JP4977443B2

JP4977443B2 - レーダ装置及びレーダ検出方法

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Description

本発明は、標的の距離と移動速度を計測するレーダ装置及びセンサ及びレーダ検出方法に係り、特に車載レーダに適した複数ランプデジタル変調レーダ（Multiple-Ramp Digitally-Frequency-Modulated Radars with Initial Frequency Offsets）に関するものである。

車載レーダに要求される性能を低コストで満足するために種々のレーダ変調方式が利用されている。その一例として、非特許文献１の参考資料２には、移動体の速度や距離を検出するレーダ方式として、ＦＭＣＷ方式(Frequency Modulated Continuous Wave)や２周波ＣＷ方式等が開示されている。

また、特許文献１には、２周波ＣＷ方式を改良した方式が開示されている。

ＵＳ特許５９６３１６３電波システム開発センター編 RCR TR-26 「自動車用レーダ研究開発報告書」参考資料２ (平成５年７月)

最近、高周波センサの一例として広く注目され実用化されているミリ波自動車用レーダ（以下、車載レーダ）では、その応用上、多数の検知対象物体（標的）が比較的近距離、例えば０〜２００ｍにあり、また極めて多数の静止物体に埋もれた状況の中に車両などの移動物体が存在する環境で動作する。そのために、高度の検知性能が要求される。また、車載レーダとしての高周波センサは、市販品としての低コスト化も要求される。このような低コスト化と高検知性能の両立は、従来から大きな課題であった。

車載レーダに要求される性能を低コストで満足するために種々のレーダ変調方式が利用されている。ＦＭＣＷ(Frequency Modulated Continuous Wave)、２周波ＣＷなどはその一例である。

高周波センサには、特に車載用センサには、従来からＦＭＣＷ方式が採用されているが、この方式は、発振器に広帯域周波数掃引と高い掃引線形性を要求し、更に上向き周波数掃引と下向き周波数掃引を時間分割で行うため計測には少なくとも２掃引時間周期を要すると共に、受信信号の帯域も広く、複数ターゲットの分離のためにも高速大容量の信号処理を必要とする。

例えば、非特許文献１に記載されているＦＭＣＷ変調法では、図１８に示すように、送信信号の周波数を最初の周期Ｔで直線状に上昇掃引し、次の周期Ｔで下降掃引する。このＦＭＣＷ方式では、理論的に至近距離にある物体またはターゲットの検知ができない。また、物体の距離と相対速度を計算するために必要な周波数上昇掃引時の信号と周波数下降掃引時の信号とのペアリング（Pairing）が、膨大な静止物にたいする信号のために煩雑となり、信号処理回路への負担を増大すると同時に誤検知、不検知を起こしやすい。

ＦＭＣＷとは異なる変調信号方式として、２周波ＣＷ方式が知られており、この方式は発振器に要求される周波数変調帯域も狭く信号処理帯域も狭くて済むことから低コスト化に向いている。しかし、ドップラー周波数がゼロとなるターゲットの検知及び等速複数標的の分離が理論上は困難などの課題があった。すなわち、２周波ＣＷ変調方式では、距離、相対速度の計算が容易であり、簡便な高周波ハードウェアで実現できると同時に、同等性能を得るために要求される周波数帯域が少なくて済むなどの特長がある。しかし、すべての静止物はレーダを装着した車両の走行速度(自車速度)に対応したほぼ一周波数の信号となるため、移動物体の静止物からの分離は極めて容易になる一方で、多数存在する静止物体自身の分離は困難である。また自車との相対速度が０である移動物体の検知は理論上不可能である（但し実用的には厳密に相対速度が０となることは極めて稀であるが）。

特許文献１に開示されたレーダ変調方式は、図１９に示すように、２周波ＣＷ方式を変形することにより距離と速度との間の不確定性を除去し、またＦＭＣＷ変調方式の欠点を克服する方法を提供するものである。周波数が僅か（Δｆ）に異なる２つの周波数を基点としてその差を保ちながら平行に時間軸上で掃引する２つの周波数直線の間を交互に切替えながら送信信号を送出している。これにより複数標的が同時に存在する状況でも速度・距離の不確定性・曖昧性を低減する方法を提供しているが、依然として理論的に標的不検知となる距離−速度平面上の領域が存在する。特許文献１は、この不検知領域を解消する方法も開示しているが長い計測時間を要する。

このように、従来のレーダ装置や高周波センサ、特に車載センサでは、高度の検知性能、例えば、標的同定に対する不確定性の除去、計測時間短縮または高速検知に関して更なる改善が要求されると共に、低コスト化に対する更なる改善も要求されている。

本発明の主たる解決課題は、標的同定に対する不確定性を除去し検知精度を向上させると共に低コスト化の要求をも満たすレーダ装置及び高周波センサ及びレーダ検出方法を提供することにある。

本発明の代表的なものの一例を示せば以下の通りである。即ち、本発明のレーダ装置は、信号生成部及び送信部を備えて成り、前記信号生成部が、時刻ｔ＝０で夫々異なる初期値ｆ_{（１〜n）}を起点とし、前記各初期値から時間軸に対して各々異なる傾きＳ_{（１〜n）}で伸びるＮ個（Ｎ≧２）の周波数掃引直線のいずれかに対応する位置に各々所定の時間Ｔ_{ｓ（１〜n）}だけ留まる状態を、掃引時間Ｔ内で周期的に繰り返す周波数変調パターンを発生する機能を有し、前記掃引時間Ｔを一単位として前記周波数変調パターンの変調を与えた送信信号を前記送信部から送出することを特徴とする。

本発明によれば、標的同定に対する不確定性を低減し検知精度を向上させたレーダ装置や高周波センサの実現が可能になる。

本発明の代表的な例によれば、送信信号の周波数が、僅かに異なる複数の初期値を起点とし、各起点から異なる傾きで時間軸に対して伸びる周波数掃引直線上を順次デジタル的に切替えながら一定時間Ｔの間変化し、この掃引時間Ｔを一単位としてこれを周期的に繰返す変調を与えて送出し、標的より反射して戻る受信信号から送信変調信号に同期して個々の掃引傾きに対応した信号成分をデジタルサンプリングし、この受信信号を解析する。これにより、一掃引時間Ｔのみの測定によって複数標的の不確定性を除去し、同時に個々の周波数掃引帯域で決まる距離・速度分解能を上回る検知分解能を実現する。

以下、本発明を適用した車載レーダの実施例について、図面を用いて詳細に説明する。なお、本発明の用途は高周波を用いた車載レーダに限定されるものではなく、一般のレーダ、例えば航空機用レーダ等にも適用できることは言うまでもない。換言すると、本発明で対象となる波動媒体としては、ミリ波に属する電磁波の他、より周波数の低い電磁波でも、また音波あるいは光でも良い。

