JP4496954B2

JP4496954B2 - 干渉型レーダー

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Publication number: JP4496954B2
Application number: JP2004374181A
Authority: JP
Inventors: 仁能美
Original assignee: NEC Corp
Current assignee: NEC Corp
Priority date: 2004-12-24
Filing date: 2004-12-24
Publication date: 2010-07-07
Anticipated expiration: 2024-12-24
Also published as: US20060220946A1; JP2006177907A; US7394422B2

Description

本発明は、飛翔する目標対象物を観測する干渉型レーダーに関する。

従来のレーダーは、ターゲットの方位を知るために非常に細いビーム幅のアンテナを使用している。この細いビーム幅で広域を監視するためには、アンテナを高速にスキャンする必要がある。存在の可能性があるターゲットを捜索する場合、ある特定の方向をスキャンしてから、再び同じ方向をスキャンするまでに一定の時間が必要であり、突然出現したターゲットを見逃す可能性がある。

従来のレーダーでは、送信波がターゲットで反射し受信されるまでの遅延時間で距離を計測している。距離分解能を向上するためには、送信パルス幅を短くする必要があり、送信平均電力の低下とともに、受信帯域幅が拡大し、Ｓ／Ｎの低下が生じる。そのため、送信波の反射する反射断面積が小さなターゲットは発見できない場合がある。

従来のパルスレーダーではターゲットの速度を計測するには、反射信号のドップラー周波数シフトを用いるのが一般的である。高速な移動体の速度を計測するためには、そのドップラー周波数の２倍のパルス繰り返し周波数で送信受信を繰り返す必要がある。ミサイル等のように非常に高速な飛行物体である場合、受信窓が極めて小さくなり、距離計測にあいまいさが出てくる。これを防ぐために、複数のパルス繰り返しを用いて解析的に処理を行い、ターゲットの距離を計算する必要があった。

従来のフェーズドアレイレーダーは複数のビームを形成し、これらのビームを用いて複数のターゲットを独立にトラッキングするものである。しかし、分割可能なビーム数に制約があるため、トラッキングできるターゲット数に制約がある。

パルスレーダー以外の方法を用いてターゲットまでの距離とターゲットの速度とを知る方法として、FMCWレーダーがある。従来のFMCWレーダーではFMCW信号の周波数のぼり時と、周波数くだり時のベースバンド信号周波数のシフト量からターゲットの速度を検出し、さらにドップラー成分を補正後のターゲットとの距離を求める手法が使用されている（例えば、特許文献１，特許文献２）。

しかしながら、ターゲットが移動している場合、受信信号を送信波と同じ信号で周波数変換したベースバンド信号は、ターゲットの速度によるドップラーシフトを受けると同時にターゲットの移動に伴って、周波数が変化し、正確な距離の計測を行うことができないという課題があった。さらにターゲットの速度および速度変化が大きい場合、同時に多数の異なる速度のターゲットが存在する場合には、上記手法は適用困難であった。

また従来のFMCWレーダーでは、距離による遅延より遥かに大きな繰返し周期をとることにより、遅延による影響を無視していた。そのため、遠距離の計測をする場合、早い繰返し周期を採用することができず、高速移動ターゲットの測距高精度化が難しいという課題があった。

特開２０００−４６９４１号特開２００３−１７７１７５号

本発明の目的は、一般のレーダーと異なり、送信信号はパルスではなく、ＣＷまたはＦＭＣＷ信号を用いることにより、レーダー用ではない一般通信用の送信モジュールを使用することができる干渉型レーダーを提供することにある。

前記目的を達成するため、本発明に係る干渉型レーダーは、目標対象物に向けて信号を送信する送信部と、目標対象物で反射する反射波を受信する受信部とを有し、
前記送信部は、
送信信号を出力する信号生成部と、
前記信号生成部からの信号を複数に分配する信号分配器と、
前記信号分配器で分配された信号に基づく送信波のビーム幅及びビーム方向をそれぞれ調整して、前記送信波を出力する複数の位相器と、
前記対応する位相器からの送信波をそれぞれ送信する複数の送信アンテナとを有し、
前記複数の送信アンテナは、１つのアンテナ面にマトリックス状に配列されており、
前記受信部は、
複数の水平系受信アンテナと複数の垂直系受信アンテナとからなる受信アンテナと、
前記受信アンテナで受信した信号を用いて、前記複数の受信アンテナが受信する複数の受信信号を水平系受信アンテナと垂直系受信アンテナとの系統別に復調する復調部と、
前記水平系と垂直系との受信アンテナで受信されて復調されてＡ／Ｄ変換されたディジタル信号について離散フーリエ変換に関連する変換を並行して実行するＦＦＴ処理部と、
前記ＦＦＴ処理部からの出力信号を前記複数の受信アンテナの水平系と垂直系との信号間で相関積分処理を行い、その相関積分処理された信号を入力として、ターゲットの速度別のアンテナ面に入力される信号の位相面からターゲットの方向を求める処理を行う相関処理部とを有し、
前記複数の水平系受信アンテナは、アンテナ面の水平方向に配列され、前記複数の垂直系受信アンテナは、アンテナ面の垂直方向に配列されて、前記水平系アンテナと前記垂直系アンテナとはＴ型形状に組み合わされていることを特徴とする。

また前記送信部は、基準信号と位相同期して発生させた信号を搬送波として前記送信アンテナから送信するとともに、前記基準信号を前記受信部に出力し、前記受信部は、前記送信部から出力される基準信号を共通信号として、前記反射波に対して周波数変換を行い、スペクトル解析処理、相関処理及び積分処理を行う。

また前記送信部は、送信波としてＦＭＣＷ信号を送信し、前記受信部は、受信した信号を送信信号と同じＦＭＣＷ信号で周波数変換し、ターゲットの距離情報を周波数情報に変換する。また前記送信部は送信波としてＦＭＣＷ信号を送信し、前記受信部は、受信した信号を送信信号と同じＦＭＣＷ信号で周波数変換し、さらにＭＴＩモードで得られた特定ターゲットの速度情報を用いて、特定ターゲットの距離補正を行った後、ターゲットの距離情報を周波数情報に変換し高精度な距離情報を得る。また前記送信部は送信波としてＦＭＣＷ信号を送信し、前記受信部は受信した信号を送信信号と同じＦＭＣＷ信号で周波数変換し、ＩＳＡＲ処理を行う。

