JP4600423B2 - Echo canceller - Google Patents

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Description

本発明は、拡声通話機能を有する電話機やインターホンなどの拡声通話装置に用いられるエコーキャンセラに関するものである。   The present invention relates to an echo canceller used in a loudspeaker device such as a telephone or an interphone having a loudspeaker function.

マイクロホン及びスピーカを用いて拡声通話（ハンズフリー通話）を実現する電話機やインターホンなどの拡声通話装置においては、スピーカから送出される受話音声の一部がマイクロホンに回り込み、これが送話音声（送話信号）となって相手側の通話端末に伝送されるため、相手側の通話者には自分の発した音声がエコーとなって聞こえてしまい、そのレベルが高い場合には不快感を生じてしまうことになる。そこで、従来より、上述のようなエコーを抑圧する技術が提案あるいは提供されており、その一つの手段としてエコーキャンセラがある。   In a loudspeaker device such as a telephone or an interphone that implements a loudspeaker call (hands-free call) using a microphone and a speaker, a part of the received voice sent from the speaker goes around the microphone, and this is transmitted voice (speech signal) ) Is transmitted to the other party's call terminal, so that the other party's caller hears his / her voice as an echo, which can cause discomfort if the level is high. become. Therefore, conventionally, techniques for suppressing the echo as described above have been proposed or provided, and one of the means is an echo canceller.

マイクロホン及びスピーカを用いて拡声通話（ハンズフリー通話）を実現する電話機やインターホンなどの拡声通話装置においては、スピーカから送出される受話音声の一部がマイクロホンに回り込み、これが送話音声（送話信号）となって相手側の通話端末に伝送されるため、相手側の通話者には自分の発した音声がエコーとなって聞こえてしまい、そのレベルが高い場合には不快感を生じてしまうことになる。そこで、従来より、上述のようなエコーを抑圧する技術が提案あるいは提供されており、その一つの手段としてエコーキャンセラがある。   In a loudspeaker device such as a telephone or an interphone that implements a loudspeaker call (hands-free call) using a microphone and a speaker, a part of the received voice sent from the speaker goes around the microphone, and this is transmitted voice (speech signal) ) Is transmitted to the other party's call terminal, so that the other party's caller hears his / her voice as an echo, which can cause discomfort if the level is high. become. Therefore, conventionally, techniques for suppressing the echo as described above have been proposed or provided, and one of the means is an echo canceller.

エコーキャンセラは、スピーカとマイクロホンの音響結合などにより形成される帰還経路（エコー経路）のインパルス応答を適応的に同定して帰還経路への入力信号（受話信号）から上記帰還経路のエコー成分を推定する適応フィルタと、適応フィルタで推定されたエコー成分を帰還経路からの出力信号（送話信号）より減算する減算器とを備えている。適応フィルタは可変の係数を有するプロセッサと係数を随時決定していくアルゴリズムからなる従来周知のものであって、減算器の出力信号の自乗平均値を最小化するアルゴリズム、例えば、ＬＭＳ（Least-Mean-Square）アルゴリズムにより可変のフィルタ係数を適応更新することによって帰還経路のエコー成分（帰還経路を介した受話信号の回り込み成分）を推定する。そして、適応フィルタで推定されたエコー成分を減算器において送話信号から減算することにより、送話信号に含まれるエコー成分のみを相殺し、マイクロホンで集音されたエコー以外の成分（マイクロホンに対して通話者から発せられた音声や周囲の騒音）に対しては損失を与えないものである。   The echo canceller adaptively identifies the impulse response of the feedback path (echo path) formed by the acoustic coupling of the speaker and microphone, etc., and estimates the echo component of the feedback path from the input signal (received signal) to the feedback path And an subtractor for subtracting an echo component estimated by the adaptive filter from an output signal (transmission signal) from the feedback path. The adaptive filter is a conventionally well-known one comprising a processor having a variable coefficient and an algorithm for determining the coefficient as needed, and an algorithm for minimizing the mean square value of the output signal of the subtracter, for example, LMS (Least-Mean -Square) The echo component of the feedback path (the wraparound component of the received signal via the feedback path) is estimated by adaptively updating the variable filter coefficient using the algorithm. Then, by subtracting the echo component estimated by the adaptive filter from the transmission signal in the subtractor, only the echo component contained in the transmission signal is canceled, and components other than the echo collected by the microphone (for the microphone) Thus, there is no loss for voices and ambient noises emitted from the caller.

