域フィルタの切替によるデータ誤りの発生を防止する効果がある。 Also, further, based on an output of said symbol counter, because with a means for switching said bandpass filter in a first pass band, the effect of preventing the occurrence of data errors due to switching of the band-pass filter.

また記帯域フィルタがFIRフィルタであり、DSP、ASIC等によりソフトウエア手段にて実現され、その演算係数を切換えることによって通過帯域を切換えるように構成したので、ソフトウエア的に帯域切換え機能を持ったフィルタを実現して、本発明の構成を容易にする上で効果がある。 The upper SL bandpass filter is an FIR filter, DSP, are realized by software means an ASIC or the like, since it is configured to switch the bandpass by switching the calculation coefficient, a software manner band switching function This is effective in realizing a filter having the above and facilitating the configuration of the present invention.

以下、本発明を図に示した実施形態を用いて詳細に説明する。但し、この実施形態に記載される構成要素、種類、組み合わせ、形状、その相対配置などは特定的な記載がない限り、この発明の範囲をそれのみに限定する主旨ではなく単なる説明例に過ぎない。
図1は、本発明に係る無線通信機の要部構成例を示すブロック図である。この例に示す無線通信機は、アンテナ1と、このアンテナ1によって受信した高周波信号を第一の局部発振器2の出力と混合して第一中間周波数を生成する第一混合器(MIX)3及び第一帯域フィルタ4と、更に、周波数変換のために第二局部発振器5の出力と混合して第二中間周波数信号を生成するための第二混合器(MIX)6及び第二帯域フィルタ7(以下、「帯域フィルタ」、「帯域制限フィルタ」と云うときはこれを指す)と、第二中間周波数信号を検波するFM検波器8と、このFM検波器の出力信号からフレーム同期ワードを検出して同期信号を生成するフレーム同期ワード検出器(FSW同期検出器)9と、上記FM検波器8の出力からDCオフセット成分を減算するDCオフセット調整器10と、DCオフセット成分が除去された信号から目的とするシンボルを検出するシンボル検出器11と、上記FM検波器8の信号からDCオフセット成分を含む直流成分を取り出すLPF12と、そのDCオフセット量を予め設定した閾値と比較するとともに、閾値を越えたとき、周波数シフト信号を出力する周波数ずれ検出回路13と、その周波数シフト信号に基づいて周波数調整データを生成するAFC制御回路14と、この周波数調整データによって周波数を補正する機能をもったTCXO制御回路15と、を備えたもので、TCXO制御回路15の信号によって、上記第一の局部発振器2の周波数を制御するように構成したものである。なお、無線通信機として送信部(TX)16を備える場合は、その送信周波数を制御する送信用発振器17の発振周波数を上記TCXO制御回路15の出力によって生成してもよい。
Hereinafter, the present invention will be described in detail with reference to embodiments shown in the drawings. However, the components, types, combinations, shapes, relative arrangements, and the like described in this embodiment are merely illustrative examples and not intended to limit the scope of the present invention only unless otherwise specified. .
FIG. 1 is a block diagram showing a configuration example of a main part of a wireless communication device according to the present invention. The wireless communication device shown in this example includes an antenna 1, a first mixer (MIX) 3 that generates a first intermediate frequency by mixing a high-frequency signal received by the antenna 1 with an output of a first local oscillator 2, and A first band filter 4 and a second mixer (MIX) 6 and a second band filter 7 (for mixing with the output of the second local oscillator 5 for frequency conversion to generate a second intermediate frequency signal) Hereinafter, the term “band filter” and “band limiting filter” indicate this), the FM detector 8 for detecting the second intermediate frequency signal, and the frame synchronization word from the output signal of this FM detector. A frame synchronization word detector (FSW synchronization detector) 9 for generating a synchronization signal, a DC offset adjuster 10 for subtracting a DC offset component from the output of the FM detector 8, and a DC offset component The symbol detector 11 that detects a target symbol from the left signal, the LPF 12 that extracts a DC component including a DC offset component from the signal of the FM detector 8, and the DC offset amount are compared with a preset threshold value. A frequency shift detection circuit 13 that outputs a frequency shift signal when the threshold value is exceeded, an AFC control circuit 14 that generates frequency adjustment data based on the frequency shift signal, and a function that corrects the frequency using the frequency adjustment data. The TCXO control circuit 15 having the above-described configuration is configured to control the frequency of the first local oscillator 2 by a signal from the TCXO control circuit 15. In the case where the transmission unit (TX) 16 is provided as a wireless communication device, the oscillation frequency of the transmission oscillator 17 that controls the transmission frequency may be generated by the output of the TCXO control circuit 15.

以上の構成は、上述した同一出願人が既に出願済みの発明に係るものであり、LPF12と周波数ずれ検出回路13とからなる周波数ずれ検出ブロック18を設け、LPF12により、周波数ずれの量を検出して、AFC制御するものであるが、上述したように若干の処理時間を要するのでスキャニング受信には不向きであった。
そこで本発明では、上記帯域フィルタ7を、第一通過帯域と、それより広い第二通過帯域とに切換え可能な機能を有したものとすることによって、周波数ずれ量が大きな場合には広い通過帯域のフィルタによって通常の通過帯域から外れる受信信号もFM検波器8に導き、FSW同期検波ができるようにするとともに、検出したFSWを用いて算出するFSW・DCオフセット成分によりAFCを行い、大きくずれた周波数を帯域フィルタ7の通常の狭い第一通過帯域に含まれるように周波数補正制御するものである。
更に、図1に示す構成では、同一出願人が既に出願済み(特願2006−019851:第2の先願発明)の発明に係る周波数補正タイミング制御手段を利用したBPF制御部19を付加している。このBPF制御部19は、シンボルカウンタ20と、その出力信号によって制御されるBPF切換制御部21とを含み、上記FSW同期検出器9の信号から後述する方法で、受信信号のデータ復調に影響を与えないタイミングにおいて帯域フィルタ(BPF)7の帯域切換えを行うように構成している。
The above configuration relates to the invention already filed by the same applicant as described above. The frequency shift detection block 18 including the LPF 12 and the frequency shift detection circuit 13 is provided, and the LPF 12 detects the amount of frequency shift. Although AFC control is performed, as described above, since some processing time is required, it is not suitable for scanning reception.
Therefore, in the present invention, the band-pass filter 7 has a function capable of switching between the first pass band and a wider second pass band, so that a wide pass band can be obtained when the frequency deviation is large. The received signal deviating from the normal pass band is also guided to the FM detector 8 by the above filter, so that the FSW synchronous detection can be performed, and the AFC is performed by the FSW / DC offset component calculated using the detected FSW. The frequency correction control is performed so that the frequency is included in the normal narrow first pass band of the band filter 7.
Further, in the configuration shown in FIG. 1, a BPF control unit 19 using the frequency correction timing control means according to the invention already filed by the same applicant (Japanese Patent Application No. 2006-019851: second prior invention) is added. Yes. The BPF control unit 19 includes a symbol counter 20 and a BPF switching control unit 21 controlled by its output signal, and affects the data demodulation of the received signal from the signal of the FSW synchronization detector 9 by a method described later. The band filter (BPF) 7 is configured to perform band switching at a timing not given.

図2は、以上のように構成した無線通信機の制御処理の、基本的な部分についてのフローチャートである。図2において、処理が開始されると、スキャニング受信モードであるか否かを判断し、高速にFSW検出が必要であるスキャニング受信モードの場合は(S1、Yes)、帯域フィルタを広い通過帯域(第二通過帯域)に切換える(S2)。その状態で、上述したようにFSW検出を行い(S3)、検出が確認された場合は(S3、Yes)、FSW検出に伴って算出したDCオフセットに基づいてAFC制御を行うとともに(S4)、シンボルカウンタを動作させ、そのTCXO制御タイミング調整処理により、データ復調に影響を与えないタイミングで、周波数補正を行った後(S5)、上記帯域フィルタ7の通過帯域を通常の狭い帯域(第一通過帯域)に切換えて(S6)、LPFによりDCオフセットを検出する周波数ずれ検出ブロックによる通常のAFC制御を開始する(S7)。なお、このフローでは煩雑になるので、BPF制御部19と周波数ずれ検出ブロック18及びそれらに関係する周辺部の制御についての説明は省略する。   FIG. 2 is a flowchart of a basic part of the control processing of the wireless communication apparatus configured as described above. In FIG. 2, when the process is started, it is determined whether or not the scanning reception mode is set. If the scanning reception mode requires FSW detection at high speed (S1, Yes), the bandpass filter is set to a wide passband ( Switch to the second passband (S2). In this state, the FSW detection is performed as described above (S3), and if the detection is confirmed (S3, Yes), the AFC control is performed based on the DC offset calculated with the FSW detection (S4), After the symbol counter is operated and frequency correction is performed at a timing that does not affect data demodulation by the TCXO control timing adjustment processing (S5), the pass band of the band filter 7 is set to a normal narrow band (first pass). (S6), and normal AFC control is started by the frequency shift detection block that detects the DC offset by the LPF (S7). Since this flow is complicated, a description of the control of the BPF control unit 19, the frequency shift detection block 18, and peripheral parts related to them will be omitted.

