JP4052834B2

JP4052834B2 - Amplifier circuit

Info

Publication number: JP4052834B2
Application number: JP2001398602A
Authority: JP
Inventors: 雅裕成田; 利一郎小花
Original assignee: Sanyo Electric Co Ltd
Current assignee: Sanyo Electric Co Ltd
Priority date: 2001-12-27
Filing date: 2001-12-27
Publication date: 2008-02-27
Anticipated expiration: 2021-12-27
Also published as: JP2003198273A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、非線形歪みを補償する前置歪補償型増幅回路に関し、特に、この種の増幅回路の周波数特性改善技術及び低雑音化技術に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、一般的な無線通信装置において送信信号を送出レベルにまで増幅するためにパワーアンプが用いられる。当該パワーアンプを含むどのようなアンプにおいても、出力信号のレベルが飽和する特性領域（いわゆる非線形領域）において入力信号を増幅すると、非線形歪みが発生する。
【０００３】
線形変調方式を用いて変調された信号に対してこの非線形歪みが発生すると、当該信号の振幅成分及び位相成分が歪むことにより、変調精度の劣化、及びスペクトルの拡大が生じる。変調精度の劣化はビットエラー率を増加させ、またスペクトルの拡大は隣接チャネルへの漏洩電力を増加させ、何れも通信品質を劣化させる。
【０００４】
また、異なる周波数の複数のキャリア信号を多重して得られるマルチキャリア信号に対して非線形歪みが発生すると、各キャリア信号の歪み成分どうしが干渉することになり、その結果、キャリア信号自身の周波数帯域において相互変調歪みが発生する。
非線形歪みに起因してキャリア信号自身の周波数帯域に発生するこの相互変調歪みは、フィルタ等を用いて除去できないため、適正な通信品質を維持する上で極めて有害である。
【０００５】
非線形歪みは、例えば、過剰な飽和出力を有するパワーアンプを、大きなバックオフを取って良好な線形性を有する特性領域のみで使えば抑制できるが、この方法では、過剰に高価なパワーアンプを用いる必要があり、また電力効率も悪いため、無線通信装置の製造コスト及び運用コストを低減する上で好ましくない。そこで、従来、パワーアンプを非線形領域まで使い、かつ非線形歪みを抑制する一方法として、プリディストーション回路（前置歪補償回路とも言う）が用いられる。
【０００６】
プリディストーション回路とは、入力信号に対し、前記入力信号の高調波に所定の位相及びレベル変動を与えて得られる補償信号を加えることにより、歪み信号を生成する回路であり、前記位相及びレベル変動は、被補償パワーアンプの非線形特性を補償するように与えられる。生成された前記歪み信号を前記被補償パワーアンプで増幅した場合、前記入力信号そのものを増幅した場合に比べて、増幅された出力信号中の非線形歪み成分が低減される。
【０００７】
非線形歪み成分が低減される作用原理については、例えば、文献「HIGH-LINEARITY RF AMPLIFIER DESIGN」PETER B.KENINGTON著、Artech House Publishers刊に詳細に述べられているので、ここでは説明を省略する。
図９に、論文「EVEN-ORDER PRE-DISTORTIONによる高出力増幅器歪低減の提案」堀川浩二他著、1996年電子情報通信学会通信ソサイエティ大会B-230に示されているプリディストーション回路を備える増幅回路８００を示す。以降、この種の増幅回路を、前置歪補償型増幅回路、又は単に増幅回路と称する。
【０００８】
増幅回路８００は、分配器８０２、振幅変調器８０６、及びローパスフィルタ８０７を含む主信号経路と、偶数乗積生成器８０３、ハイパスフィルタ８０４、及び位相器・可変減衰器８０５を含む補償信号発生経路と、被補償パワーアンプ８０８とからなる。
分配器８０２は、入力端子８０１に与えられた入力信号を前記主信号経路及び前記補償信号発生経路に分配する。
【０００９】
偶数乗積生成器８０３は、前記補償信号発生経路に分配された信号から、前記入力信号の偶数乗積信号を発生する。ハイパスフィルタ８０４は、前記入力信号の周波数帯域を阻止し、偶数乗積生成器８０３の出力信号から前記入力信号の偶数次高調波を抽出する。位相器・可変減衰器８０５は、前記偶数次高調波の位相及び振幅を調整して出力する。