図２はエコーキャンセラを備えた拡声通話装置としてのインターホン親機（以下、「親機」と略す）Ｍ’と、相手側通話端末としてのドアホン子機Ｓとからなり、双方向の同時通話を実現可能とした所謂ハンズフリーインターホンの従来例を示すブロック図である。親機Ｍ’は、マイクロホン１、スピーカ２、２線−４線変換回路３、マイクロホンアンプＧ１、回線（２線の伝送路）への送話信号を増幅する回線出力アンプＧ２、回線からの受話信号を増幅する回線入力アンプＧ３、スピーカアンプＧ４、送話音量調整用増幅器Ｇ５、受話音量調整用増幅器Ｇ６、並びに第１及び第２のエコーキャンセラ３０Ａ’，３０Ｂ’で構成される。また、ドアホン子器Ｓはマイクロホン１’、スピーカ２’、２線−４線変換回路３’、マイクロホンアンプＧ１’並びにスピーカアンプＧ４’で構成される。   FIG. 2 includes an interphone master unit (hereinafter abbreviated as “master unit”) M ′ as a loudspeaker device equipped with an echo canceller, and a doorphone slave unit S as a counterpart call terminal, and allows two-way simultaneous calls. It is a block diagram which shows the prior art example of what is called a hands-free intercom made realizable. Base unit M ′ includes microphone 1, speaker 2, two-wire / four-wire conversion circuit 3, microphone amplifier G 1, line output amplifier G 2 that amplifies a transmission signal to the line (two-wire transmission line), and reception from the line. A line input amplifier G3 for amplifying a signal, a speaker amplifier G4, a transmission volume adjustment amplifier G5, a reception volume adjustment amplifier G6, and first and second echo cancellers 30A ′ and 30B ′. The doorphone slave unit S includes a microphone 1 ', a speaker 2', a two-wire / four-wire conversion circuit 3 ', a microphone amplifier G1', and a speaker amplifier G4 '.

第１のエコーキャンセラ３０Ａ’は適応フィルタ３１Ａと減算器３２Ａからなり、上述のようにスピーカ２−マイクロホン１間の音響結合により形成される帰還経路（音響エコー経路）ＨACのインパルス応答を適応フィルタ３１Ａにより適応的に同定し、遠端側の入力信号（スピーカアンプＧ４へ入力する受話信号）Ｘnから推定したエコー成分（音響エコー）Ｇnを減算器３２ＡによりマイクロホンアンプＧ１から出力する近端側の入力信号Ｙn（図２における点Ａの送話信号）から減算することでエコー成分ｇnを相殺して消去する。また、第２のエコーキャンセラ３０Ｂ’も適応フィルタ３１Ｂと減算器３２Ｂからなり、２線−４線変換回路３と伝送路との間のインピーダンスの不整合による反射およびドアホン子機Ｓにおけるスピーカ２’−マイクロホン１’間の音響結合とにより形成される帰還経路（回線エコー経路）ＨLINのインパルス応答を適応フィルタ３１Ｂにより適応的に同定し、参照信号（回線出力アンプＧ２への入力信号、すなわち送話信号）から推定したエコー成分（回線エコー）を減算器３２Ｂにより受話信号（図２における点Ｃの信号）から減算することでエコー成分を相殺して消去する。 The first echo canceller 30A 'consists adaptive filter 31A and a subtractor 32A, adapting the impulse response of the feedback path (acoustic echo path) H AC formed by the acoustic coupling between the speaker 2 microphone 1 as described above filter The near end that is adaptively identified by 31A and that outputs the echo component (acoustic echo) G n estimated from the far-end input signal (received signal input to the speaker amplifier G4) X n from the microphone amplifier G1 by the subtractor 32A By subtracting from the input signal Y n on the side (the transmission signal at point A in FIG. 2), the echo component g n is canceled and eliminated. The second echo canceller 30B ′ also includes an adaptive filter 31B and a subtractor 32B. Reflection due to impedance mismatch between the two-wire / four-wire conversion circuit 3 and the transmission line, and the speaker 2 ′ in the doorphone slave unit S. The impulse response of the feedback path (line echo path) H LIN formed by the acoustic coupling between the microphones 1 ′ is adaptively identified by the adaptive filter 31B, and the reference signal (the input signal to the line output amplifier G2, ie, the transmission signal) The echo component (line echo) estimated from the speech signal) is subtracted from the received signal (signal at point C in FIG. 2) by the subtractor 32B to cancel and cancel the echo component.

さらに第１のエコーキャンセラ３０Ａ’を例に適応フィルタ３１Ａの動作を詳しく説明すると、ＬＭＳアルゴリズムにおいては次式によってフィルタ係数（「タップ重み」ともいう）Ｈn（ｍ）を再帰的に更新していく。 Further, the operation of the adaptive filter 31A will be described in detail by taking the first echo canceller 30A ′ as an example. In the LMS algorithm, the filter coefficient (also referred to as “tap weight”) H n (m) is recursively updated by the following equation. Go.