図3、図4は、図2に示した処理の様子を示す図であり、帯域フィルタ7は、図3に示すように、大きく周波数ずれを生じた状態でもある程度の範囲で周波数キャリアを通過できるように広い帯域の第二通過帯域と、図4に示すように隣接チャネル信号の影響を排除できる通常の通過帯域幅(第一通過帯域)とに切換え可能である。
従って、広い通過帯域によれば、ある程度周波数がずれた状態でもキャリア信号がFM検波器9に供給されるので、実質的な感度低下は伴うもののFSW検出が可能となる。そこで、このように通過帯域を広げた状態で検出したFSWのシンボル位置と夫々のシンボルの正規の位置とを比較することによって、周波数ずれに伴うDCオフセット成分を算出し、その量に基づいて周波数補正を行えば迅速な周波数補正処理が可能であり、周波数補正後には通常の通過帯域(第一通過帯域)に戻してデータ受信を行うことができる。
FIGS. 3 and 4 are diagrams showing the state of the processing shown in FIG. 2, and the bandpass filter 7 can pass a frequency carrier within a certain range even when a large frequency deviation occurs as shown in FIG. Thus, it is possible to switch between a wide second pass band and a normal pass band width (first pass band) that can eliminate the influence of the adjacent channel signal as shown in FIG.
Therefore, according to the wide pass band, since the carrier signal is supplied to the FM detector 9 even when the frequency is shifted to some extent, the FSW can be detected although the sensitivity is substantially lowered. Thus, by comparing the FSW symbol position detected with the passband expanded in this way and the normal position of each symbol, a DC offset component accompanying the frequency shift is calculated, and the frequency is determined based on the amount. If the correction is performed, a quick frequency correction process is possible. After the frequency correction, the data can be received by returning to the normal pass band (first pass band).

なお、このような制御はスキャニング受信モードに限らず、通常の受信モードであっても、通信機に電源を投入した当初、又は、チャネルを変更した後の第一フレーム信号を受信する場合のように、FSW検出がなされていない場合にも有用である。従って、上述したフローチャートのS1の処理を、第一フレーム受信であるか否か、あるいはFSW未検出であるか否かの判断を行い、FSW未検出と判断した場合に同様の処理を行うような利用方法も考えられる。一旦FSW検出が出来れば、第二フレームからは通常のLPFによるAFC調整を行っても、周波数ずれの量が小さくなっているので大幅に処理時間を要することはない。但し、スキャニング受信においては、順次スキャンする毎にFSW未検出状態になるので、チャネルを切換える毎に以上の処理を繰返すことになるが、もし、FSW検出状態に維持できる場合は、LPFによる周波数ずれ補正(AFC)を行うことも出来る。   Note that such control is not limited to the scanning reception mode, and even in the normal reception mode, as in the case of receiving the first frame signal when the communication device is turned on or after changing the channel. It is also useful when FSW detection is not performed. Therefore, the process of S1 in the above-described flowchart is performed to determine whether the first frame is received or whether the FSW has not been detected. If it is determined that the FSW has not been detected, the same process is performed. Usage is also possible. Once FSW detection can be performed, even if AFC adjustment is performed using normal LPF from the second frame, the amount of frequency deviation is small, so that it does not require much processing time. However, in scanning reception, the FSW is not detected each time scanning is performed, so the above processing is repeated every time the channel is switched. However, if the FSW detection state can be maintained, the frequency shift caused by the LPF Correction (AFC) can also be performed.

図5は、帯域フィルタ(BPF)7の帯域切換えタイミングの例を示す図である。図5において、上段の図は受信信号から検出したフレーム信号であり、タイミングT1において受信が開始され、フレーム先頭のFSWを受信して検出されるが、このとき周波数が大きくずれている場合は上述したようにFSW検出が困難となる。
そこで、図3に示したように、帯域フィルタ(BPF)7の帯域を広い第二通過帯域に切換えることによってFSW検出を可能にし、T2においてFSW検出を行い、その検出に基づいて周波数ずれに対応するDCオフセット成分を算出する。この時点で周波数補正は可能となるので、直ちに周波数補正しても良いが、フレームのデータ受信中に周波数を変化させるとデータ誤りを発生する可能性があるので、次のフレーム先頭のFSW受信のタイミングT3に合わせて周波数補正処理を行うとともに、帯域フィルタを第一通過帯域である通常の通過帯域に切換える。なお、周波数補正処理と、そのタイミング制御については後述する。
FIG. 5 is a diagram illustrating an example of the band switching timing of the band filter (BPF) 7. In FIG. 5, the upper diagram is a frame signal detected from the received signal, and reception is started at timing T1 and detected by receiving the FSW at the beginning of the frame. As described above, the FSW detection becomes difficult.
Therefore, as shown in FIG. 3, the FSW detection is enabled by switching the band of the band-pass filter (BPF) 7 to the wide second pass band, and the FSW detection is performed at T2, and the frequency deviation is dealt with based on the detection. The DC offset component to be calculated is calculated. Since the frequency can be corrected at this time, the frequency may be corrected immediately. However, if the frequency is changed during the data reception of the frame, a data error may occur. A frequency correction process is performed in accordance with the timing T3, and the bandpass filter is switched to the normal passband which is the first passband. The frequency correction process and its timing control will be described later.

図6(a)は、本発明を無線中継装置やレピータに適用する場合の構成例を示すブロック図である。無線中継装置やレピータのように、信号発振源として周波数安定度に優れた例えば、恒温槽付きの発振器(OCXO)22を使用するものでは、送信周波数の周波数補正の必要性が低い。このような場合は、受信信号周波数のずれに対応すれば良いので、OCXO22の周波数補正に代えて、BPF7の前に図6(b)に示すようなキャリアシフト部23を挿入し、上述した例と同様に、キャリアシフト部を制御すればよい。
以上の説明において、帯域を切換え可能なフィルタとしては、帯域が異なる二つのフィルタ、あるいは段階的に細かく帯域の異なるフィルタを複数並べて、順次切替える方法があるが、FIRフィルタをDSP、ASIC等により、ソフトウエア的な処理や手段によって制御するデジタルフィルタで実現することもできる。その場合は、フィルタの計数(タップ数共通)を切換えることによって帯域を変化させれば、処理速度も速くできる。
また、本発明における各ブロックの実現方法は既存の技術を使用すれば、十分に実施可能であるが、同一出願人は、受信周波数が大きくずれた場合のFSW検出方法や、その場合の周波数補正方法、更には、周波数の補正タイミング方法について種々有用な発明を出願済みである。それらを使用すれば本発明の機能は更に向上できるが、未公開状態であるので概要を順次説明する。
FIG. 6A is a block diagram illustrating a configuration example when the present invention is applied to a wireless relay device or a repeater. In the case of using, for example, an oscillator (OCXO) 22 having a high temperature stability as a signal oscillation source such as a radio relay device or a repeater, the necessity for frequency correction of the transmission frequency is low. In such a case, it suffices to cope with the deviation of the received signal frequency. Therefore, instead of the frequency correction of the OCXO 22, a carrier shift unit 23 as shown in FIG. Similarly to the above, the carrier shift unit may be controlled.
In the above description, as a filter capable of switching the band, there are two filters having different bands, or a method of sequentially switching a plurality of filters having different bands in stages, and sequentially switching them. However, the FIR filter can be switched by DSP, ASIC, etc. It can also be realized by a digital filter controlled by software processing or means. In that case, the processing speed can be increased by changing the band by switching the filter count (common to the number of taps).
In addition, although the implementation method of each block in the present invention can be sufficiently implemented by using an existing technology, the same applicant can use the FSW detection method when the reception frequency greatly deviates, and the frequency correction in that case. Various useful inventions have been filed for the method and further the frequency correction timing method. If they are used, the function of the present invention can be further improved.

<周波数ずれ検出ブロック>
従来技術において示した図17は、同一出願人にかかる複数の先願発明を使用した無線通信機のブロック図であるので、この図を使用しながら説明する。
この先願発明は、本発明に必ずしも不可欠のものではないが、おおきな周波数ずれが発生し受信帯域の一部が帯域制限フィルタ(BPF7)の受信帯域外にはみ出すような状況であってもFSW検出を可能にしたものであるので、必要に応じて併用することができる。
即ち、この先願発明は、図1又は図17に示したように、FM検波器8(58)、LPF12(62)、周波数すれ検出回路13(63)、AFC制御回路14(64)により、検波器の出力に含まれるDC成分を監視するとともに、その量が一定値を越えたとき、それをキャンセルするように発振周波数を補正するものである。
<Frequency shift detection block>
FIG. 17 shown in the prior art is a block diagram of a wireless communication device using a plurality of prior inventions related to the same applicant, and will be described using this drawing.
Although this prior invention is not necessarily indispensable to the present invention, FSW detection is performed even in a situation where a large frequency shift occurs and a part of the reception band protrudes outside the reception band of the band limiting filter (BPF 7). Since it was made possible, it can be used together as necessary.
That is, in the prior invention, as shown in FIG. 1 or FIG. 17, the FM detector 8 (58), the LPF 12 (62), the frequency deviation detection circuit 13 (63), and the AFC control circuit 14 (64) detect the wave. The DC component included in the output of the detector is monitored, and when the amount exceeds a certain value, the oscillation frequency is corrected so as to cancel it.

図18は、この手段の制御例を説明する模式的な信号波形図である。図18(a)の受信信号シーケンス図に示すようにデジタル無線システムにおいては、所定間隔(所定周期)で先頭にFSW部を配置し、その後にフレームデータ部が続いて送信される。図18(b)はLPF12の出力波形図であり、図18(c)はTCXO調整データ信号図である。時間t0においては未だFSW同期が確立していない状態を示しており、何等かの原因によって受信周波数と局部発振周波数のずれが徐々に大きくなり、時間t1においてプラス側閾値越え、更に、周波数ずれが拡大している状況を示している。閾値の設定値にもよるが、この状態ではFSW検出は困難であり、従来のようにFSW検出に基づいてDCオフセット量を補正する手段は有効に機能しない。
そこでこの発明では、周波数ずれが予め設定した閾値を越えたことを検出したとき(時間t1)、その周波数ずれをキャンセルする方向に、局部発振周波数を補正する。この補正量をαとすると、周波数補正した時点で、BPFによるチャネル信号の部分的削除が無くなり、検波信号には受信チャネル信号の全ての帯域信号が含まれるので、検波信号の劣化は無くなる。
FIG. 18 is a schematic signal waveform diagram illustrating a control example of this means. As shown in the received signal sequence diagram of FIG. 18A, in the digital radio system, an FSW unit is arranged at the head at a predetermined interval (predetermined period), and then a frame data unit is transmitted. FIG. 18B is an output waveform diagram of the LPF 12, and FIG. 18C is a TCXO adjustment data signal diagram. At time t0, the FSW synchronization is not yet established. For some reason, the difference between the reception frequency and the local oscillation frequency gradually increases. At time t1, the positive threshold is exceeded, and further, the frequency deviation The situation is expanding. Although depending on the set value of the threshold value, it is difficult to detect the FSW in this state, and the conventional means for correcting the DC offset amount based on the FSW detection does not function effectively.
Therefore, in the present invention, when it is detected that the frequency deviation exceeds a preset threshold (time t1), the local oscillation frequency is corrected in a direction to cancel the frequency deviation. When this correction amount is α, the channel signal is not partially deleted by the BPF at the time of frequency correction, and the detection signal includes all band signals of the reception channel signal, so that the detection signal is not deteriorated.

