JP4211110B2

JP4211110B2 - Position sensorless motor control device

Info

Publication number: JP4211110B2
Application number: JP01014099A
Authority: JP
Inventors: 和成楢崎; 友邦飯島; 徹田澤; 幸紀丸山
Original assignee: Panasonic Corp; Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Corp; Panasonic Holdings Corp
Priority date: 1999-01-19
Filing date: 1999-01-19
Publication date: 2009-01-21
Anticipated expiration: 2019-01-19
Also published as: JP2000217384A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は位置センサを用いずにモータモデル式と電流値、電圧値などを用いて演算出力したロータの位置（回転角度）を用いてモータを制御する事が可能な位置センサレスモータの制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
位置センサを用いず電流センサから検出された電流と印加された電圧を用いてロータ位置θをモータのモデル式から推定する方式がある。そして位置θを用い１８０度の通電指令波形を作成し、１８０度（サイン波）通電駆動を行う。この技術に関しては電気学会論文集Ｄ、１１５、ｐ４２０（平７年４月）や電気学会論文集Ｄ、１１０、ｐ１１９３（平２年１１月）に記載されたものが良く知られている。
【０００３】
前者の内容の推定式について簡単に説明する。
【０００４】
モータの回転子磁極上に定義されたｄ軸とｑ軸電圧方程式は次式で表される。
【０００５】
【数１】

【０００６】
上式においてｉd、ｉqは電流のｄ軸、ｑ軸成分、Ｌd、Ｌqはインダクタンスのｄ軸、ｑ軸成分、Ｖd*、Ｖq*は電圧のｄ軸、ｑ軸成分、Ｒは相巻線抵抗値、Ｅは速度起電力、ωは回転角速度である。また、φをｄ、ｑ軸上の電機子鎖交磁束とするとＥ＝ω・φとなる。
【０００７】
（数１）のモータのモデル式から導かれた以下の推定式に従い推定回転角度θc(n)と推定回転角速度ω(n)を演算出力する。
【０００８】
【数２】

【０００９】
上式において、ＴはＰＷＭ周期、Ｋemは誘起電圧定数、Ｋe、Ｋθ、Ｋは制御ゲインである。さらに添え字(n)は今回の値、(n-1)は前回の値を示すため、Δθc(n-1)は前回計算したＰＷＭ毎の回転角速度を示す。
【００１０】
以上のように、ロータの位置（回転角度）を知るためのエンコーダなどの位置センサを用いることなく、モータのモデル式を用いて演算する事によってロータの角度と角速度を出力することが可能となる。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら上記の従来方式では、モータのモデル式の抵抗ＲやインダクタンスＬや誘起電圧定数Ｋemを一定値で与えている。しかし実際のモータではインダクタンスＬは印加電流値によって変化する。また実際に計算で用いる電圧値がデッドタイム（上下スイッチング素子の同時導通を避けるための上下両方のスイッチングがオフする期間）などの影響があるため推定する角度が動作条件によって進んだり、遅れたりするため推定角度が実際の値からずれ、効率が低下したり希望通りのトルクが出力されないという問題点がある。
【００１２】
本発明は上記問題点に鑑み、モータモデル式の定数を電流値や回転数などの動作条件によって可変にする推定位置出力手段を設けることによって、動作状態に関わらずロータの実際の位置に精度良く推定する事で高効率な位置センサレスモータの制御装置を提供する事を目的とする。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
これらの課題を解決するために、本発明の位置センサレスモータの制御装置は、ロータと、複数相のコイルが巻かれたステータと、速度指令値に応じた電圧を前記コイルに印加する電圧印加手段と、前記電圧印加手段により前記コイルに流れる電流値を検出し出力する電流値出力手段と、モータ定数を含むモータのモデル式と前記電流値出力手段から出力された前記電流値と前記電圧印加手段により印加された電圧値とに基づき前記ロータの推定角度を演算出力する推定位置出力手段と、直流量で与えられる電流指令値を出力する電流指令値出力手段と、前記ロータの前記推定角度を用いて前記コイルに流す電流が前記電流指令値となるように制御する電流制御手段とを具備する位置センサレスモータの制御装置であって、前記推定位置出力手段は、前記電流指令値が小さいときに比べて前記電流指令値が大きいときの前記モータ定数に含まれる前記コイルのインダクタンスが小さくなるように、前記電流指令値に応じて前記インダクタンスを変更するとともに、前記速度指令値が大きいときに比べて前記速度指令値が小さいときの前記推定角度の位相が遅れるように、前記速度指令値に応じて前記モータ定数を変更することで、前記推定角度を補正するものである。
【００１４】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態について図１から図１２を用いて説明する。
【００１５】
（実施の形態１）
図１は第１の実施の形態における位置センサレスモータの制御装置のブロック図である。
【００１６】
図１において、１はモータ、２はロータ、３はステータのコイル、４は電圧印加手段、５は電流値出力手段、６は電流センサ、７はＡＤコンバータ、８は３相２相変換部、９は推定位置出力手段、１０はＡＤコンバータ、１１は速度制御部、１２は電流指令値出力手段、１３は電流値制御手段、１４は電圧指令作成部、１５は２相３相変換部、１６はＰＷＭ制御器である。
【００１７】
以下、その動作について詳細に説明する。
【００１８】
モータ１は表面に永久磁石が配置されたロータ２とステータ（図示せず）に巻かれたコイル３（ｕ相コイル３ｕ、ｖ相コイル３ｖ、ｗ相コイル３ｗ）から構成される。
【００１９】
電圧印加手段４は図２に示す様に直流電源２０とトランジスタなどのスイッチング素子（Ｑ１〜Ｑ６）とスイッチング素子と逆並列に接続されたダイオード（Ｄ１〜Ｄ６）、ベースドライブ回路２１から構成される。スイッチング素子（Ｑ１〜Ｑ６）をオン、オフして直流電源から電圧を与え各相のコイル３ｕ、３ｖ、３ｗに電流を流す。ここで、オン信号に応じてスイッチング素子を導通するためのベースドライブ回路２１が設けられている。
【００２０】
次に、電流値出力手段５は電流センサ６、ＡＤコンバータ７と３相２相変換部８から構成される。まず、コイル３に流れる電流はその内の２つの相の電流値が電流センサ６によって検出され電圧出力される。そして電圧はマイコンに内蔵されているＡＤコンバータ７によってマイコン内に取り込まれる。そして３相２相変換部８は次式の演算を行い３相交流量(iu、ｉv)から２相直流量(Ｉd、Ｉq)への変換し出力する。
【００２１】
【数３】

