JP4663930B2 - Reverse recovery time characteristic measuring device - Google Patents

Description

すなわち、期間▲１▼は約２０μｓまで、期間▲２▼は５μｓに固定し、期間▲３▼は約５μｓまで、期間▲３▼以降は２０〜３０ｍｓの範囲に設定した。
これらの値はＤＵＴの測定されるべき条件を念頭に置いた時、測定精度の安定性、ＤＵＴ測定中の発熱、ＤＵＴに与える検査中のダメージ、他の周辺機器との信号授受時間等を考慮すると、通常は、期間▲１▼〜▲３▼において、略１０μｓ程度の時間が好都合である。
【００１２】
上記のような背景を基礎として、今、前記のＩＬ＝ＶＲ／Ｌ・ｔ式において、ｔが期間▲１▼の約２０μｓであって、また、例えば１０Ａ定格のＤＵＴであれば、ＩＬ≡ＩＦ≒１０Ａとし、ＶＲ＝５０Ｖを代入する。この場合に、上記の式を、Ｌ＝（ＶＲ／ＩＬ）・ｔ式と変形した上で、上記の値を用いてこれを算出すると、Ｌ＝（５０／１０）×２０Ｅ−６＝１００（Ｅ）−６〔Ｈ〕≒１００〔μＨ（マイクロヘンリー）〕の値が選ばれる。
【００１３】
（２）（−ｄｉ／ｄｔ）の値について
続いて、（−ｄｉ／ｄｔ）の値に関しては、従来は、（−ｄｉ／ｄｔ）＝−５０〔Ａ／μｓ〕程度が良く用いられていたが、近年の高速用途においては、当然より急峻な電流減少率が求められるので、（−ｄｉ／ｄｔ）≧２００〔Ａ／μｓ〕程度であることが望ましいが、この（−ｄｉ／ｄｔ）を直接決定しているのが、スイッチング素子（Ｑ）のゲート入力抵抗（ＲＧ）の値である。
【００１４】
すなわち、速い電流の立下り（急峻な電流減少率）が要求される場合には、ゲート入力抵抗（ＲＧ）の値を小さくして、スイッチング素子（Ｑ）のゲート（Ｇ）・ソース（Ｓ）間容量（ＣＧＳ）と前記ゲート入力抵抗（ＲＧ）で決まる時定数（τ＝ＲＧ・ＣＧＳ）を小さくする必要がある。また、遅い電流の立下り（緩慢な電流減少率）が必要な場合には、前記ゲート入力抵抗（ＲＧ）の値を大きくして、時定数（τ）を大きくする必要がある。
【００１５】
（３）ＩＦ（順電流）の値について
ＩＦ値は、通常、ＤＵＴの定格電流が選択されるべきである。しかしながら、これは前述のＬの値と極めて相関が深いが、具体的にはＬを固定した後、期間▲１▼の時間ｔを可変し、この期間内に上昇するＩＬ≡ＩＦ≒１０Ａとなる時間ｔを以って決定している。
【００１６】
（４）ＶＲ（主電源電圧）の値について
ＶＲ値は、ＤＵＴの定格逆耐電圧（ＶＲＲＭ）の１／２〜１／３が通常用いられる必要がある。
【００１７】
（５）ＩＲ（逆電流）の値について
ＩＲ値に関しては、上記の（−ｄｉ／ｄｔ）、それにＩＦ（あるいはＩＬ）等の測定条件を決定すれば、ＤＵＴ自体の構造要因（逆回復時に、内部に存在する電荷量、又は注入キャリヤ総数）によって決まる値であり、また、この値の大きさや、その時の回復波形を知ることが測定の目的である。
【００１８】
以上、ｔｒｒ測定方法の概要と測定条件における各値の設定方法について述べたが、上記のような高速用途向けＤＵＴ（ＦＲＤ，ＳＢＤ）の測定対象の種類は、定格電流、実効順電流（ＩＦ（ＲＭＳ））において、ＩＦ＝１〜５０Ａ、また、定格逆耐電圧、繰り返しピーク逆電圧（ＶＲＲＭ）において、ＶＲＲＭ＝３０〜６００Ｖと多岐に亘っている。
上記のようなデバイスの開発の特性評価段階におけるｔｒｒ測定に関する従来の方法は、測定の度に所定の回路を組み立て、標準サンプルによる校正をこれまた毎回行なって、初めて実際の測定作業に入るようにしており、また、その測定条件の設定に関してもすべて手動設定方式であった。
【００１９】
これらのうちの各々種類について、デバイスの種類を数グループにまとめて限定したとしても、専用の高価な自動設定方式のｔｒｒ測定装置を複数台準備することは、費用対効果の点で明らかに得策ではない。一台の測定装置で上記の全領域をカバーした方が、設備投資効率や設置面積の点でも遥かに賢明である。また、測定装置間の誤差や精度の管理・維持の面から見ても一台の測定装置による方が明らかに有利である。
【００２０】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、従来ではすべてに関する測定を一台の測定装置で賄うことは行なわれていなかった。
その理由としては、上記の説明の中でも概略述べたが、まとめて述べれば以下のような点が挙げられる。
【００２１】
（１）（−ｄｉ／ｄｔ）を制御するためのゲート入力抵抗（ＲＧ）を、自動的に、かつ、連続的に所望の値に可変させることが必要であるにも拘らず、これを実現することが困難であったこと。
【００２２】
（２）ＩＦ及びＩＲを制御するためには、期間▲１▼の最適時間を設定しなければならないが、この最適値を予測し、自動的に、かつ、連続的に所望の値に可変させることが困難であったこと。
【００２３】
（３）３系統の直流電源電圧、すなわち、（イ）ゲート抵抗（ＲＧ）の両端にかかる電源電圧（ＶＧＲ）、（ロ）スイッチング素子（Ｑ）（ＭＯＳ ＦＥＴ）のゲート（Ｇ）・ソース（Ｓ）間の電源電圧（ＶＧＳ）及び（ハ）主電源電圧（ＶＲ）の３つのうちでも特に、（ＶＧＲ）と（ＶＧＳ）を変えると、他の特性にも与える影響が大きいので、その値を正確にモニタした上で、最適値となるようにフィードバックをかける部分を自動化することが困難であったこと。また、（イ）〜（ハ）の所望の初期設定電圧値そのものも、どのような指令・伝達方式で、自動的に、かつ、連続的に所望の値に可変させるかが困難であったこと。
【００２４】
（４）さらに、以上に加えて、広い範囲のＩＦ（ＲＭＳ）＝１〜５０Ａ／ＶＲＲＭ＝３０〜６００Ｖの範囲をカバーする上で、図１６のように、一つのスイッチング素子（Ｑ）のみでは対応しきれないことにも問題がある。したがって、これらを目的の測定電流及び耐圧レンジに応じて、何種類かをどう使い分け、またそれらの切り替えに伴って変わる要因、例えばスイッチング素子（Ｑ）のゲート（Ｇ）・ソース（Ｓ）間容量（ＣＧＳ）に対して、どのような指令・伝達方式で、自動的に、かつ、連続的に所望の値に、どのように補正を加えるかの対策が困難であったこと。
【００２５】
（５）ＩＦ及びＩＬの設計上、必要なＬについても同様に、一種類のＬですべてのレンジに対応することは、極めて困難であるため、これらを目的の測定電流及び耐圧レンジに応じて、何種類かを使い分け、かつ、切り替えればよいか、また、切り替えた後のＬの値の変更に伴う要因、例えば図１７（ａ）の期間▲１▼の時間ｔに対してどのような指令・伝達方式で自動化し、どのように補正を加えるかの対策が困難であったこと。
【００２６】
（６）さらに、ｔｒｒ測定波形の処理に関しても従来より解決すべき点があった。
この点については、以下に、図１９を参照して詳述する。
図１９は、従来技術におけるｔｒｒ測定のオシロスコープ波形から、ｔｒｒ値を決定する手順を示すための説明図である。
図において、（ａ）点はＤＵＴがオフを開始する点、（ｂ）点は順方向の電流が零になった点、（ｃ）点は最大の逆電流（ＩＲ）に到達した点、（ｄ）点は０．７５×ＩＲの点、（ｅ）点は０．５０×ＩＲの点、（ｆ）点は（ｄ）点−（ｅ）点を通る延長線が時間軸と交差する点、（ｇ）点は（ｆ）点を通る垂線が、ｔｒｒ波形と交わる点、（ｈ）点はｔｒｒ波形が時間軸と交差する点である。
【００２７】
また、図中、ｔｒｒ１は、（ｂ）点から（ｃ）点までの間の時間軸の長さである。同様にｔｒｒ２は、（ｃ）点から（ｆ）点までの間の時間軸の長さである。また、ｔｒｒは、前記ｔｒｒ１とｔｒｒ２の合計時間である。さらに、ｔｔａｉｌは（ｆ）点から（ｈ）点までの時間であって、より現実的なＱｒｒを考察すべきとの配慮から、最近になって追加・定義されるようになったＤＵＴの完全回復までの時間を示している。
また、Ｑｒｒは、ｔｒｒ時間内の逆回復電荷量の総量を、さらにＱｔａｉｌは、ｔｔａｉｌ時間内の逆回復電荷量の総量を表している。
また、Ｑｒｒ１は、ｔｒｒ１時間内の逆回復電荷量の総量を、Ｑｒｒ２は、ｔｒｒ２時間内の逆回復電荷量の総量を、それぞれ表し、Ｑｒｒ＝Ｑｒｒ１＋Ｑｒｒ２によって表される。
【００２８】
さて、デバイスのソフト化を議論する上では、上記のｔｒｒ１とｔｒｒ２の比（ｔｒｒ２／ｔｒｒ１）の値が大きな意味を持つことは勿論であるが、Ｑｒｒ１とＱｒｒ２の比（Ｑｒｒ２／Ｑｒｒ１）が持つ意味もまた大きい。
しかしながら、従来から行なわれていた図１９から求められるＱｒｒ１及びＱｒｒ２とＱｔａｉｌの算出方法においては、正確な値を示していないことも明らかである。
【００２９】
すなわち、従来の算出方法では、Ｑｒｒ１及びＱｒｒ２が（ｂ），（ｃ），（ｆ）点で決まる三角形の面積から、また、Ｑｔａｉｌが（ｆ），（ｇ），（ｈ）点で三角形の面積からそれぞれ求めていたところに起因している。
つまり、ｔｒｒ曲線（ｂ−ｃ間）と（ｂ）点−（ｃ）点間直線で囲まれた白地領域Ｗ１及びｔｒｒ曲線（ｃ，ｄ，ｅ，ｇ，ｆ間）と、（ｃ）点−（ｆ）点間直線で囲まれた白地領域Ｗ２がそれぞれＱｒｒ１及びＱｒｒ２に加算された上で、ｔｒｒ特性が考察されるべきものと考えられる。
さらに、ｔｒｒ曲線（ｃ，ｄ，ｅ，ｇ，ｆ間）と、（ｄ）点−（ｅ）点−（ｆ）点間直線で囲まれた白地領域Ｗ３についても考察されるべきである。
なお、白地領域Ｗ３は、Ｑｒｒ２に含まれるべきことは言うまでもない。
【００３０】
また、ｔｒｒ特性におけるソフト化がより厳密に検討される際には、上記の白地領域Ｗ１，Ｗ２が実質的な寄与分としてより厳密に評価・考察された上で、上記の比（以下、ソフトネス・ファクタという。）を以って、ソフト化対応デバイスにおける仕上がり特性の是非が問われるべきものと考えられる。
【００３１】
（７）さらに、上記のようなｔｒｒ特性を始めとする半導体デバイス特性測定においては、忘れてならないのが温度変動する時の室温・高温特性での比較である。高温特性を測定するためにはＤＵＴ全体を、所望の測定温度、例えば、Ｔｊ＝１５０℃にヒートアップされたパー・フルオロ・ポリエーテル等の不活性溶液、例えばガルデン（商品名）溶液中に浸漬してデバイスの温度が安定するまで、一定時間待機した上で、本来の測定を開始するようにしている。このため、ＤＵＴは容易に測定治具に対して装着・脱着される必要があるが、この点、従来では特に配慮がなされていなかった。
一方、前記の不活性溶液は１５０℃というように高温に加熱されるため、測定中や測定後に誤って触れると、火傷する虞がある。したがって、ＤＵＴの出し入れが安全であると同時に、繰り返される個々の測定に際し、溶液中での安定した昇温、測定温度維持、降温特性が得られるような浸漬方法・容器構造等に特別な工夫が求められるが、従来では、それらの点も不十分であった。
【００３２】
（８）また、ｔｒｒ測定をシステム化する上での問題がある。すなわち、図１６の測定回路の要部に測定設定条件（各部電圧、電流、時間、温度、−ｄｉ／ｄｔ、オシロスコープ等の測定機器の設定条件等）を満たす指令信号を与え、測定値に見合うこれらの取り出し信号の受理及び演算処理（例えば、図１９におけるｔｒｒ、Ｑｒｒ、ソフトネス・ファクタ（係数）の算出等）、それらの表示、データの保管等を、如何なる方法で行なうかをシーケンスに沿ってきめ細かく構築して行く必要があるが、従来ではそのような工夫がなされていなかった。
【００３３】
【発明の目的】
本発明は上記のような各課題を解決するためになされたもので、（１）予め設定する各部電源電圧値、電流値、時間、温度、（−ｄｉ／ｄｔ）値の精度を向上させ、測定値の高精度化を図ること、（２）逆回復時間（ｔｒｒ）特性における逆回復電荷量の総量（Ｑｒｒ）計算の細分化を図ること、（３）ＩＦ、ＶＲ、（−ｄｉ／ｄｔ）値の任意設定により複数条件での測定を可能にすること、（４）パーソナルコンピュータ（ＰＣ）による測定条件の設定、測定等を自動化すること、（５）容器にＤＵＴを浸漬するための安全性が高く構造がシンプル、かつ、便利な機構・装置を提供すること等を目的とするものである。
【００３４】
【課題を解決するための手段】
第１の発明の逆回復時間特性測定装置は、逆回復時間（ｔｒｒ）特性測定のための各外部構成装置の駆動条件設定及びそれら各外部構成装置の集中管理を行なうパーソナルコンピュータ（ＰＣ）と、
該ＰＣからのパルス幅データ等の測定条件選定信号を送出する外付けの中央演算処理装置（ＣＰＵ）と、
該ＣＰＵからのパルス幅データ等の測定条件選定信号を受けるＭＯＳ ＦＥＴ等のスイッチング素子（Ｑ）及び被試験素子（ＤＵＴ）を有する測定治具と、
該測定治具を介して得られた実測波形データが、測定条件データと共に送られ、これを取り込んで画面表示するオシロスコープ（ＯＳＣ）等の表示装置と、
前記スイッチング素子（Ｑ）のゲート（Ｇ）・ソース（Ｓ）の電源電圧（ＶＧＳ）の値を所定の値に設定する制御信号、前記ｔｒｒ特性測定のための回路中の主電源電圧（ＶＲ）の値を所定の値に設定する制御信号、及び前記スイッチング素子（Ｑ）のゲート入力抵抗（ＲＧ）の両端に印加される電源電圧（ＶＧＲ）の値を所定の値に設定する制御信号を送出するように、前記ＰＣにより操作されるＧＰＩＢプログラマブル・コントローラと、
を備えたことを特徴とするものである。
【００３５】
第２の発明のＩＦ（順電流）の制御方法は、初期設定値として予め定めた順電流（ＩＦ）値、電流減少率（−ｄｉ／ｄｔ）値、誘導負荷（Ｌ）値、直流電源電圧（ＶＲ）値をパーソナルコンピュータ（ＰＣ）に入力するステップと、
上記各初期設定値の組み合わせに基づき、該ＰＣで、誘導負荷（Ｌ）に流れる電流（ＩＬ）を、ＩＬ（≒ＩＦ）＝ＶＲ／Ｌ・ｔ式から推奨パルス幅値（ｔ１）として計算し、このｔ１値を外付けの中央演算処理装置（ＣＰＵ）に送信するステップと、
前記ＰＣから得た推奨ｔ１値の信号を受け、前記ＣＰＵは、これに見合ったパルス幅信号ｔ２をスイッチング素子（Ｑ）のゲート（Ｇ）・ソース（Ｓ）間に出力させるように制御するステップと、
上記の各ステップを経て仮決定されたＩＦがＤＵＴ中を流れるので、これを実際のＩＦとしてモニタするステップと、
このモニタしたＩＦ値と初期入力値のＩＦ値が一致、あるいは指定許容誤差範囲内であればＩＦの自動制御を完了するステップと、
前記モニタしたＩＦ値と初期入力値のＩＦ値が不一致、あるいは指定許容誤差範囲外であれば、該ＩＦ値の大・小関係を判別して、その情報を前記ＰＣに帰還し、再度、推奨ｔ１値を再計算し、上記各ステップを順次繰り返すことを特徴とするものである。
【００３６】
第３の発明である電流減少率（−ｄｉ／ｄｔ）自動制御方法は、初期設定値として、予め定められたＩＦ値、（−ｄｉ／ｄｔ）値、Ｌ値、ＶＲ値をＰＣに入力するステップと、
入力された上記初期設定値に基づいてゲート入力抵抗（ＲＧ）の両端に印加する電源電圧（ＶＧＲ）をＰＣで計算するステップと、
入力された上記初期設定値に基づいてスイッチング素子（Ｑ）のゲート（Ｇ）・ソース（Ｓ）間の電源電圧（ＶＧＳ）をＰＣで計算するステップと、
上記電源電圧（ＶＧＲ）をＰＣで計算するステップにより得た結果に基づき、（ＶＧＲ）の補正が行なわれ、かつ、（−ｄｉ／ｄｔ）値が更新され、オシロスコープの画面に表示すると共に、この更新された（−ｄｉ／ｄｔ）値が該オシロスコープ内部で自動計測され、実際の（−ｄｉ／ｄｔ）値がモニタされ、
実際の（−ｄｉ／ｄｔ）値と初期入力値の（−ｄｉ／ｄｔ）値が一致、あるいは指定許容誤差範囲内であれば、（−ｄｉ／ｄｔ）の自動制御を完了するステップと、
実際の（−ｄｉ／ｄｔ）値と初期入力値の（−ｄｉ／ｄｔ）値が不一致、あるいは指定許容誤差範囲外の場合には、実際の（−ｄｉ／ｄｔ）値と初期入力値の（−ｄｉ／ｄｔ）値との大・小関係の情報をＰＣに帰還し、該ＰＣが大・小関係の情報に基づき、補正分に応じた推奨の（ＶＧＲ）値を再計算し、上記各ステップを繰り返すことを特徴とする。
【００３７】
第４の発明である逆回復時間（ｔｒｒ）内の逆回復電荷量（Ｑｒｒ）の総量算出方法は、オシロスコープに表示された実際のｔｒｒ波形と時間軸とで囲まれた領域内の面積を算出するに当たり、微細に細分化された時間（ｔ）での各逆電流値（ＩＲ）をポイント・データとし、これをシンプソン・データとしてＰＣに入力し、上記ｔｒｒ波形上の隣接する３点をとってシンプソン則により上記面積を算出することを特徴とするものである。
【００３８】
第５の発明の電源電圧自動制御方法は、主電源電圧（ＶＲ）の制御レンジが０〜５００Ｖの範囲で、かつ、分解能が２．０Ｖである第１の条件と、
スイッチング素子（Ｑ）のＧ・Ｓ間電源電圧（ＶＧＳ）の制御レンジが０〜２５Ｖの範囲で、かつ、分解能が０．０２５Ｖである第２の条件と、
上記スイッチング素子（Ｑ）のゲート入力抵抗（ＲＧ）の両端に印加する電源電圧（ＶＧＲ）の制御レンジが、フォトカプラの電流源を可変制御した場合に、制御レンジが０〜２５ｍＡの範囲で、かつ、分解能が０．０００５Ａである第３の条件とを備えたことを特徴とするものである。
【００３９】