また前記送信部は、送信波としてＣＷ信号を送信し、前記受信部は、受信したＣＷ信号のベースバンド信号をスペクトル解析し、目標対象物の速度を得る。

また前記送信部は、複数の送信アンテナをマトリックス状に配列し、位相器で送信波のビーム幅，ビーム方向を調整して出力する。前記受信部は、複数の受信アンテナをＴ型形状に配列し、Ｔ型形状の寸法により空間分解能を拡大する。

さらに画像表示部を有している。前記画像表示部は、前記受信部からの出力画像を重ね合わせて画像化することにより、ターゲットの方位、距離、速度さらに特定ターゲットの瞬時時刻における高精度な距離、特定ターゲットのＩＳＡＲ画像を組み合わせて表示する。

高速に移動するターゲットの距離を高精度に計測するために、ＦＭＣＷの繰り返し周波数を高くし、かつ広帯域に周波数を変化させるＦＭＣＷレーダーにおいて、遠距離からの反射信号の受信信号エネルギーを有効に処理するために、繰返し周期と周波数変化率の積と等しいＡ／Ｄ変換を行うことにより、一周期を遥かに超えた受信信号成分もディジタル信号の折り返し特性により同じ周波数に変換され、全受信信号エネルギーが有効に処理される。

本発明は、一般のレーダーと異なり、送信信号はパルスではなく、ＣＷまたはＦＭＣＷ信号であるため、レーダー用ではない一般通信用の送信モジュールを使用することができる。このため、低価格、高信頼性を容易に実現できる。またCWまたはFMCWを用いるため長時間積分によるＳ／Ｎ比の改善により、画像化に必要な送信パワーも従来のレーダーに比べて著しく小さくてよい。さらに、従来のレーダーよりも遥かに高感度を実現することができる。このため、小型、低価格にすることができる。

干渉型レーダー装置は、星や、太陽を観測する天文分野で実現されている。これらのシステムでは、ターゲットが自ら発する微弱なエネルギーを検出して、その放射マップを作る。これらのシステムでは、ターゲットまでの距離は計測する必要がなかった。一方、ミサイルや航空機を監視するためには、速度とともに、距離も非常に重要な情報である。また、航空機や、ミサイルそれ自身から放射するエネルギーは不明であり、画像化には用いられない。

これに対して本発明は、画像化に必要な電磁波エネルギーを、送信部から放射する。距離情報は、送信波をＦＭＣＷ信号とすることで、距離情報を周波数情報に変換して、得ることができる。送信アンテナのビームをスキャンすることなく、全照射領域のターゲットを画像一定時間ごとに画像化することができる。

また、送信信号にＣＷ信号を用いており、ベースバンド信号のスペクトルを解析することにより、簡単にターゲットの速度を求めることができる、速度分解能はドップラー周波数分解能で決まり、ＦＦＴのデータ数で決定される。ミサイルやＩＣＢＭのように非常に高速なターゲットでも、そのドップラー周波数のＦＦＴで解析するだけで、容易に求めることができる。

従来のＦＭＣＷレーダーでは、高速に移動するターゲットを高感度かつ高精度に測距するのは困難であった。しかし、本発明の高精度測距モードでは、ＭＴＩモードで得られたターゲットの速度データを用いて、受信データを補正し、等速直線運動をしていると見なせる範囲内の時間積分をすることで高感度に、かつパルスレーダーと同様な高精度な距離計測を行うことができる。

送信部は複数の小型の送信モジュールで構成されており、位相器を調整することで、ペンシルビームからブロードビームまで簡単に変化させることができる。送信電力を特定のターゲット方向に集中し、受信信号のＳ／Ｎ比を向上させ、ＩＳＡＲ処理で画像化を行うことができる。

以下、本発明を図に基づいて詳細に説明する。

図１に示すように、本発明の実施形態に係る干渉型レーダーは、複数の送信モジュールから構成される１台の送信部Ｔと、複数台の受信部Ｒとを有している。

図１に示す本発明の実施形態に係る干渉型レーダーは、運用面から見ると、パッシブモードとアクティブモードとの２つの動作モードを備えている。そしてアクティブモードは、測距モードと、ＭＴＩモードと、高精度測距モードと、ＩＳＡＲモードを備えている。各モードについて説明する。

前記パッシブモードは、ターゲットに向けて電波（送信波）を放射することなく、例えば航空機の気象レーダー，戦闘機のＦＣＳレーダー，人工衛星搭載レーダーの信号などのように受信アンテナビーム内で受信可能周波数範囲の全電波源の方向と電波強度とを表示する動作モードである。

アクティブモードのうち前記測距モード及び前記ＭＴＩモードは、時分割に交互に動作し、ターゲットの方位と距離とを計測するとともに、その計測結果を合成して画面表示するモードである。また前記測距モード及び前記ＭＴＩモードでは、全視野を瞬時にもれなく観測する概査ＭＴＩ機能と特定のターゲットの測距ＭＴＩを高精度に行う個別測距機能、また全視野を瞬時にもれなく観測する概査測距機能と特定のターゲットの測距を高精度に行う個別測距機能が同時に動作する。これら概査ＭＴＩ，概査測距、個別ＭＴＩ，個別測距機能の計測結果は画像処理されて、全体画面上に合成して、又は個別ターゲットの詳細情報として表示される。前記ＩＳＡＲモードは、動作時に電波（送信波）を送信し、ターゲットからの反射波を受信して、ＩＳＡＲ（Inverse Synthetic Aperture Radar）処理を行い画像化するモードである。

前記送信部Ｔは図１に示すように複数のモジュールから構成される。前記複数のモジュールは、同期信号発生部１と、信号生成部２と、エキサイタ３と、信号分配器４と、信号分配器４で分配された信号がそれぞれ入力する複数の位相器５と、各位相器５にそれぞれ接続された複数のマイクロパワーモジュール（ＭＰＭ）６と、各マイクロパワーモジュール６からの送信波を送信する複数の送信アンテナ７とを有している。ここに、マイクロパワーモジュール（ＭＰＭ）６は図示しない位相安定回路を備えた小型のＴＷＴＡ（Traveling Wave Tube Amplifier）が組み込まれ、送信波を増幅するものである。またエキサイタ３は、信号生成部２からの送信波の振幅を大きくして信号分配器４に出力させる。