この状態になると、上述した従来のDCオフセット補正方法と同じように、FM検波器8(58)の出力に基づいて行われるFSW同期検出回路9(59)のFSW検出機能と、検出したFSWからDCオフセット量を求め、FSW検出タイミングの次のシンボルからDCオフセット量を加減算する処理を備えたDCオフセット調整回路10(60)の機能によって、DCオフセット量を減少させるようにAFC制御回路14(64)を制御し、その結果に基づいてTCXO制御回路15(65)が機能するので、自動的にDCオフセット量が減少して理想的にはゼロになり、安定してFSW同期検出が行われてデータシンボルが正確に検出される。   In this state, as in the conventional DC offset correction method described above, the FSW detection function of the FSW synchronization detection circuit 9 (59) performed based on the output of the FM detector 8 (58), and the detected FSW The AFC control circuit 14 (64) reduces the DC offset amount by the function of the DC offset adjustment circuit 10 (60) having processing for obtaining the DC offset amount and adding or subtracting the DC offset amount from the next symbol of the FSW detection timing. ) And the TCXO control circuit 15 (65) functions based on the result, so that the DC offset amount is automatically reduced to ideally zero, and the FSW synchronization detection is performed stably. Data symbols are detected accurately.

なお、上述したように、周波数シフトの方法は、DCオフセット量が閾値を越えたとき、その閾値とほぼ同じ量に該当する分周波数をシフトする方法、一回の周波数シフトの量を予め設定しておき、数回に分けて周波数シフトする方法、あるいは閾値を越えたとき比較的大きな量の周波数シフトを行い、その後、徐々にシフト量を減少しながら数回の周波数シフトを行う等の方法があるが、隣接チャネルへの誤調整を行わないようにするためには、DCオフセット量の減少を確認しながら数回に分けて周波数シフトを実行することが好ましいであろう。更に、周波数シフトの回数は、AFC制御回路14(64)によって管理すればよいが、周波数シフトの回数や最大シフト回数は、発振回路の発振子の経年変化や隣接チャネル周波数との関係に基づいて予め設定しておき、最大回数を超えるときは、シフト回数を制限することによって隣接チャネルに移行するような誤制御を防止することも有用であろう。   As described above, when the DC offset amount exceeds the threshold value, the frequency shift method is a method of shifting the frequency corresponding to the same amount as the threshold value, and the frequency shift amount is set in advance. A method of shifting the frequency in several steps, or a method of performing a relatively large amount of frequency shift when the threshold value is exceeded, and then performing a frequency shift several times while gradually decreasing the shift amount, etc. However, in order not to perform misadjustment to the adjacent channel, it is preferable to perform the frequency shift in several steps while confirming the decrease in the DC offset amount. Further, the number of frequency shifts may be managed by the AFC control circuit 14 (64), but the number of frequency shifts and the maximum number of shifts are based on the relationship with the secular change of the oscillator of the oscillation circuit and the adjacent channel frequency. It may be useful to prevent erroneous control such as shifting to an adjacent channel by limiting the number of shifts in advance when the maximum number of times is exceeded.

また、TCXO制御を行うタイミングは、データ受信中に行うと周波数変化によってデータが異なったものになるので、後述する同一出願人の他の先願発明を使用して、シンボルカウンタを用いて検出するFSW先頭から、LPFやその他の回路の遅延時間を考慮した所定時間経過後に、データ処理に影響を及ぼさないタイミングでTCXOの発振周波数を調整(補正)することが有用である。   Also, the timing for performing the TCXO control is different when the data is received depending on the frequency change. Therefore, the timing is detected using a symbol counter using another prior invention of the same applicant described later. It is useful to adjust (correct) the TCXO oscillation frequency at a timing that does not affect the data processing after a lapse of a predetermined time considering the delay time of the LPF and other circuits from the head of the FSW.

<FSW検出手段>
同一出願人は、特願2005−339435「同期ワード検出装置、同期ワード検出方法、プログラム及び記録媒体」として、迅速にFSW検出を行う手段を出願済みである。これは、S/Nが悪い状態や、少ないフレーム同期ワードであっても誤検出が少なく、また、受信信号に周波数ずれ等に起因する直流成分(DCオフセット成分)が含まれる場合であっても同期捕捉性能を保つことができるフレーム同期ワード検出装置及びフレーム同期ワード検出方法であり、本発明に併用すれば、更に迅速且つ正確にFSW同期検出処理が可能となるので、その概要について説明する。
なお、以下の説明においては、既出願明細書の記載内容に倣って、例えば「フレーム同期ワード」を単に「同期ワード」、「FSW」等と表記したように、上述した本発明の説明におけるテクニカルターム表記と必ずしも一致していない場合もあるが、異なる表記であっても技術的に同一の場合もある。
<FSW detection means>
The same applicant has already filed a means for quickly detecting FSW as Japanese Patent Application No. 2005-339435 “Synchronized Word Detection Device, Synchronized Word Detection Method, Program and Recording Medium”. This is because even when the S / N is poor, even when there are few frame synchronization words, there are few false detections, and even when the received signal contains a direct current component (DC offset component) due to a frequency shift or the like. A frame synchronization word detection apparatus and a frame synchronization word detection method that can maintain synchronization acquisition performance. When used in combination with the present invention, FSW synchronization detection processing can be performed more quickly and accurately.
In the following description, following the description in the specification of the application, for example, “frame synchronization word” is simply expressed as “synchronization word”, “FSW”, etc. Although it may not necessarily match the term notation, even different notations may be technically the same.

この先願発明のフレーム同期ワード検出装置では、受信検波した信号の所定位置に挿入された同期ワードを検出する同期ワード検出装置において、既知の同期ワードを予め記憶しておく同期ワード記憶手段と、受信信号波形から同期ワード候補シンボルデータを取得する同期ワード候補取得手段と、上記同期ワード候補取得手段によって得た同期ワード候補の各シンボル値と記憶した同期ワードの各シンボル対応値とのシンボル誤差を求めるシンボル誤差演算手段と、シンボル誤差演算手段によって求めた全シンボルに対するシンボル誤差平均値を求めるシンボル誤差平均演算手段と、シンボル誤差演算手段によって求めた、同期ワード候補の各シンボル誤差から上記シンボル誤差平均値を減算してオフセット補正値を求めるシンボル誤差平均減算手段と、同期ワード候補の各シンボルについて上記シンボル誤差平均減算手段によって求めたオフセット補正値を自乗する補正値自乗演算手段と、その補正値自乗演算手段によって求めた結果を同期ワード候補全シンボルについて加算して同期ワードシンボル誤差を求めるシンボル誤差合算手段と、同期シンボル誤差合算手段によって求めた同期ワードシンボル誤差と予め設定した閾値と比較し、当該同期ワード候補が同期ワードであるか否かを判断する同期ワード判断手段を備えている。   In the frame synchronization word detection device of the prior invention, in the synchronization word detection device for detecting a synchronization word inserted at a predetermined position of a received and detected signal, a synchronization word storage means for storing a known synchronization word in advance, and reception A synchronization word candidate acquisition unit that acquires synchronization word candidate symbol data from the signal waveform, and a symbol error between each symbol value of the synchronization word candidate obtained by the synchronization word candidate acquisition unit and each symbol corresponding value of the stored synchronization word Symbol error calculation means, symbol error average calculation means for obtaining a symbol error average value for all symbols obtained by the symbol error calculation means, and the symbol error average value obtained from each symbol error of the synchronization word candidate obtained by the symbol error calculation means The symbol error level to obtain the offset correction value by subtracting Subtraction means, correction value square calculation means for squaring the offset correction value obtained by the symbol error average subtraction means for each symbol of the synchronization word candidate, and the result obtained by the correction value square calculation means for all symbols of the synchronization word candidate Symbol error summing means for adding and obtaining a sync word symbol error, and comparing the sync word symbol error obtained by the sync symbol error summing means with a preset threshold value to determine whether or not the sync word candidate is a sync word Synchronization word judgment means is provided.