図１ないし図８で本発明の第一の実施例になる車載レーダを説明する。
図１は、本発明の第一の実施例になる車載レーダの全体構成を説明するための機能ブロック図である。車載レーダ１は、信号生成部２、送信部３、受信部４、受信信号処理部５、送信アンテナ６、受信アンテナ７を備えており、信号生成部２、送信部３を経て生成されたミリ波の送信信号Ｔｘを送信アンテナ６より送信し、この送信信号が検知すべき標的によって散乱した信号Ｒｘは受信アンテナ７を経て受信部４で受信され、受信信号処理部５で標的の距離及び速度が検出される。８は車両の上位システムを示している。

信号生成部２は、夫々異なる初期周波数値（Initial Frequencies）を起点とする多周波同時複数ランプ（Simultaneously-Swept-Multiple-Frequency-Ramp）をデジタル的に切替えて（Digitally-Frequency-Modulated）、出力する機能を有している。送信部３は、信号生成部２からの信号・情報に基づき複数のランプ周波数の送信信号Ｔｘを生成し送信アンテナ６から送信する。

標的例えば先行車とレーダ１を搭載した車との間に相対速度がある場合、受信信号Ｒｘの周波数はドップラー周波数を含んだものとなる。送信信号と受信信号の間の位相差は、受信部４の高周波ミクサ等によって検知する。受信部４はサンプリング機能も備えており、標的より散乱して戻る受信信号から送信変調信号に同期して個々の周波数ランプに対応した信号成分をデジタルサンプリングにより抽出する。受信信号処理部５は、抽出した信号成分をデジタル信号情報に変換し、所定の関数式などに基づいてデジタル信号処理を行い、レーダ１と標的との相対速度や標的までの距離を求める速度・距離演算機能を有している。レーダ１で検出された相対速度や距離は、車両の上位システム８に出力され、車両の走行制御などに用いられる。

図２は、信号生成部２で生成される送信信号の周波数変調パターン、すなわち、周波数変調された高周波センサの送信信号周波数を、時間に対して示す第１の例である。

この周波数変調パターンによれば、送信信号１０は、時刻ｔ＝０において、Δｆ（＝ｆ_２−ｆ_１）だけ異なる２個の初期値１３（＝ｆ_１）と初期値１４（＝ｆ_２）を起点とする。また、送信信号１０は、第１の初期値ｆ_１から時間軸に対して傾きＳ_１で伸びる第１の周波数掃引直線（第１のランプ）１１と、第２の初期値ｆ_２からＳ_１とは異なる第２の傾きＳ_２で時間軸に対して伸びる第２の周波数掃引直線（第２のランプ）１２上に交互に位置する。すなわち、送信信号は、第１の周波数掃引直線１１上に第１の時間Ｔ_ｓ１だけ留まり、次に、第２の周波数掃引直線１２上に第２の時間Ｔ_ｓ２だけ留まるという状態を交互に繰返す。このように、送信信号はその周波数が、２つの周波数掃引直線に沿って順次周期的に且つデジタル的に切替えられながら（時刻ｔ＝Ｔまで）一定時間Ｔの間変化し、この掃引時間Ｔを一周期単位として、これを周期的に繰返す変調が与えられる。

従って、掃引周期Ｔの終わり（時刻ｔ＝Ｔ）には、第１の周波数掃引直線１１は周波数１５（＝ｆ_１＋Ｓ_１Ｔ）に達し、第２の周波数掃引直線１２は周波数１６（＝ｆ_２＋Ｓ_２Ｔ）に達する。換言すると、送信信号１０の第１の周波数掃引直線１１と第２の周波数掃引直線１２は、掃引周期Ｔにおいて、ΔＳ・Ｔ＝（Ｓ_２−Ｓ_１）Ｔで表される周波数の差を有している。ここで、以下の議論では便宜上、Ｓ_２＞Ｓ_１とし、またΔｆ＞０とする。

次に、受信部４のサンプリング機能及び受信信号処理部５の速度・距離演算処理機能について説明する。
まず、周波数掃引直線１１に従って掃引される送信信号Ｔｘを式（１）とすると、式（１）中のφ_{Ｔｘ（ｔ）}は、式（１−２）のようになる。

この送信信号がレーダから放射され、距離Ｒだけ離れてレーダに対して相対速度ｖで移動する標的によって反射散乱されてレーダに戻る時、レーダによって受信される受信信号Ｒｘはその振幅を無視するとその位相は式（２）で表される。

ここで、τ＝２Ｒ／ｃであり、ｃは光速である。

式（１）と（２）で各々表される送信信号と受信信号の間の位相差を受信部４で例えば高周波ミクサによって検知すれば、高周波ミクサの出力信号の位相θ(t)は式（３）で表される。

式（３）において、以下の条件式（４）を満足する時、式（３）は式（５）の様に近似できる。

同様に、周波数掃引直線１２に従って掃引される送信信号に対する出力信号の位相θ_２(t)は式（１）-（５）における下付添字１を２にすることによって得られ、式（６）となる。

従って、個々の掃引傾きＳ_１、Ｓ_２に対応して得られる出力信号の位相（式（５）及び（６））の時間変化分即ち周波数ｆ'_ｄ１，ｆ'_ｄ２は式（７）となり、時間的に変化しない位相の差Δθは式（８）で表される。

式（７）、（８）は標的の２個の未知数（ｖ，Ｒ）または（ｖ，τ）を決定するための３個の独立な方程式となり、１個の冗長度を有する。

式（７）において、Δｆ＜＜ｆ_１，Δｆ＜＜ｆ_２であるならば、ｆ_０＝（ｆ_１＋ｆ_２）／２として

と近似できる。

また、式（８）は、Δｆ／ΔＳ＜＜１を満足するならば式（１０）の様に近似でき、観測されたΔθからτを直接求めることができる。

式（５）(６) 及び（９）が成立するための条件Δｆ＜＜ｆ_０，２Ｓ_１Ｔ＜＜ｆ_０，２Ｓ_２Ｔ＜＜ｆ_０は、提案する周波数変調波形において周波数変調幅が高周波中心周波数f_０に比べて充分小さいことを意味する。