第６の発明の逆回復時間特性測定装置に使用されるｔｒｒ測定回路内のスイッチング素子（Ｑ）として定格電流・定格電圧の異なる複数の該スイッチング素子（Ｑ）を備え、ＤＵＴの定格に応じて該スイッチング素子（Ｑ）を切り替えて使用するようにしたことを特徴とするものである。
【００４０】
第７の発明の逆回復時間特性測定装置は、オシロスコープ（ＯＳＣ）表示される順電流（ＩＦ）波形及び逆電流（ＩＲ）波形を、ノイズを含まず正確に表示させるために、ＤＵＴの電流減少率（−ｄｉ／ｄｔ）が高い時（ハード・リカバリ時）には、ピアソン電流プローブを優先して使用し、ＤＵＴの（−ｄｉ／ｄｔ）が低い場合（ソフト・リカバリ時）には、無誘導抵抗を優先して使用するようにしたことを特徴とする。
【００４１】
第８の発明の逆回復時間特性測定装置は、オシロスコープ（ＯＳＣ）表示される順電流（ＩＦ）波形及び逆電流（ＩＲ）波形を、高周波ノイズを含まず正確に表示させるために、ＤＵＴに直列にＣＲスナッバ回路を接続したことを特徴とする。
【００４２】
第９の発明は、測定治具が、台座の所定の位置に着脱可能に載置したパー・フルオロ・ポリエーテル等の不活性溶液を満たした容器と、該容器内の不活性溶液を所定の温度に加熱する加熱源と、ＤＵＴを着脱自在に保持する測定治具支持板と、該支持板に保持されたＤＵＴを、前記不活性溶液を満たした容器内に垂直に降下させて浸漬させ、かつ、前記ＤＵＴのｔｒｒ特性測定・検査後は該容器から垂直に引き上げる動作を行なうリンク機構と、該リンク機構により前記測定治具支持板が下降した際に自動的に連結する逆回復時間特性測定回路とを備えたことを特徴とする。
【００４３】
第１０の発明の逆回復時間特性測定装置は、測定治具を介して得られたＤＵＴの実測波形データをオシロスコープ（ＯＳＣ）に取り込み、ＰＣへ該波形データを転送する際に、予め前記ＯＳＣに取り込まれた波形データのチェックを行ない、該チェック結果が有限の数値データを含む場合にのみ、前記ＰＣ側に波形データを転送するようにすることを特徴とする。
【００４４】
第１１の発明の逆回復時間特性測定装置のおける測定結果の保存・表示方法は、１レコードが複数の項目データで構成されている場合に、各項目データの区切りをカンマ（，）で区切るＣＳＶファイル形式で（−ｄｉ／ｄｔ）、ｔｒｒ１、ｔｒｒ２等の値及びＢＭＰ（ビット・マップ）ファイル形式でｔｒｒ波形等の測定・検査結果の表示及び保存を行なうことを特徴とする。
【００４５】
【作用】
第１の発明は、ＰＣの集中管理のもとで、（１）ＯＳＣ、（２）外付け制御のＣＰＵ、（３）測定治具、（４）ＧＰＩＢプログラマブル・コントローラを備え、該コントローラで（５）スイッチング素子（Ｑ）のゲート（Ｇ）・ソース（Ｓ）間の電源電圧（ＶＧＳ）、（６）主電源電圧（ＶＲ）、（７）スイッチング素子（Ｑ）のゲート抵抗（ＲＧ）の両端に印加される電源電圧（ＶＧＲ）の各々について、自動制御できるようにしたので、最終的に正確なｔｒｒの測定が可能となる。
また、ゲート入力抵抗（ＲＧ）の値が自動的に可変できるようになるので、（−ｄｉ／ｄｔ）値の自動的な設定も可能となる。
【００４６】
第２の発明は、各ステップを通して順電流（ＩＦ）を自動的に制御し、最適値を逆回復時間特性測定装置に入力できるようにしたので、的確なｔｒｒ特性の測定が可能となる。
【００４７】
第３の発明は、各ステップを通して電流減少率（−ｄｉ／ｄｔ）を自動的に制御し、最適な（−ｄｉ／ｄｔ）値を得ることができるようにしたので、的確なｔｒｒ特性の測定が可能となる。
【００４８】
第４の発明は、シンプソン則によりｔｒｒ時間内の逆回復電荷量の総量を、白地領域を含めた正確な全体面積から算出できるようにしたので、より信頼性の高いｔｒｒ特性値が得られる。
【００４９】
第５の発明は、主電源電圧（ＶＲ）、スイッチング素子（Ｑ）のゲート（Ｇ）・ソース（Ｓ）間の電源電圧（ＶＧＳ）、同じくスイッチング素子（Ｑ）のゲート入力抵抗（ＲＧ）電源電圧の３系統の電源電圧をＧＰＩＢプログラマブル・コントローラで自動的に制御するので、正確かつ的確なｔｒｒ特性の測定が可能となる。
【００５０】
第６の発明は、逆回復時間（ｔｒｒ）特性測定装置に使用されるｔｒｒ測定回路内のスイッチング素子（Ｑ）として、定格電流・定格電圧の異なる複数のスイッチング素子（Ｑ）を備え、ＤＵＴの定格に応じて切り替えて使用するようにしたので、定格の異なるＤＵＴのｔｒｒ特性を効率的に、かつ、的確に測定することが可能となる。
【００５１】
第７の発明は、ＤＵＴの電流減少率（−ｄｉ／ｄｔ）が高い時（ハード・リカバリ時）には、ピアソン電流プローブを優先して使用し、ＤＵＴの（−ｄｉ／ｄｔ）が低い場合（ソフト・リカバリ時）には、無誘導抵抗を優先して使用するようにしたので、オシロスコープ（ＯＳＣ）に順電流（ＩＦ）波形及び逆電流（ＩＲ）波形を、ノイズを含まず正確に表示させることができる。
【００５２】
第８の発明は、ＤＵＴに直列にＣＲスナッバ回路を接続するようにしたので、オシロスコープ（ＯＳＣ）に順電流（ＩＦ）波形及び逆電流（ＩＲ）波形を、高周波ノイズを含まず正確に表示させることができる。
【００５３】
第９の発明は、台座の所定の位置に着脱可能に載置したパー・フルオロ・ポリエーテル等の不活性溶液を満たした容器と、該容器内の不活性溶液を所定の温度に加熱する加熱源と、ＤＵＴを着脱自在に保持する測定治具支持板と、該支持板に保持されたＤＵＴを、前記不活性溶液を満たした容器内に垂直に降下させて浸漬させ、かつ、前記ＤＵＴのｔｒｒ特性測定・検査後は該容器から垂直に引き上げる動作を行なうリンク機構と、該リンク機構により前記測定治具支持板が下降した際に自動的に連結する逆回復時間特性測定回路とを備えたので、ＤＵＴのｔｒｒ特性を安全に、かつ、効率的に測定することが可能となる。
【００５４】
第１０の発明は、測定治具を介して得られたＤＵＴの実測波形データをオシロスコープ（ＯＳＣ）に取り込み、ＰＣへ該波形データを転送する際に、予め前記ＯＳＣに取り込まれた波形データのチェックを行ない、該チェック結果が有限の数値データを含む場合にのみ、前記ＰＣ側に波形データを転送するようにするので、逆回復時間特性測定装置の異常停止が回避できる。
【００５５】
第１１の発明は、１レコードが複数の項目データで構成されている場合に、各項目データの区切りをカンマ（，）で区切るＣＳＶファイル形式で（−ｄｉ／ｄｔ）、ｔｒｒ１、ｔｒｒ２等の値及びＢＭＰ（ビット・マップ）ファイル形式でｔｒｒ曲線等の測定・検査結果の表示及び保存を行なうようにしたので、
ｔｒｒ曲線等の測定・検査結果の表示及び保存を容易に行なうことができると共に、その後のデータ処理等が簡単となる。
【００５６】
【実施例】
以下に、本発明の実施例を、図を参照して説明する。
図１は、第１の発明である逆回復時間特性測定装置の構成を示すブロック図である。
図において、１はシステム全体を集中管理するＰＣである。このＰＣ１の下に外付けのコントロールＣＰＵ２を有しており、ＰＣ１→コントロールＣＰＵ２の経路で、順電流（ＩＦ）及びＬ負荷に流れる電流（ＩＬ）の大きさを決定するためのパルス幅、特にこの場合、ダブルパルスの第１パルス幅が重要であるが、かかるパルス幅データ等の測定条件選定信号を送る。
【００５７】
次に、上記パルス幅データ信号等を受けて測定治具３に実装された図示しないスイッチング素子（Ｑ）、この実施例ではＭＯＳ ＦＥＴのソース（Ｓ）・ゲート（Ｇ）・ドレイン（Ｄ）の各電極や、ＤＵＴの両電極間に必要な信号が、上記ＣＰＵ２→測定治具３の経路で印加される。
次に、測定治具３の部分で得られた実測波形データが、測定条件データと共に、測定治具３→オシロスコープ（ＯＳＣ）４の経路を経てＯＳＣ４中に取り込まれ、画面表示される。その後、これらのデータは、ＯＳＣ４→ＰＣ１の経路でＰＣ１に戻され、該ＰＣ１内に取り込まれる。
【００５８】
上記ＰＣのもう一つの重要な機能は、ＰＣ１自体のキーボードからＧＰＩＢ（Ｇｅｎｅｒａｌ Ｐｕｒｐｏｓｅ Ｉｎｔｅｒｆａｃｅ Ｂｕｓ）プログラマブル・コントローラ（以下、ＧＰＩＢプログラマと略記する。）５を操作している機能である。ＰＣ１とＧＰＩＢプログラマ５間での測定条件等の信号のやり取りは、ＰＣ１→ＧＰＩＢプログラマ５の経路を経由して行なわれる。
また、前記ＧＰＩＢプログラマ５に書き込まれたスイッチング素子（Ｑ）のＧ・Ｓ間電源電圧（ＶＧＳ）６の制御信号は、該ＧＰＩＢプログラマ５の出力端を介して、電源電圧（ＶＧＳ）６の値を指定の値に設定する。
同様にＧＰＩＢプログラマ５に書き込まれた主電源電圧（ＶＲ）７の制御信号は、該ＧＰＩＢプログラマ５の出力端を介して、（ＶＲ）の値を指定の値に設定する。
また、 スイッチング素子（Ｑ）のゲート入力抵抗（ＲＧ）の両端にかかる電源電圧（ＶＧＲ）８の制御信号についても、ＧＰＩＢプログラマ５に書き込まれた（ＶＧＲ）８の制御信号は、該ＧＰＩＢプログラマの出力端を介して、（ＶＧＲ）８の値を指定の値に設定する。
【００５９】
上記のように構成の逆回復時間特性測定装置では、ＰＣ１による集中管理の下で、ＯＳＣ４、外付けコントロールＣＰＵ２、測定治具３、ＧＰＩＢプログラマ４、電源電圧（ＶＧＳ）６、電源電圧（ＶＲ）７、電源電圧（ＶＲ）８の各々が、ｔｒｒ自動測定において十分機能するシステム環境を構築されている。
したがって、上記システム環境の下で、測定条件の自動的な設定が可能となる。また、ゲート入力抵抗（ＲＧ）の値が自動的に可変できるようになるので、電流減少率（−ｄｉ／ｄｔ）値の自動設定も可能となる。
【００６０】
次に、第２の発明である順電流（ＩＦ）の自動制御方法について、図２を参照して説明する。
この発明では、順電流（ＩＦ）、電流減少率（−ｄｉ／ｄｔ）、誘導負荷（Ｌ）、直流電源電圧（ＶＲ）についての初期値２０をＰＣ１に入力するステップ２１を有する。
また、上記各初期値２０の組み合わせに基づき、該ＰＣ１で、誘導負荷（Ｌ）に流れる電流（ＩＬ）（≒ＩＦ）＝ＶＲ／Ｌ・ｔ式から推奨パルス幅値ｔ１（図１７（ａ）の▲１▼期間参照）を計算し、このｔ１値を外付けのＣＰＵ２に送信するステップ２２を有する。
【００６１】
前記ＰＣ１から得た推奨ｔ１値の信号を受け、前記ＣＰＵ２は、これに見合ったパルス幅信号をスイッチング素子（Ｑ）のゲート（Ｇ）・ソース（Ｓ）間に出力させるように制御し、上記の各ステップを経て仮決定されたＩＦがＤＵＴ中を流れるので、これを電流シャント等の手段により実際のＩＦをモニタする。
このモニタしたＩＦ値と初期入力値（２０）のＩＦ値が一致、あるいは指定許容誤差範囲内であればＩＦの自動制御を完了する。
【００６２】
一方、モニタしたＩＦ値と初期入力値（２０）のＩＦ値が不一致、あるいは指定許容誤差範囲外であれば、該ＩＦ値の大・小関係を判別して、その情報を前記ＰＣ１に帰還し、再度、推奨ｔ１値を再計算し、上記各ステップを順次繰り返すステップ（２３）とを備えている。
したがって、上記各ステップを通じて最適なＩＦ値が自動的に決定・制御され、その結果、的確なｔｒｒ特性の測定が可能となる。
【００６３】
次に、第３の発明である電流減少率（−ｄｉ／ｄｔ）自動制御方法について、図３〜図５を参照して説明する。
先ず、（−ｄｉ／ｄｔ）を自動的に制御するためには、ゲート入力抵抗（ＲＧ）を自動制御する必要あるが、これについては既に述べたので繰り返さない。
次に、前記（ＲＧ）を可変するためには如何なる手段があるかについて検討する。
その手段の一つとして、Ｃｄｓフォトカプラ３０を用いることが良く知られている。
図３にＣｄｓフォトカプラ３０の内部回路図を、また、Ｃｄｓフォトカプラ３０のＲｏｎ−Ｉ（ＬＥＤ）特性を示すグラフを図４に示す。
【００６４】
図３のＣｄｓフォトカプラ３０の内部回路図において、ＩＦ１はＬＥＤ３１の陽極端子、ＩＦ２はＬＥＤ３１の陰極端子、ＩｎはＣｄｓフォトカプラ３０の受光セルの入力端子、Ｏｕｔは同じく受光セルの出力端子を示す。
今、Ｃｄｓフォトカプラ３０のＩＦ１端子−ＩＦ２端子間に、Ｉ（ＬＥＤ）の電流を流すと、Ｃｄｓ受光セルにはＬＥＤ３１からの光が照射され、光励起されたキャリヤが発生するので、その抵抗値（Ｒｏｎ）が下がる。その関係を示したのが図４である。
なお、図４で横軸は電流Ｉ（ＬＥＤ）（ｍＡ）、縦軸に抵抗値Ｒｏｎ（Ω）がとってある。
【００６５】
図４のグラフから分かるように、（Ｒｏｎ）の値から、実用的な（Ｒｏｎ）の範囲は、Ｉ（ＬＥＤ）≧１ｍＡであるが、その一方で、Ｃｄｓフォトカプラ３０に流せる電流が、推奨値；０．１〜２０ｍＡ、最大定格；２５ｍＡに制限されている。
したがって、単品のＣｄｓフォトカプラ３０から得られる最小の（Ｒｏｎ）は、Ｒｏｎ＝６７Ω、Ｉ（ＬＥＤ）＝２０ｍＡ程度である。しかしながら、この程度の（Ｒｏｎ）値では、（ｄｉ／ｄｔ）＝２００〔Ａ／μｓ〕の電流上昇率を得ることはできないので、（Ｒｏｎ）値を下げるための対策が明らかに必要となる。
【００６６】
そのための対策として、本発明ではＣｄｓフォトカプラ３０を、１０個、並列接続して使用することとした。このようにして使用する場合、単純に考えれば、Ｒｏｎ≒６．７Ω、Ｉ（ＬＥＤ）≒２００ｍＡが得られる筈である。しかし、現実には、それぞれのＣｄｓフォトカプラ３０に内蔵されたＬＥＤ３１の出力特性のばらつき、また、該Ｃｄｓフォトカプラ３０の受光特性のばらつき、さらには該Ｃｄｓフォトカプラ３０の非受光時の（Ｒｏｎ）値のばらつき等があって、結果的にＣｄｓフォトカプラ３０を１０個、並列接続した場合の（Ｒｏｎ）値は以下のようになった。
Ｒｏｎ（１０）≒９．５Ω、Ｉ（ＬＥＤ）（１０）＝２００ｍＡ
【００６７】
上記の数値が現実的に得られる（Ｒｏｎ）値である。また、この程度の（Ｒｏｎ）値であれば、通常のスイッチング素子（Ｑ）、ここではパワーＭＯＳ ＦＥＴの入力容量（ＣＧＳ≒１５００ｐＦ／１０Ａ）を駆動し、かつ、（ｄｉ／ｄｔ）≒２００〔Ａ／μｓ〕の電流上昇率を得ることも可能である。
【００６８】
次に、（ＶＧＲ）及び（ＶＧＳ）によるゲート入力抵抗の（ＲＧ）値の制御について述べる。
最小の（ＲＧ）値を得るために、Ｃｄｓフォトカプラ３０の最小の（Ｒｏｎ）値を得ることに続いて、今度は比較的小さい（ｄｉ／ｄｔ）値、すなわち、ｄｉ／ｄｔ≒５０〔Ａ／μｓ〕を得る場合であるが、これは基本的には、図４に示されるようにＩＬＥＤを少なくすること。具体的にはＬＥＤ３１に流れる直流電流の値を制御することによって、より大き目のＲＧ（＝Ｒｏｎ）値を得ることが可能である。
そして、Ｉ（ＬＥＤ）を少なくするためには、ＬＥＤ３１の両端にかかる（ＶＧＲ）を下げることにより行なう。しかしながら、（ＲＧ）が大きくなると、実効的にスイッチング素子（Ｑ）のＧ・Ｓ間にかかる電源電圧（ＶＧＳ）を下げることになる。したがって、またＩＦ値が下がり、その結果、（−ｄｉ／ｄｔ）値も下がる結果となる。
【００６９】
次に、図５を参照して、（−ｄｉ／ｄｔ）値を自動制御する手順を説明する。
図５において、先ず初期値（ＩＦ、−ｄｉ／ｄｔ、Ｌ、ＶＲ）がＰＣに入力される（ステップ５０、５１）。ただし、今、ここで入力した（−ｄｉ／ｄｔ）は、自動制御の説明の都合上、より小さい（−ｄｉ／ｄｔ）値を指定したものとする。
すると、（ＶＧＲ）が自動的に制御され、（ＲＧ）をより大きい方に制御される。しかし、これは結果として実効の（ＶＧＳ）を下げ、（−ｄｉ／ｄｔ）を下げる方向に働く。一方、ＩＦも当然下がる方向になるが、該ＩＦは、（−ｄｉ／ｄｔ）に比べ、あまり変化しない。すなわち、（ＲＧ）の変化に対する依存性は、ＩＦよりも（−ｄｉ／ｄｔ）の方が遥かに大きい。
【００７０】
しかるに、ｔｒｒ特性測定時の（−ｄｉ／ｄｔ）値は所定の値が維持されなくてはならないので、この分に見合った補正（微増側に）が必要となることが確認された後（ステップ５２）、ひとまず、次の（ＶＧＳ）補正のステップ５３に移る。
ここで、（ＶＧＳ）の補正が必要であることが分かったまま、直ちに該（ＶＧＳ）を補正（微増側に）してしまうと、ＩＦが大きく変わってしまうので、（ＶＧＳ）は通常、微調（Ｆｉｎｅ）モードのため、補正（微増側に）されない。
【００７１】
上記の微調（Ｆｉｎｅ）モードのみの（ＶＧＲ）の補正（微増側に）が行なわれた結果、（−ｄｉ／ｄｔ）値が更新され、オシロスコープの画面に表示される。この更新された（−ｄｉ／ｄｔ）値がモニタされる。
このモニタされた実際の（−ｄｉ／ｄｔ）値と初期入力値の（−ｄｉ／ｄｔ）値が一致、あるいは指定許容誤差範囲内であれば、（−ｄｉ／ｄｔ）の自動制御を完了し、次の段階に移る（ステップ５４）。
しかしながら、上記のＶＧＲ補正ステップのみでは、所望の（−ｄｉ／ｄｔ）値の範囲に入らない場合、今度はＶＧＳが補正（微増側に）される。
一方、実際の（−ｄｉ／ｄｔ）値と初期入力値の（−ｄｉ／ｄｔ）値が不一致、あるいは指定許容誤差範囲外の場合には、実際の（−ｄｉ／ｄｔ）値と初期入力値の（−ｄｉ／ｄｔ）値との大・小関係の情報をＰＣ１に帰還させ、該ＰＣ１が大・小関係の情報に基づき、補正分に応じた推奨の（ＶＧＲ）値を再計算し、上記各ステップ５０〜ステップ５４を繰り返す。