【００２２】
上式で用いるロータの角度θcは後述する推定位置出力手段９から出力される推定角度θcを用いる。
【００２３】
次に電流指令値（ｉd*、ｉq*）を作成する手段について述べる。まず、速度指令値ω*に対応する電圧がＡＤコンバータ１０を通してマイコン内に取る込まれる。また、推定位置出力手段９から出力される角速度の推定値ωも速度制御部１１に入力される。そして速度指令値ω*と推定角速度ωの差を比例・積分(ＰＩ)制御を行いトルク指令Ｔを出力する。次に電流指令値出力手段１２はトルク指令Ｔを直流量の電流指令値（ｉd*、ｉq*）に変換して出力する。ここで、トルクと電流との間には次式が成立する。
【００２４】
【数４】

【００２５】
ここで、ｉd、ｉqはそれぞれ電流値出力手段５から出力される電流値のｄ軸成分、ｑ軸成分である。また、φaは永久磁石の誘起電圧定数から求められる値、Pはロータの極対数である。
【００２６】
ここで、一般の表面磁石形モータ（ＳＰＭ）ではＬq＝Ｌdであるため、トルク指令値Ｔから電流指令値に次のように変換される。
【００２７】
【数５】

【００２８】
即ち、上式に応じて電流指令値出力手段１２から電流指令値が出力される。
【００２９】
次に、電流値制御手段１３について説明する。電流値制御手段１３は電圧指令作成部１４、２相３相変換部１５、ＰＷＭ制御器１６から構成される。まず電圧指令作成部１４は電流指令値出力手段１２と電流値出力手段５から出力される直流量（ｉd*、ｉq*）と（ｉd、ｉq）の各々の誤差を次式のＰＩ動作に従って電圧指令値（Ｖd*、Ｖq*）に変換し出力する。
【００３０】
【数６】

【００３１】
ここで、ＫP、ＫIはそれぞれ比例ゲイン、積分ゲインである。
そして、２相３相変換部１５は２相直流電圧量(Ｖd*、Ｖq*)から３相交流量(Ｖu*、Ｖv*、Ｖw*)への変換を次式に従って行い出力する。
【００３２】
【数７】

【００３３】
上式で用いるロータの角度θcは同様に後述する推定位置出力手段９から出力される推定角度θcを用いる。
【００３４】
次にＰＷＭ制御器１６について図２と図３を用いて説明する。
【００３５】
電圧印加手段４はスイッチング素子（Ｑ１〜Ｑ６）の損失を低減するためオンまたはオフの動作を行う。この手法はモータのスイッチング素子の制御ではよく知られたＰＷＭ制御というものでありこれについて説明する。
【００３６】
まず、三角波発生回路２２は図３に示す三角波を発生させる。そして図３に示す電圧（例えばＶu*）を三角波と比較し電圧が三角波より大きい場合にスイッチング素子Ｑ１を導通し、電圧が三角波より小さい場合にスイッチング素子Ｑ４を導通する（実際には後述するようにスイッチング素子Ｑ１とＱ４の同時導通を避けるためスイッチング素子Ｑ１とＱ４が両方ＯＦＦであるデッドタイム期間が存在する）。即ち、ＰＷＭ期間（三角波の１周期）にオンまたはオフの指令が与えられ、オン期間の長さによって各相に印加される電圧が制御される。ＰＷＭの１周期は３００μsec〜５０μsec程度の値が採用されている。
【００３７】
次に、推定位置出力手段９について説明する。推定位置出力手段９は、以下のモータの理論式から導かれたモデル式を用い最終的に回転角度θcと回転角速度ω(n)を演算出力する。
【００３８】
まず、モータ定数の一つの変数であるｄ軸インダクタンスＬd、ｑ軸インダクタンスＬqを以下の式を用いて求める。
【００３９】
【数８】

【００４０】
上式においてはＬd#max、Ｌq#maxは印加電流が小さくステータが飽和していない場合のｄ軸、ｑ軸のインダクタンスの最大値である。また、Ｌd#min、Ｌq#minをインダクタンスの最小値、Ｌd#nom、Ｌd#nomを演算のための切片、Ｋd、Ｋqは比例定数とする。
【００４１】
図４に電流ｉとインダクタンスＬの関係を示す。ここでＬdの変化はｉd、Ｌqの変化はｉqの変化に各々対応している。図４に示すようにモータインダクタンスは電流が増加するとステータの磁気飽和によって実線のようにインダクタンスが減少する。そこで演算で用いるインダクタンスＬd、Ｌqを（数８）に従い点線の様に補正して与える。
【００４２】
次に、上式で求めたＬd、Ｌqを用いて、中間変数Δｉγ(n)とΔｉδ(n)を以下の式から求める。
【００４３】
【数９】

【００４４】
電圧のｄ軸成分Ｖd*、ｑ軸成分Ｖq*は電圧指令作成部１４から出力される電圧指令値を用いる。また、ＴはＰＷＭ周期、Ｅは（数１０）で求められた回転数に比例する誘起電圧、Ｒは相巻線抵抗値[Ω]を代入する。さらに添え字(n)は今回の値、(n-1)は前回の値を示すため、Δθ(n-1)は前回計算したＰＷＭ毎の移動量を示す。
【００４５】
次に（数９）で求めたΔｉγ(n)とΔｉδ(n)を次式に代入し誘起電圧Ｅ(n)とＰＷＭ毎の移動量Δθ(n)の演算を行う。
【００４６】
【数１０】