以上の解析では、傾きＳ_１に沿った周波数掃引直線１１に対応する信号（信号１１）と傾きＳ_２に沿った周波数掃引直線１２に対応する信号（信号１２）が同時刻に存在し、各信号の位相の値も同時刻のものが比較されることが暗に仮定されていた。実際のレーダ動作では図２に示す如く、信号１１、１２は交互に送信放射される。また各信号の値も、図３に示す様に、送信信号に同期したサンプリング信号p_１(t)によって傾きＳ_１に対応した受信信号をサンプリングし、p_１(t)よりもＴ_sだけ遅れたサンプリング信号p_２(t)によって傾きＳ_２に対応した受信信号をサンプリングする。従って、受信信号のデジタル信号処理・解析においては、式（５）および（６）で表される受信信号の最大検知可能周波数はサンプリング定理より２／（Ｔ_s１+Ｔ_s２）となり、最小検知周波数或いは周波数分解能は２／Ｔ、換言するとΔｆ_ｍｉｎとなる。

式（５）および（６）のサンプリングによる離散化において、このサンプリングのタイミングのずれＴ_Ｓが考慮されていない場合には、式（７）及び（８）を修正する必要がある。この修正は式（１）−（３）において下付添字１を２にする際に、ｔを（ｔ＋Ｔ_Ｓ）に置換することによって得られ、その結果として、式（７）及び（８）の代わりに、式（１１）及び（１２）が得られる。

式（１２）はｔ＝０に外挿した周波数差Δｆの代わりに、信号１１の送信時の実周波数と信号１２の送信時の実周波数との差（Δｆ＋Ｓ_２Ｔ_Ｓ）を使えばよいことを示している。

実用的な変調セッティングでは、Δｆ＞＞Ｓ_２Ｔ_Ｓとなる場合が多く、この時には式（７）及び（８）を近似的に用いても問題ない。

また一般に、車載レーダでは、高周波センサの送信信号としてミリ波に属する電磁波が使用されるが、波動媒体はより周波数の低い電磁波でも、また音波あるいは光でもよく、式（１）から式（１２）はそのまま成立する。

次に、図４、図５により、受信信号処理部５の速度・距離演算機能について説明する。図４は、式（１１）及び（１２）の関係を、または式（７）及び（８）の関係を（ｖ，Ｒ）平面上に示したものである。図５は図４の一部を拡大したものである。

検知したい標的２０に対して、直線２１は周波数式（１１）または式（７）の第１の周波数直線ｆ'_d１に対応し、直線２２は周波数式（１１）または式（７）の第２の周波数直線ｆ'_d２に対応する。なお、２６は検知対象外の他の標的２６を示す。

直線２１及び２２に沿った帯状領域２１−１及び２２−１の各幅は、デジタルサンプリング信号処理による理論的周波数分解能２／Ｔ、すなわちΔｆ_ｍｉｎに対応する不確定領域を示す。実際のレーダでは不確定領域の幅は、送信信号の位相雑音、受信器の雑音指数にも依存し、（α・Δｆ_ｍｉｎ）となる。αは一般に１より大きい。ちなみに、α＝１の時、距離方向の不確定さは、直線２１、直線２２の各々において各々、ｃ／［２Ｓ_１Ｔ］、ｃ／［２Ｓ_２Ｔ］である。

検知したい標的２０の速度ｖと距離Ｒは、直線２１と直線２２の交点として求められるが、上記不確定性のために（ｖ、Ｒ）に対する解の不確定領域は図５の黒丸ＡＢＣＤで囲われたダイアモンド形の領域２４となる。

本発明の様に傾きが異なる２個の周波数掃引をしない従来型の変調波形を用いた場合には、帯状領域２１−１と２２−１が完全に一致するために、図２０に示すように、不確定領域は無限大の長さの帯状になる。そのため、不確定領域内に存在する標的２０、２６を分離することは出来ない。

これに対して、本発明によれば不確定領域が有限の長さになると同時に、その幅は最大で（α・Δｆ_ｍｉｎ）、最小で０となり、従って直線２１また２２の個別の不確定幅よりも高い精度で（ｖ、Ｒ）を決定することが可能となる。

すなわち、不確定領域２４のＡ点とＣ点を結ぶ線分は、式（１３）で表される直線上にあり、その中心τ_０と中心からＡ点またはＣ点までのＲ軸上（等価的にτ軸上）の距離Δτ_ａｃが式（１４）で表される。

式（１４）の線分の長さは式（１５）の距離に関する表現に書換えることができる。

式（１５）を図に表したものが、図６である。図６の横軸はΔS・Ｔ、縦軸は距離不確定の長さΔＲ_ACを示している。図から明らかな通り、距離不確定の長さΔＲ_ACは、ΔS・Ｔの設定により調整可能である。今一例として、車載レーダにおいて実現したい最大検知距離２００ｍの時、周波数方程式（１１）のみによって決まる距離不確定の長さ（式１５）を、最大検知距離の１／１０である２０ｍとすることを仮定すれば、
α＝１、ΔＲ_AC＝１０ｍとして、
ΔS・Ｔ＝α・ｃ／ΔＲ_AC＝３０×１０^６／１０（sec）＝３０ＭＨｚとなる。

このように距離不確定の長さΔＲ_ACは、車載レーダに求められる特性に応じて、掃引傾きＳ_１、Ｓ_２を適宜設定することで調整可能である。各掃引傾きＳ_１、Ｓ_２の値は、２つの異なる標的を分離検知したい距離の差（距離分離度）によって決定される。距離分離度は、図４における各帯状領域２１−１または２２−１の距離Ｒ方向の幅に等しく、例えば、距離分離度２ｍに設定すると、掃引傾きＳ_１またはＳ_２の値はS・Ｔ＝ｃ／２ｍ＝１５０ＭＨｚより決まる。

また、本発明による変調波形を用いた場合、式（１１）の２個の周波数ｆ'_ｄ１，ｆ'_ｄ２が同時に０となるのは、図４に示したように、ｖ＝Ｒ＝０の場合のみである。従って、検知したい標的２０が完全不検知となってこれを見失う領域は、（ｖ、Ｒ）面内で事実上皆無となるため、標的不検知の確率を極めて小さくできる。

これに対し、互いに平行な２本の周波数掃引直線を用いた特許文献１に開示されたレーダ変調方式では、周波数が１本なので無限大の長さの距離不確定領域が生ずるのを排除できないことは、前に説明した通りである。

本実施例によれば、上記周波数式（１１）のみでも不確定領域を狭くできるが、さらに周波数式（１１）を位相に関する式（１２）と組み合わせることで不確定領域をさらに狭い領域にすることができる。すなわち、図４のｖ軸に平行な直線２３は、位相に関する式（１２）に対応する位相線であり、上記周波数式（１１）の交点及びその不確定領域２４に対する冗長な式を与える。直線２３に沿った帯状領域２３−１の幅は、デジタルサンプリング信号処理で生じる位相計算の不確定幅を示し、送信信号の位相雑音、受信器の感度および雑音指数などに依存する。