Ｈn+1（ｍ）＝Ｈn（ｍ）＋μＥn・Ｘn-m
但し、ｍはタップ番号、ｎはサンプル時間を示す。 H n + 1 (m) = H n (m) + μE n · X nm
However, m shows a tap number and n shows a sample time.

ここで、Ｅnは、遠端側（ドアホン子器Ｓ）からのみ発声が行われて近端側（親機Ｍ’）では発声が行われていない、いわゆるシングルトークの状態である場合にＥn＝ｇn−Ｇnとなり、サンプル時間ｎにおけるエコー成分ｇnの推定誤差（瞬時誤差）を表し、μは毎回の繰り返しにおける補正量の大きさ（すなわち、収束の速さ）を制御するための定数であるステップゲイン（あるいは「ステップサイズパラメータ」ともいう）を表す。なお、エコー成分ｇnの推定値Ｇnは上記フィルタ係数Ｈn（ｍ）と受話信号Ｘnとから次式によって求められる。 Here, E n is E in the case of a so-called single talk state in which speech is made only from the far end side (doorphone slave unit S) and no speech is made on the near end side (base unit M ′). n = g n −G n , which represents an estimation error (instantaneous error) of the echo component g n at the sample time n, and μ is for controlling the magnitude of the correction amount (that is, the speed of convergence) in each iteration. Represents a step gain (also referred to as a “step size parameter”). Incidentally, the estimated value G n of the echo component g n is determined by the following equation from the filter coefficient H n (m) and the received signal X n.

Figure 0004600423
Figure 0004600423

そして、フィルタ係数Ｈn（ｍ）を再帰的に更新することで上記推定誤差Ｅnの平均自乗誤差を最小とする最適解に到達する（収束する）と、その最適解のフィルタ係数Ｈn（ｍ）から求められるエコー成分の推定値Ｇnを送話信号Ｙnから減算することでエコー成分を相殺した出力信号Ｅnが得られることになる。 Then, the filter coefficient H n (m) recursively update it in reaching the optimal solution that minimizes the mean square error of the estimated error E n (the converged), the optimum filter coefficients of the solution H n ( the output signal E n which offset the echo component by subtracting the estimated value G n of the echo component obtained from m) from the transmitting signal Y n will be obtained.

而して、第１及び第２のエコーキャンセラ３０Ａ’，３０Ｂ’により帰還経路ＨACおよびＨLINのエコー成分を相殺して閉ループを断ち切るため、不快なエコーを抑制することができる。また、上記従来例によれば、マイクロホンアンプＧ１の出力信号に含まれるエコー以外の成分、すなわち、親機Ｍ’に対して通話者が発声した音声信号および親機Ｍ’の周囲の騒音については全く損失を与えずにドアホン子機Ｓ側へ伝送することができ、同様に受話信号に含まれるエコー以外の成分、すなわち、ドアホン子機Ｓに対して通話者が発声した音声信号およびドアホン子機Ｓの周囲の騒音については全く損失を与えずに親機Ｍ’側へ伝送することができる。 Thus, since the first and second echo cancellers 30A ′ and 30B ′ cancel the closed loop by canceling the echo components of the feedback paths H AC and H LIN , unpleasant echoes can be suppressed. Further, according to the above conventional example, components other than the echo included in the output signal of the microphone amplifier G1, that is, the voice signal uttered by the caller to the master unit M ′ and the noise around the master unit M ′. It can be transmitted to the doorphone slave unit S without any loss. Similarly, components other than the echo included in the received signal, that is, the voice signal and the doorphone slave unit spoken to the doorphone slave unit S by the caller The noise around S can be transmitted to the base M ′ without any loss.

ところで、親機Ｍ’とドアホン子器Ｓで同時に発声が行われる、いわゆるダブルトークの状態においてエコーキャンセラ３０Ａ’，３０Ｂ’の適応フィルタ３１Ａ，３１Ｂがフィルタ係数Ｈn（ｍ）の更新を継続すると、フィルタ係数Ｈn（ｍ）が収束せずに発散してしまう虞がある。例えば図２の第１のエコーキャンセラ３０Ａ’において、マイクロホン１から入力するダブルトーク成分Ｎnが存在する場合、送話信号ＹnはＹn＝Ｎn＋ｇnとなり、推定誤差ＥnはＥn＝Ｎn＋（ｇn−Ｇn）と表される。このとき、フィルタ係数Ｈn（ｍ）を再帰的に更新することで推定誤差Ｅnの平均自乗誤差を最小とする最適解を求めようとすると、参照信号（受話信号Ｘn）と相関のないダブルトーク成分Ｎnの項が推定誤差Ｅnに含まれているためにフィルタ係数Ｈn（ｍ）が収束せず、逆に発散する虞がある。すなわち、ダブルトーク成分Ｎnは適応フィルタ３１Ａの動作においては外乱成分となる。 By the way, if the adaptive filters 31A and 31B of the echo cancellers 30A ′ and 30B ′ continue to update the filter coefficient H n (m) in a so-called double talk state in which the utterance is simultaneously performed by the master unit M ′ and the door phone slave unit S. The filter coefficient H n (m) may diverge without converging. In example, the first echo canceller 30A in FIG. 2 ', if the double talk component N n to be input from the microphone 1 is present, transmission signal Y n is Y n = N n + g n, and the estimated error E n is E n = N n + (g n −G n ) At this time, when the mean square error of the estimation error E n by updating the filter coefficients H n (m) recursively attempts to find the optimal solution that minimizes, not correlated with the reference signal (received signal X n) filter coefficient H n (m) is not converged to claim double talk component n n is included in the estimated error E n, there is a possibility that diverges reversed. That is, the double talk component N n becomes a disturbance component in the operation of the adaptive filter 31A.