【００４７】
ここで、Ｋemはモータの回転数あたりの誘起電圧定数、Ｋθ、Ｋeは制御ゲインを表す。
【００４８】
そして、次式に示すように前回角度に今回の移動量を加算して回転角度θcと移動量Δθをフィルタ処理して回転角速度ω(n)を演算出力する。
【００４９】
【数１１】

【００５０】
以上のように、ロータ２の位置（角度）を知るためのエンコーダなどの位置センサを用いることなくモータのモデル式を用いて演算する事によってロータ２の角度と角速度を出力することが可能となる。また、インダクタンスの電流量による変化を考慮しているため位置推定精度が良く常に高効率が実現される。例えば、モータの種類や電流量にもよるが実際のＬに対して演算で用いるＬの値が３０％程度大きくなると推定角度は２０度程度遅れる場合がある。この場合出力されるトルクは６％程度少なくなり効率の低下が起こる事となる。
【００５１】
本実施の形態において図１に示すように電流センサ６を除く電流値出力手段５からＰＷＭ制御器１６まではアナログ／デジタル変換や演算処理でありマイコン内で実現される。
【００５２】
尚、本実施の形態では電流値出力手段５から出力される検出電流値を用いてインダクタンスＬd、Ｌqの変更を行っている。ここで、実際に印加される電流は電流制御手段１３によって電流指令値に従うように制御されているため、電流指令値出力手段１２から出力される電流指令値（ｉd*、ｉq*）を用いて（数８）のインダクタンスの補正を行っても同様の効果を得ることは言うまでもない。
【００５３】
また、本方式は磁石の付いたモータのみならず、磁石がなく鉄のみで構成されるシンクロナスリラクタンスモータ（ＳｙｎＲＭ）に対しても有効なことは言うまでもない。ここで、ＳｙｎＲＭのモータ式に関する展開は本特許の主要とする所でないため省略する。詳細は電気学会半導体電力変換研究会資料、９８年、Ｎｏ.３１を参照。前記文献でもインダクタンスを用いて位置を推定している。
【００５４】
（実施の形態２）
図５は第２の実施の形態における位置センサレスモータの制御装置のブロック図である。
【００５５】
図５において、１はモータ、２はロータ、３はステータのコイル、４は電圧印加手段、５は電流値出力手段、６は電流センサ、７はＡＤコンバータ、８は３相２相変換部、１０はＡＤコンバータ、１１は速度制御部、１２は電流指令値出力手段、１３は電流値制御手段、１４は電圧指令作成部、１５は２相３相変換部、１６はＰＷＭ制御器、１９は推定位置出力手段である。
【００５６】
ここで、既に述べた実施の形態１と同一の動作をする１から８、および１０から１６については同様の番号を付け説明を省略する。即ち、実施の形態１に対し実施の形態２では推定位置出力手段が変更されている。
【００５７】
以下、その動作について説明する。
【００５８】
実施の形態１と同様にロータの角度θcは後述する推定位置出力手段１９から出力される推定角度θcを用い、３相２相変換部８は（数３）と全く同じ演算を行い３相交流量(iu、ｉv)から２相直流量(Ｉd、Ｉq)への変換し出力する。
【００５９】
さらに、実施の形態１と同様にロータの角度θcは後述する推定位置出力手段１９から出力される推定角度θcを用い、２相３相変換部１５は２相直流電圧量(Ｖd*、Ｖq*)から３相交流量(Ｖu*、Ｖv*、Ｖw*)への変換を（数３）と全く同じに行い出力する。
【００６０】
次に、推定位置出力手段１９は、同様にモータのモデル式から導かれた式を用い最終的に回転角度θcと回転角速度ω(n)を演算出力する。同様に演算過程において中間変数Δｉγ(n)とΔｉδ(n)を（数９）から求め、（数１０）により誘起電圧Ｅ(n)とＰＷＭ毎の移動量Δθ(n)の演算を実施する。さらに（数１１）を用いて前回角度に今回の移動量を加算して回転角度θcと移動量をフィルタ処理して回転角速度ω(n)を演算出力する。
【００６１】
ここで（数９）で用いるＶd*(n-1)、Ｖq*(n-1)に対して実際に印加される電圧について考える。
【００６２】
まず、電圧を印加するための図２に示す電圧印加手段４の１相分のスイッチング素子Ｑ１とＱ４の動作について説明する。スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ４は同時導通によるスイッチング素子の破壊をさけるための同時遮断期間（デッドタイム）が設けられる。図６（ａ）、図６（ｂ）はｕ相のスイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ４の導通、遮断のタイミングを示す。各々Ｈ（ハイ）の時が導通（オン）を示し、Ｌ（ロウ）の時が遮断（オフ）を示す。ここで、図３（ａ）、（ｂ）において、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ４がともに遮断である期間Ａ1、Ａ2が存在する。この同時遮断期間をデッドタイムと言う。デッドタイムは図２のベースドライブ回路２１に含まれるマイコンからの信号を伝達するフォトカプラ（図示せず）、スイッチング素子を駆動する回路（図示せず）、スイッチング素子の立ち上がり、立ち下がりなどの時間差を吸収し同時導通を避けるため数μ秒程度設けられている。
【００６３】
以上のデッドタイムのため、指令電圧値の絶対値に対して実際に印加される電圧値の絶対値は小さくなる。ここで、モータ１に印加される電圧は回転数が大きいほど誘起電圧が大きくため大きくなる。デッドタイムによる電圧の低下分が一定であると仮定すると、電圧が大きくなるほどデッドタイムの影響は小さくなる。
【００６４】
デッドタイムの影響で電圧が印加されないと電流が小さくなり（数９）の第４項、第５項が小さくなるためΔＩγは負となり（数１０）のＥ(n)が大きくなる。Ｅ(n)が大きくなると（数１０）の第２式からΔθ(n)は大きくなり推定値が進み位相が進む事となる。位相が進むと（数１２）の位相βがβ＝０からずれる事になりトルクが減少する。
【００６５】
【数１２】