標的２０の（ｖ、Ｒ）を直線２３または領域２３−１と周波数式からの不確定領域２４の交差領域として求めることにより、結果としての不確定領域は、図５の白抜き四角点EFGHで囲まれた領域２５となり、式（１１）及び（１２）の内のどの２個の式のみの組合せを用いた場合よりも小さな不確定領域となる。即ち、式（１１）及び（１２）に基づく３個の式の組合せにより、標的２０に関してより高精度の（ｖ、Ｒ）決定が可能となる。

２個の周波数式（式（１１））を得ることができない２周波ＣＷ変調法または特許文献１に記載の変調法では、その周波数変調幅Δｆは検知したい標的の最大距離をＲ_maxとする時、式（１６）を満足するようにして、位相測定値の２πを周期とする曖昧性を除去しなければならない。

これに対して本発明による周波数変調法では、２個の周波数式により標的の距離が不確定領域２４の範囲内に同定できるため、式（１７）として位相測定値の曖昧性のために式（１２）の位相線２３が複数発生しても、この中で不確定領域２４と交差するものを正しい位相線２３と判断することができる。

式（１２）より明らかな様に、Δｆの増大は距離に対する感度を向上させ、位相線２３に沿った帯状領域２３−１の不確定幅を等価的に低減して距離精度を向上させることができる。
この結果、図５の（ｖ、Ｒ）の不確定領域２５は更に小さくなり、検知精度の向上につながる。

また、本発明による周波数変調波形を用いずに、例えばＦＭＣＷ変調法の如く２個の周波数式のみより１ｍの距離精度を実現しようとすれば、１５０ＭＨｚ程度の周波数掃引帯域が必要となるが、本発明によれば位相に関する第３の直線２３を用いることにより遥かに小さな周波数掃引帯域でも同等精度を実現することができる。

更には、従来のＦＭＣＷ変調法では２個の周波数式を得るために２回の掃引周期（＝２Ｔ）を必要とするが、本実施例では一回の掃引周期Ｔで得ることができるため、標的のより高速な検知が可能となる。

また、車載レーダの現実的な動作環境において複数の標的が同時に存在し、その内の一つが図４の他の標的２６の様に、本来検知したい標的２０と同じ周波数線２２上に来る時、式（６）の位相定数項は両標的からの信号干渉により本来の標的２０に対する値から大きくずれる可能性がある。特に標的２６が標的２０に比べて大きく、更に近距離にある場合にはこの干渉によるずれは大きくなる。

この様な状況下でも、周波数式（１１）は影響されないため、領域２４はずれないが、位相線２３は大きくずれ、領域２４との交差領域が存在しなくなる可能性がある。この様に、標的２０の（ｖ、Ｒ）を決定する式（１１）、（１２）の冗長度を利用して信号干渉の検知をすることが可能になり、また、これにより不良なデータ点を排除することが可能になる。

また、Ｍ個の複数標的が存在する場合には、一般に各々の標的に対応したＭ個の周波数線２１とＭ個の周波数線２２が発生し、周波数線２１と周波数線２２の誤った組合せは本来存在しない標的を検出する誤検知を起こす。

例えば、図７に示すように、２個の標的２０と２６が存在する場合、２個の周波数線２１、２１’と２個の周波数線２２、２２’が発生し、本来存在しない標的３０または３２として誤検出する可能性がある。本発明によれば、方程式の冗長性を利用して、上記干渉の場合と同様に式（１１）と（１２）の交差領域が存在しないことを検知することにより、換言すると各周波数線と位相線２３との交差領域を検知することで、本来存在しない標的３０、３２を誤検知する確率を低減または排除することができる。

ここで、本発明による距離精度向上の効果を、別の観点から説明する。
図８は、図４と図５で説明したダイアモンド形の不確定領域２４とこれによる検知精度の向上を、距離精度に焦点を当てて別の観点から説明するものである。今、検知しようとする標的２０の速度と距離の真値を（ｖ、Ｒ）とする時、図３に示すデジタルサンプリングの結果出力される周波数式（７）、（９）または（１１）の値ｆ'_ｄ１，ｆ'_ｄ２は連続値ではなく、分解能Δｆ_ｍｉｎ毎に区切られた区間（周波数ビン、Frequency bin）の中で数ｆ'_ｄ１，ｆ'_ｄ２の真値が含まれる周波数ビンの中心値を出力値とする離散数値となる。数ｆ'_ｄ１，ｆ'_ｄ２の距離Ｒ方向のビンの長さ即ち距離分解能は各々ｃ／［２Ｓ_１Ｔ］、ｃ／［２Ｓ_２Ｔ］となり、従って異なるスケールの物差しを持つことと等価である。

この様子を簡単のために速度ｖ＝０の場合について図示したものが図８であり、図では一例としてS_２／S_１＝１．２の場合を示している。この異なるスケールの物差しを持つことによる精度向上の一例として、例えばＲの真値がｆ'_ｄ２に対するS_２ビン４２では第３ビンにあり、ｆ'_ｄ１に対するS_１ビン４１では第２ビンに出力された場合、Ｒの真値はS_２第３ビンの前半４０％にあると判定できる。即ち、異なるスケールの物差しを用いることによるヴァ−ニア効果によって距離分解能がS_２分解能の４０％に改善された精度で距離検知ができることになる。

ｆ'_ｄ１に対するS_１ビンが第３ビンに出力された場合の距離精度は、S_２分解能の６０％になる。図８の線４０は、距離分解能を他の周波数ビンに対しても計算した結果であり、ほぼ全ての場合にヴァーニア効果による距離分解能の改善があることがわかる。

本ヴァーニア効果は、より距離分解能の高いS_２ビンの中に、より分解能の低いS_１ビンの境界が存在することによるものであり、これは図５のダイアモンド形の不確定領域２４に対応している。距離検知に対してヴァーニア効果が現れるための条件は式（１８）によって表される。

ここで、ｍ_ｖ、ｍ_Rはｆ'_ｄ２に関する速度ｖと距離Ｒの各々に対する周波数ビン番号であり、Ｎ_１はｆ'_ｄ１に対する周波数ビン番号である。式（１８）により、ヴァーニア効果による精度改善の判定が可能になる。