そこで本発明者らは、図３に示すように参照信号（受話信号Ｘn）の瞬時パワーを推定する遠端信号パワー推定部３３Ａと、ダブルトークを検出するダブルトーク検出部３４Ａとを設け、適応フィルタ３１Ａが遠端信号パワー推定部３３Ａの推定値が参照信号Ｘｎに音声成分が含まれると見なせる所定の閾値を超え、且つダブルトーク検出処理部３４Ａによりダブルトークが検出されない状態でのみフィルタ係数Ｈn（ｍ）を更新するとともに、その他の状態ではフィルタ係数Ｈn（ｍ）を更新せずにそれ以前の値に固定するようにして、上述のようなフィルタ係数Ｈn（ｍ）の発散を防止したエコーキャンセラ３０Ａ”を既に提案している。
特開２０００−２７００８９号公報 Therefore, the present inventors provide a far-end signal power estimation unit 33A for estimating the instantaneous power of the reference signal (received signal X n ) and a double-talk detection unit 34A for detecting double talk, as shown in FIG. The filter coefficient is applied only when the adaptive filter 31A exceeds a predetermined threshold value at which the estimated value of the far-end signal power estimator 33A can be regarded as including a speech component in the reference signal Xn, and no double talk is detected by the double talk detection processing unit 34A. and updates H n the (m), the other conditions be fixed to the previous value without updating the filter coefficients H n (m), the divergence of the filter coefficients H n (m) as described above An echo canceller 30A ″ that prevents the above has already been proposed.
JP 2000-270089 A

ところで、一般に広く用いられているダブルトークの検出方法は、帰還経路への入力信号（参照信号）Ｘnと帰還経路からの出力信号Ｙnの瞬時パワーの比（ＰYn／ＰXn）を求め、この値が所定のしきい値を越えた場合をダブルトークと判別するものである。この方法はエコー経路の利得変動が少ない系において使用する場合には有効である。しかしながら、マイクロホン１やスピーカ２の前に手をかざしたり顔を近づけたりすることでエコー経路の利得が頻繁に変動する系に使用する場合には、ダブルトークの状態とエコー経路の利得が変動した状態とを判別することができず、また、エコー成分ｇnに対してダブルトーク成分Ｎnのパワーが小さい場合にはダブルトークの検出が困難となる。 By the way, the detection method of double talk generally used widely is to obtain the ratio (P Yn / P Xn ) of the instantaneous power of the input signal (reference signal) X n to the feedback path and the output signal Y n from the feedback path. When this value exceeds a predetermined threshold value, it is determined as double talk. This method is effective when used in a system in which the gain variation of the echo path is small. However, when used in a system in which the gain of the echo path frequently fluctuates by holding the hand in front of the microphone 1 or the speaker 2 or bringing the face close thereto, the double talk state and the state of the echo path gain fluctuating. Cannot be discriminated, and when the power of the double talk component N n is smaller than the echo component g n , it is difficult to detect double talk.

これに対して、帰還経路への入力信号Ｘnと帰還経路からの出力信号Ｙnの瞬時パワーを単純に比較するのではなく、例えば、入力信号Ｘnと推定誤差（減算器３２Ａの出力）Ｅnとの相互相関を利用することでエコーに埋もれた微少なダブルトーク成分も精度良く検出することができる方法がある。すなわち、シングルトーク状態では推定誤差Ｅnが純粋な残留エコー成分を表し、入力信号Ｘnと推定誤差Ｅnとの相互相関は大きいが、ダブルトーク状態においては推定誤差Ｅnとダブルトーク成分Ｎnとがほぼ等しくなって相互相関が小さくなるという性質を利用している。 In contrast, instead of simply comparing the instantaneous power of the output signal Y n from the input signal X n and the feedback path to the feedback path, for example, the input signal X n and the estimated error (output of the subtracter 32A) minute double talk component buried in echo by utilizing cross-correlation between E n is also a method that can be accurately detected. That represents a pure residual echo component estimated error E n is a single talk state, the input signal X n and the estimated Although the cross-correlation of the error E n is large, estimation is in the double-talk state error E n and double talk component N It uses the property that n is almost equal and the cross-correlation is small.