【００６６】
ここで、ｉはｉd、ｉqのベクトル和で得られる電流値、βは電流位相である。
【００６７】
以上により（数１０）のＫem一定の場合の回転数とトルクの特性図を図７に示す。図７に示すようにモータから計算されたあるＫem1を与えると図７の点線のように低速度域で電流位相が進みすぎるためトルクが低下している。そこで、Ｋem1よりも大きいＫem2を与えると（数１０）の第２式で演算されるように低速度域でΔθが小さくなり位相進みが改善され図７の実線のような速度−トルク特性が得られる。しかし、低速度域から高速度域までＫem2一定で演算すると、デッドタイムの影響の小さくなる高速度域に行くと位相が逆に遅れすぎてトルクが低下する事になる。
【００６８】
そこで、図８に回転数ωと与える誘起電圧定数Ｋemとの関係を示す。図８に示すように低速度域でＫem2を用い、高速度域でＫem1を用い、その間の回転数でＫemを次式に従って変化させる。
【００６９】
【数１３】

【００７０】
上式においてはωは推定位置出力手段１９において前回演算された回転角速度ω(n-1)を用いる。ωL、ωHは図７に示すＫemの変化する回転数、Ｋem3は図７に示すＫemの切片の値、Ｋem2をＫemの最大値、Ｋem1をＫemの最小値とする。
【００７１】
以上のようにＫemを与える事により、全ての回転数でトルクが最大となり効率も良くなる。
【００７２】
以上のように、ロータ２の位置（角度）を知るためのエンコーダなどの位置センサを用いることなくモータのモデル式を用いて演算する事によってロータ２の角度と角速度を出力することが可能となる。また、回転数によるデッドタイムの影響を考慮しているため位置推定精度が良く常に高効率が実現される。
【００７３】
尚、既に述べた様にデッドタイムの影響は電圧が小さい場合に大きいため、電圧指令作成部１４から出力される電圧が小さい場合にはＫemを大きくして、大きい場合には小さくする事によって同様の効果が得られる事は言うまでもない。
【００７４】
また電流量が大きいとスイッチング素子の電圧の立ち下がりが早く、電流量が小さいとスイッチング素子の電圧の立ち下がりが遅いため、デッドタイムの影響度合いが異なる。そこで、電流量に応じてＫemを変化させても同様の効果が得られる。さらに、回転数、電圧、電流量を全て考慮してＫemを変化させる事でより効果が増す事は言うまでもない。
【００７５】
ここで、デッドタイムの影響を一定として補償するデッドタイム補償と言われる方式がある。しかし上述したようにデッドタイムの影響は電流量などによって変化するためなかなか完全に補償する事は難しく位相の変化は発生する。そこでＫemを変化させる事で位相を調整できることとなり同様の効果を得る。
【００７６】
ここで、直接（数９）のＶd*、Ｖq*をデッドタイムの影響を考慮して変化させても同様の効果を得ることは言うまでもない。
【００７７】
また、（数９）で用いられるコイルの抵抗値Ｒも起動時は温度が低いため小さく、動作時は温度が上昇し大きくなる。抵抗値が大きくなると位相が遅れる事となり最適効率位相とはならない。しかし、温度上昇は動作状況や使用環境によって異なるため一意に決定することができないが、抵抗変化を動作開始後の時間の関数で与えるように予め設定する事である程度の補正が可能となり同様の効果を有する事は言うまでもない。
【００７８】
尚、本実施例は電流指令値と電流値出力手段から出力される直流量（ｉd*、ｉq*）と（ｉd、ｉq）の誤差をＰＩ制御によって制御している。しかし従来アナログ系で行っていた３相の電流値制御手段１３を構成しても良い事は言うまでもない（図示せず）。即ち、電流値出力手段５から交流量（ｉu、ｉv）を出力する。そして電流値指令手段１２から出力される（ｉd*、ｉq*）を推定位置出力手段１９から出力される推定位置θcを用いて２相３相変換して交流電流指令値（ｉu*、ｉv*）を出力する。そしてｉu*とｉu、ｉv*とｉvの誤差をＰＩ制御してＶu*、Ｖv*を求め、Ｖw*をＶw*＝−Ｖu*−Ｖv*から求める。これらの値をＰＷＭ制御器１６に与える構成でも同様の効果を得る事は言うまでもない。
【００７９】
【発明の効果】
以上のように本発明によれば、電圧印加手段４により印加された電圧値と電流値出力手段５から出力された電流値を推定位置出力手段９に入力してモータのモデル式から位置を演算推定する。ここで、推定位置出力手段９はモデル式で用いるモータ定数を動作条件に応じて変化させる。即ち、電流指令値あるいは電流値が増加するとモータのモデル式のインダクタンスを減少させる。そして、誘起電圧定数を回転数が低い時に大きくし、回転数が大きい時に小さくする推定位置手段を設ける。さらに、抵抗値を動作開始時には低く、動作開始一定期間後に大きくする。これにより、インダクタンスの電流量による変化やデッドタイムの影響を補償できる事となり位置推定精度が良く常に高効率な位置センサレスモータの制御装置を提供できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】第１の実施の形態における位置センサレスモータの制御装置のブロック図
【図２】電圧印加手段とＰＷＭ制御器の説明図
【図３】電圧指令と三角波とスイッチングの説明図
【図４】第１の実施の形態における電流とインダクタンスの関係図
【図５】第２の実施の形態における位置センサレスモータの制御装置のブロック図
【図６】（ａ）は第２の実施の形態におけるスイッチング素子Ｑ１の導通・遮断タイミング図
（ｂ）は第２の実施の形態におけるスイッチング素子Ｑ２の導通・遮断タイミング図
【図７】第２の実施の形態においてＫem一定の場合の回転数とトルクの特性図
【図８】第２の実施の形態における回転数と誘起電圧定数の関係図
【符号の説明】
１モータ
２ロータ
３，３ｕ，３ｖ，３ｗステータのコイル
６電流センサ[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a position sensorless motor control apparatus capable of controlling a motor using a rotor model position (rotation angle) calculated and output using a motor model formula, current value, voltage value, etc. without using a position sensor. .
[0002]
[Prior art]
There is a method of estimating the rotor position θ from the model equation of the motor using the current detected from the current sensor and the applied voltage without using the position sensor. Then, a 180 ° energization command waveform is created using the position θ, and 180 ° (sine wave) energization drive is performed. With respect to this technology, those described in IEEJ Transactions D, 115, p420 (April 1972) and IEEJ Transactions D, 110, p1193 (November 1992) are well known.
[0003]
The former formula for estimating the contents will be briefly described.
[0004]
The d-axis and q-axis voltage equations defined on the rotor poles of the motor are expressed by the following equations.
[0005]
[Expression 1]