【００７２】
しかしながら、（ＶＧＳ）の補正は、ＩＦを大きく変える可能性がある。この場合は図２のＩＦ自動制御方法の機能が再び働き、上記の各ステップ５０〜ステップ５４を繰り返した後、新しいｔ１値が再設定される。その後（ＶＧＳの補正が行なわれた後）、再び繰り返しプログラムの内ループに戻り、上記各ステップ５０〜ステップ５４の（−ｄｉ／ｄｔ）自動制御方法が繰り返され、最終的に（−ｄｉ／ｄｔ）自動制御が完了する。
以上の（−ｄｉ／ｄｔ）値の自動制御ループに関しては、ＩＦ自動制御ループにおけるように、外付けのＣＰＵ２は、直接関与せず、ＰＣ１のみが管理している。しかし、基本的には、（−ｄｉ／ｄｔ）制御とＩＦ制御の制御系は、独立はしているものの、同一のＰＣ１をもって集中管理されているということは変わりがない。
第３の発明は、以上のように、各ステップを通して（−ｄｉ／ｄｔ）値を自動的に制御し得るようにしたので、的確なｔｒｒ特性の測定が可能となる。
【００７３】
次に、第４の発明を、図６参照して説明する。
第４の発明は、ＯＳＣ４の画面に表示されたｔｒｒ波形からｔｒｒ時間内の逆回復電荷量の総量（Ｑｒｒ）及びｔｔａｉｌ時間内の逆回復電荷量の総量（Ｑｔａｉｌ）を計算する算出方法に関するものである。
なお、Ｑｒｒ全体の総量は、Ｑｒｒ＋Ｑｔａｉｌにより計算される。
先ず、従来技術の説明の欄で述べたように、Ｑｒｒ、Ｑｔａｉｌの算出方法については、図１９に示すように三角形に分割した近似法によりその面積を求めていた。しかしながらこのような方法では白地領域Ｗ１，Ｗ２及びＷ３が除外されてしまうので、実際の値よりも小さくなってしまう。
【００７４】
そこで、本発明ではシンプソン則を用いて、ｔｒｒ特性波形の近似した３点をとって数値積分することによりその値を求める方法を採用した。その手順としてはＯＳＣ４によるｔｒｒ特性波形の各ポイント・データ（Ｉ（ｔ）；総計５００点）をシンプソン・データとした。その従来法による算出結果と本発明法による算出結果を比較して表２に示す。
【表２】

本発明方法によれば、従来法で白地領域Ｗ１，Ｗ２及びＷ３（図１９参照）について算出されていなかったものをその部分を加えて正確に算出することができ、略ｔｒｒ特性の実測波形に沿った全体のＱｒｒの総量を求めることができる。
なお、表２の誤差の欄に述べたように、従来法と本発明の方法とでは、約１０〜１５％の差が生じている。
【００７５】
また、ソフト・リカバリ素子について、Ｑｔａｉｌの最終値（零点）を検出し、数値積分を行なうと、Ｑｔａｉｌの部分が時間軸方向にかなり長いので、その結果、Ｑｒｒ部分のデータ数が減少し、精度が落ちる。したがって、Ｑｔａｉｌの部分については、近似式（最小自乗法等）を用いて各ポイント・データ（Ｉ（ｔ））に加工を加えた後に、数値積分を行なう方が良い。さらにまた、数値積分を行なう方向は、桁落ち防止の見地から、Ｑｔａｉｌの最終値→ｔ０の方向（逆向き）に行なう方が良い。
【００７６】
次に、第５の発明である３系統の電源電圧（ＶＲ，ＶＧＳ，ＶＧＲ）の自動制御方法を説明する。
これらの電源電圧は図１に示したＧＰＩＢプログラマ５、例えば、高砂製ＡＰ−１２２８Ｔを用いて制御することが可能である。また、３電源電圧制御用のプログラムは、所定の書式に沿ってプログラムを作成すれば、正常に動作させることができる。しかし、制御レンジと分解能については特に配慮する必要があり、これを表３に示す。
【表３】

また、各電源間、あるいは電源・ＧＰＩＢプログラマ５間のノイズ遮断には特別の注意が必要であり、グランドを経由したノイズの伝播を阻止するために、周辺の配線の処理には工夫が大切である。特に、ＧＰＩＢプログラマ５を誤動作させることが、しばしばあるので特別の注意が必要である。
本発明では、表３の制御レンジと分解能で３系統の電源電圧（ＶＲ，ＶＧＳ，ＶＧＲ）を自動制御することにより、正確かつ的確なｔｒｒ特性の測定が可能となる。
【００７７】
次に、第６の発明について説明する。
第６の発明は、逆回復時間特性測定装置に使用されるｔｒｒ測定回路内のスイッチング素子（Ｑ）として、定格電流・定格電圧の異なる複数の前記素子を備え、ＤＵＴの定格に応じてそれらの素子を切り替えて使用することができる構成とすることである。
先ず、本発明では、（−ｄｉ／ｄｔ）の測定範囲が少なくとも５０〜２００〔Ａ／μｓ〕の範囲をカバーすることを目標としているため、自動制御の範囲としては、２００〔Ａ／μｓ〕以上、あるいは５０〔Ａ／μｓ〕以下の（−ｄｉ／ｄｔ）値が達成できなければならない。
【００７８】
また、ＩＦ＝１〜５０〔Ａ〕、ＶＲＲＭ＝３０〜６００〔Ｖ〕と広い範囲に亘っているため、基本的にはこれらの範囲をカバーするには、それ以上の大きいスイッチング素子（Ｑ）を用いることが必要である。
しかし、一つのスイッチング素子（Ｑ）のみで、すべての範囲をカバーするのは、やはり問題があることが分かった。例えば、比較的電流容量の小さいＩＦで、かつ、高い（ｄｉ／ｄｔ）≧２００〔Ａ／μｓ〕が求められるＤＵＴである場合に、上記のような大きいスイッチング素子（Ｑ）、例えば、８０〔Ａ〕／４５０〔Ｖ〕定格のものを用いることが特に困難になる。
【００７９】
上記の困難になる理由は、高い（ｄｉ／ｄｔ）の試験波形を得るためには、スイッチング素子（Ｑ）の速い立上り速度が必要であるが、そのような大きいスイッチング素子（Ｑ）のＧ・Ｓ間の入力容量（Ｃｉｓｓ≒１５００ｐＦ／１０Ａ）がかなり大きく、ドライブ回路からの入力容量・充電電流に限りがあって、特にＩＦをスイッチング素子（Ｑ）の定格電流よりもかなり小さめに絞った低（ＶＧＳ）電源電圧のドライブ時においては、十分速く立ち上げることができないことに起因している。
【００８０】
上記のための対策として、電流容量が比較的小さ目で、かつ、（ｄｉ／ｄｔ）が比較的高めのＤＵＴにおけるｔｒｒ特性測定に関しては、小さいスイッチング素子（Ｑ）、例えば、２２〔Ａ〕／４５０〔Ｖ〕定格のものを使用することとした。ただし、この場合、スイッチング素子（Ｑ）の外形が異なるため、ワンタッチ式で交換できる工夫が必要である。
例えば、モジュール外形の大きいスイッチング素子（Ｑ）（８０〔Ａ〕／４５０〔Ｖ〕定格）と、小さいスイッチング素子（Ｑ）（２２〔Ａ〕／４５０〔Ｖ〕定格）との場合が考えられるが、かかる問題を解消するため、図７に示すような構造を考案した。
【００８１】
図７は、上記スイッチング素子（Ｑ）の使い分け・取り付け交換を可能とする構造を示す斜視図である。
図において、最初の取り付けは、モジュール外形の大きなスイッチング素子７１に合わせておき、小さいスイッチング素子７２を用いる場合には、モジュール外形を有し、かつ、同じねじ孔を有するテフロン樹脂等で形成した絶縁性のダミー治具（図示せず）と交換し、ドレイン（Ｄ）、ソース（Ｓ）主電極となる配線板７３，７４を、そのダミー治具の固定ねじ孔に取り付ける。
なお、配線板７３，７４は、板状の比較的広い幅の銅材等によって形成されている。
【００８２】
上記の小さいスイッチング素子７２の（Ｄ）、（Ｓ）主電極配線７６，７７は、この専用ソケット７５のピンに半田付けされている。これらの主電極配線７６，７７の他方の端部には圧着端子７８が固定され、この圧着端子７８を介して、配線板７３，７４に予め固定しておく。
【００８３】
したがって、大、小いずれにしても一方のスイッチング素子（Ｑ）が用いられている場合には、他方のスイッチング素子（Ｑ）の（Ｄ）・（Ｓ）主電極はオープンとなっているので、寄生Ｌ成分等の影響を与えることがない。ゲート（Ｇ）電極に関しては、Ｄ、Ｓ主電極ほどの配慮は不要であるが、それでもより太目の配線（図示せず）が、モジュール外形の大きな素子７１と小さい素子７２とに共通して用いることができるように配慮され、結線されている。
【００８４】
なお、モジュール外形の大きいスイッチング素子７１を外し、ダミー治具に交換して測定治具支持板８３にねじ止めした後は、小さいスイッチング素子７２を専用ソケット７５に深く、確実に差し込むだけでスイッチング素子の交換を容易に行なうことができる。また、図中、ＤＵＴ７９は専用ソケット８０に差し込まれ、この専用ソケット８０は板状の配線板８１，８２の下端に取り付けられ、この配線板８２の上端は前記モジュール外形の大きな素子７１のＳ主電極端子に接続されている。
一方、配線板８１の上端はＬ字状に折り曲げられ、配線板７３，７４と同一水平面内に配置されている。
【００８５】
さらに、測定治具支持板８３には、長方形の切欠穴８４が設けてあり、この切欠穴８４の直下に不活性溶液を満たした容器８５が配置され、図示を省略した操作レバーの操作により測定治具支持板８４が一定角度回転し、切欠穴８４を通して配線板８１，８２により吊り下げたＤＵＴ７９を容器８５内に浸漬させる。これらの詳細な説明は、第９の発明において行なう。
また、同時にＤ主電極配線板７３、Ｓ主電極配線板７４の一端及びＬ字状に折り曲げた前記配線板８１の一端にはそれぞれ接続ピン８６，８７，８８が設けられ、これらのピン８６，８７，８８を介して図１６に示したｔｒｒ特性測定回路の所定の箇所に接続がなされるように構成されている。
【００８６】
次に、第７の発明について説明する。
先ず、本発明においては、ＩＦ、ＩＲの電流値が正確にＯＳＣ４に表示画面に取り込まれ、再現されていなければならない。しかし、測定した波形がノイズレスの状態で、しかも高周波測定において忠実に再現させることは極めて困難である場合が多い。
例えば、以下の無誘導抵抗による電流検出法において、プローブ（同軸ＢＮＣケーブル）の長さ一つとって見ても、電流波形を忠実に再現させることの困難性が分かる。
表４にプローブ長が電流波形に与える影響を調査するための条件を示す。
【表４】

表の上段にプローブ番号、下段にプローブ長（ｃｍ）を示し、測定条件は、ＩＦ＝１Ａ、ＶＲ＝５０Ｖ、（−ｄｉ／ｄｔ）＝２５０Ａ／μｓ、サンプルは、センタ・タップ型の超高速３Ａ、６００Ｖ定格のＦＲＤを使用した。
【００８７】
上記の確認実験を行なった動機は、測定した電流波形に低周波（波形の大きな異常振動）が見られる原因を特定するためである。上記の表４のように、プローブ長を５段階に調整し、比較を行なった。その結果の電流波形を図８及び図９に示す。
図８は、プローブ長▲１▼１１２ｃｍと▲２▼９１ｃｍのものの電流波形を比較して示し、図９は、プローブ長▲４▼６３ｃｍと▲５▼３２ｃｍのものの電流波形を比較して示した。
これらの図からも明らかなように、プローブ長が▲１▼→▲５▼に移るにしたがって、低周波振動が抑えられていることが分かる。
【００８８】
以上の現象から推論すると、電流波形に低周波振動が見られていたのは、プローブ長が長めの場合、該プローブの自己インピーダンスと、ＯＳＣ４内に内蔵のインピーダンス（通常５０Ω）との値のずれが、より大きくなる結果、両者のインピーダンス・マッチングが取れなくなって、反射波が発生し、波形を歪ませるという現象に至ったと考えられる。したがって、本発明においては、可能な限りプローブ長が短いプローブ番号▲５▼、又は▲４▼の用いることを前提とするものである。
【００８９】
ところで、プローブをより短いものを用いる場合、更なる新たな問題が生じることが分かった。
すなわち、それはプローブをより短いものを用いると、ＯＳＣ４と測定治具３との間の距離が十分取れなくなり、操作性が悪くなるという問題である。したがって、無誘導抵抗による電流検出法以外に、別途、何か適切な電流検出法がないかについて検討する必要が生じた。
そこで、別の電流検出方法の候補として挙げられるピアソン（Ｐｅａｓｏｎ）の電流プローブについての電流検出能力の確認を行なうこととした。
【００９０】
ピアソンの電流プローブの長所としては、主配線の周りに発生する渦電流を検知する方式の還流プローブであるため、回路から分離（非接触）されていて、本質的にプローブが持つ寄生のＬ成分が載らないことである。したがって、上記の無誘導抵抗による電流検出方法のように、プローブ長に対する依存性がなく、本質的にＬ成分に起因する振動（波形）が少ないという性質を有している。したがって、長いプローブも、問題なく使用できる。その結果、ｔｒｒ特性測定中の操作性に関しては、全く問題がないこととなる。
【００９１】
一方、ピアソンの電流プローブの短所としては、回路にプローブのグランド（Ｇｎｄ）レベルが固定されていないという理由から、特に大電流検出時において、必ず発生するグランドレベルの位置ずれの問題がある。このことは、ソフト・リカバリ特性のＤＵＴにおいて、逆回復電流が漸近的にグランドレベルに向かって最終的に収束する時、交点であるところのゼロクロス点検出を極めて困難にさせてしまう。
【００９２】
しかしながら、ハード・リカバリ特性のＤＵＴにおいて、逆回復波形が一旦、グランドレベルをオーバー・シュートした後、グランドレベルを基準レベルにした上下の減衰振動を繰り返した後に、グランドレベルに収束するので、グランドレベルの位置ずれの問題は気にならない。
要は、ピアソン電流プローブの特徴として、本質的に寄生Ｌ成分による振動に対しては強い一方で、ソフト・リカバリ波形におけるゼロクロス点検出においては、問題があるということを十分に認識した上でその種の対策を講じることである。
【００９３】
本発明は、上記の認識に基づき、無誘導抵抗とピアソン電流プローブとを以下のように使い分け、かつ、併用する方法を採用した。
すなわち、本発明は、オシロスコープ（ＯＳＣ）表示される順電流（ＩＦ）波形及び逆電流（ＩＲ）波形を、ノイズを含まず正確に表示させるために、（１）ＤＵＴの電流減少率（−ｄｉ／ｄｔ）が高い時（ハード・リカバリ時）には、ピアソン電流プローブを優先して使用し、（２）ＤＵＴの（−ｄｉ／ｄｔ）が低い場合（ソフト・リカバリ時）には、無誘導抵抗を優先して使用するようにしたものである。
【００９４】
さらに、具体的にその方法を述べると、無誘導抵抗用の配線とＢＮＣコネクタを固定し、ピアソン電流プローブは、やや長めのプローブ付きの状態で最初から無誘導抵抗用の配線に通したままにしておく。
なお、最悪のケースを想定して、やや長めのプローブが付いていたとしても非接触のため、直接電気的な影響はない。
（１）（−ｄｉ／ｄｔ）が高い（ハード・リカバリ時）は、やや長めのプローブ付きのピアソン電流プローブをそのままＯＳＣ４のコネクタと連結する。
（２）（−ｄｉ／ｄｔ）が低い（ソフト・リカバリ時）は、ピアソン・モニタ（円形磁束）部のみを残し、やや長めのプローブは付いていても影響はないが、作業上邪魔なので外す。続いて、短い無誘導抵抗電流検出法用のプローブの一方を、上記固定済みＢＮＣコネクタに、他端をＯＳＣ側のコネクタに連結する。以上で、無誘導抵抗からピアソン電流プローブ、あるいはピアソン電流プローブから無誘導抵抗への交換作業は終了する。
本発明により、ノイズレスの状態でＩＦ，ＩＲの電流値が正確にＯＳＣ４に取り込まれ、再現させることが可能となる。
【００９５】
次に、第８の発明について説明する。
本発明は、ＯＳＣ４に表示される順電流（ＩＦ）波形及び逆電流（ＩＲ）波形を、高周波ノイズを含まず、さらに正確に表示させるために、ＤＵＴに直列にＣＲスナッバ回路を接続したものである。
本発明においては、上記の第７の発明の説明でも述べたように、ＩＦ、ＩＲの電流値を正確にＯＳＣ４の表示画面に取り込まれ、再現されていなければならない。
しかしながら、前述の無誘導抵抗及びピアソン電流プローブの使い分けを以ってしても、まだ、ＯＳＣ４の表示画面上に得られた波形に問題が残る。すなわち、本来忠実に再現されるべき波形に載る高周波と低周波の問題である。
【００９６】
この低周波と高周波が載った電流波形を図１０に示す。この現象は、特に無誘導抵抗電流検出法を用いて、ハードリカバリなＤＵＴにおいて顕著に見られる。
かかる原因を調査した結果、（１）低周波成分の除去に関しては、前述のプローブ長を最適化（より短く）し、ＯＳＣ４に内蔵されたインピーダンス（通常５０Ω）と、無誘導抵抗用プローブの寄生インピーダンスと（より５０Ωに近づけ）マッチングを取ることで、対応できることが分かってきた。
しかし、問題は、（２）高周波成分の除去のための対策である。その対策を検討した結果、ＣＲスナッバ回路が最も有効であるとの結論を得た。図１１に、本発明に使用する高周波対策用のノイズ・フィルタ（ＣＲスナッバ）回路を示す。
【００９７】
図１１中のＤＵＴに直列に接続された無誘導抵抗（ＲＤ）の具体的値は、０．１Ωである。これに並列にＣＲスナッバ回路が挿入されるが、この場合のスナッバ回路用コンデンサ（Ｃｓ）の具体的値は、Ｃｓ＝３０ｎＦ、また、スナッバ回路用抵抗（Ｒｓ）の具体的値は、Ｒｓ＝４７Ωである。
かかる定数を選定した時に、図１０に示すようにスナッバ回路を有さないの波形（１）からスナッバ回路を有する波形（２）のように改善されることが分かる。
すなわち、スナッバ回路を有さない波形（１）は、大きな波の振動（低周波）に加え、小さな波の振動（高周波）がかなりあるが、スナッバ回路を有する波形（２）では、それらの両成分がかなり除去・緩和されていることがこの図から了解される。