しかしながら、上述のように相互相関を利用してダブルトークを検出する場合、相互相関を求めるために要する周期に比例してダブルトーク検出における遅延が大きくなり、逆に相互相関を求める周期が短すぎるとダブルトークの検出精度が低下して適応フィルタにおけるフィルタ係数の発散を防止することが困難になってしまう。   However, when detecting double talk using cross-correlation as described above, the delay in double-talk detection increases in proportion to the period required to obtain cross-correlation, and conversely, the period for obtaining cross-correlation is too short. Thus, the detection accuracy of double talk is lowered, and it becomes difficult to prevent the divergence of filter coefficients in the adaptive filter.

本発明は上記事情に鑑みて為されたものであり、その目的は、ダブルトーク状態において適応フィルタのフィルタ係数の発散を抑制することができるエコーキャンセラを提供することにある。   The present invention has been made in view of the above circumstances, and an object thereof is to provide an echo canceller capable of suppressing the divergence of filter coefficients of an adaptive filter in a double talk state.

請求項１の発明は、上記目的を達成するために、マイクロホンとスピーカを用いて拡声通話を行う拡声通話系に用いられ、スピーカからマイクロホンへの回り込みなどによって生じるエコーを抑圧するエコーキャンセラであって、スピーカとマイクロホンの音響結合などにより形成される帰還経路のインパルス応答を適応的に同定して帰還経路への入力信号から帰還経路のエコー成分を推定する適応フィルタと、適応フィルタで推定されたエコー成分を帰還経路からの出力信号より減算する減算器と、遠端側の信号の瞬時パワーを推定する遠端信号パワー推定部と、帰還経路からの出力信号と帰還経路への入力信号と減算器の出力信号のうちの複数の信号の相互相関を利用してダブルトークを検出するダブルトーク検出部とを有し、適応フィルタは、遠端信号パワー推定部の推定値が遠端側の信号に音声成分が含まれると見なせる所定の閾値を超え、且つダブルトーク検出部によりダブルトークが検出されない状態でのみフィルタ係数を更新するとともに、その他の状態ではフィルタ係数を固定してなるエコーキャンセラにおいて、ダブルトーク検出部にてダブルトークが検出されていない状態における近端側の信号のパワーに対する減算器の出力信号のパワーの比が、ダブルトーク検出部のダブルトーク検出に要する時間よりも充分に長い時間以上連続してしきい値を上回った場合を発散状態として検出するとともに発散状態にあることを検出した場合に適応フィルタ、減算器、遠端信号パワー推定部並びにダブルトーク検出部の処理及び変数を初期化する発散検出処理部を備え、前記しきい値は、適応フィルタのフィルタ係数が収束していない状態における最低エコー抑圧量の設計値から算出されることを特徴とする。 In order to achieve the above object, an invention according to claim 1 is an echo canceller that is used in a loudspeaker communication system that performs a loudspeaker call using a microphone and a speaker, and that suppresses echoes caused by wraparound from the speaker to the microphone. An adaptive filter that adaptively identifies the impulse response of the feedback path formed by the acoustic coupling of the speaker and microphone, etc., and estimates the echo component of the feedback path from the input signal to the feedback path, and the echo estimated by the adaptive filter A subtractor that subtracts the component from the output signal from the feedback path, a far-end signal power estimation unit that estimates the instantaneous power of the far-end signal, an output signal from the feedback path, an input signal to the feedback path, and a subtractor A double talk detector for detecting double talk using the cross-correlation of a plurality of signals of the output signal of The filter coefficient is updated only when the estimated value of the far-end signal power estimator exceeds a predetermined threshold that the far-end signal can be regarded as containing a speech component and no double-talk is detected by the double-talk detector. In addition, in an echo canceller in which the filter coefficient is fixed in other states, the ratio of the power of the output signal of the subtractor to the power of the signal on the near end side when the double talk detector does not detect double talk. Is an adaptive filter that detects when the threshold value is continuously exceeded for a time sufficiently longer than the time required for double-talk detection by the double-talk detection unit as a divergent state and detects that the divergent state is present, subtractor comprises a diverging detection processing unit for initializing the far-end signal power estimation section and the double talk detector processes and variables Said threshold is characterized in that the filter coefficients of the adaptive filter is calculated from the design value of the minimum echo suppression amount in a state that does not converge.