また、上記第一の同期ワード検出装置において、受信信号から抽出したクロック信号に基づいてクロック信号を再生するクロック再生部と、該クロック再生部の発振周波数を調整する周波数調整部とを備え、前記シンボル誤差平均演算手段によって求めた同期ワード候補の全シンボルに対するシンボル誤差平均値を受信信号の周波数オフセット量とみなし、シンボル誤差平均値で前記周波数調整部を制御する手段を備えている。
これらの同期ワード検出装置/方法によれば、周波数ずれに対応したDCオフセット量を検出すると共に、その影響を除去しつつ、真性のフレーム同期ワードと見なし得る範囲の誤差を許容して、フレーム同期ワード検出を行うので、実質的に正しいフレーム同期ワードを効率良く検出可能となる。従って、本発明に利用すれば、帯域フィルタにおいて広い通過帯域にした場合の帯域雑音が増大した状態においても、簡単な演算によって同期ワードを検出して同期するまでの時間も短縮することができ、またDCオフセット量検出手段の利用も可能である。
また、フレーム同期ワード検出装置/方法では、平均演算手段によって求めた同期ワード候補の全シンボルに対するシンボル誤差平均値を受信信号の周波数オフセット量とみなし、シンボル誤差平均値で前記周波数調整部を制御する手段を備えたので、受信信号の周波数がずれている場合においても、その周波数を自動的に補正することができ、より一層同期確率までの時間を短縮する効果が得られる。
The first synchronous word detection device includes a clock recovery unit that recovers a clock signal based on a clock signal extracted from a received signal, and a frequency adjustment unit that adjusts an oscillation frequency of the clock recovery unit, Means for controlling the frequency adjusting unit with the symbol error average value is considered with the symbol error average value for all symbols of the synchronization word candidate obtained by the symbol error average calculating means as the frequency offset amount of the received signal.
According to these synchronization word detection devices / methods, while detecting the DC offset amount corresponding to the frequency shift and removing the influence, an error in a range that can be regarded as an intrinsic frame synchronization word is allowed, and frame synchronization is performed. Since word detection is performed, a substantially correct frame synchronization word can be detected efficiently. Therefore, if used in the present invention, even in a state where the band noise in the case of a wide passband in the bandpass filter is increased, it is possible to reduce the time until the synchronization word is detected and synchronized by a simple calculation, Also, DC offset amount detection means can be used.
Further, in the frame synchronization word detection device / method, the symbol error average value for all symbols of the synchronization word candidate obtained by the average calculation means is regarded as the frequency offset amount of the received signal, and the frequency adjustment unit is controlled by the symbol error average value. Since the means is provided, even when the frequency of the received signal is deviated, the frequency can be automatically corrected, and the effect of further shortening the time to the synchronization probability can be obtained.

以下、この先願発明を図7乃至図10を参照しつつ簡単に説明する。
この先願発明は、基本的には、受信検波して得た受信信号に重畳するDCオフセットの影響を除去するために、式(1)に示す演算に基づいて、同期ワード検出を行うものである。
D= Σ[(ai−Si)−{Σ(aj−Sj)/n}]2
但し、i、jは1からnの値をとる ・・・ 式(1)
この式の右辺の、Σ(ai−Si)は、同右辺の{Σ(aj−Sj)/n}は、フレーム同期ワード候補の全てのシンボル値と正規の同期ワードのシンボル対応値夫々の相違度(誤差)を全シンボル分について加算し、サンプル数nで除したもので、誤差の平均値を意味し、この値が同期ワード候補のシンボルに含まれるオフセット量になり、式(1)は、同期ワード候補と正規の同期ワードとの誤差からオフセット量を減じたものである。従って、この式(1)に基づいて同期ワード候補と既知の同期ワードと比較すれば、受信信号に周波数のずれ等による直流信号等のオフセットが含まれる場合においても、その影響を除去して同期ワード検出が可能となることを意味する。
The prior invention will be briefly described below with reference to FIGS.
This prior invention basically performs synchronous word detection based on the calculation shown in Equation (1) in order to eliminate the influence of the DC offset superimposed on the received signal obtained by reception detection. .
D = Σ [(a i −S i ) − {Σ (a j −S j ) / n}] 2
However, i and j take values from 1 to n. Equation (1)
Σ (a i −S i ) on the right side of this equation is {Σ (a j −S j ) / n} on the right side, and all symbol values of frame synchronization word candidates correspond to symbols of normal synchronization words. The difference (error) of each value is added for all symbols and divided by the number of samples n, which means the average value of errors, and this value becomes the offset amount included in the symbol of the synchronization word candidate. (1) is obtained by subtracting the offset amount from the error between the synchronization word candidate and the regular synchronization word. Therefore, if the synchronization word candidate is compared with the known synchronization word based on this equation (1), even if the received signal includes an offset of a DC signal or the like due to a frequency shift or the like, the influence is removed and synchronization is performed. This means that word detection is possible.

図7は第一の既出願発明において提案した同期ワード検出方法の一実施態様例を示すフローチャートである。図7において、フローがスタートすると、無線受信機の受信高周波ブロックから供給された受信信号が検波手段によって検波され(S41)、この信号波形から同期ワード候補データを得、これらの受信信号波形から同期ワード候補のシンボルデータ(ai)を取得する(S42)。この(ai)から、予め記憶されている同期ワードに対応する値(Si)を減算してシンボル誤差(ai−Si)を演算する(S43)。次に、シンボル誤差平均値を計算するが、これは前記シンボル誤差の演算と同様の考え方に基づいて、n個のシンボル値について(aj−Sj)を計算し、jを1からnについて全てを加算した上で、シンボル数nで割り算することによって式(2)に示すシンボル誤差平均値を求める(S44)。 FIG. 7 is a flow chart showing an example of an embodiment of the synchronization word detection method proposed in the first invention of the previous application. In FIG. 7, when the flow starts, the reception signal supplied from the reception high-frequency block of the wireless receiver is detected by the detection means (S41), synchronization word candidate data is obtained from this signal waveform, and synchronization is performed from these reception signal waveforms. The word candidate symbol data (a i ) is acquired (S42). From this (a i ), a symbol error (a i −S i ) is calculated by subtracting a value (S i ) corresponding to a previously stored synchronization word (S 43). Next, an average symbol error value is calculated. This is based on the same concept as the calculation of the symbol error, and (a j −S j ) is calculated for n symbol values, and j is changed from 1 to n. After adding all, the symbol error average value shown in Expression (2) is obtained by dividing by the number of symbols n (S44).

off=Σ(aj−Sj)/n (但し、jは1からn)・・・式(2)
この値は、周波数のずれ等によるオフセット量(DCオフセット)に該当するものであるので、このシンボル誤差平均値(オフセット量)Foffを、前記S43において計算したシンボル誤差から減算して、受信信号波形から同期ワードの候補として抽出した波形のオフセット補正値である(ai−Si)−{Σ(aj−Sj)/n}の値を求める(S45)。更に、この値の自乗値を求め(S46)、前記式(1)に示した、同期ワードシンボル誤差をシンボル数nについて全てを加算する(S47)。この式(1)値は、オフセットが排除された同期ワード候補のシンボル値と、既知の正規の同期ワードとの相違度を示す誤差であるから、これを予め設定した閾値と比較して(S49)、閾値より小さい場合は(S49 Yes)、当該同期ワード候補が正しい同期ワードであると判断して、次の処理に移行する(S50)。また、前記S49の判定において、閾値より大きい場合は、当該同期ワード候補が同期ワードではないと判断し(S49、No)、受信信号波形から1シンボル分シフトして新たな同期ワード候補を取り出し(S51)、前記S41に戻って、以下同様の処理を行う。
F off = Σ (a j −S j ) / n (where j is 1 to n) (2)
Since this value corresponds to an offset amount (DC offset) due to a frequency shift or the like, the symbol error average value (offset amount) F off is subtracted from the symbol error calculated in S43 to obtain a received signal. A value of (a i −S i ) − {Σ (a j −S j ) / n} which is an offset correction value of the waveform extracted as a synchronization word candidate from the waveform is obtained (S 45). Further, a square value of this value is obtained (S46), and all the synchronization word symbol errors shown in the above equation (1) are added for the number of symbols n (S47). Since the value of the expression (1) is an error indicating the difference between the symbol value of the synchronization word candidate from which the offset is eliminated and the known normal synchronization word, it is compared with a preset threshold value (S49). If it is smaller than the threshold value (S49 Yes), it is determined that the synchronization word candidate is a correct synchronization word, and the process proceeds to the next process (S50). If the determination in S49 is larger than the threshold value, it is determined that the synchronization word candidate is not a synchronization word (No in S49), and a new synchronization word candidate is extracted after shifting by one symbol from the received signal waveform ( S51), returning to S41, the same processing is performed.

図8は、以上の処理に基づいて同期ワード検出を行った場合の結果を図示したもので、この方法の効果を明らかにするために、従来行われていた他の演算による例も記載している。図8において、結果的に正しい同期ワード候補である第一信号波形201については、前記図同様に同期タイミングとなるべきタイミングt8において最小値の“0”となっており、正しく同期ワードであることが判別できる。また、オフセット量が含まれた第三信号波形203については、シンボル値aiは第一信号波形とは異なる配列になるが、同期タイミングt8において最小値の“0”となり、正しく同期ワードであることが判別できる。一方、第二信号波形202では、タイミングt8において最小値の“3”となっているが、閾値を例えば2以下に設定しておくことにより、十分に誤同期判定を排除することができる。なお、この例では、同期ワードのシンボル数nを四個にしたので、第一、第三信号波形と第二信号波形との演算結果に大きな差が出なかったものと考えられるが、シンボル値が通常の同期ワードのように多くなると、許容範囲の設定は大きな意味を有する。 FIG. 8 shows the result when synchronous word detection is performed based on the above processing, and in order to clarify the effect of this method, an example of another operation conventionally performed is also described. Yes. In FIG. 8, the first signal waveform 201 which is a correct synchronization word candidate as a result is the minimum value “0” at the timing t 8 that should be the synchronization timing as in the above-described case, and is the synchronization word correctly. Can be determined. For the third signal waveform 203 including the offset amount, the symbol values a i are arranged differently from the first signal waveform, but at the synchronization timing t 8 , the minimum value is “0”, and the synchronization word is correctly set. It can be determined that there is. On the other hand, in the second signal waveform 202, the minimum value is “3” at the timing t 8 , but by setting the threshold value to 2 or less, for example, the erroneous synchronization determination can be sufficiently eliminated. In this example, since the number n of symbols in the synchronization word is four, it is considered that there is no significant difference between the calculation results of the first and third signal waveforms and the second signal waveform. However, as the normal synchronization word increases, the setting of the tolerance range has a significant meaning.