前記複数の送信アンテナ７は図２に示すように、１つのアンテナ面９ａにマトリックス状に配列している。前記アンテナ面９ａは、その法線方向が目標対象物（以下、ターゲットという）２１に向いた平面形状をなしている。なお、ターゲット２１としては、ミサイル，航空機などの高速飛行物体が挙げられるが、図ではミサイルを図示している。

前記送信アンテナ７は、前記マイクロパワーモジュール６及び前記位相器５の直列回路にそれぞれ直列に接続されている。前記複数の位相器５には、信号分配器４で分配された信号が並列にそれぞれ入力する。複数の位相器５はビーム幅及びビーム方向をそれぞれ調整して送信波を送信アンテナ７に出力するため、前記複数の送信アンテナ７は図２に示すように、これらのアンテナ７を組み合わせた合成開口からのビーム幅が広いブロードビームＢ１と、前記合成開口からのビーム幅が特定のターゲット２１の方向に集中した鋭利なペンシルビームＢ２とに切り替えられて送信波をターゲット２１に向けて送信する。ここで、ブロードビームＢ１は測距モード時とＭＴＩモード時とに出力させるものであり、送信信号を後述する受信アンテナの全視野角に均一電力で照射するビームである。ペンシルビームＢ２は特定のターゲット２１を注目してできるだけ高いＳ／Ｎ比で観測するとき及びＩＳＡＲ観察モード時に出力させるものであり、送信信号を特定の方向に全送信電力を集中させたビームである。

前記同期信号発生部１は、前記信号生成部２及び前記受信部Ｒ並びにそのほかの各部に同期信号を出力する。前記信号生成部２は前記同期信号発生部１からの同期信号を入力として、ＭＴＩモード時にＣＷ（Continuous Wave）信号を出力し、測距モード時及びIＳＡＲモード時にＦＭＣＷ（Frequency-Modulated Continuous Wave）信号を出力する。ここに、ＣＷ信号とは、周波数を変調させずに連続して出力される信号である。ＦＭＣＷ信号とは、周波数を直線的に変調させながら連続的に出力される信号である。

前記受信部Ｒは図１に示すように、Ｈ（水平）系とＶ（垂直）系との複数の受信アンテナ８_H，８_Vを備えている。これらのＨ系とＶ系との受信アンテナ８_H，８_Vは図３に示すように、１つのアンテナ面９ｂにＴ型形状に配列されている。すなわち、Ｈ系の受信アンテナ８_Hは図３に示すように、アンテナ面９ｂの横（水平）方向（図の左右方向）に直線状に配列され、Ｖ系のアンテナ８_Vはアンテナ面９ｂの縦（垂直）方向（図の上下方向）に直線状に配列されることにより、Ｔ型形状をなしている。この場合、Ｖ系受信アンテナ列はＨ系受信アンテナ列の中心位置から下方に伸びている場合に最も効率が良くなるが、この場合に限られるものではなく、その中心位置から左右にずれた位置から下方に伸びてＴ型形状をなすようにしても効率が若干落ちるが、特に問題が生じるものではない。前記アンテナ面９ｂは、その法線方向が観測すべき方向に向いた平面形状をなしており、受信アンテナ８_H，８_Vとしてマイクロ波（例えばＸバンド）受信アンテナが用いられる。図３において、横方向に配列されたＨ系受信アンテナ８_Hの列の長さＤ１と、縦方向に配列されたＶ系受信アンテナ８_Vの列の長さＤ２とにより空間分解能が決定される。アンテナ列の長さＤ１及びＤ２の寸法が大きいほど、空間分解能が大きくなる。

送信アンテナ７と受信アンテナ８（８_H，８_V）との関係では、通常観測時は送信アンテナ７のアンテナパターン及びビーム幅は、ターゲット２１からの反射波が受信アンテナ８の全視野角に均等に照射するようにブロードビームモードＢ１に選定される。

前記複数の受信アンテナ８（８_H，８_V）は図１に示すように、それぞれほぼ等しい電気的仕様を有する受信装置を備えている。前記受信装置は、低雑音増幅器（ＬＮＡ）１０と、周波数変換部１１と、対をなすローパスフィルタ１２ａ，１２ｂと、Ａ／Ｄ変換部１３と、ＦＦＴ処理部１４と、相関処理部（相関器１５ａ，積分器１５ｂ）１５と、２次元ＦＦＴ処理部１６と、データ処理部１７と、画像表示部１８と、高精度測距処理部１９とを備えている。

前記低雑音増幅器１０は前記受信アンテナ８から出力される受信信号を増幅する。前記周波数変換部１１は前記信号生成部２から出力される信号を用いて、複数の受信アンテナ８が受信する複数の受信信号に対してＨ系受信アンテナ８_ＨとＶ系受信アンテナ８_Ｖとの系統別に周波数変換を行い、複数の受信信号を復調し、それぞれの受信信号から複素信号であるＩＱ信号（アナログ信号）を抽出し、そのＩ信号を一方のローパスフィルタ１２ａに、残りのＱ信号を他方のローパスフィルタ１２ｂにそれぞれ出力する。ローパスフィルタ１２ａ，１２ｂは、ＩＱ信号の高周波成分を除去する。前記Ａ／Ｄ変換部１３は、ローパスフィルタ１２ａ，１２ｂで高周波成分が除去されたアナログのＩＱ信号（受信信号）を前記同期信号発生部１からの同期信号に同期させてディジタル信号にＡ／Ｄ変換する。前記ＦＦＴ処理部１４は、Ｈ系とＶ系との受信アンテナ８で受信されて復調された前記Ａ／Ｄ変換部１３からのディジタル信号について離散フーリエ変換に関連する変換を並行して実行し（ＦＦＴ）、その出力信号を前記相関処理部１５及び前記高精度測距処理部１９に出力する。