本発明によれば、仮に適応フィルタにおけるフィルタ係数が発散したとしても発散状態を検出した発散検出処理部が直ちに適応フィルタ、減算器、遠端信号パワー推定部並びにダブルトーク検出部の処理及び変数を初期化するため、発散を早期に解消して抑制することができる。   According to the present invention, even if the filter coefficient in the adaptive filter diverges, the divergence detection processing unit that detects the divergence state immediately changes the processing and variables of the adaptive filter, the subtractor, the far-end signal power estimation unit, and the double talk detection unit. Since initialization is performed, divergence can be eliminated and suppressed at an early stage.

以下、本発明を従来例で説明した親機Ｍ’の音響エコー経路のエコーを抑圧する第１のエコーキャンセラに適用した実施形態について説明する。但し、本発明を回線エコー経路のエコーを抑圧する第２のエコーキャンセラに適用可能であることは言うまでもない。   Hereinafter, an embodiment in which the present invention is applied to a first echo canceller that suppresses echoes in the acoustic echo path of the base unit M ′ described in the conventional example will be described. However, it goes without saying that the present invention can be applied to the second echo canceller that suppresses the echo of the line echo path.

図１は本実施形態のエコーキャンセラ３０を用いた拡声通話装置の一部省略したブロック図である。なお、本実施形態の基本構成は図３に示した従来例と共通であるから、共通の構成要素には同一の符合（但し、「Ａ」の文字は省略する）を付して説明を省略する。   FIG. 1 is a block diagram in which a part of a loudspeaker apparatus using the echo canceller 30 of this embodiment is omitted. Since the basic configuration of the present embodiment is the same as that of the conventional example shown in FIG. 3, the same components are denoted by the same reference numerals (the letter “A” is omitted) and the description thereof is omitted. To do.

本実施形態は、適応フィルタ３１におけるフィルタ係数Ｈn（ｍ）が発散状態にあるか否かを検出するとともに発散状態にあることを検出した場合に適応フィルタ３１、減算器３２、遠端信号パワー推定部３３並びにダブルトーク検出部３４の処理及び変数を初期化する発散検出処理部３７を備えた点に特徴がある。 This embodiment detects whether or not the filter coefficient H n (m) in the adaptive filter 31 is in a divergent state, and when detecting that it is in a divergent state, the adaptive filter 31, the subtractor 32, the far-end signal power It is characterized in that it includes a divergence detection processing unit 37 that initializes processing and variables of the estimation unit 33 and the double talk detection unit 34.

発散検出処理部３７は、近端側の信号（送話信号）Ｙnと適応フィルタ３１によるエコー成分の推定値Ｇnとの相互相関Ｒを下記の式２により演算し、この相互相関Ｒに基づいて発散状態を検出している。 The divergence detection processing unit 37 calculates a cross-correlation R between the near-end side signal (transmission signal) Y n and the estimated value G n of the echo component by the adaptive filter 31 according to the following equation (2). Based on this, the divergent state is detected.

Figure 0004600423
Figure 0004600423

但し、Ｊ＝相関を求める際の周期（数１０ｍｓ程度）／サンプリング周期とする。この相互相関Ｒの値は、適応フィルタ３１のフィルタ係数Ｈn（ｍ）が収束に向かうにつれて１に近づき、逆にフィルタ係数Ｈn（ｍ）が発散していくにつれて１よりも小さくなっていく。したがって、発散検出処理部３７では、ダブルトーク検出部３４でダブルトークが検出されていない状況において、通常の使用環境におけるエコーキャンセラ３０の収束（適応フィルタ３１のフィルタ係数Ｈn（ｍ）の収束）に要する時間よりも若干長い時間以上連続してしきい値Ｒ０（≪１）を下回った場合を発散状態として検出する。 However, J = cycle (about several tens of ms) for obtaining correlation / sampling cycle. The value of the cross-correlation R approaches 1 as the filter coefficient H n (m) of the adaptive filter 31 converges, and conversely becomes smaller than 1 as the filter coefficient H n (m) diverges. . Therefore, the divergence detection processing unit 37 converges the echo canceller 30 in the normal use environment (convergence of the filter coefficient H n (m) of the adaptive filter 31) in a situation where the double talk is not detected by the double talk detection unit 34. When the value is continuously below the threshold value R0 (<< 1) for a time slightly longer than the time required for the above, it is detected as a divergent state.