[0006]
In the above equation, id and iq are d-axis and q-axis components of current, Ld and Lq are d-axis and q-axis components of inductance, Vd * and Vq * are d-axis and q-axis components of voltage, and R is phase winding resistance. The value, E is the speed electromotive force, and ω is the rotational angular velocity. If φ is the armature flux linkage on the d and q axes, E = ω · φ.
[0007]
The estimated rotational angle θc (n) and the estimated rotational angular velocity ω (n) are calculated and output according to the following estimated formula derived from the motor model formula of (Equation 1).
[0008]
[Expression 2]

[0009]
In the above equation, T is a PWM period, Kem is an induced voltage constant, Ke, Kθ, and K are control gains. Further, since the subscript (n) indicates the current value and (n-1) indicates the previous value, Δθc (n-1) indicates the rotation angular velocity for each PWM calculated last time.
[0010]
As described above, without using a position sensor such as an encoder for knowing the position (rotation angle) of the rotor, it is possible to output the rotor angle and angular velocity by calculating using the motor model equation. .
[0011]
[Problems to be solved by the invention]
However, in the above-described conventional method, the resistance R, inductance L, and induced voltage constant Kem of the motor model are given as constant values. However, in an actual motor, the inductance L varies depending on the applied current value. In addition, since the voltage value actually used in the calculation is affected by dead time (period in which both the upper and lower switching elements are turned off to avoid simultaneous conduction of the upper and lower switching elements), the estimated angle is advanced or delayed depending on the operating conditions. Therefore, there is a problem that the estimated angle is deviated from the actual value, the efficiency is lowered, and the desired torque is not output.
[0012]
In view of the above problems, the present invention provides an estimated position output means for making the constant of the motor model equation variable according to the operating conditions such as the current value and the rotational speed. It is an object to provide a highly efficient position sensorless motor control device by estimation.
[0013]
[Means for Solving the Problems]
In order to solve these problems, the position sensorless motor control apparatus according to the present invention includes a rotor, a stator around which coils of a plurality of phases are wound, and voltage applying means for applying a voltage corresponding to a speed command value to the coils. Current value output means for detecting and outputting a current value flowing through the coil by the voltage application means, a motor model expression including a motor constant, the current value output from the current value output means, and the voltage application means The estimated position output means for calculating and outputting the estimated angle of the rotor based on the voltage value applied by the current, the current command value output means for outputting the current command value given by the DC amount, and the estimated angle of the rotor current applied to the coil is a control device for position sensorless motor and a current control means for controlling so that the current command value each, the estimated position output With stage, as the inductance of the coils included in the motor constant when the large current command value than when the current command value is small decreases, changes the inductance according to the current command value The estimated angle is corrected by changing the motor constant according to the speed command value so that the phase of the estimated angle when the speed command value is small is delayed compared to when the speed command value is large. To do .
[0014]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to FIGS.
[0015]
(Embodiment 1)
FIG. 1 is a block diagram of a position sensorless motor control apparatus according to the first embodiment.
[0016]
In FIG. 1, 1 is a motor, 2 is a rotor, 3 is a stator coil, 4 is a voltage applying means, 5 is a current value output means, 6 is a current sensor, 7 is an AD converter, 8 is a three-phase to two-phase converter, 9 is an estimated position output unit, 10 is an AD converter, 11 is a speed control unit, 12 is a current command value output unit, 13 is a current value control unit, 14 is a voltage command generation unit, 15 is a two-phase / three-phase conversion unit, 16 Is a PWM controller.
[0017]
Hereinafter, the operation will be described in detail.
[0018]
The motor 1 includes a rotor 2 having a permanent magnet disposed on the surface thereof and a coil 3 (a u-phase coil 3u, a v-phase coil 3v, and a w-phase coil 3w) wound around a stator (not shown).
[0019]
As shown in FIG. 2, the voltage applying means 4 is composed of a DC power supply 20, switching elements (Q1 to Q6) such as transistors, diodes (D1 to D6) connected in reverse parallel to the switching elements, and a base drive circuit 21. . The switching elements (Q1 to Q6) are turned on and off to apply a voltage from a DC power source, and a current flows through the

coils

3u, 3v, and 3w of each phase. Here, a base drive circuit 21 for conducting the switching element in response to the ON signal is provided.
[0020]
Next, the current value output means 5 includes a current sensor 6, an AD converter 7, and a three-phase / two-phase converter 8. First, the current flowing through the coil 3 is detected by the current sensor 6 as the current value of two phases, and the voltage is output. The voltage is taken into the microcomputer by an AD converter 7 built in the microcomputer. Then, the three-phase to two-phase converter 8 performs the calculation of the following equation, converts the three-phase AC amount (iu, iv) to the two-phase DC amount (Id, Iq), and outputs it.
[0021]
[Equation 3]