前記相関処理部１５は相関器１５ａと積分器１５ｂとを有し、前記ＦＦＴ処理部１４からの出力信号を複数の受信アンテナ８のＨ系とＶ系との信号間で相関積分処理を行う。前記２次元ＦＦＴ処理部１６は、相関処理部１５で相関積分処理された信号を入力として、ターゲット２１の速度別のアンテナ面（受信アンテナのアンテナ面）９ｂに入力される信号の位相面から電波源（ターゲット２１）の方向を求める処理を行う。前記データ処理部１７は、前記同期信号発生部１から出力される同期信号を用いて、前記２次元ＦＦＴ処理部１６で２次元ＦＦＴ処理されたデータを入力とし、ＭＴＩモードでターゲットの速度毎に分類したターゲットの方位エレベーションと測距モードでターゲットの距離ごとに分類したターゲットの方位エレベーションを画像表示部１８に出力し、かつターゲットの速度及び方位のデータを前記高精度測距処理部１９に出力する。

本発明の実施形態においては、送信アンテナ７からの送信と受信アンテナ８による受信とが同時刻に行われるため、図３に示すように送信アンテナ７からの送信信号が受信アンテナ８に廻り込まないように送信アンテナ７と受信アンテナ８とを白抜き矢印で示すように干渉しない程度に分離して設置する。

さらに本発明の実施形態における方位分解能は、最も離れて設置された受信アンテナ８，８間の距離により決定される。また観測可能な視野角は、各受信アンテナ８のビーム幅により決定される。

本発明の実施形態においては、前記送信部Ｔと前記受信部Ｒとの動作を変更することにより、非常に高感度にターゲットの方位と速度とを検出するＭＴＩモードと、同様に高感度にターゲットの方位と距離とを計測する測距モードとで動作させる。本発明は図１に示すように制御部２０を備えている。前記制御部２０は、前記送信部Ｔと前記受信部Ｒとの動作を前記ＭＴＩモードと前記測距モードの二つの動作モードに数十ミリ秒から数秒以内で交互に切り替え、その出力画像を合成して、高精度な測距、ＭＴＩレーダー画像として表示する制御を行う機能を有している。さらに制御部２０はＭＴＩモード及び測距モードにおいて、データ処理部１７及び高精度測距処理部１９を動作制御し、個別のターゲットに関し、高精度に速度計測，距離計測を行う制御機能を有している。

先ず、本発明におけるＭＴＩモード時の動作について説明する。制御部２０からＭＴＩモードの指令が送信部Ｔに入力すると、信号生成部２は同期信号発生部１からの同期信号を入力として一定周波数のＣＷ信号（ベースバンド信号）を連続して出力し、そのＣＷ信号をエキサイタ３に通して信号分配器４に出力する。信号分配器４は、入力したＣＷ信号を分配して複数の位相器５に出力する。位相器５は、分配された信号が入力すると、送信アンテナ７から送信する送信信号のビーム幅，ビーム方向を調整し、その調整後の送信信号をマイクロパワーモジュール６に通して送信アンテナ７に出力する。複数の送信アンテナ７は、図３の（ａ）に示す一定周波数の連続したＣＷ信号を送信信号（送信波）としてターゲット２１に向けて放射する。この場合、ＣＷ信号の送信波は、送信アンテナ７からペンシルビームＢ２でターゲット２１に向けて放射される。

制御部２０は、送信部Ｔと受信部ＲとにＭＴＩモードの動作指令を同時に出力するものであり、送信部Ｔが上述したように送信信号（ＣＷ信号）をターゲット２１に向けて送信している際に、受信部Ｒはターゲット２１で反射される信号（受信信号）を受信している。このように送信部Ｔと受信部Ｒとは、同時に動作しているために、送信部Ｔからの送信信号が受信部Ｒに線形動作領域（小信号の範囲；リニアな範囲）を超えるほど強力な信号として廻り込むと、受信部Ｒは、送信部Ｔから出力された送信信号とターゲット２１からの反射信号とを識別することが困難になる。そのため、送信アンテナ７と受信アンテナ８とを離して設置している。ここに、前記送信信号のパワーが前記線形動作領域であれば、送信アンテナ７から受信アンテナ８に廻り込む不要な送信波を受信部およびＦＦＴ処理で分離することが可能である。

図３において、送信アンテナ７から送信される送信信号のアンテナビーム方向に高速で飛翔してくるターゲット２１が存在しているとする。この場合、送信アンテナ７からの送信信号はターゲット２１で反射され、その反射波は非常に微弱な受信信号として複数の受信アンテナ８で受信される。

前記受信アンテナ８で受信した受信信号（反射波）は、ターゲット２１の速度ＶによりドップラーシフトΔｆを受けている。ここに、送信アンテナ７から送信される送信信号の送信周波数をｆ_ｃ、ターゲット２１の速度をＶ、ドップラーシフトをΔｆ、Cを光速とすると、これらの関係は次の式（１）となる。
Δｆ＝（２×Ｖ）／（Ｃ×ｆ_ｃ）（１）

前記Ｈ系及びＶ系の複数の受信アンテナ８で受信された信号は、それぞれ低雑音増幅器１０で増幅され、その増幅後の受信信号が周波数変換部１１にそれぞれ入力する。それぞれの周波数変換部１１は、信号生成部２からの送信信号（送信アンテナ７から送信される送信波）で周波数変換し、ベースバンド周波数の信号（ベースバンド信号）に変換する。

Ａ／Ｄ変換部１３は、複数の周波数変換部１１からの前記ベースバンド信号を受け取ると、アナログ信号である前記ベースバンド信号をディジタル信号に変換し、そのディジタル信号であるベースバンド信号をＦＦＴ処理部１４に出力する。

次に前記ＦＦＴ処理部１４は、入力したベースバンド信号をドップラーシフト周波数に分類する（スペクトル解析）。このとき、ベースバンド信号に含まれる直流周波数成分は、速度を持たないターゲットからの反射信号、及び送信アンテナ７から受信アンテナ８への廻り込み成分であるので、Ａ／Ｄ変換部１３及びＦＦＴ処理部１４により除去される。Ｘバンドの周波数を用いる干渉レーダーの実施例では、計測対象速度範囲を最大７Ｋｍ／ｓとすると、最高ドップラー周波数は約４５０ＫＨｚとなる。この場合、Ａ／Ｄ変換周波数はその２倍以上となり、たとえば１ＭＨｚとする。概査ＭＴＩ処理では、必要速度分解能を７０ｍ／ｓ程度とすると、２５６点ＦＦＴが必要になる。この出力を相関処理し、積分、二次元ＦＦＴ処理を行い、速度毎の画面として画像化する。