【００１０】
振幅変調器８０６は、例えばデュアルゲートＦＥＴにより実現され、前記主信号経路に分配された信号を、位相器・可変減衰器８０５からの出力信号によって振幅変調する。ローパスフィルタ８０７は、前記目的信号の３倍波以上の周波数帯域を阻止し、前記振幅変調された信号から、目的信号及び目的信号の２倍波のみを含む歪み信号を抽出し、出力する。
【００１１】
前記歪み信号は、被補償パワーアンプ８０８により増幅される。被補償パワーアンプ８０８が有する非線形特性に応じて前記２倍波の位相・振幅を調整することにより、前記被補償パワーアンプからの出力信号中に生じる歪み成分が低減される。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記従来技術の増幅回路は、被補償パワーアンプの周波数特性を改善しないという第１の問題がある。より詳しく述べれば、前記被補償パワーアンプを含む一般のアンプにおける入出力信号間の位相遅延量及び利得は、それぞれ信号周波数に応じて異なるが、前記増幅回路は被補償パワーアンプのこのような特性を改善しない。
【００１３】
このため、複数のアンテナ毎に送受信信号の位相と振幅とを適切な量変化させることによって、所望移動局方向へのアンテナ指向性を形成するアダプティブアレイ装置において、従来技術の増幅回路によって送受信信号を増幅した場合、通信帯域内の異なる周波数の送受信信号に対し異なる群遅延と利得が付加されることになり、通信帯域全域において高精度にアンテナ指向性を形成することが困難になる。
【００１４】
また、通信帯域内の異なる周波数の送受信信号に対し異なる群遅延と利得が与えられることは、最近の１６ＱＡＭ(Quadrature Amplitude Modulation)等の多値デジタル変調を使った広帯域、高速伝送のシステムに適用した場合に、変調精度を著しく劣化させる原因となり、通信品質への悪影響が大きい。
また、前記増幅回路を用いてマルチキャリア信号を増幅する場合、異なる周波数のキャリア信号間で送信電力が一定にならないため、全てのキャリア信号について一定の通信品質を維持することが困難になる。
【００１５】
この他に、従来技術の増幅回路では、前記主信号経路上に設けられ能動素子により実現される振幅変調器８０６により、入力信号中の雑音成分も増幅されるため、被補償パワーアンプに対する入力雑音指数に与える悪影響が大きく、前記増幅回路の総合的な低雑音化が困難であるという第２の問題もある。
また、無線送信装置に代表される、増幅器を多段接続することにより所望の出力電力を得る増幅システムにおいて、大電力段への適用を考えたとき、前記振幅変調器８０６には前段からの信号電力を通過させる性能が要求されるが、前記振幅変調器８０６を能動素子により実現した場合、通過させるべき電力に相応な高価な部品を使う必要があり、コスト面での不利もある。
【００１６】
これらの問題に鑑み、本発明は、信号周波数によらず位相遅延量及び利得を一定量に維持できる前置歪補償型増幅回路の提供を第１の目的とする。また、本発明は、被補償パワーアンプに対する入力雑音指数に与える悪影響を低減し、もって、前記増幅回路の総合的な低雑音化を実現すると共に、大電力段へ低コストで適用可能な前置歪補償型増幅回路の提供を第２の目的とする。
【００１７】
【課題を解決するための手段】
（１）上記問題を解決するため、本発明の増幅回路は、入力信号に対して第１位相制御信号により示される量の位相遅延と、第１振幅制御信号により示される比の減衰とを与えることにより調整信号を生成する第１調整器と、前記第１調整器によって生成された調整信号に対して、増幅された場合に生じる非線形歪み成分を低減するための所定の補償信号を加えることにより歪み信号を生成する歪補償回路と、前記歪み信号を増幅して増幅出力信号を出力する被補償増幅器と、前記入力信号と前記増幅出力信号とを比較して両者の位相差及び振幅比を検出する比較回路と、前記第１位相制御信号及び前記第１振幅制御信号を、前記検出された位相差及び振幅比がそれぞれ所定値に維持されるように変化させて前記第１調整器へ出力する調整回路とを備える。
（２）また、前記増幅回路において、前記歪補償回路は、前記調整信号を主信号と副信号とに分配する第１分配合成器と、前記副信号を圧縮する信号波形圧縮回路と、前記圧縮された信号の位相及び振幅をそれぞれ変更する第２調整器と、前記位相と振幅とが変更された信号を増幅して補償信号を生成する増幅器と、前記主信号に前記補償信号を加えることにより前記歪み信号を生成する第２分配合成器とを備え、前記第１分配合成器及び第２分配合成器は何れも受動素子であり、前記生成された補償信号は帰還入力されていない、即ち、方向性結合器、アイソレータ等の方向性を有する素子によって当該帰還入力を阻止されている、としてもよい。