【００９８】
次に、第９の発明について図１２及び図１３概略構成図を参照して説明する。
本発明の逆回復時間特性測定装置用測定治具１２は、台座１３の所定の位置に着脱可能に載置したパー・フルオロ・ポリエーテル等の不活性溶液を満たした容器８５と、該容器８５内の不活性溶液を所定の温度に加熱する加熱源２９と、ＤＵＴを着脱自在に保持する測定治具支持板８３と、該支持板８３に保持されたＤＵＴを、前記不活性溶液を満たした容器８５内に垂直に降下させて浸漬させ、かつ、前記ＤＵＴのｔｒｒ特性測定・検査後は該容器８５から垂直に引き上げる動作を行なうリンク機構１４と、該リンク機構１４により前記測定治具支持板８３が下降した際に自動的に連結する逆回復時間特性測定回路１６（図１６参照）とを備えている。
【００９９】
本発明においては、パー・フルオロ・ポリエーテル等の不活性溶液の蒸発量を抑え、加熱・温度制御が確実で、しかも、ＤＵＴの出し入れをスムーズに行なうことができる開口部寸法、形状、機構等を備えている必要がある。
全体の枠組みは、容器８５を載置する台座１３と、この台座１３に固定された側板１５から成る。
上記側板１５の上端には上板１７が設けられている。この上板１７と、台座１３間には一対の支柱１８が垂設されている。この支柱１８には、該支柱１８に沿って上下に可動できる基板１９が挿通されている。支柱１８には、図１３に示すようにコイルスプリング２０及びとう管２１が挿通され、基板１９をコイルスプリング２０の付勢力により上方に押し上げている。
【０１００】
上記の基板１９の先端部には、一対のヒンジ２２を介して測定治具支持板８３が取り付けられている。
測定治具支持板８３は、長方形の切欠穴８４を有し、この切欠穴８４は、図７に示した配線板８１，８２が通され、この配線板８１，８２の先端部には、専用ソケット８０が固定されている（図１３参照）。
上記専用ソケット８０は、ＤＵＴ７９が着脱自在に装着できる構造となっている。
また、上記測定治具支持板８３は、リンク機構１４に結合され、このリンク機構１４を介してヒンジ２２を支点として一定角度回転できる。
【０１０１】
上記のリンク機構１４は、第１アーム２３と第２アーム２４とが回り対偶の固定点２５を介して連結され、第２アーム２４の端部は、両側板１５間に横架した回転軸２６に固定されている。回転軸２６の一端にはレバー２７が取り付けられ、このレバー２７を、図１３において、例えば左回りに回動させれば、回転軸２６が回動し、この運動が第２アーム２４、第１アーム２３を介して測定治具支持板８３に伝わり、該支持板８３を水平位置まで左回りに回動させる。
【０１０２】
さらに、レバー２７を左回りに回動させると、前記支持板８３はヒンジ２２の端面と基板１９の端面とが衝合し、それ以上回動できないので、該支持板８３と基板１９とが剛体となって、基板支柱１８をコイルスプリング２０の付勢力に抗して水平状態を保って下降する。
上記支持板８３の側面の運動軌跡を表したのが、図１３の太線の矢印である。
すなわち、測定治具支持板８３は、レバー２７の操作により当初一定角度、例えば、６０度回動した後、水平状態で下降し、再びレバー２７を元に戻す方向に操作すれば、水平状態で上昇した後、折り曲がり、６０度回動した位置で初期位置に復帰する。
なお、上記支持板８３の上下動は、コイルスプリング２０の付勢力を受けていわゆる遊びを作らないのでスムーズに行なわれる。
【０１０３】
ここで、注意すべきは、測定治具支持板８３に上記のような動きをさせる意義は何かである。
それは、容器８５の開口部や内側面に接触されることなく、ＤＵＴ７９を不活性溶液内に垂直に降下して浸漬させ、ｔｒｒ特性の測定後、再び容器８５の開口部や内側面に接触されることなく垂直に上昇させて取り出し、かつ、測定済みのＤＵＴ７９を専用ソケット８０から取り外し、次の測定すべきＤＵＴ７９を装着し易くするためである。
【０１０４】
すなわち、ＤＵＴ７９を装着する専用ソケット８０は、配線板８１，８２の先端部に取り付けられ、該配線板８２の他端は、図７に示すようにその先端部がＬ字状に折り曲げられ、ソース主電極配線板７４と共に、モジュール外形の大きいスイッチング素子７１の上面端子に固定されているため、前記支持板８３がレバー２７の操作で一定角度傾斜すれば、前記支持板８３上のスイッチング素子７１に固定された配線板８２も一定角度傾斜することになる。つまり、配線板８２の先端部に専用ソケット８０を介して装着されたＤＵＴ７９が、容器８５の不活性溶液から引き上げられ、一定角度傾斜した位置で停止することになる。
この位置で、ＤＵＴ７９の装着・脱着作業を行なうことは、きわめてやり易い。
【０１０５】
上記測定治具支持板８３の水平状態を保って下降する動きは、容器８５内にＤＵＴ７９を垂直に下降させて浸漬させることの他に、もう一つの重要な働きがある。それは、図７に示したドレイン主電極配線板７３、ソース主電極配線板７４及び配線板８１の先端部に設けた接続ピン８６，８７，８８を、図示していない逆回復時間特性測定回路１６（図１６参照）の所定の箇所と接続するためのコネクタ群に垂直に下降させて確実に結合させる働きである。
【０１０６】
一方、上記の容器８５は、台座１３の所定の位置に位置決めして載置されるが、このため、容器８５の外周四隅を支持する位置決めパッド２８が設けられている。また、位置決めパッド２８内には絶縁物を介して面状ヒータ２９が設けられている。この面状ヒータ２９は図示を省略した電源に接続され、この面状ヒータ２９上に、容器８５を載せることにより、容器８５内の不活性溶液が一定温度、例えば１５０℃になるまで、同じく図示を省略した温度調整システムを介して加熱される。
【０１０７】
なお、容器８５は、ステンレス製で、例えば１００（Ｌ）×１００（Ｗ）×７５（Ｈ）ｍｍの大きさに形成されている。この容器８５に満たされる不活性溶液は、例えばパー・フルオロ・ポリエーテルであり、高い測定温度（１２５℃〜１５０℃）ではどうしても蒸発が避けられず、特に開口部の寸法に対して注意が必要である。
因みに、２００（Ｌ）×３００（Ｗ）程度の開口部寸法を有する容器では、面積が約６倍にもなるので、不活性溶液の蒸発量が多く、溶液の補充が頻繁となること、また、溶液量が多いために、加熱に長時間要し、別の熱板で予備加熱が必要となる等の不都合がある。
その点、本発明で使用する容器８５の開口部寸法は、１００（Ｌ）×１００（Ｗ）ｍｍ程度であるので、上記のような不都合が発生せず、きわめて適当な大きさに設計されている。
【０１０８】
上記のように構成の測定治具１２を使用することによって、不活性溶液の蒸発量を抑え、加熱・温度制御が確実でき、かつ、ＤＵＴの出し入れをスムーズに行なうことができ、作業者の安全性の確保や良好な作業性と共に、正確で効率的なｔｒｒ特性測定が可能となる。
【０１０９】
上記の測定治具１２によるＤＵＴの測定波形データは、図１に示したように、ＯＳＣ４に取り込まれ、ＰＣ１に転送される。しかしながら、上記のすべての対策・改善を行なったにも拘らず、（−ｄｉ／ｄｔ）の自動制御時において、本発明によるｔｒｒ特性測定装置が異常停止する現象が少なからず発生した。
その原因を調査した結果、ＯＳＣ４からＰＣ１へ波形データを転送するタイミングのずれ、すなわち、ＯＳＣ４が測定波形データを未だ取り込んでいないか、あるいは、取り込みが完了していない間に、ＰＣ１に波形データを転送する命令が出ていたためであることが分かった。
【０１１０】
すなわち、転送された波形データに基づいて、ＰＣ１は次のステップのプログラム、例えばＱｒｒ値の数値積分等を進める訳であるが、データがない場合は、波形取り込み用に確保された配列内は零となっている。また、この値を次のステップに帰還させるので、上記の数値積分ステップ等において、分母が零となってしまっているような割り算を行なう結果、ＰＣ１が本来、処理可能な有限の数値、例えば、−１Ｅ３８〜＋１Ｅ３８の浮動小数点付き実数の範囲内に収まらなくなって、異常停止するような場合が考えられる。
【０１１１】
第１０の発明は、上記の対策として、ＰＣ１への転送命令の前に、ＯＳＣ４に取り込まれた波形データのチェックを行ない、そのチック結果が妥当であることを確認・判定した後に、ＰＣ１側に波形データを転送するという制御ソフトの処理方法を採用することである。
その結果、上記のような配列に有限の数値のデータが入っていることを確認した後でなければ、プログラムのステップが次のステップに進まないようになるので、数値積分のステップ等において、分母が零となってしまうような割り算を行なうことは有り得なくなり、ｔｒｒ特性測定装置が異常停止するといった不都合が完全に解消できるようになる利点がある。
【０１１２】
次に、第１１の発明について説明する。
本発明における測定結果の保存・表示方法は、１レコードが複数の項目データで構成されている場合に、各項目データの区切りをカンマ（，）で区切るＣＳＶファイル形式で（−ｄｉ／ｄｔ）、ｔｒｒ１、ｔｒｒ２等の値及びＢＭＰ（ビット・マップ）ファイル形式でｔｒｒ曲線等の測定・検査結果の表示及び保存を行なうことである。
【０１１３】
先ず、測定結果を自動計測して保存する際には、何らかのファイル形式が必要である。昨今のＰＣ用ＯＳで扱える表計算ソフトには、例えば「Ｍｉｃｒｏｓｏｆｔ Ｅｘｃｅｌ」や「三四郎」等があり、広く普及している。
本発明の測定結果を自動計測して保存する際、そのようなソフトとの互換性が取れるファイル形式によって処理を進めることは不可欠である。本発明では、そのような観点から「ＣＳＶファイル形式」を採用している。
【０１１４】
上記のファイル形式を採用することで、測定結果の外部機器間のやり取りをするステップでの処理は勿論、後の測定結果ファイルの加工や保存の処理が、安価な汎用表計算ソフト上で扱える利点があり、一度紙にプリント・アウトしたデータを再入力する手間が省けると共に、再入力時の人為的ミスも回避することができる。その結果、データの利用価値が高くなり、応用範囲が広まる等の波及効果が得られる。
図１４に、ＣＳＶファイル形式を利用して出力データを整理し、それを保存する表示画面の一例を示す。
【０１１５】
また、本発明では、ＯＳＣ４の画面に表示されたｔｒｒ特性波形をＰＣ画面上に取り込み、Ｑｒｒを求めるための数値積分を行なったり、その後さらに、波形の特定の領域のみを着色したり、補助線や文字を挿入したりして加工している。これらの作業を行なうには、測定データの画像ファイル形式が定められなければならないが、これについても市場に広く浸透している安価な汎用画像処理ソフト上で扱えると便利である。そのような観点から「ＢＭＰ（ビットマップ）ファイル形式」を採用している。
【０１１６】
上記のようなＢＭＰファイル形式であれば、例えば「ペイント」という汎用ソフトで処理することができ、非常に便利である。これについてもＣＳＶファイル形式と同様に、結果としてデータの利用価値が高くなったり、応用範囲が広まったりして大変都合が良い。
因みに、図６はＢＭＰファイル形式を利用し、ｔｒｒ特性波形を加工して示した例である。
【０１１７】
以上の各発明を総合して実施した結果、表５及び図１５に示すようなｔｒｒ特性測定装置の能力を得ることができた。
【表５】

例えば、（−ｄｉ／ｄｔ）＝５０〜２００Ａ／μｓの目標に対して、ＶＲ＝５０Ｖの電源電圧に対しても、ＩＦ≧１０Ａの領域であれば、確保できていることが分かる。
勿論、ＶＲ＝１００Ｖ，２００Ｖ系においては、同じくＩＦ≧１０Ａの領域において、（−ｄｉ／ｄｔ）≧５００Ａ／μｓ、６００〜９００Ａ／μｓ程度の値を以って、ＩＦ及び（−ｄｉ／ｄｔ）値の自動制御が達成されていることが分かる。
【０１１８】
【発明の効果】
本発明は上記のように構成したので、概略以下の効果を奏する。
（１）予め設定する各部電源電圧値、電流値、時間、温度、（−ｄｉ／ｄｔ）値の精度を向上させ、測定値の高精度化を図ることができる。
（２）逆回復時間（ｔｒｒ）特性における逆回復電荷量の総量（Ｑｒｒ）計算の細分化により、正確な（Ｑｒｒ）値を得ることができる。
（３）ＩＦ、ＶＲ、（−ｄｉ／ｄｔ）値の任意設定により複数条件での測定が可能となる。
（４）ＰＣによる測定条件の設定、測定等を自動化することができる。
（５）不活性溶液を満たした容器にＤＵＴを浸漬するための安全性が高く、構造がシンプルかつ便利な機構・装置が得られ、その結果、正確なｔｒｒ特性の測定ができる。
（６）ｔｒｒ特性測定装置の異常停止が回避できる。
（７）ＣＳＶファイル形式及びＢＭＰファイル形式の採用によりデータ処理・保存・加工等が容易となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明のｔｒｒ特性測定装置の概略構成を示すブロック図である。
【図２】本発明のＩＦ自動制御方法の各ステップを示す図である。
【図３】本発明に用いるＣｄｓフォトカプラの内部回路図である。
【図４】上記ＣｄｓフォトカプラのＲｏｎ・Ｉ（ＬＥＤ）特性を示す図である。
【図５】本発明の（−ｄｉ／ｄｔ）値自動制御方法の各ステップを示す図である。
【図６】本発明のＱｒｒ算出方法を説明するための図である。
【図７】本発明のスイッチング素子（Ｑ）の使い分け・取り付け交換ができる構造を示す斜視図である。
【図８】本発明の確認段階でのプローブ長と電流波形の関係を示す図である。
【図９】同じく本発明の確認段階での他のプローブ長と電流波形の関係を示す図である。
【図１０】本発明の確認段階での低周波と高周波が載った電流波形を示す図である。
【図１１】本発明の高周波対策ノイズ・フィルタ回路を示す図である。
【図１２】本発明の測定治具の概略構成を示す斜視図である。
【図１３】上記測定治具の概略構成を示す側面図である。
【図１４】本発明のＣＳＶファイル形式による出力結果表示画面を示す図である。
【図１５】本発明によるｔｒｒ特性測定におけるＩＦ及び（−ｄｉ／ｄｔ）の自動制御能力を示す図である。
【図１６】本発明及び従来のｔｒｒ特性測定回路図である。
【図１７】本発明及び従来のｔｒｒ特性測定における各部の波形を示し、（ａ）はＶＧＳ波形、（ｂ）はＩＬ波形、（ｃ）はＩＦ波形を示す図である。
【図１８】上記図１７（ｃ）の鎖線丸印の波形を拡大して示した図である。
【図１９】従来のＱｒｒ算出方法及びｔｒｒ特性の処理方法を説明するための図である。
【符号の説明】
１ ＰＣ
２ ＣＰＵ
３ 測定治具
４ ＯＳＣ
５ ＧＰＩＢ
６ スイッチング素子（Ｑ）のＧ・Ｓ間の電源電圧（ＶＧＳ）
７ 主電源電圧（ＶＲ）
８ スイッチング素子（Ｑ）のゲート抵抗（ＲＧ）の両端に印加される電源電圧
１２ 測定治具
１３ 台座
１４ リンク機構
１５ 側板
１６ 逆回復時間特性測定回路
１７ 上板
１８ 支柱
１９ 基板
２０ コイルスプリング
２１ とう管
２２ ヒンジ
２３ 第１アーム
２４ 第２アーム
２５ 固定点
２６ 回転軸
２７ レバー
２８ 位置決めパッド
２９ 面状ヒータ
３０ フォトカプラ
３１ ＬＥＤ
７０ 取り付け構造
７１ モジュール外形の大きなスイッチング素子
７２ 小さいスイッチング素子
７３ ドレイン主電極配線板
７４ ソース主電極配線板
７５ 専用ソケット
７６，７７ 太目の銅線
７８ 圧着端子
７９ ＤＵＴ
８０ 専用ソケット
８１，８２ 配線板
８３ 測定治具支持板
８４ 切欠穴
８５ 容器
８６，８７，８８ 接続ピン[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a device for measuring reverse recovery time characteristics (trr) in a rectifying diode such as a fast recovery diode (hereinafter abbreviated as FRD) and a Schottky barrier diode (hereinafter abbreviated as SBD). In particular, in the trr characteristic measurement, a series of operations such as (1) setting measurement conditions, (2) measurement, (3) calculation of measurement results, and (4) display / storage / management of measurement results are comprehensive and efficient. The present invention relates to an apparatus for measuring reverse recovery time characteristics that can be performed in a short time.