図9はこの方法を実現するための同期ワード検出装置の要部概要構成図である。この例に示す実施例は、式(1)に示す計算結果が、受信信号に含まれる周波数のずれに応じた信号であることに着目し、この値によって受信信号の周波数を補正するか、あるいは式(1)の値が最小になるように、例えば検波信号の直流レベルをプラス方向かマイナス方向にシフトする等の処理によって、同期ワード検出時間を短縮することが可能となる。図9はそのための同期ワード検出装置の構成例を示すものである。同図に示すようにこの例では、少なくとも、受信信号から信号波形を復調する検波部101と、同期ワードを検出する同期語(同期ワード)検出部102と、周波数調整部103と、クロック再生部104と、シンボル判定部(ビット変換部)105とを備えている。この構成において、検波部101は、受信信号から検波信号を出力する機能を有するものである。また、周波数調整部103は、無線送受信機には通常水晶発振器等の機能として備えられているもので、可変容量素子等の可変リアクタンス回路素子の電圧等を変化することによって、発振周波数を調整するものである。クロック再生部104は、受信信号中に含まれるクロック信号成分を抽出して、周波数調整部103等から供給される発振信号に同期させて正確なクロック信号を生成する等の機能を備えたものである。更に、シンボル判定部105は、同期ワードが検出された後、受信したシンボル値を、それに対応するビット値に変換するもので、例えば、4値FSK変調では、一シンボル値が2ビットを示すように決められている場合は、受信したシンボル値に応じて“00”、“01”、“10”、“11”の四つのうちのいずれかの組のビットに変換するものである。   FIG. 9 is a schematic configuration diagram of a main part of a synchronous word detecting apparatus for realizing this method. In the embodiment shown in this example, attention is paid to the fact that the calculation result shown in the equation (1) is a signal corresponding to a frequency shift included in the received signal, and the frequency of the received signal is corrected by this value, or The synchronization word detection time can be shortened, for example, by shifting the DC level of the detection signal in the positive direction or the negative direction so that the value of the expression (1) is minimized. FIG. 9 shows an example of the configuration of a synchronization word detection apparatus for that purpose. As shown in the figure, in this example, at least a detection unit 101 that demodulates a signal waveform from a received signal, a synchronization word (synchronization word) detection unit 102 that detects a synchronization word, a frequency adjustment unit 103, and a clock recovery unit 104 and a symbol determination unit (bit conversion unit) 105. In this configuration, the detection unit 101 has a function of outputting a detection signal from a reception signal. The frequency adjustment unit 103 is usually provided as a function of a crystal oscillator or the like in a wireless transceiver, and adjusts the oscillation frequency by changing the voltage of a variable reactance circuit element such as a variable capacitance element. Is. The clock recovery unit 104 has a function of extracting a clock signal component included in the received signal and generating an accurate clock signal in synchronization with the oscillation signal supplied from the frequency adjustment unit 103 or the like. is there. Further, the symbol determination unit 105 converts the received symbol value into a corresponding bit value after the synchronization word is detected. For example, in 4-level FSK modulation, one symbol value indicates 2 bits. Is converted into any one of four sets of bits “00”, “01”, “10”, and “11” according to the received symbol value.

このような構成において、前記式(1)に示すFoff=Σ(aj−Sj)/n (但し、jは1からn)なる演算を実行し、その結果を周波数調整部103に供給することによって受信信号の周波数ずれを補正し、受信信号と一致したクロック信号を再生すれば、オフセットがない検波信号出力が得られることになるので、同期ワード検出処理を迅速に実行することができる。
図10は、このためのフローチャートであり、処理がスタートすると、無線高周波ブロックから供給された受信信号が検波されて(S60)、この信号波形から同期ワード候補データが得られるので、これらの受信信号波形から同期ワード候補のシンボルデータ(ai)を取得する(S61)。同期ワード候補のシンボルデータが得られると、この(ai)から、予め記憶されている同期ワードの対応する値(Si)を減算してシンボル誤差(ai−Si)を演算する(S62)。次に、シンボル誤差平均値を計算するが、これは前記シンボル誤差の演算と同様の考え方に基づいて、n個のシンボル値について(aj−Sj)を計算し、jを1からnにつて全てを加算した上で、シンボル数nで割り算することによって式(1)に示すシンボル誤差平均値を求める(S63)。
In such a configuration, an operation of F off = Σ (a j −S j ) / n (where j is 1 to n) shown in the above formula (1) is executed, and the result is supplied to the frequency adjustment unit 103. By correcting the frequency shift of the received signal and reproducing the clock signal that matches the received signal, a detection signal output without an offset can be obtained, so that the synchronization word detection process can be executed quickly. .
FIG. 10 is a flowchart for this purpose. When the processing is started, the received signal supplied from the radio high frequency block is detected (S60), and synchronization word candidate data is obtained from this signal waveform. The symbol data (a i ) of the synchronization word candidate is acquired from the waveform (S61). When the symbol data of the synchronization word candidate is obtained, the symbol error (a i −S i ) is calculated by subtracting the corresponding value (S i ) of the synchronization word stored in advance from (a i ) ( S62). Next, an average symbol error value is calculated. Based on the same concept as the calculation of the symbol error, (a j −S j ) is calculated for n symbol values, and j is changed from 1 to n. Then, after adding all, the symbol error average value shown in Expression (1) is obtained by dividing by the number of symbols n (S63).

式(1)は、Foff=Σ(aj−Sj)/n (但し、jは1からn)であり、既に説明したように、式(1)の値は、周波数のずれ等によるオフセット量に該当するので、この処理結果を周波数調整部33に供給し(S64)、同期ワード検出に使用するクロック信号を生成するクロック再生部34を制御する(S65)。この結果、上述したように、同期ワード検出促進効果を得ることが可能となる。なお、オフセット検出信号の利用方法は発振周波数の調整以外にも種々考えられるので、適宜利用すれば機能を向上した無線通信機を構成する上で有用である。以上説明したように、先願発明のフレーム同期ワード検出手は、簡便な構成や方法で、フレーム同期ワード検出やDCオフセット成分の検出、更には、周波数ずれ補正手段を実現可能であるので、先願発明の全体や、そのDCオフセット検出手段あるいは周波数調整手段等、必要に応じて部分的に適宜選択して利用すれば、本発明の実施に際して有用である。 The expression (1) is F off = Σ (a j −S j ) / n (where j is 1 to n), and as already described, the value of the expression (1) depends on a frequency shift or the like. Since this corresponds to the offset amount, the processing result is supplied to the frequency adjustment unit 33 (S64), and the clock reproduction unit 34 that generates the clock signal used for the synchronization word detection is controlled (S65). As a result, as described above, the synchronization word detection promoting effect can be obtained. Note that there are various methods of using the offset detection signal other than the adjustment of the oscillation frequency. Therefore, if used appropriately, it is useful in configuring a wireless communication device with improved functions. As described above, the frame synchronization word detector of the prior invention can implement frame synchronization word detection, DC offset component detection, and frequency deviation correction means with a simple configuration and method. If the entire invention of the present invention, its DC offset detection means or frequency adjustment means, etc. are partially selected as necessary and used, it is useful in the practice of the present invention.

<周波数補正タイミング>
更に、同一出願人は、特願2006−19851「無線通信機及びその周波数制御方法」として、データ検出に影響を与えないタイミングで周波数シフトする手段について出願済みであり、この手段も本発明に併用すれば、更に高い機能の無線通信機を構成することができるので、概要について説明する。
この先願発明は、受信信号に局部発振手段の出力信号を混合して所望の中間周波数信号を抽出する周波数変換手段と、中間周波数信号から既知のフレーム同期ワード信号を検出するフレーム同期ワード検出手段とを備えた無線通信機において、フレーム同期ワード信号から受信信号周波数と局部発振手段の発振周波数との周波数ずれに応じた信号を得る周波数ずれ検出手段と、この周波数ずれ検出手段により取得した周波数ずれ成分を受信信号又は検波後のフレーム同期ワード信号から減算してフレーム同期ワードを検出する周波数ずれ補正同期検出手段と、周波数ずれ検出手段出力に基づいて前記局部発振手段の周波数補正量を算出する周波数補正量設定手段と、受信検波したフレーム信号におけるデータ位置を判断するシンボルカウンタと、このシンボルカウンタと周波数補正量設定手段に基づいて局部発振手段の発振周波数補正タイミングと周波数補正量と、を制御する周波数補正手段とを備え、このシンボルカウンタと周波数補正量設定手段に基づいて局部発振手段の発振周波数補正タイミングと周波数補正量とを制御することを特徴としたものである。
<Frequency correction timing>
Further, the same applicant has filed an application as a Japanese Patent Application No. 2006-19851 “Wireless Communication Device and Frequency Control Method thereof” for means for frequency shifting at a timing that does not affect data detection, and this means is also used in the present invention. By doing so, a wireless communication device with a higher function can be configured, and the outline will be described.
The invention of the prior application includes a frequency converting means for extracting a desired intermediate frequency signal by mixing an output signal of a local oscillating means with a received signal, a frame synchronizing word detecting means for detecting a known frame synchronizing word signal from the intermediate frequency signal, and In the wireless communication device equipped with the frequency deviation detecting means for obtaining a signal corresponding to the frequency deviation between the received signal frequency and the oscillation frequency of the local oscillating means from the frame synchronization word signal, and the frequency deviation component acquired by the frequency deviation detecting means A frequency deviation correction synchronization detecting means for detecting a frame synchronization word by subtracting the received signal or the detected frame synchronization word signal, and a frequency correction for calculating a frequency correction amount of the local oscillation means based on the output of the frequency deviation detection means Quantity setting means and symbol counter for judging the data position in the received and detected frame signal A frequency correction means for controlling the oscillation frequency correction timing and the frequency correction amount of the local oscillating means based on the symbol counter and the frequency correction amount setting means, and the local frequency based on the symbol counter and the frequency correction amount setting means. The oscillation frequency correction timing and the frequency correction amount of the oscillation means are controlled.