前記ＦＦＴ処理部１４でのＦＦＴ処理を図６に基づいて説明する。送信アンテナ７と受信アンテナ８とのスラントンジ方向速度がＶであるターゲット２１からの反射信号はドップラーシフトを受けている。このドップラーシフト周波数によりターゲット２１からの信号を分類し、速度ごとのターゲット分布図を求める。

すなわち図６に示すように、前記ＦＦＴ処理部１４は、前記Ａ／Ｄ変換部１３でＡ／Ｄ変換されたディジタル信号であるベースバンド信号を一定周期Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３・・・毎に周波数解析する。この場合、Ａ／Ｄ変換のサンプル周波数Δｔは、次式（２）で示すように想定される最高ドップラー周波数の２倍以上であることが必要である。

１／Δｔ＞２Δｆ_ｍａｘ（２）
ここに、Δｆ_ｍａｘは、想定される最高ドップラー周波数である。

またＦＦＴ処理部１４に１回に入力処理するデータ時間Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３・・・は、次式（３）で示すように、必要とする速度分解能のドップラー周波数の逆数時間以上でなければならない。

Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３・・・＞１／Δｆ_ｍｉｎ（３）
ただし、Δｆ_ｍｉｎ＝２ΔＶｆ_ｃ／Ｃである。ここに、ΔＶは速度分解能、Δｆ_ｍｉｎはドップラー周波数分解能である。

前記ＦＦＴ処理部１４でドップラーシフト周波数に分類された信号が相関処理部（相関器１５ａ，積分器１５ｂ）に入力すると、相関処理部１５により相関積分処理が行われる。次に相関処理と積分処理とに区分けして説明する。

先ず前記相関器１５ａが受信アンテナ８系列の信号間で相関処理を行う場合について説明する。図６に示すように、前記ＦＦＴ処理部１４でドップラーシフト周波数に分類された信号（Ｆ（ω_ｋ））が前記相関器１５ａに入力すると、前記相関器１５ａは、Ｈ系とＶ系との受信アンテナ８_Ｈ，８_Ｖの相互間で信号Ｈ_１＊（ω_０）〜Ｈ_１＊（ω_ｎ）・・・Ｈ_ｎ＊（ω_０）〜Ｈ_ｎ＊（ω_ｎ），信号Ｖ_１（ω_０）〜Ｖ_１（ω_ｎ）・・・Ｖ_ｎ（ω_０）〜Ｖ_ｎ（ω_ｎ）の周波数成分の相関処理を行う。この周波数成分の相関処理は、Ｈ系とＶ系との全ての組み合わせの受信アンテナ８_Ｈ，８_Ｖの相互間で行う。前記相関器１５ａによる相関処理により、各受信アンテナ系統で受信された信号間の、入射方向による位相差が検出され、全受信アンテナ８間の相関を求めることにより、アンテナ面９ｂに入射される全受信信号のベクトル合成された位相面を求めることができる。

前記積分器１５ｂは、前記相関器１５ａで相関処理された信号を長時間積分処理する（図３の（ｂ））。前記積分器１５ｂによる積分の結果、受信アンテナ８_Ｈ，８_ＶのＨ系とＶ系とで発生する内部雑音が抑圧され、内部雑音レベル以下の非常に微弱な受信信号も画像化することができる。同時に受信部Ｒ内の共通的なスプリアスが存在する場合、そのスプリアスは相関積分処理で抽出される。そのため、受信部Ｒの局部発信には共通信号源の逓倍信号ではなく、フェーズドロック発信器による独立発信信号を使う必要がある。前記周波数変換部１１からのベースバンド信号に含まれる直流分は、Ａ／Ｄ変換部１３及びＦＦＴ処理部１４で除去することにより、送信アンテナ７からの送信信号が受信アンテナ８の受信信号に混入する影響を除去することができる。

以上のように、Ｈ系とＶ系の受信アンテナ８_Ｈ，８_Ｖ相互間の全ての組み合わせについてドップラーシフト周波数別に相関演算を行なうと、図７（ａ）に示すように分類されたドップラーシフト周波数（ターゲット２１の速度）別のアンテナ面９ｂに入力される受信信号（ターゲット２１からの反射波）の位相面（Ｈ−Ｖ）を求めることができる。

前記２次ＦＦＴ処理部１６は前記相関処理部１５からの信号を受けると、図７（ａ）に示す位相面（Ｈ−Ｖ）の２次元関数を２次元ＦＦＴ処理することにより、図７（ｂ）に示す速度ごとに分類したターゲット２１の方位エレベーション（Ｄ−Ｅ）を求める。

前記データ処理部１７は、前記説明した概査ＭＴＩ処理で求められたターゲット２１の方位エレベーション（Ｄ−Ｅ）に基づいて特定ターゲット２１の方向及び速度を計測する。すなわち、図３の（ａ）のようにＭＴＩモードでは、送信側から連続したＣＷ信号が出力される。ターゲット４の速度Ｖにより受信信号はドプラーシフトされたものであり、ドップラーシフトΔｆがドップラー周波数として検出されるから、データ制御部１７は、式（１）によりターゲット２１の速度Ｖを算出する。本発明では、送信信号にＣＷ信号を用いているため、非常に高精度に速度分析を行うことができる。必要なドップラー周波数分解能の逆数が１回の周波数解析処理に必要なデータ時間である。たとえば、送信信号の送信周波数が１０ＧＨｚである場合に、１００ｍ／ｓの速度分解能を得るためには、０．１５ｍｓの受信データを周波数解析すればよい。

さらに前記データ処理部１７は、前記２次元ＦＦＴ処理部１６から出力される方位エレベーション（Ｄ−Ｅ）ごとのターゲット２１からの信号強度を一定時間積分する。ある一定時間内方位が一定とみなせるターゲットの監視画像を出力する場合には、その時間内積分することができ、さらにＳ／Ｎ比を改善することができる。したがって、通常のレーダーでは検出不可能なターゲットも画像化することが可能である。