[0002]
[Prior art]
In recent years, market needs for diodes are required to be high speed and low loss as well as high breakdown voltage. Furthermore, so-called soft recovery characteristics having a gentle reverse recovery waveform are required as countermeasures against noise and noise transmitted from the device during L load operation.
This speeds up the diode, that is, N ↑ of the material in the FRD—introducing a lifetime killer in the semiconductor substrate or in the vicinity of the PN junction inside the device, or N ↑ of the material in the SBD. -Trying to shorten the trr characteristics by optimizing the impurity concentration and thickness in the semiconductor substrate, or the guard ring structure around the semiconductor chip, etc., but the higher the speed, the higher the on / off operation. It is indispensable to repeat the above, and particularly at the L load, the jumping voltage when shifting from the on mode to the off mode becomes more serious.
[0003]
The jump voltage (V) is expressed by V = L · di / dt, and for the same L component, di / dt becomes larger at high speed.
In order to prevent the above jumping voltage, various means for making a gentle (softened) reverse recovery waveform are used in the device design / manufacturing process.
[0004]
By the way, there is no unified definition of the definition of the trr characteristic itself as to what kind of determination method is used to strictly compare the quality of the softened trr characteristic. At present, the definition and measurement method of trr characteristics are still used. Also, there are not enough known examples that clearly disclose how to accurately measure and express the trr characteristic.
[0005]
First, an outline of the trr characteristic measurement method will be described with reference to FIGS.
In FIG. 16, (VR) is a DC power supply, (C) is a smoothing capacitor, (Q) is a switching element, (VGS) is a gate signal of the switching element (Q), and (L) is an L component when an inductive load is assumed. In addition, DUT (Device Under Test) is a diode to be measured.
In the measurement of the trr characteristic, a double pulse signal is given as in the VGS signal waveform of FIG. 17A, and the moment when the second of the double pulse signal is turned on is the moment of the trr characteristic measurement.
[0006]
(1) In the period (1) of the VGS signal waveform in FIG. 17A, when the switching element (Q) is turned on, a current IL flows through the L load. This IL can be calculated by the equation IL = VR / L · t, and rises in proportion to time t as shown in FIG.
[0007]
(2) Next, in the period (2) of the VGS signal waveform, when the switching element (Q) is turned off, the circuit is closed at both ends of the switching element (Q), so the DC power supply (VR) → the switching element (Q ) → Inductive load (L) → The return current of the DC power supply (VR) can no longer flow and loses its place. As a result, this time, the current flowing through the inductive load (L) → DUT → inductive load (L) (hereinafter referred to as forward current IF).
) Flows.
That is, when the switching element (Q) is off, the forward current IF flows through the DUT, and this state is shown as a forward current IF waveform in FIG.
Note that the forward current IF in the period {circle around (2)} is determined by the amount of energy stored in the inductive load (L). Strictly speaking, neglecting that the forward current loss of the DUT slightly decreases. It is almost constant.
[0008]
(3) Subsequently, when the switching element (Q) is turned on again in the period (3) of the VGS signal waveform, the current flowing through the inductive load (L) is less than the resistance component of L rather than the current flowing back through the DUT. Since current flows easily due to the difference in VF resistance of the DUT, the current path is changed from inductive load (L) → DUT → inductive load (L) to DC power supply (VR) → switching element (Q) → inductive load (L) → Gradually shift to DC power supply (VR).
At this time, inside the DUT, N ↑ − the electrons of the majority carriers injected into the substrate are attracted to the (+) potential on the cathode side, and the holes (holes) of the minority carrier are on the (−) potential on the anode side. As a result, a reverse current (IR) flows through the inside of the device, and finally the on-off mode is settled. This state is indicated by the IR of the circle by the chain line in FIG. FIG. 18 shows the IR waveform further enlarged.
[0009]
In the enlarged IR waveform of FIG. 18, the solid line indicates the soft recovery (recovery) waveform, and the dotted line indicates the hard recovery waveform. In the L load operation, the voltage generated at the moment of reverse recovery corresponds to the jump voltage V = L · di / dt.
Note that the voltage waveform between the main electrodes of the DUT is not shown.
In the above case, the current flowing through the inductive load (L) is IL (+) having the same rate of increase as in period (1) in addition to the constant current that continued to flow in period (2) in FIG. = VR / L · t is added and the flow continues (see IL waveform in period (3) in FIG. 17B)
[0010]
(4) Subsequently, when the switching element (Q) is turned off again in the period preceding the period (3) of the VGS signal waveform, the magnitude of energy stored in the inductive load (L) (period (3)) (End of ▼), that is, from the magnitude of IL at that time, again, the slope of the same or slight decrease as in the return current mode by the current path in the period (2), that is, inductive load (L) → DUT → inductive load ( During the duration of L), the test mode is returned to the reset mode while the IL and IF are gradually lowered through the VF loss of the DUT. This is the IL and IF waveforms shown earlier in period (3) of FIGS. 17 (b) and 17 (c).
[0011]
Next, in selecting the measurement conditions in the trr characteristic measurement method, (1) L value, (2) -di / dt value, (3) IF value, and (4) VR (main power supply voltage) value. (5) An outline of a method for setting the IR (reverse current) value and the like will be described.
(1) About the value of L
FIG. 17A shows the VGS waveform periods {circle around (1)} to {circle around (3)} and rough set times after {circle around (3)}.
[Table 1]

That is, the period (1) is fixed to about 20 μs, the period (2) is fixed to 5 μs, the period (3) is set to about 5 μs, and after the period (3), the range is set to 20 to 30 ms.
These values take into account the conditions under which the DUT is to be measured, taking into account the stability of measurement accuracy, heat generation during DUT measurement, damage to the DUT during inspection, signal exchange time with other peripheral devices, etc. Then, generally, a time of about 10 μs is convenient in the periods (1) to (3).
[0012]
Based on the above background, if t is about 20 μs in the period (1) in the IL = VR / L · t equation, and if it is a DUT rated for 10A, for example, IL≡IF Set ≈10A and substitute VR = 50V. In this case, when the above formula is transformed into the formula L = (VR / IL) · t and calculated using the above value, L = (50/10) × 20E−6 = 100 ( E) A value of −6 [H] ≈100 [μH (microhenry)] is selected.
[0013]
(2) About the value of (-di / dt)
Subsequently, with regard to the value of (−di / dt), conventionally, (−di / dt) = − 50 [A / μs] has been often used. Therefore, it is desirable that (−di / dt) ≧ 200 [A / μs]. However, it is the switching element (Q) that directly determines (−di / dt). ) Of the gate input resistance (RG).
[0014]
That is, when fast current fall (steep current decrease rate) is required, the value of the gate input resistance (RG) is reduced to reduce the gate (G) / source (S) of the switching element (Q). It is necessary to reduce the time constant (τ = RG · CGS) determined by the inter-capacitance (CGS) and the gate input resistance (RG). When a slow current fall (slow current decrease rate) is required, the value of the gate input resistance (RG) must be increased to increase the time constant (τ).
[0015]
(3) IF (forward current) value
The IF value should normally be selected for the DUT's rated current. However, this is very closely correlated with the above-mentioned value of L. Specifically, after fixing L, the time t in the period (1) is varied, and IL≡IF≈10A that rises within this period. It is determined with time t.
[0016]
(4) VR (main power supply voltage) value
The VR value usually needs to be 1/2 to 1/3 of the rated reverse withstand voltage (VRRM) of the DUT.
[0017]
(5) IR (reverse current) value
Regarding the IR value, if the measurement conditions such as (−di / dt) and IF (or IL) are determined, the structure factor of the DUT itself (the amount of charge existing inside or the total number of injected carriers during reverse recovery) ), And the purpose of the measurement is to know the magnitude of this value and the recovery waveform at that time.
[0018]
The outline of the trr measurement method and the method of setting each value in the measurement conditions have been described above. The types of measurement target of the DUT (FRD, SBD) for high-speed applications as described above are rated current, effective forward current (IF ( RMS)), IF = 1 to 50A, and rated reverse withstand voltage and repetitive peak reverse voltage (VRRM), VRRM = 30 to 600V.
The conventional method for measuring trr in the characteristic evaluation stage of device development as described above is that a predetermined circuit is assembled every time measurement is performed, calibration with a standard sample is performed again and again, and actual measurement work is started for the first time. In addition, all the measurement conditions were set manually.
[0019]
For each of these types, even if the types of devices are limited to several groups, it is clearly advantageous in terms of cost effectiveness to prepare a plurality of dedicated and expensive automatic setting type trr measuring devices. is not. It is much wise to cover the whole area with one measuring device in terms of capital investment efficiency and installation area. From the standpoint of error management and accuracy management / maintenance between measurement devices, the use of a single measurement device is clearly advantageous.
[0020]
[Problems to be solved by the invention]
Conventionally, however, it has not been possible to cover all measurements with a single measuring device.
The reason for this has been outlined in the above description, but the following points can be cited as a summary.
[0021]
(1) The gate input resistance (RG) for controlling (-di / dt) is automatically and continuously changed to a desired value, but this is realized. It was difficult to do.
[0022]
(2) In order to control IF and IR, it is necessary to set the optimum time of period (1). This optimum value is predicted and automatically and continuously changed to a desired value. That was difficult.
[0023]
(3) DC power supply voltages of three systems, that is, (a) power supply voltage (VGR) applied to both ends of the gate resistance (RG), (b) gate (G) / source of switching element (Q) (MOS FET) ( Among the three of the power supply voltage (VGS) between (S) and (C) the main power supply voltage (VR), changing (VGR) and (VGS) has a great effect on other characteristics. It was difficult to automate the part where the feedback is applied so that the optimum value can be obtained after accurately monitoring. In addition, it is difficult to change the desired initial setting voltage value of (A) to (C) to the desired value automatically and continuously by any command / transmission method. .
[0024]
(4) Further, in addition to the above, in order to cover a wide range of IF (RMS) = 1 to 50 A / VRRM = 30 to 600 V, only one switching element (Q) as shown in FIG. There is also a problem in being unable to cope. Therefore, depending on the target measurement current and withstand voltage range, how many types are used properly, and factors that change with the switching, for example, the capacitance between the gate (G) and source (S) of the switching element (Q) (CGS) It was difficult to take measures to determine how to apply corrections to desired values automatically and continuously using any command / transmission method.
[0025]
(5) Similarly, it is extremely difficult to deal with all the ranges with a single type of L in terms of IF and IL design. Depending on how many types should be used and switched, and what causes the change in the value of L after the switching, for example, the time t in the period (1) in FIG. -It was difficult to take measures to automate the transmission method and how to make corrections.
[0026]
(6) Furthermore, there has been a problem to be solved with respect to the processing of the trr measurement waveform.
This point will be described in detail below with reference to FIG.
FIG. 19 is an explanatory diagram for illustrating a procedure for determining a trr value from an oscilloscope waveform of trr measurement in the prior art.
In the figure, point (a) is the point where the DUT starts to turn off, point (b) is the point where the forward current becomes zero, point (c) is the point where the maximum reverse current (IR) is reached, d) point is 0.75 × IR point, (e) point is 0.50 × IR point, (f) point is (d) point-the point where the extended line passing through point (e) intersects the time axis (G) is a point where a perpendicular passing through the point (f) intersects the trr waveform, and (h) is a point where the trr waveform intersects the time axis.
[0027]
In the figure, trr1 is the length of the time axis from point (b) to point (c). Similarly, trr2 is the length of the time axis from point (c) to point (f). Trr is the total time of trr1 and trr2. Furthermore, ttail is the time from point (f) to point (h), and because of the consideration that more realistic Qrr should be considered, the complete DUT that has recently been added and defined Shows the time to recovery.
Further, Qrr represents the total amount of reverse recovery charge within the trr time, and Qtail represents the total amount of reverse recovery charge within the ttail time.
Further, Qrr1 represents the total amount of reverse recovery charge within the time trr1, and Qrr2 represents the total amount of reverse recovery charge within the time trr2, and is represented by Qrr = Qrr1 + Qrr2.
[0028]
In discussing device softening, the ratio of trr1 and trr2 (trr2 / trr1) is of course significant, but the ratio of Qrr1 and Qrr2 (Qrr2 / Qrr1) has. The meaning is also great.
However, it is also clear that the conventional methods for calculating Qrr1, Qrr2 and Qtail obtained from FIG. 19 do not show accurate values.
[0029]
That is, in the conventional calculation method, Qrr1 and Qrr2 are triangular areas determined by points (b), (c), and (f), and Qtail is triangular at points (f), (g), and (h). This is due to the fact that each area was calculated.
In other words, the trr curve (between bc), the white background region W1 surrounded by the straight line between the point (b) and the point (c) and the trr curve (between c, d, e, g, and f), and the point (c) -(F) It is considered that the trr characteristic should be considered after the white background region W2 surrounded by the straight line between points is added to Qrr1 and Qrr2, respectively.
Furthermore, a white background region W3 surrounded by a trr curve (between c, d, e, g, and f) and a straight line between (d) point- (e) point- (f) points should be considered.
Needless to say, the white background region W3 should be included in Qrr2.
[0030]
Further, when the softening of the trr characteristic is more strictly studied, the above-described ratio (hereinafter referred to as the soft) is determined after the above-described white background regions W1 and W2 are more strictly evaluated and considered as substantial contributions. Therefore, it is considered that the final characteristics of the software-compatible device should be questioned.
[0031]
(7) Furthermore, in the semiconductor device characteristic measurement including the trr characteristic as described above, it is important to compare the room temperature / high temperature characteristic when the temperature fluctuates. In order to measure the high temperature characteristics, the entire DUT is immersed in an inert solution such as perfluoropolyether heated to a desired measurement temperature, for example, Tj = 150 ° C., such as a Galden (trade name) solution. Then, after waiting for a certain time until the temperature of the device is stabilized, the original measurement is started. For this reason, the DUT needs to be easily attached to and detached from the measuring jig, but this point has not been particularly considered in the past.
On the other hand, since the inert solution is heated to a high temperature of 150 ° C., it may be burned if touched accidentally during or after the measurement. Therefore, it is safe to put in and out of the DUT, and at the same time, special measures are taken in the immersion method / container structure, etc., to obtain stable temperature rise, measurement temperature maintenance, and temperature drop characteristics in repeated measurements. Although demanded, those points have been insufficient in the past.
[0032]
(8) There is also a problem in systematizing trr measurement. That is, a command signal that satisfies the measurement setting conditions (voltage, current, time, temperature, -di / dt, setting conditions of measurement equipment such as an oscilloscope, etc.) is given to the main part of the measurement circuit in FIG. In accordance with the sequence, how these fetched signals are received and processed (for example, calculation of trr, Qrr, softness factor (coefficient) in FIG. 19), their display, data storage, and the like are performed. Although it is necessary to make a detailed structure, such a device has not been made in the past.
[0033]
OBJECT OF THE INVENTION
The present invention has been made to solve the above-described problems. (1) Improve the accuracy of the power supply voltage value, current value, time, temperature, (-di / dt) value to be set in advance, (2) To refine the total amount of reverse recovery charge (Qrr) in the reverse recovery time (trr) characteristics, and (3) IF, VR, (−di / dt) ) Enables measurement under multiple conditions by arbitrarily setting values, (4) Automates measurement condition setting and measurement by personal computer (PC), (5) Safety for immersing DUT in container The purpose of the present invention is to provide a mechanism / device that is highly functional and simple in structure and convenient.
[0034]
[Means for Solving the Problems]
A reverse recovery time characteristic measuring apparatus according to a first aspect of the present invention is a personal computer (PC) that performs drive condition setting of each external component device for reverse recovery time (trr) characteristic measurement and centralized management of each external component device,
An external central processing unit (CPU) for sending measurement condition selection signals such as pulse width data from the PC;
A measurement jig having a switching element (Q) such as a MOS FET and a device under test (DUT) that receives a measurement condition selection signal such as pulse width data from the CPU;
Measured waveform data obtained through the measurement jig is sent together with measurement condition data, and this is taken in and displayed on a screen such as an oscilloscope (OSC);
Control signal for setting the power supply voltage (VGS) of the gate (G) / source (S) of the switching element (Q) to a predetermined value, main power supply voltage (VR) in the circuit for measuring the trr characteristic And a control signal for setting the value of the power supply voltage (VGR) applied to both ends of the gate input resistance (RG) of the switching element (Q) to a predetermined value. A GPIB programmable controller operated by the PC;
It is characterized by comprising.