而して、適応フィルタ３１のフィルタ係数Ｈn（ｍ）が一端発散してしまった場合、そのままフィルタ係数Ｈn（ｍ）の更新処理を継続しても再度収束させることは困難であるから、このような場合には発散を早期に検出してエコーキャンセラ３０の動作を初期化してしまう方が有効である。また、通話系においてはエコーキャンセラ３０の発散の早期解消はハウリングやブロッキングを未然に又は早期に抑圧することにつながる。 Thus, if the filter coefficient H n (m) of the adaptive filter 31 has once diverged, it is difficult to converge again even if the update process of the filter coefficient H n (m) is continued as it is. In such a case, it is more effective to initialize the operation of the echo canceller 30 by detecting divergence at an early stage. Further, in a call system, early cancellation of the divergence of the echo canceller 30 leads to suppressing howling and blocking in advance or early.

本実施形態は上述のように構成したものであるから、仮に適応フィルタ３１におけるフィルタ係数Ｈn（ｍ）が発散したとしても発散状態を検出した発散検出処理部３７が直ちに適応フィルタ３１、減算器３２、遠端信号パワー推定部３３並びにダブルトーク検出部３４の処理及び変数を初期化するため、発散を早期に解消することができるものである。 Since the present embodiment is configured as described above, even if the filter coefficient H n (m) in the adaptive filter 31 diverges, the divergence detection processing unit 37 that detects the divergence state immediately applies the adaptive filter 31 and the subtractor. 32, since the processing and variables of the far-end signal power estimation unit 33 and the double talk detection unit 34 are initialized, the divergence can be eliminated at an early stage.

なお、発散検出処理部３７における発散状態の検出方法は上記の方法以外にも次のような方法でも構わない。   The detection method of the divergence state in the divergence detection processing unit 37 may be the following method in addition to the above method.

すなわち、遠端側の信号（受話信号）Ｘnのパワーに対する適応フィルタ３１によるエコー成分の推定値Ｇnの比Ｓを下記の式３により演算し、その比Ｓに基づいて発散状態を検出する方法がある。 That is, the ratio S of the estimated value G n of the echo component by the adaptive filter 31 with respect to the power of the far-end side signal (received signal) X n is calculated by the following expression 3, and the divergence state is detected based on the ratio S. There is a way.

Figure 0004600423
Figure 0004600423

但し、Ｋ＝パワーを求める際の周期（≫エコー遅延時間）／サンプリング周期とする。この比Ｓの値は、適応フィルタ３１のフィルタ係数Ｈn（ｍ）が収束に向かうにつれてエコー経路（音響エコー経路ＨAC）の帰還利得を自乗した値に近付き、逆にフィルタ係数Ｈn（ｍ）が発散していくにつれて時間とともに増加する。したがって、発散検出処理部３７では、通常の使用環境におけるエコー遅延時間よりも充分に長い時間以上連続してしきい値Ｓ０を上回った場合を発散状態として検出する。なお、しきい値Ｓ０は通常の使用環境における上記帰還利得よりも充分に大きい値に設定される。 However, K = cycle for obtaining power (>> echo delay time) / sampling cycle. The value of the ratio S approaches a value obtained by squaring the feedback gain of the echo path (acoustic echo path H AC ) as the filter coefficient H n (m) of the adaptive filter 31 approaches convergence, and conversely, the filter coefficient H n (m ) Increases with time as it diverges. Therefore, the divergence detection processing unit 37 detects a case where the threshold value S0 is continuously exceeded for a time sufficiently longer than the echo delay time in a normal use environment as a divergence state. The threshold value S0 is set to a value sufficiently larger than the feedback gain in the normal use environment.

あるいは他の方法として、ダブルトーク検出部３４にてダブルトークが検出されていない状態における近端側の信号（送話信号）Ｙnのパワーに対する減算器３２の出力信号Ｅnのパワーの比Ｔを下記式４により演算し、その比Ｔに基づいて発散状態を検出する方法がある。 Or as another method, the power of the output signal E n of the subtracter 32 to the power of the near end of the signal (transmission signal) Y n in a state in which double-talk is not detected by the double-talk detector 34 ratio T Is calculated by the following equation 4 and a divergence state is detected based on the ratio T.