本実施例によれば、標的同定に対する不確定性を低減し検知精度を向上させたレーダの実現が可能になる。すなわち、本実施例によれば、レーダの一計測時間内に得られる信号から検知すべき標的の同定に必要な方程式に冗長度を得ることができ、この冗長度を利用して標的検知精度の向上と標的の誤検知および信号干渉による誤計測の検出が可能になり、高速検知と高分解能・高精度・高信頼性を同時に要求する車載用ミリ波レーダの実現が可能になる。

本実施例によれば、静止物（相対速度０の標的）検知を実現できる。すなわち、２周波ＣＷ方式が不得手とする静止物分離検知とゼロ相対速度物体の分離検知を可能にする。また、ＦＭＣＷ方式を採用した場合に発生する誤検知確率と長い必要計測時間を低減し、従来方式よりも高速に標的不確定性を除去してより高精度な検知を実現することを可能にする。

さらに、高周波発振器に要求される変調周波数帯域の低減を図れるため、低位相雑音化を可能にして、より高い検知感度を簡便な低コスト高周波回路構成で実現することを可能にすると共に、他レーダからの干渉の確率を低減できる。

第１の実施例では、送信信号が２つの周波数掃引直線上に交互に留まるパターンであったが、送信信号は必ずしも直線上でなくても良く、実質的に２つの周波数掃引直線のいずれかに対応する位置に交互に沿って周期的に繰り返すものでも良い。

図９は本発明による送信信号の周波数変調パターンの第２の実施例であり、図２と同様に送信信号の周波数変調波形（周波数変調波形（２）５２）を時間の関数として図示している。

この例では、送信信号の周波数が、第１の初期値ｆ_１から時間軸に対して傾きＳ_１で伸びる周波数掃引直線１１上と、第２の初期値ｆ_２からＳ_１とは異なる第２の傾きＳ_２で時間軸に対して伸びる周波数掃引直線１２上の、夫々決められた一定値（例えば始点の値または中間値）に、交互に固定される。例えば、第１の時間Ｔ_ｓ１の間は第１の周波数掃引直線１１上の始点の値（＝第１の周波数初期値１３）に固定され、第２の時間Ｔ_ｓ２の間は第２の周波数掃引直線１２上の始点の値に固定される。このようにして、この送信信号の周波数が階段状に変化する。

第１の実施例に示す変調波形（図２）に対して図３に示す様にデジタルサンプリングをした場合、個々のサンプリングにより得られる出力信号の値θ(i)は式（５）に示した高周波ミクサの出力信号の位相θ_１(ｔ)に対しては式（１９）となる。

即ち、出力信号値はθ_１(ｔ)をサンプリング時間t_１の間積分した値となり、出力信号の位相θ_１(ｔ)がｔ_１に比べて非常に緩やかに変化する時、θ_１(ｔ)の瞬時値θ_１(ｔ_０)の積分で近似できる。今、傾きＳ_１の周波数掃引直線１１と傾きＳ_２の周波数掃引直線１２との間を交互に切替えて掃引する時、図９に示す如く、各掃引直線に留まる時間Ｔ_ｓ１、Ｔ_ｓ２内では周波数を一定になる様にステップ変調をかけた場合について式（１）から式（１５）までと同様な計算を行うと、式（１９）の結果は近似誤差の範囲で図２の変調波形の場合と全く同一となることが証明できる。

特に、図９に示す周波数変調パターンでは、送信信号変調のための駆動波形をデジタル回路から直接出力して利用することを容易にし、システムの簡略化と高精度化を可能にする。
［変形例］
図２、図９には、送信信号の周波数変調パターンとして周波数掃引直線がS_１，S_２＞０の場合を図示しているが、S_２＞０とS_１＜０の組み合わせ、またはS_１，S_２＜０でもよく、更にS_１，S_２の内の一つが０でもよく、いずれの場合でもこれまでの議論及び式はそのまま成立する。

図１０は、本発明による送信信号の周波数変調パターンの第３の実施例を示す。周波数変調パターン（周波数変調波形（３）６０）として、２つの異なる傾きの周波数掃引直線１１，１２に更に第３の傾きS_３の周波数掃引直線６３を加え、これらの間を切替ながら掃引することにより、一つの標的に対して３個の周波数式と２個の位相式を得ることが可能になり、標的に対する２つの未知数（ｖ、Ｒ）に対して５個の独立方程式を提供して３個の冗長度を持つことができる。この拡大された冗長度は、第１の実施例で述べた検知精度の向上、誤検知確率と不検知確率の排除低減などの効果を更に増大させて高周波センサの性能を改善することができる。

標的２０の速度ｖと距離Ｒは直線２１、直線２２および直線２７の交点として求められるが、上記不確定性による（ｖ、Ｒ）に対する解の不確定領域２５は、図１１の黒丸ＪＫNＭＬで囲われた矩形領域２８となり、距離不確定の長さΔＲ_ACは、２個の式（１５）によって決まる距離不確定の長さの共通部分ととなる。図１１を図４の例と比較すれば、不確定領域を大幅に狭く出来ることがわかる。

本実施例では異なる傾きの掃引直線の数Ｎが３の場合を述べたが、Ｎを増やすことにより、容易に更なる冗長度を持つことが可能になる。

以上述べた第一ないし第三の各実施例では、少なくとも送信信号の１つの掃引周期Ｔに対応する周期で、標的の速度と距離を検知可能であり、計測時間内での標的の移動などによる精度の劣化を防止でき、高い検知感度を得ることができる。

送信信号の周波数変調パターンは、掃引時間２Ｔ以上で繰り返すように構成しても良い。すなわち、送信信号の周波数が、掃引時間Ｔ毎に異なるＭ個（Ｍ≧２）の単位周波数変調パターンを掃引時間Ｔ×Ｍ毎に周期的に繰り返す複合周波数変調パターンであって、前記各単位周波数変調パターンは、各掃引時間Ｔの時刻ｔ＝０で夫々異なる初期値ｆ_{（１〜n）}を起点とし、前記各初期値から時間軸に対して各々異なる傾きＳ_{（１〜n）}で伸びるＮ個の周波数掃引直線のいずれかに対応する位置に各々所定の時間Ｔ_{ｓ（１〜n）}だけ留まる、ように構成しても良い。

図１２は第４の実施例として複合周波数変調パターンの例を示すものである。送信信号の最初の掃引周期Ｔでは、第１の実施例と同様に傾きがＳ_１とＳ_２で周波数差が（ｆ_２−ｆ_１）の掃引を行い、次の掃引周期Ｔでは傾きＳ_３、Ｓ_４で周波数差が（ｆ_３−ｆ_１）の掃引をしている。送信信号は、２つの掃引周期Ｔを単位とする周波数変調パターンの変調を与えられる。各周期Ｔにおいて、第１の実施例と同様に標的の検知が独立にできる。また、同時に、２つの掃引データを組み合わせることにより、４個の独立周波数式と２個の位相式を得ることになり、第３の実施例の場合と同様、冗長度の拡大を獲得する事ができる。