（３）また、前記増幅回路において、前記歪補償回路は、さらに、前記被補償増幅器からの出力信号の一部を帰還信号として取り出す第３分配合成器と、前記帰還信号に含まれる前記第１信号の高調波成分のみを通過させ、補償誤差信号として出力するバンドパスフィルタと、前記補償誤差信号の大きさに応じて第２位相制御信号及び第２振幅制御信号を生成する制御回路とを備え、前記第２調整器は、前記第２位相制御信号及び前記第２振幅制御信号に応じてそれぞれ位相及び振幅を変更し、前記制御回路は、前記補償誤差信号を減少させるように、前記第２位相制御信号及び前記第２振幅制御信号を変化させてもよい。
【００１８】
【発明の実施の形態】
本発明の実施の形態における前置歪補償型増幅回路について、図面を参照しながら詳細に説明する。
＜第１の実施の形態＞
第１の実施の形態における増幅回路は、プリディストーション回路を備えた増幅回路の一種であり、当該増幅回路全体として位相遅延量及び利得を一定量に維持し、かつ出力信号の低雑音化、及び大電力段へ低コストで適用可能となるように構成される。
＜全体構成＞
図１は、第１の実施の形態における増幅回路１０の全体構成を示すブロック図である。増幅回路１０は、方向性結合器１２、可変位相器１３、可変減衰器１４、増幅部１００、方向性結合器１６、比較回路１７、及び調整回路１８から構成される。
【００１９】
方向性結合器１２は、入力信号の一部を入力比較信号として抽出し、残りを可変位相器１３へ出力する。
可変位相器１３は、電圧制御可能な可変位相器であり、位相制御信号１８３の電圧が所定の基準値よりも低い場合は、当該基準値からの差に比例して入力された信号の位相を遅らせ、逆に高い場合は、当該基準値からの差に比例して入力された信号の位相を進めて、可変減衰器１４へ出力する。
【００２０】
可変減衰器１４は、電圧制御可能な可変減衰器であり、振幅制御信号１８４の電圧が所定の基準値である場合、入力された信号を減衰させずに出力し、所定の基準値よりも低い場合は、当該基準値からの差に比例した比で減衰させ、増幅部１００へ出力する。
増幅部１００は、プリディストーション回路と被補償パワーアンプとを含み、入力された信号に、前記プリディストーション回路により所定の補償信号を加えることにより生成した歪み信号を、前記被補償パワーアンプにより増幅して出力する。増幅部１００の詳細については後述する。
【００２１】
方向性結合器１６は、増幅部１００からの増幅出力信号の一部を出力比較信号として抽出し、残りを出力信号として出力する。
比較回路１７は、前記入力比較信号と出力比較信号とを比較することにより両者の位相差及び振幅比を検出し、前記出力比較信号の前記入力比較信号に対する位相差に比例した電圧信号である位相差信号１７３、及び同じく振幅比に比例した電圧信号である振幅比信号１７４を、調整回路１８へ出力する。
【００２２】
比較回路１７は、内蔵するログアンプ（不図示）により前記入力比較信号と出力比較信号とをそれぞれ対数変換した信号に対して前記比較を行うことにより、信号のダイナミックレンジが広い場合にも安定した出力を行う。
このような比較回路１７は、ワンチップＩＣとして既に実現されており、一例として、アナログデバイセス社のＡＤ８３０２といった品種が利用できる。
【００２３】
調整回路１８は、出力信号が入力信号に対して所望の位相遅延量を生じている場合に位相差信号１７３が示す電圧である第１参照電圧を発生させる第１可変抵抗器（不図示）を備え、当該第１参照電圧から位相差信号１７３の電圧を減じた電圧を位相制御信号１８３として発生させ、可変位相器１３へ出力する。
ここで、前記第１可変抵抗器は、所定の参照電圧を分圧することにより、前記第１参照電圧を発生させる。前記所望の位相遅延量には、例えば、増幅部１００の位相遅延量の平均値を用いればよい。
【００２４】
増幅部１００が発生する位相遅延量が当該所望の位相遅延量を上回った場合、出力比較信号の位相が遅れ、位相差信号１７３の電圧が低下するから、位相制御信号１８３の電圧は上昇し、可変位相器１３は入力信号の位相を進めるので、入力信号と出力信号との位相差が当該所望の位相遅延量に保たれる。
増幅部１００が発生する位相遅延量が当該所望の位相遅延量を下回った場合は、その逆の作用によって、入力信号と出力信号との位相差が当該所望の位相遅延量に保たれる。
【００２５】