[0022]
As the rotor angle θc used in the above equation, an estimated angle θc output from estimated position output means 9 described later is used.
[0023]
Next, means for creating a current command value (id *, iq *) will be described. First, a voltage corresponding to the speed command value ω * is taken into the microcomputer through the AD converter 10. Further, the estimated angular velocity value ω output from the estimated position output means 9 is also input to the speed controller 11. Then, proportional / integral (PI) control is performed on the difference between the speed command value ω * and the estimated angular speed ω, and a torque command T is output. Next, the current command value output means 12 converts the torque command T into a DC command current command value (id *, iq *) and outputs it. Here, the following equation is established between the torque and the current.
[0024]
[Expression 4]

[0025]
Here, id and iq are a d-axis component and a q-axis component of the current value output from the current value output means 5, respectively. Φa is a value obtained from the induced voltage constant of the permanent magnet, and P is the number of pole pairs of the rotor.
[0026]
Here, since Lq = Ld in a general surface magnet type motor (SPM), the torque command value T is converted to the current command value as follows.
[0027]
[Equation 5]

[0028]
That is, the current command value is output from the current command value output means 12 according to the above equation.
[0029]
Next, the current value control means 13 will be described. The current value control means 13 includes a voltage command creation unit 14, a two-phase / three-phase conversion unit 15, and a PWM controller 16. First, the voltage command generation unit 14 determines the error of each of the DC amounts (id *, iq *) and (id, iq) output from the current command value output means 12 and the current value output means 5 according to the following PI operation. Convert to command value (Vd *, Vq *) and output.
[0030]
[Formula 6]

[0031]
Here, KP and KI are a proportional gain and an integral gain, respectively.
The two-phase / three-phase converter 15 converts the two-phase DC voltage (Vd *, Vq *) into the three-phase AC (Vu *, Vv *, Vw *) according to the following equation and outputs the result.
[0032]
[Expression 7]

[0033]
Similarly, the estimated angle θc output from the estimated position output means 9 described later is used as the rotor angle θc used in the above equation.
[0034]
Next, the PWM controller 16 will be described with reference to FIGS.
[0035]
The voltage applying means 4 performs an on or off operation in order to reduce the loss of the switching elements (Q1 to Q6). This method is a PWM control well known in the control of the switching element of the motor, and will be described.
[0036]
First, the triangular wave generation circuit 22 generates the triangular wave shown in FIG. The voltage shown in FIG. 3 (for example, Vu *) is compared with a triangular wave. When the voltage is larger than the triangular wave, the switching element Q1 is turned on. When the voltage is smaller than the triangular wave, the switching element Q4 is turned on (actually described later). In order to avoid simultaneous conduction of switching elements Q1 and Q4, there is a dead time period in which both switching elements Q1 and Q4 are OFF). That is, an ON or OFF command is given during the PWM period (one period of the triangular wave), and the voltage applied to each phase is controlled according to the length of the ON period. A value of about 300 μsec to 50 μsec is adopted for one PWM period.
[0037]
Next, the estimated position output means 9 will be described. The estimated position output means 9 finally calculates and outputs the rotational angle θc and the rotational angular velocity ω (n) using a model formula derived from the following theoretical formula of the motor.
[0038]
First, d-axis inductance Ld and q-axis inductance Lq, which are one variable of the motor constant, are obtained using the following equations.
[0039]
[Equation 8]

[0040]
In the above equation, Ld # max and Lq # max are the maximum values of the d-axis and q-axis inductances when the applied current is small and the stator is not saturated. Ld # min and Lq # min are the minimum inductance values, Ld # nom and Ld # nom are intercepts for calculation, and Kd and Kq are proportional constants.
[0041]
FIG. 4 shows the relationship between the current i and the inductance L. Here, a change in Ld corresponds to id, and a change in Lq corresponds to a change in iq. As shown in FIG. 4, when the current of the motor inductance increases, the inductance decreases as shown by the solid line due to the magnetic saturation of the stator. Therefore, the inductances Ld and Lq used in the calculation are corrected and given as shown by dotted lines in accordance with (Equation 8).
[0042]
Next, intermediate variables Δiγ (n) and Δiδ (n) are obtained from the following equations using Ld and Lq obtained by the above equations.
[0043]
[Equation 9]

[0044]
The voltage command value output from the voltage command generator 14 is used for the d-axis component Vd * and the q-axis component Vq * of the voltage. Further, T is a PWM cycle, E is an induced voltage proportional to the rotation speed obtained in (Equation 10), and R is a phase winding resistance value [Ω]. Further, since the subscript (n) indicates the current value and (n-1) indicates the previous value, Δθ (n-1) indicates the movement amount for each PWM calculated last time.
[0045]
Next, Δiγ (n) and Δiδ (n) obtained in (Equation 9) are substituted into the following equation to calculate the induced voltage E (n) and the movement amount Δθ (n) for each PWM.
[0046]
[Expression 10]

[0047]
Here, Kem represents an induced voltage constant per motor rotation speed, and Kθ and Ke represent control gains.
[0048]
Then, as shown in the following equation, the current amount of movement is added to the previous angle, and the rotation angle θc and the amount of movement Δθ are filtered to calculate and output the rotation angular velocity ω (n).
[0049]
## EQU11 ##