次に、本発明における測距モード時の動作について説明する。測距モード時においては、ＭＴＩモード時に出力したＣＷ信号に代えて、ＦＭＣＷ信号を出力する。この測距モードは、ＭＴＩモードと同じ構成で送信信号をＦＭＣＷとすることにより、ターゲットまでの距離を計測することができる。

この測距モードにおいては、受信信号を送信信号と同じＦＭＣＷ信号で周波数変換することにより、ターゲット２１の距離が反射信号（受信信号）の周波数に変換される。

したがって、相関処理部１５は、Ｈ系とＶ系の受信アンテナ８_Ｈ，８_Ｖ相互間の全ての組み合わせについて周波数別に相関演算を行なうと、図７（ａ）に示すようにターゲット２１までの距離で分類された周波数（ターゲット２１の距離）別のアンテナ面９ｂに入力される受信信号（ターゲット２１からの反射波）の位相面（Ｈ−Ｖ）を求めることができる。図７（ａ）には、ターゲット２１までの距離に相当する周波数別に分類された複数の前記位相面（Ｈ−Ｖ）を図示している。

前記２次ＦＦＴ処理部１６は前記相関処理部１５からの信号を受けると、図７（ａ）に示す位相面（Ｈ−Ｖ）の２次元関数を２次元ＦＦＴ処理することにより、図７（ｂ）に示すターゲット２１の距離ごとに分類したターゲット２１の方位エレベーション（Ｄ−Ｅ）を求める。概査処理ではターゲット２１が速度を持っている場合は静止している場合より若干周波数がシフトするが、距離分解能の誤差内に抑えることが可能である。Ｘバンドの干渉レーダーの実施例では最大観測範囲を３０００Ｋｍとした場合、ＦＭＣＷ信号の繰り返し周期は２０ｍＳ程度、最高距離分解能を１ｍとすると、ＦＭＣＷ送信信号帯域幅は１５０ＭＨｚとなる。ターゲット２１の最大ドップラー周波数シフトは４５０ＫＨｚ程度であるので、概査で距離分解能を２０Ｋｍとした場合、ドップラー周波数偏移による誤差は無視することができる。

概査処理においては、前記受信アンテナ８の受信信号を前記ＦＦＴ処理部１４によるＦＦＴ処理で周波数分類した後はＭＴＩモードと同じように相関処理、積分を行い、Ｓ／Ｎ比を向上させている。視野角内のターゲットの数に関係なく（性能低下することなく）データ処理部１７でそれぞれのターゲットの軌跡をトレースすることが可能である。受信アンテナ８に対するターゲット２１の方位，ターゲット２１までの距離及びターゲット２１の速度が大きく変化しない限り（誤差範囲内のとき）、ターゲット２１で反射された信号の相関出力位相は一定なため、複数パルスにわたって位相積分を行い、高感度化，高精度化を図ることができる。測距モードと同様にベースバンド信号への変換後に直流成分近傍の低周波成分を除去することにより、受信アンテナ８への送信信号の回り込み成分を除去することができる。

さらにデータ処理部１７は、図７（ｂ）に示す２次ＦＦＴ処理部１６から出力される方位エレベーション（Ｄ−Ｅ）ごとの信号強度を解析し、前記算出したターゲット２１の距離ごとに方位エレベーション（Ｄ−Ｅ）内での座標からターゲット２１の方位方向を検出する。

前記制御部２０は、前記送信部Ｔと前記受信部Ｒとの動作を前記ＭＴＩモードと前記測距モードの二つの動作モードに数十ミリ秒から数秒以内で交互に切り替える。

前記画像表示部１８は、ＭＴＩモード時に前記データ処理部１７からのデータを受け取ると、ドップラー周波数毎に分類されたターゲット２１の速度及び方位方向のデータを合成し、視野角全体に存在するターゲット２１の方位，速度を合成表示する。さらに画像表示部１８は、測距モード時に前記データ処理部１７からのデータを受け取ると、距離に対応したベースバンド周波数毎に分類されたターゲット２１の距離及び方向のデータを合成し、視野角全体に存在するターゲット２１の方向，距離を合成表示する。したがって図９（ａ）に示すように、ターゲット位置情報（ｘ_１，ｙ_１，ｚ_１及びｘ_２，ｙ_２，ｚ_２）を受信アンテナ８のビームＢ３内に三次元表示（３Ｄ）する。ターゲット２１の速度及び進行方向情報をベクトル表示する。さらにターゲット２１の軌跡情報を破線表示する。

以上説明した概査ＭＴＩ及び概査測距モードでは、受信アンテナ８による視野角全体に存在するターゲット２１の方位，速度，距離を合成表示する場合であるが、特定のターゲット２１について精密測距，トラッキング，予想軌道の表示を行う、或いは図９（ｂ）のようなＩＳＡＲ画像の表示を行う場合がある。この場合について説明する。この場合、ＭＴＩモードで取得したターゲット２１の速度情報を基にして周波数Δｆを補正することにより、距離分解能を向上、すなわち位置と時間とを同定する必要がある。この処理は図１の高精度測距処理部１９により行われる。

次に高精度測距処理部１９による処理を説明する。図４（ａ）に示すように、ターゲット２１が停止している場合、周波数変換部１１で送信信号と受信信号の差分を求めると、ターゲット２１までの距離が受信信号の周波数に変換される。この場合、ターゲット２１が停止しているため、距離変化による周波数の変化はない。送信信号に対する受信信号の遅延時間Ｔ_ｄは次式（４）で表される。

Ｔ_ｄ＝２Ｒ／Ｃ＝２（Ｒ_０−Ｖｔ）／Ｃ（４）
Ｒ（Ｒ_０）は受信アンテナ８からターゲット２１までの距離、Ｃは光速、Ｖはターゲット２１の速度である。

ここに、ターゲット２１までの距離Ｒのデータには、前記測距モードで求めた距離情報を用いる。またターゲット２１の速度のデータには、前記ＭＴＩモードで求めた距離情報を用いる。ｔは、前記測距モードで求めた距離情報と前記ＭＴＩモードで求めた距離情報とに基づいて求める。