[0035]
The IF (forward current) control method according to the second aspect of the invention includes a forward current (IF) value, current reduction rate (-di / dt) value, inductive load (L) value, DC power supply voltage, which are predetermined as initial setting values. Inputting a (VR) value into a personal computer (PC);
Based on the combination of the above initial setting values, the current (IL) flowing through the inductive load (L) is calculated as the recommended pulse width value (t1) from the formula IL (≈IF) = VR / L · t. Sending the t1 value to an external central processing unit (CPU);
The CPU receives the signal of the recommended t1 value obtained from the PC, and the CPU controls to output a pulse width signal t2 corresponding to the signal between the gate (G) and the source (S) of the switching element (Q). When,
Since the IF temporarily determined through the above steps flows in the DUT, monitoring this as the actual IF;
A step of completing IF automatic control if the monitored IF value matches the IF value of the initial input value or is within a specified allowable error range;
If the monitored IF value does not match the IF value of the initial input value or is outside the specified allowable error range, the magnitude relationship of the IF value is determined, the information is fed back to the PC, and recommended again The t1 value is recalculated, and the above steps are sequentially repeated.
[0036]
In the current reduction rate (-di / dt) automatic control method according to the third aspect of the invention, predetermined IF values, (-di / dt) values, L values, and VR values are input to the PC as initial setting values. Steps,
Calculating a power supply voltage (VGR) to be applied to both ends of the gate input resistance (RG) based on the input initial setting value by PC;
Calculating a power supply voltage (VGS) between the gate (G) and the source (S) of the switching element (Q) based on the input initial setting value by a PC;
Based on the result obtained by the step of calculating the power supply voltage (VGR) by the PC, (VGR) is corrected, and the (−di / dt) value is updated and displayed on the oscilloscope screen. The updated (−di / dt) value is automatically measured inside the oscilloscope, and the actual (−di / dt) value is monitored.
If the actual (−di / dt) value matches the (−di / dt) value of the initial input value, or is within a specified tolerance range, the step of completing the automatic control of (−di / dt);
If the actual (-di / dt) value does not match the (-di / dt) value of the initial input value, or is outside the specified allowable error range, the actual (-di / dt) value and the initial input value ( -Di / dt) value is returned to the PC, and the PC recalculates the recommended (VGR) value corresponding to the correction amount based on the information on the size relationship. It is characterized by repeating steps.
[0037]
According to a fourth aspect of the present invention, there is provided a method for calculating a total amount of reverse recovery charge (Qrr) within a reverse recovery time (trr), wherein an area in a region surrounded by an actual trr waveform displayed on an oscilloscope and a time axis is calculated. In doing so, each reverse current value (IR) at a finely subdivided time (t) is used as point data, which is input to the PC as Simpson data, and three adjacent points on the trr waveform are taken. Thus, the area is calculated according to the Simpson rule.
[0038]
The power supply voltage automatic control method according to the fifth aspect of the present invention is the first condition in which the control range of the main power supply voltage (VR) is in the range of 0 to 500V and the resolution is 2.0V.
A second condition in which the control range of the G / S power supply voltage (VGS) of the switching element (Q) is in the range of 0 to 25 V, and the resolution is 0.025 V;
When the control range of the power supply voltage (VGR) applied to both ends of the gate input resistance (RG) of the switching element (Q) variably controls the current source of the photocoupler, the control range is in the range of 0 to 25 mA. The third condition is that the resolution is 0.0005A.
[0039]
The switching element (Q) in the trr measurement circuit used in the reverse recovery time characteristic measuring apparatus of the sixth invention is provided with a plurality of switching elements (Q) having different rated currents and rated voltages, and according to the DUT rating. The switching element (Q) is switched and used.
[0040]
According to a seventh aspect of the present invention, there is provided a reverse recovery time characteristic measuring apparatus, in which a forward current (IF) waveform and a reverse current (IR) waveform displayed on an oscilloscope (OSC) are accurately displayed without including noise. When the rate (-di / dt) is high (hard recovery), the Pearson current probe is preferentially used, and when the DUT (-di / dt) is low (soft recovery), there is no Inductive resistance is used with priority.
[0041]
The reverse recovery time characteristic measuring apparatus according to the eighth aspect of the present invention is connected in series to the DUT in order to accurately display the forward current (IF) waveform and the reverse current (IR) waveform displayed on the oscilloscope (OSC) without including high-frequency noise. It is characterized by connecting a CR snubber circuit.
[0042]
Ninth invention Is Measurement jig But, A container filled with an inert solution such as perfluoropolyether detachably placed at a predetermined position on the pedestal, a heating source for heating the inert solution in the container to a predetermined temperature, and the DUT being attached and detached A measurement jig support plate that is freely held, and a DUT held on the support plate is vertically lowered and immersed in a container filled with the inert solution, and after measurement and inspection of trr characteristics of the DUT Comprises a link mechanism that vertically pulls up from the container, and a reverse recovery time characteristic measurement circuit that automatically connects when the measurement jig support plate is lowered by the link mechanism. When To do.
[0043]
The reverse recovery time characteristic measuring apparatus according to the tenth aspect of the present invention captures the measured waveform data of the DUT obtained through the measurement jig into an oscilloscope (OSC) and transfers the waveform data to the PC in advance when the waveform data is transferred to the PC. The captured waveform data is checked, and the waveform data is transferred to the PC side only when the check result includes finite numerical data.
[0044]
The measurement result storing and displaying method in the reverse recovery time characteristic measuring apparatus according to the eleventh invention is a CSV in which each item data is separated by a comma (,) when one record is composed of a plurality of item data. It is characterized in that values such as (-di / dt), trr1, trr2, etc. are displayed in a file format, and measurement / inspection results such as a trr waveform are displayed and stored in a BMP (bit map) file format.
[0045]
[Action]
The first invention comprises (1) OSC, (2) CPU for external control, (3) measurement jig, and (4) GPIB programmable controller under the centralized management of the PC. 5) Power supply voltage (VGS) between the gate (G) and source (S) of the switching element (Q), (6) Main power supply voltage (VR), (7) Gate resistance (RG) of the switching element (Q) Since each of the power supply voltages (VGR) applied to both ends can be automatically controlled, finally accurate trr measurement can be performed.
In addition, since the value of the gate input resistance (RG) can be automatically changed, the (−di / dt) value can be automatically set.
[0046]
In the second aspect of the invention, the forward current (IF) is automatically controlled through each step so that the optimum value can be input to the reverse recovery time characteristic measuring apparatus, so that an accurate trr characteristic can be measured.
[0047]
In the third invention, the current reduction rate (-di / dt) is automatically controlled through each step so that the optimum (-di / dt) value can be obtained. Is possible.
[0048]
In the fourth aspect of the invention, the total amount of the reverse recovery charge within the trr time can be calculated from the exact entire area including the white background region by the Simpson rule, so that a more reliable trr characteristic value can be obtained.
[0049]
The fifth invention provides a main power supply voltage (VR), a power supply voltage (VGS) between the gate (G) and the source (S) of the switching element (Q), and a gate input resistance (RG) power supply of the switching element (Q). Since the three power supply voltages are automatically controlled by the GPIB programmable controller, the trr characteristic can be measured accurately and accurately.
[0050]
A sixth invention includes a plurality of switching elements (Q) having different rated currents and rated voltages as switching elements (Q) in a trr measurement circuit used in a reverse recovery time (trr) characteristic measuring apparatus, Since switching is used according to the rating, the trr characteristics of DUTs with different ratings can be measured efficiently and accurately.
[0051]
In the seventh invention, when the current decrease rate (−di / dt) of the DUT is high (during hard recovery), the Pearson current probe is preferentially used, and (−di / dt) of the DUT is low (At the time of soft recovery), the non-inductive resistance is given priority, so the oscilloscope (OSC) accurately displays the forward current (IF) waveform and the reverse current (IR) waveform without noise. Can be made.
[0052]
In the eighth invention, since the CR snubber circuit is connected in series to the DUT, the oscilloscope (OSC) accurately displays the forward current (IF) waveform and the reverse current (IR) waveform without high frequency noise. be able to.
[0053]
According to a ninth aspect of the present invention, there is provided a container filled with an inert solution such as perfluoropolyether detachably mounted at a predetermined position of a pedestal, and heating for heating the inert solution in the container to a predetermined temperature. A source, a measurement jig support plate that detachably holds the DUT, and a DUT held on the support plate is vertically lowered and immersed in a container filled with the inert solution, and the DUT After the trr characteristic measurement / inspection, it is provided with a link mechanism that vertically pulls up from the container, and a reverse recovery time characteristic measurement circuit that automatically connects when the measurement jig support plate is lowered by the link mechanism. Therefore, the trr characteristic of the DUT can be measured safely and efficiently.
[0054]
In the tenth aspect of the invention, when the measured waveform data of the DUT obtained through the measurement jig is taken into an oscilloscope (OSC) and the waveform data is transferred to the PC, the waveform data previously taken into the OSC is checked. The waveform data is transferred to the PC side only when the check result includes finite numerical data, so that an abnormal stop of the reverse recovery time characteristic measuring apparatus can be avoided.
[0055]
In an eleventh aspect of the invention, when one record is composed of a plurality of item data, each item data is separated by a comma (,) in a CSV file format (-di / dt), trr1, trr2, etc. And BMP (bit map) file format, so that the measurement and inspection results such as trr curves are displayed and saved.
Measurement and inspection results such as trr curves can be easily displayed and stored, and subsequent data processing is simplified.
[0056]
【Example】
Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings.
FIG. 1 is a block diagram showing the configuration of a reverse recovery time characteristic measuring apparatus according to the first invention.
In the figure, reference numeral 1 denotes a PC that centrally manages the entire system. An external control CPU 2 is provided under the PC 1, and a pulse width for determining the magnitude of the forward current (IF) and the current (IL) flowing through the L load in the path from the PC 1 to the control CPU 2, particularly, In this case, the first pulse width of the double pulse is important, but a measurement condition selection signal such as such pulse width data is sent.
[0057]
Next, a switching element (Q) (not shown) mounted on the measuring jig 3 in response to the pulse width data signal, etc., in this embodiment, the source (S), gate (G), and drain (D) of the MOS FET. Necessary signals are applied between the respective electrodes and both electrodes of the DUT through the path of the CPU 2 to the measurement jig 3.
Next, the measured waveform data obtained at the measurement jig 3 is taken together with the measurement condition data into the OSC 4 via the path of the measurement jig 3 → oscilloscope (OSC) 4 and displayed on the screen. Thereafter, these data are returned to the PC 1 through the path of OSC 4 → PC 1 and are taken into the PC 1.
[0058]
Another important function of the PC is a function of operating a GPIB (General Purpose Interface Bus) programmable controller (hereinafter abbreviated as GPIB programmer) 5 from the keyboard of the PC 1 itself. Signals such as measurement conditions are exchanged between the PC 1 and the GPIB programmer 5 through a path from the PC 1 to the GPIB programmer 5.
The control signal for the G / S power supply voltage (VGS) 6 of the switching element (Q) written in the GPIB programmer 5 is supplied to the value of the power supply voltage (VGS) 6 via the output terminal of the GPIB programmer 5. Is set to the specified value.
Similarly, the control signal of the main power supply voltage (VR) 7 written in the GPIB programmer 5 sets the value of (VR) to a specified value via the output terminal of the GPIB programmer 5.
Also, regarding the control signal of the power supply voltage (VGR) 8 applied to both ends of the gate input resistance (RG) of the switching element (Q), the control signal of (VGR) 8 written in the GPIB programmer 5 is the same as that of the GPIB programmer. The value of (VGR) 8 is set to a specified value via the output terminal.
[0059]
In the reverse recovery time characteristic measuring apparatus configured as described above, the OSC 4, the external control CPU 2, the measurement jig 3, the GPIB programmer 4, the power supply voltage (VGS) 6, and the power supply voltage (VR) are under centralized management by the PC 1. 7. A system environment in which each of the power supply voltages (VR) 8 sufficiently functions in trr automatic measurement is constructed.
Accordingly, measurement conditions can be automatically set under the system environment. In addition, since the value of the gate input resistance (RG) can be automatically changed, the current reduction rate (−di / dt) value can be automatically set.
[0060]
Next, a method for automatically controlling the forward current (IF) according to the second invention will be described with reference to FIG.
In this invention, it has the step 21 which inputs into PC1 the initial value 20 about forward current (IF), current decreasing rate (-di / dt), inductive load (L), and DC power supply voltage (VR).
Further, based on the combination of the initial values 20, the current (IL) (≈IF) flowing through the inductive load (L) with the PC 1 is calculated from the VR / L · t formula, and the recommended pulse width value t1 (FIG. 17A). (See (1) period) of step (2), and a step 22 for transmitting the t1 value to the external CPU 2 is provided.
[0061]
The CPU 2 receives the signal of the recommended t1 value obtained from the PC 1 and controls the CPU 2 to output a pulse width signal corresponding to the signal between the gate (G) and the source (S) of the switching element (Q). Since the IF temporarily determined through each of the steps flows in the DUT, the actual IF is monitored by means such as a current shunt.
If the monitored IF value matches the IF value of the initial input value (20), or if it is within the specified allowable error range, the IF automatic control is completed.
[0062]
On the other hand, if the monitored IF value does not match the IF value of the initial input value (20) or is outside the specified allowable error range, the magnitude relation of the IF value is determined and the information is fed back to the PC1. The recommended t1 value is recalculated again, and the above steps are sequentially repeated (23).
Therefore, the optimum IF value is automatically determined and controlled through the above steps, and as a result, accurate trr characteristics can be measured.
[0063]
Next, a current reduction rate (-di / dt) automatic control method according to a third aspect of the invention will be described with reference to FIGS.
First, in order to automatically control (−di / dt), it is necessary to automatically control the gate input resistance (RG), but since this has already been described, it will not be repeated.
Next, what means is available for changing the (RG) will be examined.
It is well known to use a Cds photocoupler 30 as one of the means.
FIG. 3 shows an internal circuit diagram of the Cds photocoupler 30, and FIG. 4 shows a graph showing the Ron-I (LED) characteristics of the Cds photocoupler 30.
[0064]
In the internal circuit diagram of the Cds photocoupler 30 in FIG. 3, IF1 is the anode terminal of the LED 31, IF2 is the cathode terminal of the LED 31, In is the input terminal of the light receiving cell of the Cds photocoupler 30, and Out is the output terminal of the light receiving cell. .
Now, when a current of I (LED) is passed between the IF1 terminal and the IF2 terminal of the Cds photocoupler 30, the Cds light receiving cell is irradiated with light from the LED 31 and photoexcited carriers are generated. (Ron) goes down. FIG. 4 shows the relationship.
In FIG. 4, the horizontal axis represents current I (LED) (mA), and the vertical axis represents resistance value Ron (Ω).
[0065]
As can be seen from the graph of FIG. 4, from the value of (Ron), the practical range of (Ron) is I (LED) ≧ 1 mA, while the current that can be passed through the Cds photocoupler 30 is recommended. Value: 0.1-20 mA, maximum rating: limited to 25 mA.
Therefore, the minimum (Ron) obtained from the single Cds photocoupler 30 is about Ron = 67Ω and I (LED) = 20 mA. However, since the current rise rate of (di / dt) = 200 [A / μs] cannot be obtained with this (Ron) value, it is clearly necessary to take measures to lower the (Ron) value.
[0066]
As a countermeasure for this, in the present invention, ten Cds photocouplers 30 are connected in parallel. When used in this way, simply thinking, Ron≈6.7Ω and I (LED) ≈200 mA should be obtained. However, in reality, variations in the output characteristics of the LEDs 31 incorporated in each Cds photocoupler 30, variations in the light reception characteristics of the Cds photocoupler 30, and (Ron when the Cds photocoupler 30 is not receiving light) ) There is a variation in value, and as a result, the (Ron) value when 10 Cds photocouplers 30 are connected in parallel is as follows.
Ron (10) ≈9.5Ω, I (LED) (10) = 200 mA
[0067]
The above numerical value is a (Ron) value that can be actually obtained. Also, if this value is (Ron), a normal switching element (Q), here, the input capacitance (CGS≈1500 pF / 10A) of the power MOS FET is driven, and (di / dt) ≈200 [ It is also possible to obtain a current increase rate of [A / μs].
[0068]
Next, control of the (RG) value of the gate input resistance by (VGR) and (VGS) will be described.
In order to obtain the minimum (RG) value, following obtaining the minimum (Ron) value of the Cds photocoupler 30, this time a relatively small (di / dt) value, ie, di / dt≈50 [A / Μs], this is basically to reduce ILED as shown in FIG. Specifically, it is possible to obtain a larger RG (= Ron) value by controlling the value of the direct current flowing through the LED 31.
And in order to reduce I (LED), it carries out by lowering (VGR) concerning both ends of LED31. However, when (RG) increases, the power supply voltage (VGS) applied between G and S of the switching element (Q) is effectively lowered. Therefore, the IF value also decreases, and as a result, the (−di / dt) value also decreases.
[0069]
Next, a procedure for automatically controlling the (−di / dt) value will be described with reference to FIG.
In FIG. 5, first, initial values (IF, -di / dt, L, VR) are input to the PC (steps 50 and 51). However, it is assumed that a smaller value (−di / dt) is specified for (−di / dt) input here for convenience of explanation of automatic control.
Then, (VGR) is automatically controlled, and (RG) is controlled to be larger. However, this results in lowering the effective (VGS) and lowering (−di / dt). On the other hand, the IF also naturally decreases, but the IF does not change much compared to (−di / dt). That is, the dependence on the change in (RG) is much greater for (−di / dt) than for IF.
[0070]
However, since the (−di / dt) value at the time of measuring the trr characteristic must be maintained at a predetermined value, it is confirmed that a correction corresponding to this amount (on the slightly increasing side) is necessary (step). 52) First, the process proceeds to step 53 of the next (VGS) correction.
Here, if (VGS) is corrected (to the slight increase side) immediately after knowing that (VGS) correction is necessary, IF will change greatly. Therefore, (VGS) is usually finely adjusted. Since (Fine) mode, it is not corrected (to the slight increase side).