また、上記周波数補正手段は、ファーストモード補正手段とトラッキングモード補正手段を備え、ファーストモード補正手段では周波数補正量設定手段の出力に基づいて次のフレーム信号の周波数ずれが局部発振手段の周波数補正可能範囲内であるか否かを判断する手段と、受信チャネル情報に基づいて隣接チャネル信号へのチャネル引き込みを防止する隣接チャネル引込防止手段とを含み、トラッキングモード補正手段は、複数のフレーム信号処理における周波数ずれ成分又は直流オフセット信号成分の平均値を求める平均値算出手段と、その平均値を所定の閾値と比較する比較手段と、この比較手段の出力に基づいて局部発振手段の周波数を補正するトラッキング周波数補正手段と、局部発振手段の発振周波数が前記トラッキング周波数補正範囲を越えたときはファーストモード補正手段による制御に切替えるように構成してもよい。   The frequency correction means includes a first mode correction means and a tracking mode correction means. The first mode correction means can correct the frequency deviation of the next frame signal based on the output of the frequency correction amount setting means. Means for determining whether or not the signal is within the range, and adjacent channel pull-in preventing means for preventing channel pull-in to the adjacent channel signal based on the received channel information. Average value calculating means for obtaining an average value of the frequency shift component or DC offset signal component, comparison means for comparing the average value with a predetermined threshold, and tracking for correcting the frequency of the local oscillating means based on the output of the comparison means The oscillation frequency of the frequency correction means and the local oscillation means is the tracking frequency. The positive range may be configured to switch the control of the first mode correcting means when exceeded.

あるいは、受信信号波形からフレーム同期ワード候補シンボルデータを取得するフレーム同期ワード候補取得手段と、この手段によって得たフレーム同期ワード候補の各シンボル値と記憶したフレーム同期ワードの各シンボル対応値とのシンボル誤差を求めるシンボル誤差演算手段と、この演算手段によって求めた全シンボルに対するシンボル誤差平均値を求めるシンボル誤差平均演算手段と、このシンボル誤差演算手段によって求めた、フレーム同期ワード候補の各シンボル誤差から前記シンボル誤差平均値を減算して直流オフセット補正値を求めるシンボル誤差平均減算手段と、フレーム同期ワード候補の各シンボルについて上記シンボル誤差平均減算手段によって求めたオフセット補正値を自乗する補正値自乗演算手段と、その補正値自乗演算手段によって求めた結果をフレーム同期ワード候補全シンボルについて加算してフレーム同期ワードシンボル誤差を求めるシンボル誤差合算手段と、シンボル誤差合算手段によって求めたフレーム同期ワードシンボル誤差と予め設定した閾値とを比較し、そのフレーム同期ワード候補がフレーム同期ワードであるか否かを判断する同期ワード判断手段を備えた無線通信機である。   Alternatively, a symbol of frame synchronization word candidate acquisition means for acquiring frame synchronization word candidate symbol data from the received signal waveform, and each symbol value of the frame synchronization word candidate obtained by this means and each symbol corresponding value of the stored frame synchronization word Symbol error calculation means for obtaining an error, symbol error average calculation means for obtaining an average symbol error value for all symbols obtained by the calculation means, and each symbol error of the frame synchronization word candidate obtained by the symbol error calculation means Symbol error average subtracting means for subtracting the symbol error average value to obtain a DC offset correction value; correction value square calculating means for squaring the offset correction value obtained by the symbol error average subtracting means for each symbol of the frame synchronization word candidate; , Its correction value A symbol error summing means for obtaining a frame synchronization word symbol error by adding the results obtained by the multiplication means for all symbols of the frame synchronization word candidate, a frame synchronization word symbol error obtained by the symbol error summing means, and a preset threshold value. The wireless communication device includes a synchronization word determination unit that compares and determines whether the frame synchronization word candidate is a frame synchronization word.

図11は、この先願発明に係る無線通信機のブロック図である。この例に示す受信機の特徴は、FSW同期検出器39からFSW検出タイミング情報を供給し、TCXO調整データ設定器47に出力タイミング信号を供給するシンボルカウンタ46を備えた点であり、同期が確立したことを検知した後、シンボルカウンタ46の計数に基づいてフレーム同期ワードに続くデータビットの開始にタイミングを合わせて前記AFC制御回路45において生成した周波数ずれ情報に基づいてTCXO42の発振周波数を制御するように構成したものである。   FIG. 11 is a block diagram of a wireless communication device according to the prior invention. A feature of the receiver shown in this example is that it includes a symbol counter 46 that supplies FSW detection timing information from the FSW synchronization detector 39 and supplies an output timing signal to the TCXO adjustment data setting unit 47, and synchronization is established. After detecting this, the oscillation frequency of the TCXO 42 is controlled based on the frequency shift information generated in the AFC control circuit 45 in synchronization with the start of the data bit following the frame synchronization word based on the count of the symbol counter 46. It is comprised as follows.

図12は、このように構成した無線通信機におけるフレーム同期ワード検出と局部発振器としてのTCXO42の周波数制御の具体的一例を示す図であり、(a)は受信高周波回路に入力したフレーム信号、(b)は検波処理後のフレーム信号、(c)は局部発振器の周波数調整信号に含まれるDCオフセット調整データ、(d)は実際に局部発振器に供給される周波数調整データの供給タイミングを示す図である。この例に示すように第二の既出願発明では、検波後のフレーム信号からフレーム同期ワードを検出し、それに基づいてフレームデータを復調するが、その際には、検波したデータに含まれるDCオフセット成分を検出し、データ信号からDCオフセット成分を減算することによって、DCオフセットを含む場合にも、正しくデータを復調する。また、次のフレーム同期ワード検出に際して、タイミングT5において生成したDCオフセット調整データ(図12のc)を実際に局部発振器に制御信号として供給するタイミングをT6又はT7、あるいはその間の所要タイミングとする(図12のd)。   FIG. 12 is a diagram showing a specific example of frame synchronization word detection and frequency control of the TCXO 42 as a local oscillator in the wireless communication device configured as described above, and (a) is a frame signal input to the reception high-frequency circuit, (b) is a frame signal after detection processing, (c) is DC offset adjustment data included in the frequency adjustment signal of the local oscillator, and (d) is a diagram showing the supply timing of the frequency adjustment data actually supplied to the local oscillator. is there. As shown in this example, in the second invention, the frame synchronization word is detected from the detected frame signal, and the frame data is demodulated based on the detected frame synchronization word. In this case, the DC offset included in the detected data is detected. By detecting the component and subtracting the DC offset component from the data signal, the data is correctly demodulated even when the DC offset is included. When the next frame synchronization word is detected, the timing at which the DC offset adjustment data (c in FIG. 12) generated at timing T5 is actually supplied as a control signal to the local oscillator is T6 or T7, or a required timing therebetween ( FIG. 12 d).

この方法によれば、最初のフレーム同期ワード検出に続くデータビット復調時には、検出したDC成分を検波データから減算した上で、シンボル値検出を行うことによって、正常な復調を可能とする。従って、データビット検波中に、局部発振器10の周波数を変更しないので、誤った検波出力を発生することがない。なお、フレーム同期ワード検出は、既知のビットパターンとの比較を行うので、比較的多くノイズが混入した状態でも正常に検出可能であるし、それに含まれるDCオフセット成分を検出することも容易である。
フレーム同期ワード検出に際して、それに含まれるDCオフセット成分を検出する手段は、上述した先願発明を使用できる。
According to this method, at the time of data bit demodulation following the first frame synchronization word detection, normal demodulation can be performed by subtracting the detected DC component from the detected data and then performing symbol value detection. Accordingly, since the frequency of the local oscillator 10 is not changed during data bit detection, an erroneous detection output is not generated. Note that since the frame synchronization word detection is compared with a known bit pattern, it can be detected normally even in a relatively large amount of noise, and it is easy to detect the DC offset component included in it. .
As the means for detecting the DC offset component included in the frame synchronization word detection, the above-mentioned prior invention can be used.

図13は、図11のAFC制御部35の制御例を示すフローチャートである。この例に示す制御ではフローがスタートすると先ず、周波数ずれを検出する。ここでは、周波数ずれをTCXO調整データからFSW検出の際に求めたDCオフセットデータを引き算した値、即ち、「TCXO調整データ」−「FSWのDCオフセットデータ」として処理する(S71)。その計算結果がTCXOの周波数補正能力(の絶対値)の範囲内であるか否か、即ち、周波数ずれ>|TCXO可動周波数範囲|であるか否かを判断し(S72)、周波数ずれ≦|TCXO可動周波数範囲|である場合は(S72 No)、周波数ずれを微分計算し(S73)、周波数ずれ微分計算値が周波数トラッキング解除閾値より大きいか否かを判断する(S74)。この判断の結果、周波数ずれの微分計算結果がトラッキング解除閾値より小さい場合は(S74 No)、ファーストモード、即ち、DC調整データとTCXO調整データの両方を設定して、局部発振器の周波数を所望周波数に近づける制御を行い(S75)、更に、TCXO調整設定データとしては、TCXO調整データとTCXOの1digit周波数データとを設定する(S76)。なお、ファーストモード処理中は、発振周波数が所望周波数からずれていることがあり、データ復調や送信のための搬送波生成には適当でないので、データ復調や送信処理を禁止する処理等を行うことも有用である。   FIG. 13 is a flowchart showing a control example of the AFC control unit 35 of FIG. In the control shown in this example, when the flow starts, first, a frequency shift is detected. Here, the frequency shift is processed as a value obtained by subtracting the DC offset data obtained at the time of FSW detection from the TCXO adjustment data, that is, “TCXO adjustment data” − “DCW data of FSW” (S71). It is determined whether or not the calculation result is within the range of the frequency correction capability (absolute value thereof) of the TCXO, that is, whether or not the frequency deviation> | TCXO movable frequency range | (S72), and the frequency deviation ≦ | If it is the TCXO movable frequency range | (S72 No), the frequency deviation is differentially calculated (S73), and it is determined whether or not the frequency deviation differential calculated value is larger than the frequency tracking cancellation threshold value (S74). As a result of the determination, if the differential calculation result of the frequency deviation is smaller than the tracking cancellation threshold (No in S74), the fast mode, that is, both DC adjustment data and TCXO adjustment data are set, and the frequency of the local oscillator is set to the desired frequency. (S75), and TCXO adjustment data and 1 digit frequency data of TCXO are set as TCXO adjustment setting data (S76). During fast mode processing, the oscillation frequency may deviate from the desired frequency and is not suitable for data demodulation or generation of a carrier wave for transmission. Therefore, processing for prohibiting data demodulation or transmission processing may be performed. Useful.