[0050]
As described above, it is possible to output the angle and angular velocity of the rotor 2 by calculating using the motor model equation without using a position sensor such as an encoder for knowing the position (angle) of the rotor 2. . In addition, since the change due to the amount of current in the inductance is taken into account, the position estimation accuracy is good and high efficiency is always realized. For example, although depending on the type of motor and the amount of current, the estimated angle may be delayed by about 20 degrees when the value of L used in the calculation is about 30% larger than the actual L. In this case, the output torque is reduced by about 6%, and the efficiency is lowered.
[0051]
In the present embodiment, as shown in FIG. 1, the current value output means 5 except the current sensor 6 to the PWM controller 16 are analog / digital conversion and arithmetic processing, and are realized in the microcomputer.
[0052]
In this embodiment, the inductances Ld and Lq are changed using the detected current value output from the current value output means 5. Here, since the actually applied current is controlled by the current control means 13 to follow the current command value, the current command value (id *, iq *) output from the current command value output means 12 is used. It goes without saying that the same effect can be obtained even if the inductance correction of (Equation 8) is performed.
[0053]
Needless to say, the present system is effective not only for a motor with a magnet but also for a synchronous reluctance motor (SynRM) which is composed of only iron and no magnet. Here, since the development regarding the motor type of SynRM is not the main part of this patent, it will be omitted. For details, see IEEJ Semiconductor Power Conversion Study Group Material, 1998, No.31. In the above document, the position is estimated using the inductance.
[0054]
(Embodiment 2)
FIG. 5 is a block diagram of a position sensorless motor control apparatus according to the second embodiment.
[0055]
In FIG. 5, 1 is a motor, 2 is a rotor, 3 is a stator coil, 4 is voltage application means, 5 is current value output means, 6 is a current sensor, 7 is an AD converter, 8 is a three-phase to two-phase converter, 10 is an AD converter, 11 is a speed control unit, 12 is a current command value output unit, 13 is a current value control unit, 14 is a voltage command generation unit, 15 is a two-phase / three-phase conversion unit, 16 is a PWM controller, and 19 is Estimated position output means.
[0056]
Here, the same numbers are assigned to 1 to 8 and 10 to 16 that perform the same operations as those in the first embodiment, and the description thereof is omitted. That is, in the second embodiment, the estimated position output means is changed from the first embodiment.
[0057]
The operation will be described below.
[0058]
As in the first embodiment, the rotor angle θc uses the estimated angle θc output from the estimated position output means 19 described later, and the three-phase to two-phase converter 8 performs the same calculation as in (Equation 3) to perform the three-phase AC amount. (iu, iv) is converted into a two-phase DC amount (Id, Iq) and output.
[0059]
Further, as in the first embodiment, the rotor angle θc is the estimated angle θc output from the estimated position output means 19 to be described later, and the two-phase / three-phase conversion unit 15 uses the two-phase DC voltage (Vd *, Vq *). ) To a three-phase AC amount (Vu *, Vv *, Vw *) is output in exactly the same way as in (Equation 3).
[0060]
Next, the estimated position output means 19 finally calculates and outputs the rotation angle θc and the rotation angular velocity ω (n) using an expression derived from the motor model expression. Similarly, in the calculation process, intermediate variables Δiγ (n) and Δiδ (n) are obtained from (Equation 9), and the induced voltage E (n) and the movement amount Δθ (n) for each PWM are calculated by (Equation 10). . Further, using (Equation 11), the current movement amount is added to the previous angle, the rotation angle θc and the movement amount are filtered, and the rotation angular velocity ω (n) is calculated and output.
[0061]
Here, the voltage actually applied to Vd * (n-1) and Vq * (n-1) used in (Equation 9) will be considered.
[0062]
First, the operation of the switching elements Q1 and Q4 for one phase of the voltage applying means 4 shown in FIG. 2 for applying a voltage will be described. Switching element Q1 and switching element Q4 are provided with a simultaneous cut-off period (dead time) to prevent destruction of the switching element due to simultaneous conduction. FIG. 6A and FIG. 6B show the timings of conduction and cutoff between the u-phase switching element Q1 and the switching element Q4. Each H (high) indicates conduction (on), and L (low) indicates cutoff (off). Here, in FIGS. 3A and 3B, there are periods A1 and A2 in which both the switching element Q1 and the switching element Q4 are cut off. This simultaneous interruption period is called dead time. The dead time is a time difference such as a photocoupler (not shown) that transmits a signal from the microcomputer included in the base drive circuit 21 of FIG. 2, a circuit that drives the switching element (not shown), and the rise and fall of the switching element. It is provided for about several microseconds in order to absorb and avoid simultaneous conduction.
[0063]
Due to the above dead time, the absolute value of the voltage value actually applied is smaller than the absolute value of the command voltage value. Here, the voltage applied to the motor 1 increases because the induced voltage increases as the rotational speed increases. Assuming that the voltage drop due to the dead time is constant, the influence of the dead time decreases as the voltage increases.
[0064]
If no voltage is applied due to the dead time, the current decreases and the fourth and fifth terms in (Equation 9) become smaller, so ΔIγ becomes negative and E (n) in (Equation 10) increases. As E (n) increases, Δθ (n) increases from the second equation of (Equation 10), and the estimated value advances and the phase advances. When the phase advances, the phase β of (Equation 12) is shifted from β = 0, and the torque decreases.
[0065]
[Expression 12]

[0066]
Here, i is a current value obtained as a vector sum of id and iq, and β is a current phase.
[0067]
FIG. 7 shows a characteristic diagram of the rotational speed and the torque when the Kem is constant in (Equation 10) as described above. As shown in FIG. 7, when a certain Kem1 calculated from the motor is given, the torque decreases because the current phase advances too much in the low speed region as shown by the dotted line in FIG. Therefore, when Kem2 larger than Kem1 is given, Δθ becomes small in the low speed region and the phase advance is improved as calculated by the second formula of (Equation 10), and the speed-torque characteristic as shown by the solid line in FIG. 7 is obtained. It is done. However, if the Kem2 is constantly calculated from the low speed range to the high speed range, when going to the high speed range where the influence of the dead time is small, the phase is delayed too much and the torque decreases.
[0068]
FIG. 8 shows the relationship between the rotational speed ω and the induced voltage constant Kem to be given. As shown in FIG. 8, Kem2 is used in the low speed range, Kem1 is used in the high speed range, and Kem is changed according to the following equation at the number of revolutions between them.
[0069]
[Formula 13]