本実施例によれば、２回の掃引周期（＝２Ｔ）を必要とするために標的検知速度は若干低下するものの、拡大された冗長度は、第１の実施例で述べた検知精度の向上、誤検知確率と不検知確率の排除低減などの効果を更に増大させるので、高周波センサの性能を改善することができる。

図１３は、本発明による第５の実施例として、高周波センサのより具体的な構成例を示す機能ブロック図である。９０は周波数変調用ベースバンド駆動波形発生回路、９１はデジタルサンプリング部、９３は発振器、９４は送信用電力アンプ、９７は受信器、９８は周波数比較検知部である。

発振器９３で発生する高周波信号の周波数は、その周波数変調端子に加える電圧により変調をかけることができる。図２、図９、図１０、図１２などに示す様な、本発明による傾きの異なる複数の周波数掃引直線に沿った変調を発生するための駆動波形を周波数変調用ベースバンド駆動波形発生回路９０で発生して、発振器９３の周波数変調端子に印加する。ここで、周波数変調用ベースバンド駆動波形は複数の手法により発生することが可能である。例えば、以下の第一、第二の手法により発生可能である。

第一の手法は、プログラムによって記述され或はメモリに記憶されて、夫々異なる初期値ｆ１，ｆ２，−，を起点とする非平行な複数のランプ周波数（Ｓ１，Ｓ２，−）に沿った周波数変調パターンの電圧値の時系列データを、ＤＡ変換器を通すことにより、出力することである。この方法によれば、駆動波形をソフトウェア的に書き換えることが容易になり、検知環境に応じて変調波形を変化させたい場合に有効である。

第２の手法は、複数の傾きで掃引する鋸波発生アナログ回路を用意し、これら複数の発生回路からの出力を順次切替えることによって駆動波形を発生することである。

ここで、第一の手法に対応した発振器９３の構成例を図１４に示す。電圧制御発振器９３は、ミリ波帯などの超高周波信号を発生する回路である。発振用のＨＥＭＴ（High Electron Mobility Transistor）９３５は、ラジアルスタブ９３３により発生する負性抵抗の周波数が調整される。オープンスタブ型の共振器９３４の先端に発振周波数調整用のバラクタダイオード９３２が接続されており、バラクタダイオード９３２の周波数変調端子に、周波数変調用ベースバンド駆動波形発生回路９０から与えられる周波数変調用電圧値の時系列データに対応した制御電圧Ｖｃｏｎｔが印加されると、発振用ＨＥＭＴ９３５はその発振周波数が順次複数の周波数に切り替えられる。発振用ＨＥＭＴ９３５で生成された送信信号は、増幅用のＨＥＭＴ９３６により増幅され、出力端子ＯＵＴから出力される。ＶｄはＨＥＭＴ９３５、９３６の電源を示す。

次に、第二の手法に対応したベースバンド駆動波形発生回路９０の駆動波形生成機能及び発振器９３の構成例を図１５に示す。ベースバンド駆動波形発生回路９０は、例えば、複数の鋸波発生アナログ回路９０２、９０３、−、で非平行な複数のランプ周波数（Ｓ１，Ｓ２，−）に各々対応する傾きで掃引する鋸波を発生させる機能を有しており、これらの鋸波を発振器９３の周波数変調端子に印加する。この場合、各鋸波発生アナログ回路と発振器９３の入力側との間にスイッチ９０４が接続されており、これら複数の発生回路からの出力を、スイッチング信号９０５に同期した同期パルスにより各々所定の時間Ｔ_ｓ１、Ｔ_ｓ２、−、毎に順次切替えることによって、駆動波形を発生させることができる。

図１３に戻って、駆動波形により変調され発振器９３から出力された高周波信号は、送信用電力アンプ９４で増幅され、送信アンテナ６から放射されると共に、受信側にも分配され、受信器９７に入力される局部信号として利用される。送信アンテナ６から送信され、標的により反射されて戻ってくる送信信号は、受信アンテナ７で受信され、受信器９７によって発振器９３よりの局部信号と混合されて両者の位相差に対応した出力信号となる。

このとき、近距離にある対象物からの反射信号は、短い時間遅れでレーダ装置に到達する。一方、遠方にある対象物からの反射信号は、信号の伝播距離が長いため大きい時間遅れで到達する。これらの受信信号は、受信器９７に入力される。受信器９７において局部信号と受信信号とのミキシングにより発生する低周波信号が、アナログ回路へ出力される。この低周波信号には、標的の速度と距離に依存した周波数と位相情報が含まれる。

Ａ／Ｄコンバータは入力された信号をデジタル信号に変換して出力する。すなわち、受信器９７よりの出力信号は、駆動波形発生回路９０より周波数変調に同期して出力される同期パルスを用いて、デジタルサンプリング部９１において、図３に示したような時間Ｔ_s毎に順次シフトしたタイミングでサンプリングされ、各周波数掃引傾きに対応した信号成分に分離されて信号処理部５に送られる。

受信信号処理部５は、ＦＦＴ（Fast Fourier Transform）処理部９２１及びＤＳＰ（Digital Signal Processor）９２２を備えている。受信信号処理部５では各周波数掃引傾きに対応した信号成分に対してデジタル信号処理を施し、第一の実施例で述べた式（１１）、（１２）を含む解析手法などを用いて標的に対する情報の抽出と誤検知、信号干渉などの検知判定を行う。

本高周波センサでは、発振器９３より送出される周波数変調を受けた高周波送信信号の周波数をモニターし、このモニターされた周波数値を基準値すなわち理想的な変調周波数波形と比較し誤差補正信号を出力する周波数比較検知部９８を設けることにより、検知部９８よりの誤差補正信号を駆動波形発生回路９０にフィードバックして、より精度の高い検知を実現することも可能である。

図１６は、本発明による第６の実施例として、標的情報の抽出、干渉・誤検知の判定をするためのアルゴリズムを示す。本アルゴリズムは、例えば、図２等に示す変調周波数波形を用い、図１３に示す様な機能ブロックによって得た標的からの受信信号を受信信号処理部５で処理するための手法として採用すれば有効である。この場合、受信信号処理部５は、信号ペアリング実行部１１０、標的の (ｖ_f,Ｒ_f)計算部１１１、Ｒ_θ計算部１１２、信号ペアリング判定部１１３、標的の(ｖ,Ｒ)決定部１１４、データ比較判定部１１５の各機能を備えている。