なお、前記処理S72における判断の結果、周波数ずれ>|TCXO可動周波数範囲|である場合(S72 Yes)は、DC調整データとしてAFC可動周波数からTCXO調整データを引き算し(S77)、前記処理S6に移行する。また、前記処理S4における判断の結果、周波数ずれの微分計算結果がトラッキング解除閾値より大きい場合は(S74 Yes)、周波数ずれ微分計算結果がトラッキング突入閾値より大きいか否かを判断し(S78)、Noの場合は前記処理S5に移行するが、Yesの場合、即ち、周波数ずれ微分計算結果がトラッキング突入閾値より大きいときは(S78 Yes)、トラッキングモードに移行し、トラッキングモードとしてのDC調整データとTCXO調整データとを設定し(S79)、前記処理S76に移行する。   If the result of determination in step S72 is that frequency deviation> | TCXO movable frequency range | (S72 Yes), TCXO adjustment data is subtracted from the AFC movable frequency as DC adjustment data (S77), and the process S6 is performed. Transition. If the result of the determination in step S4 indicates that the frequency shift differential calculation result is greater than the tracking cancellation threshold (S74 Yes), it is determined whether or not the frequency shift differential calculation result is greater than the tracking entry threshold (S78). If No, the process proceeds to the process S5. If Yes, that is, if the frequency shift differential calculation result is larger than the tracking entry threshold (S78 Yes), the process proceeds to the tracking mode, and the DC adjustment data as the tracking mode is obtained. The TCXO adjustment data is set (S79), and the process proceeds to the process S76.

また、図示は省略するが、AFCファーストモードの処理の一例を説明すれば、ファーストモードは、フレーム同期ワード検出処理において得られるDCオフセットデータを一括して局部発振器の周波数調整値として用い、周波数ずれを高速に補正するモードである。フレーム同期ワード検出処理においてDCオフセット成分が求まると共に、TCXOの調整データが設定されるので、その両者を加算した値である周波数誤差が予め設定したトラッキング突入閾値以内であるか否かを判断する。誤差がトラッキング閾値以下の場合はトラッキング処理に移行し、高速に局部発振器(TCXO22)の周波数を所望値に近づける処理を行う。また、この際チャネル情報等に基づいて、周波数調整範囲を制限する等の処理を含めることによって、隣接チャネルの強力な信号レベルが存在する場合においても、それに引き込まれることを防止することも、安定した動作をもたらす上で有用である。   Although not shown in the drawing, an example of the AFC first mode processing will be described. In the first mode, the DC offset data obtained in the frame synchronization word detection processing is collectively used as the frequency adjustment value of the local oscillator, and the frequency shift This mode corrects the image at high speed. In the frame synchronization word detection process, the DC offset component is obtained and the TCXO adjustment data is set. Therefore, it is determined whether or not the frequency error that is the sum of the two is within a preset tracking entry threshold. When the error is equal to or smaller than the tracking threshold, the process shifts to a tracking process, and a process of bringing the frequency of the local oscillator (TCXO 22) close to a desired value at high speed is performed. In addition, by including processing such as limiting the frequency adjustment range based on channel information at this time, even when a strong signal level of an adjacent channel exists, it can be prevented from being pulled in. This is useful for bringing

更に、ファーストモードに続いて制御されるトラッキングモード処理の例を説明すれば、この処理は、ファーストモードを経て、所望周波数範囲に維持された状態においては、比較的小さい周波数誤差に対して迅速に周波数を一定値に保つ処理を行っているが、電波環境が急激に悪化する場合や、瞬時的な周波数の変動に、必要以上に反応して大きく発振周波数が振れることがある。このトラッキングモードでは、そのような不安定な周波数制御が発生しないようにするため、FSW検出の際に得られるDCオフセットデータを数フレームにわたって積算し平均したデータに基づいて、その平均値の正負を判断し、その方向性に従って、突発的に逆方向に発生する周波数誤差情報に対する反応を抑圧する機能を持たせたものである。
以上のようにこの先願発明を利用すれば、処理中のデータに影響を与えることなく、迅速に同期を確立してデータの検出を行うことができるので、本発明に併用することによって、より一層、的確な同期検出が可能となる。
Further, an example of the tracking mode process controlled following the first mode will be described. This process can be quickly performed with respect to a relatively small frequency error in a state where the process is performed in the first mode and maintained in the desired frequency range. Although processing is performed to maintain the frequency at a constant value, the oscillation frequency may greatly fluctuate in response to an unnecessarily high frequency environment or an instantaneous frequency fluctuation. In this tracking mode, in order to prevent such an unstable frequency control from occurring, the DC offset data obtained at the time of FSW detection is accumulated over several frames and averaged, and the average value is determined to be positive or negative. In accordance with the directionality, the function to suppress the response to the frequency error information that occurs suddenly in the reverse direction is provided.
As described above, if this invention of the prior application is used, the synchronization can be quickly established and the data can be detected without affecting the data being processed. Therefore, accurate synchronization detection is possible.

本発明は、上述した実施形態のみに限定されたものではなく種々の変形が可能である。特に、実施例に示した先願発明については夫々の先願発明の明細書の記述に従って説明したが、実際に本発明に適用する場合は本発明の趣旨に添って適宜変更を加えることが好ましいであろう。
即ち、本発明の特徴は、図1に示す構成のうち、通過帯域フィルタ7として、通常の通過帯域とそれより広い通過帯域をもったものとし、高速にFSW検出が必要なスキャニング受信や第一フレーム受信のようにFSW未検出状態においては広い通過帯域によって、ある程度周波数がずれていても受信信号を検波器8に導くことが出来るようにした点である。従って、本発明に併用する先願発明に係る手段においては、FSW検出に基づいて算出したDCオフセット成分が小さくなるように一挙に周波数補正するとともに、帯域制限フィルタを通常帯域に戻してデータシンボル検出に移行する等のように、先願発明の機能のうち不要なものを適宜除去し、必要な機能のみを残すように変形するのが好ましいであろう。
The present invention is not limited to the above-described embodiments, and various modifications can be made. In particular, the invention of the prior application shown in the examples has been described in accordance with the description of each specification of the invention of the prior application, but when actually applied to the present invention, it is preferable to make appropriate modifications in accordance with the spirit of the present invention. Will.
That is, the present invention is characterized in that, in the configuration shown in FIG. 1, the passband filter 7 has a normal passband and a wider passband, and scanning reception and first detection that require FSW detection at high speed. In a state where the FSW is not detected as in frame reception, the received signal can be guided to the detector 8 even if the frequency is shifted to some extent due to a wide pass band. Accordingly, in the means according to the invention of the prior application used in combination with the present invention, frequency correction is performed at a stroke so that the DC offset component calculated based on the FSW detection becomes small, and the band limit filter is returned to the normal band to detect the data symbol For example, it is preferable that the unnecessary functions of the invention of the prior application are removed as appropriate, and only the necessary functions are left.

また、FM検波器出力から直接に周波数ずれに対応したDCオフセット成分を取り出す方法や、FSW同期検波の際に周波数ずれに対応するDCオフセット成分を取り出す方法は、実施例に示した以外の方法でもよく、適用する無線通信機の構成も実施例に限られるものではない。
更に、上述した実施形態の無線通信機、その周波数制御方法を実現する各機能・方法を、それぞれプログラム化し、あらかじめCD−ROM等の記録媒体に書き込んでおき、コンピュータに搭載したCD−ROMドライブのような媒体駆動装置に、このCD−ROM等を装着して、これらのプログラムをコンピュータのメモリあるいは記憶装置に格納し実行することによって、本発明の目的が達成されることは言うまでもない。
In addition, the method for extracting the DC offset component corresponding to the frequency shift directly from the output of the FM detector and the method for extracting the DC offset component corresponding to the frequency shift at the time of FSW synchronous detection may be methods other than those shown in the embodiments. The configuration of the wireless communication device to be applied is not limited to the embodiment.
Further, the functions and methods for realizing the radio communication apparatus and the frequency control method thereof according to the above-described embodiment are each programmed and written in advance on a recording medium such as a CD-ROM, and the CD-ROM drive mounted on the computer. It goes without saying that the object of the present invention can be achieved by mounting the CD-ROM or the like in such a medium driving device and storing and executing these programs in a memory or storage device of a computer.