図４（ｂ）は、周波数変換部１１で周波数変換したベースバンド周波数の変化と時間（ターゲット２１までの距離変化）との関係を示すものである。図４（ｂ）において、点線で示すラインＬは、ＦＭＣＷ信号のサンプルによる繰返し周波数を示す。また図４（ｂ）において、周波数変換部１１で周波数変換したベースバンド周波数ｆ_Ｂは、次の式（５）で表される。

ｆ_Ｂ＝２ｋＲ_０／Ｃ（５）
ｋはチャープ率であって、送信信号のパルス幅をτ、送信信号の帯域幅をＢとすると、ｋ＝Ｂ／τである。

図４（ａ）の場合、ターゲット２１は停止しているから、ベースバンド周波数ｆ_Ｂはターゲット２１までの距離によって変化しない。送信信号に対する受信信号のドップラーシフトΔｆを折り返すと、ベースバンド周波数ｆ_Ｂは一定となる。

したがって、周波数変換部１１で周波数変換されて距離に相当する周波数別に分類されたベースバンド信号（受信信号）のエネルギーは図４（ｃ）に示すように先鋭な形状となる。

これに対して図５に示すように、ターゲット２１が高速で受信アンテナ８に近づく場合を考える。図５（ａ）において、周波数変換部１１で送信信号と受信信号との差分を求めて周波数変換すると、図５（ｂ）に示すようになる。図５（ｂ）に示すように、ターゲット２１が高速（一定速度）で移動する場合、ベースバンド周波数ｆ_Ｂは、ｔの一次式で変化する。すなわち、ベースバンド周波数ｆ_Ｂは、ドップラー周波数による影響を受けて、距離による周波数変化を生じる。その周波数変化ｙは次式（６）で表される。

ｙ＝{-２ｋＶｔ＋２（ｋＲ_０-Ｖｆ_ｃ）}／Ｃ（６）
ここで、ドップラー周波数ｆ_ｄ＝２Ｖｆ_ｃ／Ｃである。

図５（ｃ）に示すように、ベースバンド信号（受信信号）のエネルギーは図４（ｃ）と比較して広がり、感度が低下し、さらに距離分解能が劣化する。そのため、高精度測距処理部１９により、速度補正処理を行い、高精度な距離計測を行う必要がある。次に高精度測距処理部１９による高精度な距離計測の処理について説明する。

高精度測距処理部１９は、データ処理部１７から高精度処理すべきターゲットの位置情報と概査処理結果の速度距離データを取得する。前記データの取得後、前記高精度測距処理部１９は、概査ＭＴＩ処理で求めたターゲットのドップラー周波数に相当するＦＦＴ処理部１４の出力信号のうち、データ処理部１７から入力した方位情報から求める方位方向のベースバンド信号ｆ_Ｂのみを抽出する。

この抽出されたベースバンド信号ｆ_Ｂに、ターゲット２１までの距離変化による周波数変化ｙの補正項を加える。その周波数変化の補正項を加えたベースバンド信号ｆ_ｏｕｔは次式（７）で表せる。

ｆ_ｏｕｔ＝ｆ_Ｂ＋２ｋＶｔ／Ｃ＝２（ｋＲ_０-Ｖｆ_ｃ）／Ｃ（７）
この式（７）を、距離Ｒ_０を表す式に書き換えると、次式（８）となる。

Ｒ_０＝（ｆ_ｏｕｔＣ／２＋Ｖｆ_ｃ）／ｋ（８）

前記高精度測距処理部１９は、前記式（７）を算出すると、前記周波数変化の補正項が加えられたベースバンド信号ｆ_ｏｕｔについて高精度に周波数解析を行うことにより、高精度の速度計測を行う。

次に前記高精度測距処理部１９は、前記高精度に計測した速度データを用いて、高精度測距処理を行う。すなわち高精度測距処理部１９は、概査測距モードで求めた距離情報から、そのターゲット情報が含まれるＦＦＴ処理部１４の出力周波数を選択し、全受信アンテナ系等分の信号を取得する。そして高精度測距処理部１９は、全受信アンテナ系統の信号を、概査で求めたターゲット方位のみが強め合うように位相遅延させて合成することにより、ターゲットの信号方向成分のみを抽出する。この抽出された信号に前記の高精度に求めた速度データを使用し、積分時間にわたり距離補正，ドップラー補正を行い、その後に高精度な周波数解析を行う。これにより特定ターゲットについて、高精度測距処理部１９は、正確な距離情報を画像表示部１８に出力する。

画像表示部１８は、高精度測距処理部１９からの距離情報に基づいて、特定のターゲットについて精密測距，トラキング，予想軌道を表示する。ＩＳＡＲモードでは、図１１（ｂ）に示すようなＩＳＡＲ画像を表示する。また精密測距モードは、測距モードと併用して使用され、画像表示部１８は、特定ターゲットの精密距離を測定時刻のタイムスタンプとともに表示する。この場合、データ処理部１７は、高精度測距処理部１９からの距離情報に基づいてターゲットの軌道推定を行う。

上述した実施形態では、同期信号発生部１からの同期信号を基準信号として用いたが、基準信号は同期信号に限られない。すなわち本発明に係るＦＭＣＷレーダーは、一定周波数変化率（チャープ率）ｋで変化し、周期Ｔで繰り返す信号を送信する送信部Ｔと、目標対象物で反射した信号を送信信号と全く同じタイミングまたは位相同期したタイミングの周波数変化率ｋの局部発信信号で周波数変換するヘテロダイン機能を有する受信部Ｒと、前記ｋとＴの積になるサンプル周波数Ｆ（Ｆ＝ｋＴ）でディジタル化するＡ／Ｄ変換部とを有する構成に変更してもよい。

この構成によれば、図３に示すようにＦＭＣＷの繰り返し周波数を高くし、かつ広帯域に周波数を変化させるＦＭＣＷレーダーにおいて、遠距離からの反射信号の受信信号エネルギーを有効に処理するために、繰返し周期と周波数変化率の積と等しいＡ／Ｄ変換を行うことにより、一周期を遥かに超えた受信信号成分もディジタル信号の折り返し特性により同じ周波数に変換され、全受信信号エネルギーが有効に処理される。

以上説明したように本発明によれば、一般のレーダーと異なり、送信信号はパルスではなく、ＣＷまたはＦＭＣＷ信号であるため、レーダー用ではない一般通信用の送信モジュールを使用することができる。