サンプリングによって得られた２つの異なる周波数掃引傾きに対応した信号成分（S_１信号とS_２信号）は各々高速フーリエ変換（ＦＦＴ）処理により時間領域信号から周波数領域信号にまず変換される。信号ペアリング実行部１１０では、複数の標的に対応して周波数領域に複数存在する信号ピークの中から、S_１信号内の１つのピークとS_２信号内の１つのピークとを一つの標的からのペアとして選択する（図３参照）。

(ｖ_f,Ｒ_f)計算部１１１では、ペアリングされた２信号の周波数値から周波数式（１１）を用いて、標的の速度ｖ_fと距離Ｒ_f及び不確定領域２４の範囲を計算する（図４、図５参照）。

Ｒ_θ計算部１１２では、２信号の位相差から位相式（１２）を用いて標的の距離Ｒ_θを計算する。信号ペアリング判定部１１３では(ｖ_f,Ｒ_f)の不確定領域２４とＲ_θの不確定領域との交差領域が存在するかを判定し、存在するならば(ｖ,Ｒ)決定部１１４でこの交差領域から標的２０の距離と速度を決定して、この結果を妥当なデータとして採用する。

交差領域が存在しない場合は、選択した２信号の組合せが誤っているか、または他の標的からの大きな干渉を受けている可能性があるため、データ比較判定部１１５でこれを判定してデータの妥当性を検証する。

図１７に、本発明による第７の実施例としての高周波センサの別の機能ブロック図を示す。１００は複数傾斜周波数変調高周波直接発生用デジタル回路部、１０１はローカル発振器、１０２は高周波ミクサである。なお、デジタルサンプリング部９１、受信信号処理部５の構成、機能は、例えば、図１３及び図１６で説明したものと同じで構成とする。本構成では、本発明による傾きの異なる複数の周波数掃引直線に沿って変調された第１の高周波を、デジタル回路部１００で直接発生する。具体的には、例えば、直接デジタル合成方式シンセサイザ(DDS：Direct Digital Synthesis)技術により第一の高周波を発生する。このDDSは、与えられた周波数設定値に対応して所定の周波数変調パターンの出力周波数を第一の高周波として発生する。発生した第一の高周波は、高周波ミクサ１０２でローカル発振器１０１の信号と混合されて所望の周波数の第２の高周波信号に変換される。また、デジタル回路部１００は、送信周波数変調に同期した同期パルスを出力して、受信信号のデジタルサンプリング部９１に送られる。

本発明の第一の実施例になる車載レーダの全体構成を説明するためのブロック図である。本発明の第１の実施例における高周波センサ送信信号の周波数変調波形である。本発明の第１の実施例に示す周波数変調波形に対する、受信信号サンプリングパルスのタイミング図である。本発明の第１の実施例に示す周波数変調波形に対して得られる受信信号の（速度―距離）平面上の表示である。図４の一部拡大図である。式（１５）を図に表したものである。本発明の第１の実施例の効果を説明する図である。本発明の第１の実施例において実現できる距離検知精度向上の説明図である。本発明の第２の実施例における高周波センサ送信信号の周波数変調波形である。本発明の第３の実施例における高周波センサ送信信号の周波数変調波形である。本発明の第３の実施例の効果を説明する図である。本発明の第４の実施例における高周波センサ送信信号の周波数変調波形である。本発明の第５の実施例になる高周波センサの機能ブロック図である。本発明の第５の実施例における周波数変調用ベースバンド駆動波形発生回路及び発振器の構成例を示す図である。本発明の第５の実施例における周波数変調用ベースバンド駆動波形発生回路の他の構成例を示す図である。本発明の第５の実施例になる、標的情報の抽出、干渉・誤検知の判定をするためのアルゴリズムである。本発明の第６の実施例になる高周波センサの機能ブロック図である。従来技術の一例としてのＦＭＣＷ変調法における送信周波数変調波形である。従来技術の一例としての特許文献１に開示された送信周波数変調波形である。図１９の従来技術の課題を説明する図である。

符号の説明

１…車載レーダ、２…信号生成部、３…送信部、４…受信部、５…受信信号処理部、６…送信アンテナ、７…受信アンテナ、１０…周波数変調波形（１）、１１…第１の周波数掃引直線、１２…第２の周波数掃引直線、１３…第１の周波数初期値、１４…第２の周波数初期値，１５…第１の周波数最終値、１６…第２の周波数最終値、２０…検知したい標的、２１…第１の周波数直線、２１−１…第１の周波数直線の不確定領域、２２…第２の周波数直線、２２−１…第２の周波数直線の不確定領域、２３…位相線、２３−１…位相線の不確定領域、２４…不確定領域、２５…交差不確定領域、２６…他の標的、４０…距離分解能、４１…S_１ビン、４２…S_２ビン、５２…周波数変調波形（２）、６０…周波数変調波形（３）、６３…第３の周波数掃引直線、７４…第４の周波数掃引直線、８１…サンプリング信号１、８２…サンプリング信号２、９０…周波数変調用ベースバンド駆動波形発生回路、９１…デジタルサンプリング部、９３…発振器、９４…送信用電力アンプ、９７…受信器、９８…周波数比較検知部、１００…複数傾斜周波数変調高周波直接発生用デジタル回路部、１０１…ローカル発振器、１０２…高周波ミクサ、１１０…信号ペアリング実行部、１１１…(ｖ_f,Ｒ_f)計算部、１１２…Ｒ_θ計算部、１１３…判定部、１１４…(ｖ,Ｒ)決定部、１１５…判定部、１２０…ＦＭＣＷ変調波形、１３０…周波数変調波形。

Claims

高周波信号生成部、送信部、受信部及び信号処理部を備えて成り、
前記高周波信号生成部が、時間軸に関し掃引時間Ｔ毎に周期的に繰り返す複数の周波数要素で構成された周波数変調パターンを発生する機能を有し、
前記周波数変調パターンは、各々所定の時間Ｔ_{ｓ（１〜n）}を有するＭ個（Ｍ≧２）の異なるサブ周波数変調パターンで構成され、
前記Ｍ個のサブ周波数変調パターンの各々は、Ｎ個（Ｎ≧２）の異なる周波数区間からなり、該Ｎ個の異なる周波数区間の各開始点は、Ｎ個の周波数掃引直線のいずれか１つの上にあり、
前記Ｎ個の周波数掃引直線は、前記各掃引時間Ｔ内の時刻ｔ＝０で夫々異なる初期値ｆ_{（１〜n）}を起点とし、前記時間軸に対して各々ゼロ以外の異なる傾きＳ_{（１〜n）}で伸びており、
前記Ｍ個のサブ周波数変調パターンにおけるｋ番目（ｋ＝１，２，−，Ｎ）の周波数区間の開始点は傾きＳ _ｋの前記周波数掃引直線の上にあり、
前記掃引時間Ｔを一単位として前記周波数変調パターンの変調を与えた送信信号を前記送信部から送出し、
検知すべき標的によって散乱した信号を前記受信部で受信し、前記信号処理部は、
検知したい標的の速度ｖと距離Ｒを、受信信号成分から抽出され前記個々の掃引傾きに対応して得られる出力信号の位相の時間変化分である式（１１）の２つの周波数直線ｆ' _ｄ１，ｆ' _ｄ２