[0071]
As a result of performing (VGR) correction (to the slightly increasing side) only in the fine mode (Fine), the (−di / dt) value is updated and displayed on the oscilloscope screen. This updated (-di / dt) value is monitored.
If the monitored actual (-di / dt) value matches the (-di / dt) value of the initial input value, or is within the specified allowable error range, the automatic control of (-di / dt) is completed. The process proceeds to the next stage (step 54).
However, if the VGR correction step alone does not fall within the desired (−di / dt) value range, the VGS is corrected (to the slight increase side) this time.
On the other hand, if the actual (-di / dt) value does not match the (-di / dt) value of the initial input value, or is outside the specified allowable error range, the actual (-di / dt) value and the initial input value The information on the magnitude relationship with the (−di / dt) value is fed back to the PC 1, and the PC 1 recalculates the recommended (VGR) value corresponding to the correction based on the information on the magnitude relationship. The above steps 50 to 54 are repeated.
[0072]
However, correction of (VGS) can significantly change IF. In this case, the function of the IF automatic control method of FIG. 2 works again, and after repeating the above steps 50 to 54, a new t1 value is reset. Thereafter (after the correction of VGS), the program loops again to the inner loop of the program, and the (-di / dt) automatic control method in steps 50 to 54 is repeated, and finally (-di / dt ) Automatic control is complete.
Regarding the automatic control loop of the above (−di / dt) value, as in the IF automatic control loop, the external CPU 2 is not directly involved and is managed only by the PC 1. However, basically, although the control systems of (−di / dt) control and IF control are independent, there is no change in that they are centrally managed by the same PC 1.
As described above, since the (-di / dt) value can be automatically controlled through each step in the third invention, it is possible to accurately measure the trr characteristic.
[0073]
Next, a fourth invention will be described with reference to FIG.
The fourth invention relates to a calculation method for calculating the total amount (Qrr) of the reverse recovery charge amount within the trr time and the total amount (Qtail) of the reverse recovery charge amount within the ttail time from the trr waveform displayed on the OSC4 screen. It is.
Note that the total amount of the entire Qrr is calculated by Qrr + Qtail.
First, as described in the description of the prior art, regarding the calculation method of Qrr and Qtail, the area was obtained by an approximation method divided into triangles as shown in FIG. However, in such a method, the white background regions W1, W2, and W3 are excluded, and thus become smaller than the actual value.
[0074]
Therefore, the present invention employs a method of obtaining the value by numerically integrating three approximated trr characteristic waveforms using the Simpson rule. As the procedure, each point data (I (t); 500 points in total) of trr characteristic waveform by OSC4 was used as Simpson data. Table 2 shows a comparison between the calculation results obtained by the conventional method and the calculation results obtained by the method of the present invention.
[Table 2]

According to the method of the present invention, what was not calculated for the white background regions W1, W2, and W3 (see FIG. 19) by the conventional method can be accurately calculated by adding the portion, and the measured waveform of the approximate trr characteristic can be obtained. The total amount of overall Qrr along can be determined.
As described in the error column of Table 2, there is a difference of about 10 to 15% between the conventional method and the method of the present invention.
[0075]
Further, when the final value (zero point) of Qtail is detected for the soft recovery element and numerical integration is performed, the Qtail portion is considerably long in the time axis direction. As a result, the number of data in the Qrr portion is reduced and the accuracy is increased. Falls. Therefore, for the Qtail part, it is better to perform numerical integration after processing each point data (I (t)) using an approximate expression (such as the least square method). Furthermore, it is better to carry out the numerical integration in the direction from the final value of Qtail to t0 (reverse direction) from the viewpoint of preventing digit loss.
[0076]
Next, an automatic control method for the three systems of power supply voltages (VR, VGS, VGR) according to the fifth invention will be described.
These power supply voltages can be controlled using the GPIB programmer 5 shown in FIG. 1, for example, Takasago AP-1228T. The three power supply voltage control program can be operated normally if the program is created in accordance with a predetermined format. However, special consideration must be given to the control range and resolution, as shown in Table 3.
[Table 3]

In addition, special attention is required to cut off noise between each power supply or between the power supply and GPIB programmer 5, and in order to prevent the propagation of noise via the ground, it is important to devise the processing of the surrounding wiring. is there. In particular, since the GPIB programmer 5 often malfunctions, special attention is required.
In the present invention, the trr characteristic can be measured accurately and accurately by automatically controlling the three power supply voltages (VR, VGS, VGR) with the control range and resolution shown in Table 3.
[0077]
Next, a sixth invention will be described.
The sixth invention includes a plurality of the elements having different rated currents and rated voltages as switching elements (Q) in the trr measurement circuit used in the reverse recovery time characteristic measuring apparatus, and depending on the rating of the DUT, The configuration is such that the elements can be switched and used.
First, in the present invention, since the measurement range of (−di / dt) is intended to cover at least the range of 50 to 200 [A / μs], the automatic control range is 200 [A / μs]. A (−di / dt) value of 50 [A / μs] or less must be achieved.
[0078]
Moreover, since it covers a wide range such as IF = 1 to 50 [A] and VRRM = 30 to 600 [V], basically a larger switching element (Q) is required to cover these ranges. Must be used.
However, it has been found that it is still a problem to cover the entire range with only one switching element (Q). For example, in the case of a DUT that requires a relatively small current capacity IF and a high (di / dt) ≧ 200 [A / μs], the large switching element (Q) as described above, for example, 80 [ A] / 450 [V] rated is particularly difficult to use.
[0079]
The reason for the difficulty described above is that in order to obtain a high (di / dt) test waveform, a fast rising speed of the switching element (Q) is required. The input capacitance between S (Ciss ≒ 1500pF / 10A) is quite large, and the input capacitance and charging current from the drive circuit are limited. Especially, the IF is low enough to be much smaller than the rated current of the switching element (Q). This is because the (VGS) power supply voltage cannot be driven quickly enough when driving.
[0080]
As a countermeasure for the above, a small switching element (Q), for example, 22 [A] / 450 is used for measuring trr characteristics in a DUT having a relatively small current capacity and a relatively high (di / dt). [V] The rated one was used. However, in this case, since the external shape of the switching element (Q) is different, a device that can be replaced by a one-touch type is required.
For example, the switching element (Q) having a large module outer shape (80 [A] / 450 [V] rating) and the small switching element (Q) (22 [A] / 450 [V] rating) may be considered. In order to solve this problem, a structure as shown in FIG. 7 was devised.
[0081]
FIG. 7 is a perspective view showing a structure that allows the switching element (Q) to be selectively used and replaced.
In the figure, the first mounting is made in accordance with the switching element 71 having a large module outer shape. When the small switching element 72 is used, the insulation is formed of Teflon resin having the module outer shape and the same screw hole. The wiring boards 73 and 74 to be the drain (D) and source (S) main electrodes are attached to the fixing screw holes of the dummy jig.
The wiring boards 73 and 74 are made of a plate-like copper material having a relatively wide width.
[0082]
The (D) and (S) main electrode wirings 76 and 77 of the small switching element 72 are soldered to the pins of the dedicated socket 75. A crimp terminal 78 is fixed to the other end of the main electrode wirings 76 and 77, and is fixed to the wiring boards 73 and 74 in advance via the crimp terminal 78.
[0083]
Therefore, when one switching element (Q) is used for both large and small, the (D) and (S) main electrodes of the other switching element (Q) are open. There is no influence of a parasitic L component or the like. With regard to the gate (G) electrode, considerations as much as those of the D and S main electrodes are unnecessary, but a thicker wiring (not shown) is still used in common for the element 71 having a large module outer shape and the element 72 having a small module outer shape. It is considered and connected so that it can.
[0084]
After the switching element 71 having a large module outer shape is removed and replaced with a dummy jig and screwed to the measurement jig support plate 83, the small switching element 72 is inserted deeply into the dedicated socket 75 and the switching element is simply inserted. Can be easily exchanged. In the figure, a DUT 79 is inserted into a dedicated socket 80, and this dedicated socket 80 is attached to the lower ends of the plate-like wiring boards 81, 82. The upper end of the wiring board 82 is the S main of the element 71 having a large module outer shape. Connected to electrode terminals.
On the other hand, the upper end of the wiring board 81 is bent in an L shape and is disposed in the same horizontal plane as the wiring boards 73 and 74.
[0085]
Further, the measurement jig support plate 83 is provided with a rectangular cutout hole 84, and a container 85 filled with an inert solution is disposed immediately below the cutout hole 84, and measurement is performed by operating an operation lever (not shown). The jig support plate 84 rotates by a certain angle, and the DUT 79 suspended by the wiring boards 81 and 82 through the notch hole 84 is immersed in the container 85. These detailed explanations are given in the ninth invention.
At the same time, connection pins 86, 87, 88 are provided on one end of the D main electrode wiring board 73 and the S main electrode wiring board 74 and one end of the wiring board 81 bent in an L shape. The trr characteristic measuring circuit shown in FIG. 16 is connected to a predetermined location via 87 and 88.
[0086]
Next, a seventh invention will be described.
First, in the present invention, the current values of IF and IR must be accurately captured and reproduced by the OSC 4 on the display screen. However, it is often very difficult to reproduce the measured waveform in a noiseless state and faithfully reproduce it in high frequency measurement.
For example, in the current detection method using the following non-inductive resistance, even if the length of the probe (coaxial BNC cable) is taken as one, the difficulty of faithfully reproducing the current waveform can be understood.
Table 4 shows the conditions for investigating the influence of the probe length on the current waveform.
[Table 4]

The upper part of the table shows the probe number, the lower part shows the probe length (cm), the measurement conditions are IF = 1A, VR = 50V, (−di / dt) = 250 A / μs, and the sample is a center tap type ultra-high speed An FRD rated at 3A and 600V was used.
[0087]
The motivation for conducting the above confirmation experiment is to identify the cause of low frequency (abnormal vibration with a large waveform) in the measured current waveform. As shown in Table 4 above, the probe length was adjusted to 5 levels for comparison. The resulting current waveforms are shown in FIGS.
FIG. 8 shows a comparison of current waveforms of probes having lengths of 112 cm and 112 cm, and FIG. 9 shows a comparison of current waveforms of probes having lengths of 43 cm and 32 cm. .
As is apparent from these figures, it can be seen that the low frequency vibration is suppressed as the probe length is changed from (1) to (5).
[0088]
Inferring from the above phenomenon, the low-frequency oscillation was observed in the current waveform because the difference between the self-impedance of the probe and the impedance (usually 50Ω) built into the OSC 4 when the probe length is long. However, as a result of the larger size, it is considered that the impedance matching between the two cannot be obtained, a reflected wave is generated, and the waveform is distorted. Therefore, in the present invention, it is assumed that the probe number (5) or (4) having the shortest probe length is used.
[0089]
By the way, it has been found that when a shorter probe is used, a further new problem arises.
That is, when a shorter probe is used, the distance between the OSC 4 and the measurement jig 3 cannot be sufficiently obtained, and the operability is deteriorated. Therefore, in addition to the current detection method using non-inductive resistance, it has become necessary to examine whether there is any other appropriate current detection method.
Therefore, it was decided to confirm the current detection capability of a Pearson current probe, which is a candidate for another current detection method.
[0090]
The advantage of Pearson's current probe is that it is a reflux probe that detects eddy currents generated around the main wiring, so it is separated (non-contact) from the circuit and is essentially a parasitic L component of the probe. Is not listed. Therefore, unlike the above-described current detection method using non-inductive resistance, there is no dependency on the probe length and there is essentially a property that vibration (waveform) due to the L component is small. Therefore, a long probe can be used without any problem. As a result, there is no problem with the operability during the trr characteristic measurement.
[0091]
On the other hand, the disadvantage of Pearson's current probe is that the ground level (Gnd) level of the probe is not fixed to the circuit, so that there is a problem of positional deviation of the ground level that is always generated particularly when a large current is detected. This makes it extremely difficult to detect the zero-cross point at the intersection when the reverse recovery current finally converges asymptotically toward the ground level in the soft recovery characteristic DUT.
[0092]
However, in the DUT with hard recovery characteristics, the reverse recovery waveform once overshoots the ground level, and then converges to the ground level after repeating the up and down damping vibration with the ground level as the reference level. I do not mind the problem of misalignment.
In short, the characteristic of the Pearson current probe is that it is inherently strong against vibration due to the parasitic L component, but it has been fully recognized that there is a problem in detecting the zero cross point in the soft recovery waveform. It is to take a kind of countermeasure.
[0093]
Based on the above recognition, the present invention employs a method in which a non-inductive resistor and a Pearson current probe are selectively used as follows.
That is, according to the present invention, in order to accurately display the forward current (IF) waveform and the reverse current (IR) waveform displayed on the oscilloscope (OSC) without including noise, (1) the current decrease rate of the DUT (−di / Dt) is high (during hard recovery), Pearson current probe is used preferentially. (2) When DUT (-di / dt) is low (during soft recovery), non-inductive The resistor is used preferentially.
[0094]
More specifically, the non-inductive resistance wiring and the BNC connector are fixed, and the Pearson current probe is passed through the non-inductive resistance wiring from the beginning with a slightly longer probe. Keep it.
Even in the worst case, even if a slightly longer probe is attached, there is no direct electrical influence because it is non-contact.
(1) When (-di / dt) is high (during hard recovery), a Pearson current probe with a slightly longer probe is directly connected to the connector of OSC4.
(2) When (-di / dt) is low (during soft recovery), leaving only the Pearson monitor (circular magnetic flux) part and having a slightly longer probe is not affected, but removes it because it interferes with work . Subsequently, one of the short probes for non-inductive resistance current detection is connected to the fixed BNC connector, and the other end is connected to the connector on the OSC side. This completes the replacement work from the non-inductive resistance to the Pearson current probe or from the Pearson current probe to the non-inductive resistance.
According to the present invention, the current values of IF and IR can be accurately taken into the OSC 4 and reproduced in a noiseless state.
[0095]
Next, an eighth invention will be described.
In the present invention, in order to display the forward current (IF) waveform and the reverse current (IR) waveform displayed on the OSC 4 more accurately without including high-frequency noise, a CR snubber circuit is connected in series with the DUT. is there.
In the present invention, as described in the description of the seventh invention, the current values of IF and IR must be accurately captured and reproduced on the display screen of the OSC 4.
However, there is still a problem with the waveform obtained on the display screen of the OSC 4 even if the non-inductive resistance and the Pearson current probe are properly used. That is, it is a problem of high frequency and low frequency on the waveform that should be faithfully reproduced.
[0096]
FIG. 10 shows a current waveform on which the low frequency and the high frequency are mounted. This phenomenon is particularly noticeable in a hard recovery DUT using a non-inductive resistance current detection method.
As a result of investigating the cause, (1) with respect to the removal of low frequency components, the probe length is optimized (shorter), the impedance (usually 50Ω) built in the OSC4, and the parasitic resistance of the probe for non-inductive resistance It has been found that matching can be achieved by matching impedance (closer to 50Ω).
However, the problem is (2) countermeasures for removing high-frequency components. As a result of examining the countermeasures, it was concluded that the CR snubber circuit is most effective. FIG. 11 shows a noise filter (CR snubber) circuit for high frequency countermeasures used in the present invention.
[0097]
A specific value of the non-inductive resistance (RD) connected in series to the DUT in FIG. 11 is 0.1Ω. In this case, a CR snubber circuit is inserted in parallel. In this case, the specific value of the snubber circuit capacitor (Cs) is Cs = 30 nF, and the specific value of the snubber circuit resistance (Rs) is Rs = 47Ω.
When such a constant is selected, it can be seen that the waveform (1) without the snubber circuit is improved to the waveform (2) with the snubber circuit as shown in FIG.
That is, the waveform (1) having no snubber circuit has a large wave vibration (low frequency) and a small wave vibration (high frequency), but the waveform (2) having a snubber circuit has both of them. It can be seen from this figure that the components have been considerably removed and relaxed.
[0098]
Next, a ninth invention will be described with reference to the schematic configuration diagrams of FIGS.
The measuring tool 12 for a reverse recovery time characteristic measuring apparatus according to the present invention includes a container 85 filled with an inert solution such as perfluoropolyether, which is detachably placed at a predetermined position of a pedestal 13, and the container 85. A heating source 29 for heating the inactive solution to a predetermined temperature, a measuring jig support plate 83 for detachably holding the DUT, and the DUT held on the support plate 83 are filled with the inactive solution. A link mechanism 14 for vertically lowering and immersing the container 85 in the container 85 and pulling it up vertically from the container 85 after measuring and inspecting the trr characteristics of the DUT, and the measurement mechanism supporting plate by the link mechanism 14 And a reverse recovery time characteristic measurement circuit 16 (see FIG. 16) that is automatically connected when 83 is lowered.
[0099]
In the present invention, the size, shape, mechanism, etc. of the opening that can suppress the evaporation amount of an inert solution such as perfluoropolyether, can reliably perform heating and temperature control, and can smoothly insert and remove the DUT It is necessary to have.
The entire framework is composed of a pedestal 13 on which the container 85 is placed and a side plate 15 fixed to the pedestal 13.
An upper plate 17 is provided at the upper end of the side plate 15. Between the upper plate 17 and the pedestal 13, a pair of support columns 18 are suspended. A substrate 19 that is movable up and down along the column 18 is inserted into the column 18. As shown in FIG. 13, a coil spring 20 and a tubular tube 21 are inserted into the support column 18, and the substrate 19 is pushed upward by the urging force of the coil spring 20.
[0100]
A measurement jig support plate 83 is attached to the tip of the substrate 19 via a pair of hinges 22.
The measurement jig support plate 83 has a rectangular cutout hole 84, and the cutout holes 84 are passed through the wiring boards 81 and 82 shown in FIG. 7. The socket 80 is fixed (see FIG. 13).
The dedicated socket 80 has a structure in which the DUT 79 can be detachably mounted.
The measuring jig support plate 83 is coupled to the link mechanism 14 and can rotate through the link mechanism 14 at a certain angle with the hinge 22 as a fulcrum.
[0101]
In the link mechanism 14, the first arm 23 and the second arm 24 are connected to each other via a fixed point 25 that is a pair, and the end of the second arm 24 is a rotary shaft 26 that is horizontally mounted between the side plates 15. It is fixed to. A lever 27 is attached to one end of the rotating shaft 26. If the lever 27 is rotated, for example, counterclockwise in FIG. 13, the rotating shaft 26 is rotated. It is transmitted to the measurement jig support plate 83 via the arm 23, and the support plate 83 is rotated counterclockwise to the horizontal position.