本発明に係る干渉型レーダーの構成を示す構成図である。本発明に係る干渉型レーダーにおける送信部に設置する送信アンテナの構成を示す構成図である。本発明に係る干渉型レーダーにおける受信部に設置する受信アンテナの構成を示すとともに、ＭＴＩモード動作時を示す構成図である。ターゲットが停止している場合を示す図である。ターゲットが近づいている場合を示す図である。本発明におけるＦＦＴ及び相関処理を説明する図である。本発明における２次元ＦＦＴ処理を説明する図である。本発明に係る干渉型レーダーにおける受信部に設置する受信アンテナの構成を示すとともに、測距モード動作時を示す構成図である。本発明において、画像表示する表示例を示す図である。

符号の説明

Ｔ送信部
Ｒ受信部
７送信アンテナ
８受信アンテナ
１１周波数変換部
１３Ａ／Ｄ変換部
１４ＦＦＴ処理部
１５相関処理部
１６２次ＦＦＴ処理部
１７データ処理部
１８画像表示部
１９高精度測距処理部

Claims

目標対象物に向けて信号を送信する送信部と、目標対象物で反射する反射波を受信する受信部とを有し、
前記送信部は、
送信信号を出力する信号生成部と、
前記信号生成部からの信号を複数に分配する信号分配器と、
前記信号分配器で分配された信号に基づく送信波のビーム幅及びビーム方向をそれぞれ調整して、前記送信波を出力する複数の位相器と、
前記対応する位相器からの送信波をそれぞれ送信する複数の送信アンテナとを有し、
前記複数の送信アンテナは、１つのアンテナ面にマトリックス状に配列されており、
前記受信部は、
複数の水平系受信アンテナと複数の垂直系受信アンテナとからなる受信アンテナと、
前記受信アンテナで受信した信号を用いて、前記複数の受信アンテナが受信する複数の受信信号を水平系受信アンテナと垂直系受信アンテナとの系統別に復調する復調部と、
前記水平系と垂直系との受信アンテナで受信されて復調されてＡ／Ｄ変換されたディジタル信号について離散フーリエ変換に関連する変換を並行して実行するＦＦＴ処理部と、
前記ＦＦＴ処理部からの出力信号を前記複数の受信アンテナの水平系と垂直系との信号間で相関積分処理を行い、その相関積分処理された信号を入力として、ターゲットの速度別のアンテナ面に入力される信号の位相面からターゲットの方向を求める処理を行う相関処理部とを有し、
前記複数の水平系受信アンテナは、アンテナ面の水平方向に配列され、前記複数の垂直系受信アンテナは、アンテナ面の垂直方向に配列されて、前記水平系アンテナと前記垂直系アンテナとはＴ型形状に組み合わされていることを特徴とする干渉型レーダー。
前記信号生成部は、同期信号発生部からの同期信号に基づいて、ＭＴＩモード時にＣＷ（Continuous Wave）信号を出力し、測距モード時及びIＳＡＲモード時にＦＭＣＷ（Frequency-Modulated Continuous Wave）信号を出力するものであり、
前記復調部は、
前記受信アンテナで受信した信号を用いて、前記複数の受信アンテナが受信する複数の受信信号に対して水平系受信アンテナと垂直系受信アンテナとの系統別に周波数変換を行い、複数の受信信号を復調し、それぞれの受信信号から複素信号であるＩＱ信号を抽出いｓて出力する周波数変換部と、
前記周波数変換部から出力されて高周波成分が除去されたＩＱ信号を前記同期信号発生部からの同期信号に同期させてディジタル信号にＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換部からなるものである請求項１に記載の干渉型レーダー。
前記信号生成部は、一定周波数変化率ｋで変化し周期Ｔで繰り返す信号を出力するものであり、
前記復調部は、
ターゲットで反射した信号を送信信号と全く同じタイミングまたは位相同期したタイミングの周波数変化率ｋ，周期Ｔで繰り返す局部発信信号で周波数変換するヘテロダイン部と、
前記周波数変換された信号を前記ｋとＴの積になるサンプル周波数Ｆ（Ｆ＝ｋＴ）でディジタル化するＡ／Ｄ変換部からなるものである請求項１に記載の干渉型レーダー。
更に、データ処理部を有し、
前記データ処理部は、前記同期信号発生部から出力される同期信号を用いて、前記ＦＦＴ処理部でＦＦＴ処理されたデータを入力とし、ＭＴＩモードでターゲットの速度毎に分類したターゲットの方位エレベーションと測距モードでターゲットの距離ごとに分類したターゲットの方位エレベーションを画像表示部に出力するものである請求項２に記載の干渉型レーダー。
更に、データ処理部及び高精度測距処理部を有し、
前記データ処理部は、前記同期信号発生部から出力される同期信号を用いて、前記ＦＦＴ処理部でＦＦＴ処理されたデータを入力とし、前記ＦＦＴ処理部から出力される方位エレベーションごとの信号強度を解析し、ターゲットの距離ごとに方位エレベーション内での座標からターゲットの方位方向を検出し、ターゲットの位置情報と概査処理結果の速度距離データとを出力するものであり、
前記高精度測距処理部は、前記データ処理部からターゲットの位置情報と概査処理結果の速度距離データを取得し、概査ＭＴＩ処理で求めたターゲットのドップラー周波数に相当する前記ＦＦＴ処理部の出力信号のうち、前記データ処理部から入力した方位情報から求める方位方向のベースバンド信号のみを抽出し、この抽出されたベースバンド信号に、ターゲットまでの距離変化による周波数変化の補正項を加え、そのベースバンド信号について周波数解析を行うことにより速度データの計測を行い、概査測距モードで求めた距離情報から、そのターゲット情報が含まれる前記ＦＦＴ処理部の出力周波数を選択し、全受信アンテナ系等分の信号を取得し、全受信アンテナ系統の信号を、概査で求めたターゲット方位のみが強め合うように位相遅延させて合成することにより、ターゲットの信号方向成分のみを抽出し、この抽出された信号に前記速度データを使用し、積分時間にわたり距離補正，ドップラー補正を行って周波数解析を行うものである請求項２に記載の干渉型レーダー。