[0070]
In the above equation, ω uses the rotational angular velocity ω (n−1) previously calculated by the estimated position output means 19. ωL and ωH are the rotation speeds at which Kem changes as shown in FIG. 7, Kem3 is the value of the Kem intercept shown in FIG. 7, Kem2 is the maximum value of Kem, and Kem1 is the minimum value of Kem.
[0071]
By giving Kem as described above, the torque is maximized at all rotation speeds, and the efficiency is improved.
[0072]
As described above, it is possible to output the angle and angular velocity of the rotor 2 by calculating using the motor model equation without using a position sensor such as an encoder for knowing the position (angle) of the rotor 2. . In addition, since the influence of the dead time due to the rotational speed is taken into consideration, the position estimation accuracy is good and high efficiency is always realized.
[0073]
As already described, since the influence of the dead time is large when the voltage is small, Kem is increased when the voltage output from the voltage command generator 14 is small, and is decreased when the voltage is large. It goes without saying that the effect of can be obtained.
[0074]
Further, when the amount of current is large, the voltage of the switching element falls quickly, and when the amount of current is small, the voltage of the switching element falls slowly, so that the degree of influence of the dead time is different. Therefore, the same effect can be obtained by changing Kem according to the amount of current. Furthermore, it goes without saying that the effect is further increased by changing Kem in consideration of all the rotation speed, voltage and current amount.
[0075]
Here, there is a method called dead time compensation in which the influence of dead time is compensated as constant. However, as described above, since the influence of the dead time changes depending on the amount of current or the like, it is difficult to completely compensate, and a phase change occurs. Therefore, the phase can be adjusted by changing Kem, and the same effect is obtained.
[0076]
Here, it goes without saying that the same effect can be obtained by directly changing Vd * and Vq * in (Equation 9) in consideration of the influence of dead time.
[0077]
Further, the resistance value R of the coil used in (Equation 9) is small because the temperature is low at the start-up, and the temperature rises and increases during operation. When the resistance value is increased, the phase is delayed and the optimum efficiency phase is not achieved. However, although the temperature rise differs depending on the operating conditions and usage environment, it cannot be determined uniquely, but it can be corrected to some extent by setting the resistance change as a function of the time after the start of operation. It goes without saying that
[0078]
In this embodiment, the error between the current command value and the DC amounts (id *, iq *) and (id, iq) output from the current value output means is controlled by PI control. However, it goes without saying that the three-phase current value control means 13 which has been conventionally performed in an analog system may be configured (not shown). That is, the AC value (iu, iv) is output from the current value output means 5. Then, (id *, iq *) output from the current value command means 12 is subjected to two-phase / three-phase conversion using the estimated position θc output from the estimated position output means 19, and AC current command values (iu *, iv *) are converted. ) Is output. The errors of iu * and iu and iv * and iv are PI controlled to obtain Vu * and Vv *, and Vw * is obtained from Vw * = − Vu * −Vv *. It goes without saying that the same effect can be obtained with the configuration in which these values are given to the PWM controller 16.
[0079]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, the voltage value applied by the voltage application means 4 and the current value output from the current value output means 5 are input to the estimated position output means 9 to calculate the position from the motor model equation. presume. Here, the estimated position output means 9 changes the motor constant used in the model formula according to the operating condition. That is, when the current command value or the current value increases, the inductance of the motor model equation is decreased . Then , there is provided an estimated position means for increasing the induced voltage constant when the rotational speed is low and decreasing the induced voltage constant when the rotational speed is large . Furthermore , the resistance value is low at the start of operation and is increased after a certain period of operation start . As a result, it is possible to compensate for the change due to the amount of current of the inductance and the influence of dead time, and it is possible to provide a position sensorless motor control device with high position estimation accuracy and always high efficiency.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram of a position sensorless motor control apparatus according to a first embodiment. FIG. 2 is an explanatory diagram of voltage application means and a PWM controller. FIG. 3 is an explanatory diagram of a voltage command, a triangular wave, and switching. FIG. 5 is a relationship diagram of current and inductance in the first embodiment. FIG. 5 is a block diagram of a position sensorless motor control apparatus in the second embodiment. FIG. 6 (a) is a switching in the second embodiment. The conduction / cutoff timing chart (b) of the element Q1 is a conduction / cutoff timing chart of the switching element Q2 in the second embodiment. FIG. 7 shows the characteristics of the rotation speed and torque when Kem is constant in the second embodiment. FIG. 8 is a diagram showing the relationship between the rotational speed and the induced voltage constant in the second embodiment.
1 Motor 2

Rotor

3, 3u, 3v, 3w Stator coil 6 Current sensor

Claims

A rotor, a stator around which coils of a plurality of phases are wound, voltage applying means for applying a voltage corresponding to a speed command value to the coil, and a current value for detecting and outputting a current value flowing through the coil by the voltage applying means An estimated position for calculating and outputting an estimated angle of the rotor based on the output means, a motor model expression including a motor constant, the current value output from the current value output means, and the voltage value applied by the voltage applying means; An output means; a current command value output means for outputting a current command value given by a DC amount; and a current control means for controlling the current flowing through the coil to be the current command value using the estimated angle of the rotor. a control apparatus for a position sensorless motor having a preparative,
The estimated position output means has the inductance according to the current command value so that the inductance of the coil included in the motor constant when the current command value is large is smaller than when the current command value is small. And changing the motor constant according to the speed command value so that the phase of the estimated angle is delayed when the speed command value is small compared to when the speed command value is large, A control device for a position sensorless motor, wherein the estimated angle is corrected .

The estimated position output means also changes the resistance value so that the resistance value of the coil included in the motor constant becomes larger after a certain period of operation start than when the motor starts operation. The position sensorless motor control device described.