の交点として求め、
前記式（１１）及び前記個々の掃引傾きに対応して得られる出力信号の時間的に変化しない位相の差Δθを与える式（１２）

に基づいて、検知したい標的の速度ｖと距離Ｒを求める
ことを特徴とするレーダ装置。
請求項１において、
αを前記送信信号の位相雑音及び前記受信部の雑音指数、前記信号処理部における周波数分解能をα/Ｔとし、該周波数分解能の条件下での当該レーダ装置におけるΔＲ_ACを前記距離不確定の長さΔＲ_AC 、当該レーダ装置により検知したい標的の距離不確定の長さを２・ΔＲ_AC、前記送信信号の前記Ｎ個の周波数掃引直線の各周波数掃引直線間の傾きの差を各々ΔＳ、光速をｃとするとき、該ΔＳが各々
ΔＳ・Ｔ＝α・ｃ／ΔＲ_AC の関係になるように前記周波数変調パターンが設定されている
ことを特徴とするレーダ装置。
請求項１において、
不確定性を生じることなく検知したい標的の最大検知距離をＲmaxとする時、ｎ個の掃引周波数の各初期値ｆ１〜ｆｎ間の差Δｆｘｎのいずれもが、ｃを光速として、Δｆｘｎ＞c/(４Ｒmax)となる様に前記周波数変調パターンが設定されている
ことを特徴とするレーダ装置。
請求項１において、
前記信号処理部は、
前記送信信号のＮ個の掃引傾きに対応したＮ個（Ｎ≧２）の受信信号成分より抽出されて１つの標的を同定する２個の未知数（速度、距離）の関数として表されるＮ個の周波数値と、該Ｎ個の受信信号成分間の（Ｎ−１）個の位相差の値とから得られる計（２Ｎ−１）個の方程式が持つ冗長度を利用して、該方程式の解を分析及び解析する機能及び、該分析及び解析の結果によって信号の誤検知または干渉の存在を判定する機能を備える
ことを特徴とするレーダ装置。
請求項４において、
前記信号処理部は、
検出された標的からの距離を、前記各周波数掃引直線に対応する受信信号（Ｒn（ｔ））間の位相差（Δφ）の関数として推測する機能を備える
ことを特徴とするレーダ装置。
請求項１において、
前記受信部は、標的より散乱して戻る受信信号から送信変調信号に同期して個々の掃引傾きに対応した信号成分をデジタルサンプリングにより抽出する機能を有し、
前記信号処理部は、該抽出した信号成分をデジタル信号情報に変換してデジタル信号処理する機能と、該抽出した信号成分及びその組合せ成分の周波数、位相から標的の速度と距離情報を計算する機能を備える
ことを特徴とするレーダ装置。
請求項１において、
前記信号処理部は、
該複数個の異なる傾きＳ１、Ｓ２、・・、Ｓｎを持つ周波数掃引直線変調より得られる受信信号を該傾きの異なる掃引毎にデジタル信号処理をする機能と、
同一標的から該掃引毎に得られる受信信号のデジタル周波数値の相互関係を用いて掃引個々により決まる最小距離分解能（ｃ／［２Ｓ１Ｔ］、ｃ／［２Ｓ２Ｔ］、・・。ここでｃは光速）のいずれよりも小さな距離分解能を計算により実現するヴァーニア機能とを備える
ことを特徴とするレーダ装置。
請求項１において、
前記レーダ装置は高周波を波動媒体とする高周波センサであり、
前記信号生成部は、該周波数変調された第１の高周波信号をデジタル信号処理により直接発生し、該第１の高周波デジタル信号を一定周波数で発振する第２の高周波発振器からの信号と混合することにより該周波数変調をされた高周波送信信号を発生する機能を備える
ことを特徴とするレーダ装置。
請求項１において、
前記レーダ装置は高周波を波動媒体とする高周波センサであり、
前記信号生成部は、前記周波数変調用信号を高周波発振器に直接印加することにより該周波数変調を受けた高周波送信信号を発生する機能を備える
ことを特徴とするレーダ装置。
請求項１において、
前記レーダ装置は高周波を波動媒体とする高周波センサであり、
前記周波数変調を受けた高周波送信信号の周波数をモニターし、該モニターされた周波数値を基準値と比較し、この比較に基いて変調誤差の修正を行う機能を備える
ことを特徴とするレーダ装置。
請求項１記載のレーダ装置の前記送信部から前記送信信号を送信し該送信信号が検知すべき標的によって散乱した信号を前記受信部で受信し、前記信号処理部で前記標的の距離及び速度を検出するレーダ検出方法において、
前記送信部から、
前記各掃引時間Ｔの時刻ｔ＝０で夫々周波数オフセット（Δｆ）分だけ異なる前記初期値ｆ _{（１〜n）} を起点とし、かつ時間軸に対して異なる傾きを持つ前記Ｎ個の不連続な周波数変調ランプを交互に送出し、
前記信号処理部において、
前記標的より反射して戻る前記受信信号から前記送信信号に同期して、前記Ｎ個の周波数掃引直線のいずれかに関係付けられた前記Ｎ個の受信信号成分をデジタルサンプリングし、
該受信信号成分を前記式（１１）及び（１２）に基づいて解析することにより前記標的の前記距離Ｒ及び前記速度ｖを検出する
ことを特徴とするレーダ検出方法。
請求項１１において、
前記信号処理部は、
前記送信信号のＮ個の掃引傾きに対応した前記Ｎ個（Ｎ≧２）の受信信号成分より抽出されて１つの標的を同定する２個の未知数（速度、距離）の関数として表されるＮ個の周波数値と、該Ｎ個の受信信号成分間の（Ｎ−１）個の位相差の値とから得られる計（２Ｎ−１）個の方程式が持つ冗長度を利用して、該方程式の解を分析及び解析し、
該分析及び解析の結果によって信号の誤検知または干渉の存在を判定する
ことを特徴とするレーダ検出方法。