本発明に係る無線通信機の一実施例を示すブロック図。The block diagram which shows one Example of the radio | wireless communication apparatus which concerns on this invention. 本発明に係る無線通信機の制御例を示すフローチャート。The flowchart which shows the control example of the radio | wireless communication apparatus which concerns on this invention. 本発明において使用する帯域フィルタと受信信号の関係の例を示す図。The figure which shows the example of the relationship between the band filter used in this invention, and a received signal. 本発明において使用する帯域フィルタと受信信号の関係の他の例を示す図。The figure which shows the other example of the relationship between the band filter used in this invention, and a received signal. 本発明の実施例における信号タイミング図。The signal timing diagram in the Example of this invention. 本発明を適用したレピータの一例を示す図で、(a)は概要ブロック図、(b)はキャリアシフトの例を示す概要構成図。It is a figure which shows an example of the repeater to which this invention is applied, (a) is a general | schematic block diagram, (b) is a schematic block diagram which shows the example of a carrier shift. 本発明において利用する先願発明のフローチャート。The flowchart of the prior invention used in the present invention. 本発明において利用する先願発明を説明する信号波形図。FIG. 6 is a signal waveform diagram illustrating the prior invention used in the present invention. 本発明の実施例における信号タイミング図。The signal timing diagram in the Example of this invention. 先願発明によるタイミング制御の例を示すフローチャート。The flowchart which shows the example of the timing control by prior invention. 先願発明に係る無線通信機の一例を示すブロック図。The block diagram which shows an example of the radio | wireless communication apparatus which concerns on a prior invention. 先願発明のフレーム同期ワード検出手順を説明する図で、(a)は受信高周波回路に入力するフレーム信号のタイミング図、(b)は検波後のフレームタイミング図、(c)はDCオフセットデータ図、(d)は局部発振器(TCXO)の周波数調整データ図。It is a figure explaining the frame synchronous word detection procedure of prior invention, (a) is a timing diagram of the frame signal input to the reception high frequency circuit, (b) is a frame timing diagram after detection, (c) is a DC offset data diagram (D) is a frequency adjustment data figure of a local oscillator (TCXO). 先願発明のフレーム同期ワード検出手順を説明するフローチャート。The flowchart explaining the frame synchronous word detection procedure of prior application invention. 検波器出力信号波形図で、(a)は周波数ずれのない状態の検波波形図、(b)はDCオフセットを含んだ検波波形図。It is a detector output signal waveform diagram, (a) is a detected waveform diagram without a frequency shift, (b) is a detected waveform diagram including a DC offset. 大きなDCオフセットを含んだ検波波形図。FIG. 6 is a detection waveform diagram including a large DC offset. 周波数ずれが大きい場合の帯域フィルタの帯域と受信信号との関係を示す図。The figure which shows the relationship between the band of a band pass filter when a frequency shift is large, and a received signal. 先願発明に係る無線通信機のブロック図。The block diagram of the radio | wireless communication apparatus which concerns on a prior invention. 先願発明の無線通信機のフレーム同期ワード検出手順を説明する図で、(a)は受信高周波回路に入力するフレーム信号のタイミング図、(b)はLPFの出力信号波形図、(c)は局部発振器(TCXO)の周波数調整データ図。It is a figure explaining the frame-synchronization word detection procedure of the radio | wireless communication apparatus of a prior application invention, (a) is a timing diagram of the frame signal input into a receiving high frequency circuit, (b) is an output signal waveform figure of LPF, (c) is a figure. The frequency adjustment data figure of a local oscillator (TCXO).

符号の説明Explanation of symbols

5 局部発振器、6 混合器(MIX)、7 帯域フィルタ(BPF)、8 FM検波器、9 フレーム同期ワード検出器(FSW同期検出器)、10 DCオフセット調整回路、11 シンボル検出回路、12 LPF、13 周波数検出回路、14 AFC制御部、15 TCXO制御回路、18 周波数ずれ検出回路、19 BPF制御部、20 シンボルカウンタ、21 BPF切換部、23 キャリアシフト、68 周波数ずれ検出ブロック。   5 local oscillator, 6 mixer (MIX), 7 band filter (BPF), 8 FM detector, 9 frame sync word detector (FSW sync detector), 10 DC offset adjustment circuit, 11 symbol detection circuit, 12 LPF, 13 frequency detection circuit, 14 AFC control unit, 15 TCXO control circuit, 18 frequency shift detection circuit, 19 BPF control unit, 20 symbol counter, 21 BPF switching unit, 23 carrier shift, 68 frequency shift detection block.

Claims (4)

受信信号に局部発振信号を混合して中間周波数信号を生成する周波数変換手段と、
中間周波数信号から隣接チャネル周波数信号を除去して自チャネル信号を取り出す帯域フィルタと、
該帯域フィルタ出力信号を検波する検波手段と、
検波信号から既知のフレーム同期ワード信号を検出する既知フレーム同期ワード検出手段と、
周波数ずれを補正する周波数ずれ補正手段と、
を備えた無線通信機において、
前記帯域フィルタの通過帯域を、第一通過帯域、またはそれより広い第二通過帯域に切替えるフィルタ切替手段と、
該帯域フィルタが第二通過帯域に切換えられた状態で、前記周波数ずれ補正手段により補正した後に、前記フレーム同期ワード信号を検出する切替後フレーム同期ワード検出手段と、
前記フレーム同期ワード信号から受信信号周波数の周波数ずれに応じた信号を得る周波数ずれ信号取得手段と
記周波数ずれ信号取得手段出力に基づいて前記局部発振信号の周波数補正量を算出する周波数補正量設定手段と、
前記フレーム同期ワード信号よりデータ位置を判断するシンボルカウンタと、
前記シンボルカウンタと前記周波数補正量設定手段に基づいて局部発振信号の発振周波数補正タイミングと周波数補正量とを制御する周波数制御手段と、
を備え、
前記フィルタ切替手段は、周波数制御後に前記帯域フィルタを第一通過帯域に切換えることを特徴とする無線通信機。
A frequency conversion means for mixing the local oscillation signal with the received signal to generate an intermediate frequency signal;
A bandpass filter that removes the adjacent channel frequency signal from the intermediate frequency signal and extracts the own channel signal;
Detection means for detecting the bandpass filter output signal;
Known frame synchronization word detection means for detecting a known frame synchronization word signal from the detection signal;
A frequency deviation correcting means for correcting the frequency deviation;
In a wireless communication device equipped with
Filter switching means for switching the passband of the bandpass filter to a first passband or a wider second passband;
In a state where the band-pass filter is switched to the second pass band, after corrected by the frequency deviation correcting unit, and a post-switching frame sync word detection means for detecting the frame synchronization word signal,
A frequency shift signal acquisition means for obtaining a signal corresponding to the frequency shift of the reception signal frequency from the frame synchronization word signal ;
A frequency correction amount setting means for calculating the frequency correction value of the local oscillation signal based on the previous SL frequency shift signal acquisition means output,
A symbol counter for determining a data position from the frame synchronization word signal ;
Frequency control means for controlling the oscillation frequency correction timing and the frequency correction amount of the local oscillation signal based on the symbol counter and the frequency correction amount setting means;
With
The wireless communication device, wherein the filter switching means switches the band filter to a first pass band after frequency control.
前記既知フレーム同期ワード検出手段が、受信信号波形から同期ワード候補シンボルデータを取得する同期ワード候補取得手段と、取得したフレーム同期ワード候補の各シンボル値と記憶したフレーム同期ワードの各シンボル対応値とのシンボル誤差を求めるシンボル誤差演算手段と、シンボル誤差演算手段によって求めた全シンボルに対するシンボル誤差平均値を求めるシンボル誤差平均演算手段と、前記シンボル誤差演算手段によって求めた、フレーム同期ワード候補の各シンボル誤差から上記シンボル誤差平均値を減算してオフセット補正値を求めるシンボル誤差平均減算手段と、フレーム同期ワード候補の各シンボルについて上記シンボル誤差平均減算手段によって求めたオフセット補正値を自乗する補正値自乗演算手段と、その補正値自乗演算手段によって求めた結果をフレーム同期ワード候補全シンボルについて加算して同期ワードシンボル誤差を求めるシンボル誤差合算手段と、シンボル誤差合算手段によって求めた同期ワードシンボル誤差と予め設定した閾値と比較し、当該フレーム同期ワード候補がフレーム同期ワードであるか否かを判断する同期ワード判断手段と、を備えたことを特徴とする請求項1記載の無線通信機。   The known frame synchronization word detection means includes synchronization word candidate acquisition means for acquiring synchronization word candidate symbol data from the received signal waveform, each symbol value of the acquired frame synchronization word candidate, and each symbol corresponding value of the stored frame synchronization word Symbol error calculating means for calculating the symbol error of the symbol, symbol error average calculating means for calculating the symbol error average value for all symbols determined by the symbol error calculating means, and each symbol of the frame synchronization word candidate determined by the symbol error calculating means Symbol error average subtraction means for subtracting the symbol error average value from the error to obtain an offset correction value, and correction value square calculation for squaring the offset correction value obtained by the symbol error average subtraction means for each symbol of the frame synchronization word candidate Means and their supplements The result obtained by the value square operation means is added to all symbols in the frame synchronization word candidate to obtain a synchronization word symbol error, and the synchronization word symbol error obtained by the symbol error addition means is compared with a preset threshold value. 2. The wireless communication device according to claim 1, further comprising synchronization word determination means for determining whether or not the frame synchronization word candidate is a frame synchronization word. 請求項2記載の無線通信機において、更に、前記シンボルカウンタの出力に基づいて、前記帯域フィルタを第一通過帯域に切換える手段を備えたことを特徴とする無線通信機。   3. The wireless communication apparatus according to claim 2, further comprising means for switching the band filter to a first pass band based on an output of the symbol counter. 前記帯域フィルタがFIRフィルタであり、DSP、ASIC等により、その演算係数を切換えることによって通過帯域を切換えるようにソフトウエア手段にて構成したことを特徴とする請求項1乃至3の何れか一項に記載の無線通信機。   4. The bandpass filter is an FIR filter, and is configured by software means so as to switch a pass band by switching an arithmetic coefficient thereof by a DSP, an ASIC, or the like. The wireless communication device described in 1.
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