Figure 0004600423
Figure 0004600423

但し、Ｌ＝パワーを求める際の周期（数１０ｍｓ程度）／サンプリング周期とする。この比Ｔの値は、適応フィルタ３１のフィルタ係数Ｈn（ｍ）が収束に向かうにつれて０に近づき、逆にフィルタ係数Ｈn（ｍ）が発散していくにつれて時間とともに増加する。したがって、発散検出処理部３７では、ダブルトーク検出部３４でダブルトークが検出されていない状況において、通常の使用環境におけるダブルトーク検出部３４でのダブルトーク検出に要する時間よりも充分に長い時間以上連続してしきい値Ｔ０を上回った場合を発散状態として検出する。なお、しきい値Ｔ０は、エコーキャンセラ３０が非収束状態（学習開始直後など）における最低エコー抑圧量の設計値から算出される値である。 However, L = cycle for obtaining power (about several tens of ms) / sampling cycle. The value of this ratio T approaches 0 as the filter coefficient H n (m) of the adaptive filter 31 approaches convergence, and conversely increases with time as the filter coefficient H n (m) diverges. Therefore, in the divergence detection processing unit 37, in a situation where the double talk is not detected by the double talk detection unit 34, a time sufficiently longer than the time required for the double talk detection by the double talk detection unit 34 in a normal use environment. A case where the threshold value T0 is continuously exceeded is detected as a divergent state. The threshold value T0 is a value calculated from the design value of the minimum echo suppression amount when the echo canceller 30 is in a non-convergence state (such as immediately after the start of learning).

本発明の実施形態を示すブロック図である。It is a block diagram which shows embodiment of this invention. 従来のエコーキャンセラを用いた拡声通話装置を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the loudspeaker apparatus using the conventional echo canceller. 他の従来例を示すブロック図である。It is a block diagram which shows another prior art example.

符号の説明Explanation of symbols

１ マイクロホン
２ スピーカ
３０ エコーキャンセラ
３１ 適応フィルタ
３２ 減算器
３３ 遠端信号パワー推定部
３４ ダブルトーク検出部
３７ 発散検出処理部 DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Microphone 2 Speaker 30 Echo canceller 31 Adaptive filter 32 Subtractor 33 Far end signal power estimation part 34 Double talk detection part 37 Divergence detection process part

Claims (1)

マイクロホンとスピーカを用いて拡声通話を行う拡声通話系に用いられ、スピーカからマイクロホンへの回り込みなどによって生じるエコーを抑圧するエコーキャンセラであって、スピーカとマイクロホンの音響結合などにより形成される帰還経路のインパルス応答を適応的に同定して帰還経路への入力信号から帰還経路のエコー成分を推定する適応フィルタと、適応フィルタで推定されたエコー成分を帰還経路からの出力信号より減算する減算器と、遠端側の信号の瞬時パワーを推定する遠端信号パワー推定部と、帰還経路からの出力信号と帰還経路への入力信号と減算器の出力信号のうちの複数の信号の相互相関を利用してダブルトークを検出するダブルトーク検出部とを有し、適応フィルタは、遠端信号パワー推定部の推定値が遠端側の信号に音声成分が含まれると見なせる所定の閾値を超え、且つダブルトーク検出部によりダブルトークが検出されない状態でのみフィルタ係数を更新するとともに、その他の状態ではフィルタ係数を固定してなるエコーキャンセラにおいて、ダブルトーク検出部にてダブルトークが検出されていない状態における近端側の信号のパワーに対する減算器の出力信号のパワーの比が、ダブルトーク検出部のダブルトーク検出に要する時間よりも充分に長い時間以上連続してしきい値を上回った場合を発散状態として検出するとともに発散状態にあることを検出した場合に適応フィルタ、減算器、遠端信号パワー推定部並びにダブルトーク検出部の処理及び変数を初期化する発散検出処理部を備え、前記しきい値は、適応フィルタのフィルタ係数が収束していない状態における最低エコー抑圧量の設計値から算出されることを特徴とするエコーキャンセラ。 An echo canceller that is used in a loudspeaker call system that performs a loudspeaker call using a microphone and a speaker, and suppresses an echo caused by a sneak from the speaker to the microphone. An adaptive filter that adaptively identifies the impulse response and estimates the echo component of the feedback path from the input signal to the feedback path; a subtractor that subtracts the echo component estimated by the adaptive filter from the output signal from the feedback path; The far-end signal power estimation unit that estimates the instantaneous power of the far-end signal, and the cross-correlation of the output signal from the feedback path, the input signal to the feedback path, and the output signal of the subtractor are used. A double-talk detector that detects double-talk, and the adaptive filter has a far-end signal power estimator estimated by the far-end In an echo canceller that updates a filter coefficient only in a state where a signal exceeds a predetermined threshold that can be regarded as including an audio component and no double talk is detected by the double talk detection unit, and the filter coefficient is fixed in other states. The ratio of the power of the output signal of the subtractor to the power of the near-end signal when double talk is not detected by the double talk detector is sufficiently longer than the time required for double talk detection by the double talk detector. When the threshold value is continuously exceeded for a long time or longer, it is detected as a divergence state, and when it is detected that it is in a divergence state, processing of an adaptive filter, a subtractor, a far-end signal power estimation unit, and a double talk detection unit comprising a diverging detection processing unit for initializing the variables, the threshold value, the filter coefficient of the adaptive filter Echo canceller characterized in that it is calculated from the design value of the minimum echo suppression amount in a state that does not converge.
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