[0102]
Further, when the lever 27 is rotated counterclockwise, the end surface of the hinge 22 and the end surface of the substrate 19 abut against each other and the support plate 83 cannot be rotated any further, so that the support plate 83 and the substrate 19 are rigid. Thus, the substrate column 18 is lowered while maintaining the horizontal state against the urging force of the coil spring 20.
A thick line arrow in FIG. 13 represents the movement trajectory of the side surface of the support plate 83.
In other words, the measuring jig support plate 83 is initially rotated by a certain angle, for example, 60 degrees by the operation of the lever 27, then descends in a horizontal state, and is operated in a direction to return the lever 27 to the original state again. After rising, it bends and returns to its initial position at a position rotated 60 degrees.
Note that the vertical movement of the support plate 83 is smoothly performed because no so-called play is generated by the urging force of the coil spring 20.
[0103]
Here, it should be noted what is the significance of causing the measurement jig support plate 83 to move as described above.
That is, the DUT 79 is vertically lowered and immersed in the inert solution without being brought into contact with the opening or inner surface of the container 85, and after the trr characteristic is measured, it is again brought into contact with the opening or inner surface of the container 85. This is because the measured DUT 79 is removed from the dedicated socket 80 so that the next DUT 79 to be measured can be easily attached.
[0104]
That is, the dedicated socket 80 to which the DUT 79 is attached is attached to the front end portions of the wiring boards 81 and 82, and the other end of the wiring board 82 is bent in an L shape as shown in FIG. Since the main electrode wiring board 74 is fixed to the upper surface terminal of the switching element 71 having a large module outer shape, if the support plate 83 is inclined by a certain angle by the operation of the lever 27, the switching element 71 on the support plate 83 is The fixed wiring board 82 is also inclined at a certain angle. That is, the DUT 79 attached to the tip of the wiring board 82 via the dedicated socket 80 is pulled up from the inert solution in the container 85 and stops at a position inclined by a certain angle.
At this position, it is very easy to perform the mounting / demounting operation of the DUT 79.
[0105]
The downward movement of the measuring jig support plate 83 while maintaining the horizontal state has another important function in addition to vertically dipping the DUT 79 in the container 85. That is, the reverse recovery time characteristic measuring circuit 16 (not shown) includes connection pins 86, 87, 88 provided at the leading ends of the drain main electrode wiring board 73, the source main electrode wiring board 74, and the wiring board 81 shown in FIG. 7. This is a function of lowering the connector group for connection with a predetermined portion (see FIG. 16) vertically and securely coupling it.
[0106]
On the other hand, the container 85 is positioned and placed at a predetermined position on the pedestal 13. For this reason, positioning pads 28 that support the four outer corners of the container 85 are provided. A planar heater 29 is provided in the positioning pad 28 via an insulator. The planar heater 29 is connected to a power source (not shown). By placing the container 85 on the planar heater 29, the planar heater 29 is also illustrated until the inert solution in the container 85 reaches a certain temperature, for example, 150 ° C. It is heated through a temperature control system that omits the.
[0107]
Note that the container 85 is made of stainless steel and has a size of, for example, 100 (L) × 100 (W) × 75 (H) mm. The inert solution filled in the container 85 is, for example, perfluoropolyether, and evaporation cannot be avoided at a high measurement temperature (125 ° C. to 150 ° C.). In particular, attention should be paid to the size of the opening. It is.
Incidentally, in a container having an opening size of about 200 (L) × 300 (W), the area becomes about 6 times, so that the evaporation amount of the inert solution is large and the solution is frequently replenished. Since the amount of the solution is large, it takes a long time for heating, and there is a disadvantage that preheating is required with another hot plate.
In that respect, since the opening size of the container 85 used in the present invention is about 100 (L) × 100 (W) mm, the above-described disadvantage does not occur, and the container 85 is designed to have a very appropriate size. Yes.
[0108]
By using the measuring jig 12 configured as described above, the evaporation amount of the inert solution can be suppressed, the heating and temperature control can be ensured, and the DUT can be taken in and out smoothly. As a result, the trr characteristic can be measured accurately and efficiently, as well as ensuring safety.
[0109]
As shown in FIG. 1, the DUT measurement waveform data by the measurement jig 12 is taken into the OSC 4 and transferred to the PC 1. However, in spite of all the countermeasures and improvements described above, the trr characteristic measuring device according to the present invention has not abruptly stopped during the automatic control of (−di / dt).
As a result of investigating the cause, the timing difference in transferring the waveform data from the OSC 4 to the PC 1, that is, the waveform data is stored in the PC 1 while the OSC 4 has not yet acquired the measured waveform data or the acquisition has not been completed. It turned out that it was because the command to transfer was issued.
[0110]
That is, on the basis of the transferred waveform data, the PC 1 proceeds with the program of the next step, for example, the numerical integration of the Qrr value, etc., but if there is no data, the array reserved for waveform acquisition is zero. It has become. In addition, since this value is fed back to the next step, as a result of performing division such that the denominator is zero in the numerical integration step or the like, a finite numerical value that can be originally processed by the PC 1, for example, There may be a case where an abnormal stop occurs because the floating point does not fall within the range of -1E38 to + 1E38.
[0111]
As a countermeasure against the above, the tenth aspect of the invention checks the waveform data fetched into the OSC 4 before the transfer command to the PC 1 and confirms / determines that the tick result is valid. The control software processing method of transferring the waveform data is adopted.
As a result, the program step will not advance to the next step unless it is confirmed that finite numeric data is contained in the array as described above. Therefore, there is an advantage that the inconvenience that the trr characteristic measuring apparatus is abnormally stopped can be completely eliminated.
[0112]
Next, an eleventh invention will be described.
The measurement result storage / display method according to the present invention is a CSV file format in which each item data is separated by a comma (,) when a record is composed of a plurality of item data (-di / dt), It is to display and store the measurement / inspection results such as trr curve in the value of trr1, trr2, etc. and the BMP (bit map) file format.
[0113]
First, in order to automatically measure and save the measurement result, some file format is required. Spreadsheet software that can be handled by recent OSs for PCs includes, for example, “Microsoft Excel” and “Sanshiro”, which are widely used.
When the measurement results of the present invention are automatically measured and stored, it is essential to proceed with the process using a file format that is compatible with such software. In the present invention, the “CSV file format” is adopted from such a viewpoint.
[0114]
By adopting the above file format, the processing in the step of exchanging measurement results between external devices, as well as the processing and saving of subsequent measurement result files can be handled on inexpensive general-purpose spreadsheet software. This eliminates the trouble of re-inputting data once printed out on paper, and avoids human error during re-input. As a result, it is possible to obtain a ripple effect such as an increase in the utility value of data and a wide application range.
FIG. 14 shows an example of a display screen for organizing output data using the CSV file format and storing it.
[0115]
In the present invention, the trr characteristic waveform displayed on the screen of the OSC 4 is captured on the PC screen, and numerical integration for obtaining Qrr is performed. Thereafter, only a specific region of the waveform is colored, or an auxiliary line is obtained. And processing by inserting characters. In order to perform these operations, the image file format of the measurement data must be defined, and it is convenient if this can be handled on inexpensive general-purpose image processing software that is widely spread in the market. From such a viewpoint, the “BMP (bitmap) file format” is adopted.
[0116]
The BMP file format as described above can be processed with general-purpose software such as “Paint”, which is very convenient. As with the CSV file format, this is very convenient as a result of increasing the utility value of the data and widening the application range.
Incidentally, FIG. 6 shows an example of processing the trr characteristic waveform using the BMP file format.
[0117]
As a result of comprehensively implementing the above inventions, the ability of the trr characteristic measuring apparatus as shown in Table 5 and FIG. 15 could be obtained.
[Table 5]

For example, with respect to a target of (−di / dt) = 50 to 200 A / μs, it can be seen that a region of IF ≧ 10 A can be secured even for a power supply voltage of VR = 50 V.
Of course, in the VR = 100V and 200V systems, IF and (−di / dt) with values of (−di / dt) ≧ 500 A / μs and 600 to 900 A / μs in the region of IF ≧ 10 A. ) It can be seen that automatic control of values has been achieved.
[0118]
【The invention's effect】
Since the present invention is configured as described above, the following effects can be obtained.
(1) The accuracy of the power supply voltage value, current value, time, temperature, (−di / dt) value set in advance can be improved, and the measurement value can be highly accurate.
(2) An accurate (Qrr) value can be obtained by subdividing the calculation of the total amount (Qrr) of the reverse recovery charge amount in the reverse recovery time (trr) characteristic.
(3) Measurement under a plurality of conditions is possible by arbitrarily setting IF, VR, and (-di / dt) values.
(4) It is possible to automate the setting and measurement of measurement conditions by a PC.
(5) A highly safe mechanism and apparatus for immersing the DUT in a container filled with an inert solution and having a simple and convenient structure can be obtained. As a result, accurate trr characteristics can be measured.
(6) An abnormal stop of the trr characteristic measuring device can be avoided.
(7) Data processing, storage, and processing are facilitated by adopting the CSV file format and the BMP file format.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram showing a schematic configuration of a trr characteristic measuring apparatus of the present invention.
FIG. 2 is a diagram showing each step of the IF automatic control method of the present invention.
FIG. 3 is an internal circuit diagram of a Cds photocoupler used in the present invention.
FIG. 4 is a diagram showing Ron · I (LED) characteristics of the Cds photocoupler.
FIG. 5 is a diagram showing each step of the (−di / dt) value automatic control method of the present invention.
FIG. 6 is a diagram for explaining a Qrr calculation method of the present invention.
FIG. 7 is a perspective view showing a structure in which the switching element (Q) according to the present invention can be selectively used and mounted / replaced.
FIG. 8 is a diagram showing the relationship between the probe length and the current waveform at the confirmation stage of the present invention.
FIG. 9 is a diagram showing another relationship between the probe length and the current waveform at the confirmation stage of the present invention.
FIG. 10 is a diagram showing current waveforms on which a low frequency and a high frequency are recorded at the confirmation stage of the present invention.
FIG. 11 is a diagram showing a high frequency countermeasure noise filter circuit of the present invention.
FIG. 12 is a perspective view showing a schematic configuration of a measuring jig of the present invention.
FIG. 13 is a side view showing a schematic configuration of the measurement jig.
FIG. 14 is a diagram showing an output result display screen in the CSV file format of the present invention.
FIG. 15 is a diagram illustrating an automatic control capability of IF and (−di / dt) in the trr characteristic measurement according to the present invention.
FIG. 16 is a circuit diagram for measuring trr characteristics according to the present invention and the related art.
FIGS. 17A and 17B show waveforms at various parts in the present invention and the conventional trr characteristic measurement, where FIG. 17A shows a VGS waveform, FIG. 17B shows an IL waveform, and FIG. 17C shows an IF waveform;
18 is an enlarged view of the waveform of the chain line circle in FIG. 17 (c).
FIG. 19 is a diagram for explaining a conventional Qrr calculation method and a trr characteristic processing method;
[Explanation of symbols]
1 PC
2 CPU
3 Measuring jig
4 OSC
5 GPIB
6 Power supply voltage (VGS) between G and S of switching element (Q)
7 Main power supply voltage (VR)
8 Power supply voltage applied across the gate resistance (RG) of the switching element (Q)
12 Measuring jig
13 pedestal
14 Link mechanism
15 Side plate
16 Reverse recovery time characteristics measurement circuit
17 Upper plate
18 props
19 Substrate
20 Coil spring
21 tube
22 Hinge
23 First arm
24 Second arm
25 fixed points
26 Rotating shaft
27 Lever
28 Positioning pads
29 Planar heater
30 Photocoupler
31 LED
70 Mounting structure
71 Switching elements with large module outline
72 Small switching elements
73 Drain main electrode wiring board
74 Source main electrode wiring board
75 Dedicated socket
76,77 Thick copper wire
78 Crimp terminal
79 DUT
80 Dedicated socket
81,82 Wiring board
83 Measuring jig support plate
84 Notch hole
85 containers
86, 87, 88 connection pins

Claims (11)

A personal computer (PC) for setting drive conditions of each external component device for measuring the reverse recovery time (trr) characteristics and performing centralized management of each external component device;
An external central processing unit (CPU) for sending measurement condition selection signals such as pulse width data from the PC;
A measurement jig having a switching element (Q) such as a MOS FET and a device under test (DUT) that receives a measurement condition selection signal such as pulse width data from the CPU;
Measured waveform data obtained through the measurement jig is sent together with measurement condition data, and this is taken in and displayed on a screen such as an oscilloscope (OSC);
A control signal for setting the power supply voltage (VGS) between the gate (G) and the source (S) of the switching element (Q) to a predetermined value, a main power supply voltage (VR in the circuit for measuring the trr characteristic) ) And a control signal for setting the power supply voltage (VGR) applied across the gate resistance (RG) of the switching element (Q) to a predetermined value. A GPIB programmable controller operated by the PC;
A reverse recovery time characteristic measuring device comprising: A step of inputting a forward current (IF) value, a current reduction rate (−di / dt) value, an inductive load (L) value, and a DC power supply voltage (VR) value, which are predetermined as initial setting values, to a personal computer (PC). When,
Based on the combination of the above initial setting values, the PC calculates the current (IL) flowing through the inductive load (L) as the recommended pulse width value (t1) from the equation (≈IF) = VR / L · t, Transmitting the t1 value to an external central processing unit (CPU);
The CPU receives the signal of the recommended t1 value obtained from the PC, and the CPU controls to output a pulse width signal t2 corresponding to the signal between the gate (G) and the source (S) of the switching element (Q). When,
Since the IF temporarily determined through the above steps flows in the DUT, monitoring this as the actual IF;
A step of completing IF automatic control if the monitored IF value matches the IF value of the initial input value or is within a specified allowable error range;
If the monitored IF value does not match the IF value of the initial input value or is outside the specified allowable error range, the magnitude relationship of the IF value is determined, the information is fed back to the PC, and recommended again 2. The IF (forward current) control method for a reverse recovery time characteristic measuring apparatus according to claim 1, wherein the t1 value is recalculated and the above steps are sequentially repeated. A step of inputting a predetermined IF value, (−di / dt) value, L value, and VR value to the PC as initial setting values;
Calculating a power supply voltage (VGR) to be applied to both ends of the gate input resistance (RG) based on the input initial setting value by PC;
Calculating a power supply voltage (VGS) between the gate (G) and the source (S) of the switching element (Q) based on the input initial setting value by a PC;
Based on the result obtained by the step of calculating the power supply voltage (VGR) by the PC, (VGR) is corrected, and the (−di / dt) value is updated and displayed on the oscilloscope screen. The updated (−di / dt) value is automatically measured inside the oscilloscope, and the actual (−di / dt) value is monitored.
If the actual (−di / dt) value matches the (−di / dt) value of the initial input value, or is within a specified tolerance range, the step of completing the automatic control of (−di / dt);
If the actual (-di / dt) value does not match the (-di / dt) value of the initial input value, or is outside the specified allowable error range, the actual (-di / dt) value and the initial input value ( -Di / dt) value is returned to the PC, and the PC recalculates the recommended (VGR) value corresponding to the correction based on the information on the size relationship. 2. The method for automatically controlling a current reduction rate (-di / dt) in the reverse recovery time characteristic measuring apparatus according to claim 1, wherein the steps are repeated. In calculating the area in the region surrounded by the actual trr waveform displayed on the oscilloscope and the time axis, each reverse current value (IR) at a finely divided time (t) is used as point data. The reverse recovery time characteristic measuring apparatus according to claim 1, wherein the area is input to a PC as Simpson data, and the area is calculated by the Simpson rule by taking three adjacent points on the trr waveform. A method for calculating the total amount of reverse recovery charge (Qrr) for determining the reverse recovery time (trr). A first condition in which the control range of the main power supply voltage (VR) is in the range of 0 to 500 V and the resolution is 2.0 V;
A second condition in which the control range of the G / S power supply voltage (VGS) of the switching element (Q) is in the range of 0 to 25 V, and the resolution is 0.025 V;
When the control range of the power supply voltage (VGR) applied to both ends of the gate input resistance (RG) of the switching element (Q) variably controls the current source of the photocoupler, the control range is in the range of 0 to 25 mA. The power supply voltage automatic control method in the reverse recovery time characteristic measuring apparatus according to claim 1, further comprising: a third condition having a resolution of 0.0005 A. A plurality of switching elements (Q) having different rated currents and rated voltages are provided as switching elements (Q) in the trr measurement circuit used in the reverse recovery time characteristic measuring apparatus, and the switching elements (Q The reverse recovery time characteristic measuring apparatus according to claim 1, wherein: In order to accurately display the forward current (IF) waveform and reverse current (IR) waveform displayed on the oscilloscope (OSC) without noise, the DUT current reduction rate (−di / dt) is high (hard When recovering), Pearson current probe was used preferentially. When DUT (-di / dt) was low (soft recovery), non-inductive resistance was used preferentially. The reverse recovery time characteristic measuring apparatus according to claim 1, wherein A CR snubber circuit is connected in series with the DUT in order to accurately display the forward current (IF) waveform and the reverse current (IR) waveform displayed on the oscilloscope (OSC) without high frequency noise. Item 3. The reverse recovery time characteristic measuring device according to Item 1. A measurement jig is a container filled with an inert solution such as perfluoropolyether, which is detachably mounted at a predetermined position on the base, and a heating source for heating the inert solution in the container to a predetermined temperature. And a measurement jig support plate that detachably holds the DUT, and the DUT held on the support plate is vertically lowered and immersed in a container filled with the inert solution, and the trr of the DUT A link mechanism that vertically pulls up from the container after the characteristic measurement / inspection, and a reverse recovery time characteristic measurement circuit that automatically connects when the measurement jig support plate is lowered by the link mechanism. reverse recovery time characteristic measuring equipment according to claim 1, wherein the. When the measured waveform data of the DUT obtained through the measurement jig is loaded into an oscilloscope (OSC) and transferred to the PC, the waveform data loaded in the OSC is checked in advance, and the check result 2. The reverse recovery time characteristic measuring apparatus according to claim 1, wherein waveform data is transferred to the PC side only when includes a finite numerical data. When one record is composed of a plurality of item data, each item data is separated by a comma (,) in a CSV file format (-di / dt), values such as trr1, trr2, etc. and BMP (bit map) 2. A method for storing and displaying measurement results in a reverse recovery time characteristic measuring apparatus according to claim 1, wherein the measurement and inspection results such as trr waveforms are displayed and stored in a file format.

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