調整回路１８は、出力信号が入力信号に対して所望の振幅比を生じている場合に振幅比信号１７４が示す電圧である第２参照電圧を発生させる第２可変抵抗器（不図示）を備え、当該第２参照電圧から振幅比信号１７４の電圧を減じた電圧を振幅制御信号１８４として発生させ、可変減衰器１４へ出力する。
ここで、前記第２可変抵抗器は、所定の参照電圧を分圧することにより、前記第２参照電圧を発生させる。前記所望の振幅比には、例えば、増幅部１００の平均的な利得を用いればよい。
【００２６】
増幅部１００が発生する利得が当該平均的な利得を上回った場合、出力比較信号の振幅が増大し、振幅比信号１７４の電圧が上昇するから、振幅制御信号１８４の電圧は低下し、可変減衰器１４は入力信号の減衰量を増やすので、入力信号と出力信号との振幅比が当該所望の振幅比に保たれる。
増幅部１００が発生する利得が当該平均的な利得を下回った場合は、その逆の作用によって、入力信号と出力信号との振幅比が当該所望の振幅比に保たれる。
【００２７】
類似の制御動作は、従来の自動レベル調整器（ＡＬＣ回路：Automatic Level Control回路）、及び位相ロックループ回路（ＰＬＬ回路：Phase Locked Loop回路）等において実施されているが、特に増幅回路１０では、上記説明した制御動作を入力比較信号と出力比較信号とを比較して行うので、入出力信号間の位相差及び振幅比は、増幅部１００の位相遅延量及び利得が変動した場合であっても、それぞれが所望の位相遅延量及び所望の利得にある場合の値に保たれる。
【００２８】
この制御により、増幅回路１０が入出力信号間に与える位相遅延量と利得とが信号周波数に依らずそれぞれ一定値に保たれる。
増幅回路１０は、通信帯域内の何れの周波数の送受信信号に対しても一定の遅延と利得を有するので、アダプティブアレイ装置に適用した場合には、通信帯域全域において高精度にアンテナ指向性を形成することができる。また、多値デジタル変調を使った広帯域、高速伝送のシステムに適用した場合には、変調精度の劣化を防ぎ、通信品質の悪化を緩和する。
【００２９】
また、増幅回路１０により、マルチキャリア信号を増幅した場合、前記マルチキャリア信号に含まれる何れの周波数のキャリア信号も同一のレベルに増幅出力されるので、全てのキャリア信号にわたって均一な通信品質が得られる。
＜増幅部１００の構成＞
図２は、第１の実施の形態における増幅部１００の構成を示すブロック図である。増幅部１００は、プリディストーション回路を備えた増幅回路であり、従来の同種の増幅回路に比べて低雑音化、並びに大電力段へ低コストで適用可能となるように構成される。
【００３０】
増幅部１００は、方向性結合器１０１、信号伝送路１０２、ローパスフィルタ１０３、アンプ１０４、ローパスフィルタ１０５、信号波形圧縮回路１０６、可変位相器１１４、可変減衰器１１５、アンプ１１２、方向性結合器１１６、及び被補償パワーアンプ１１７から構成される。
信号波形圧縮回路１０６は、抵抗器１０７、及びダイオード１０８から構成される。
【００３１】
ここで、増幅部１００の構成要素のうち、方向性結合器１０１、信号伝送路１０２、及び方向性結合器１１６を含む信号経路を主信号経路と呼び、ローパスフィルタ１０３からアンプ１１２までを含む信号経路を補償信号発生経路と称する。また、当該主信号経路と補償信号発生経路とからなる回路部分を、歪補償回路と称する。
【００３２】
特に、主信号経路においては、信号伝送路１０２は方向性結合器１０１に直結され、また方向性結合器１１６は信号伝送路１０２に直結されている。即ち、主信号経路は、方向性結合器１０１、信号伝送路１０２、及び方向性結合器１１６以外の構成要素を含まない。
方向性結合器１０１は、入力信号を前記主信号経路及び補償信号発生経路に所定の比率で分配する。当該入力信号は、請求項に言う調整信号に相当し、前記主信号経路及び補償信号発生経路に分配される信号は、請求項に言うそれぞれ主信号及び副信号に相当する。
【００３３】
前記補償信号発生経路は、方向性結合器１０１により分配された副信号から、当該副信号の高調波を含む補償信号を生成する。
ローパスフィルタ１０３、アンプ１０４、及びローパスフィルタ１０５は、前記分配された信号を増幅し、かつ前記入力信号の周波数帯域に含まれる信号成分のみを、信号波形圧縮回路１０６に供給する。信号波形圧縮回路１０６において抵抗器１０７により非線形動作領域にバイアスされたダイオード１０８は、前記入力信号の波形を圧縮し、前記入力信号の高調波を含む歪信号を出力する。可変位相器１１４、及び可変減衰器１１５は、前記歪信号に所定の位相遅延量及び減衰比を与えて位相及び振幅を調整し、アンプ１１２は、前記位相及び振幅を調整後の歪信号を増幅して、補償信号として出力する。
【００３４】
一方、方向性結合器１０１により前記主信号経路に分配された主信号は、信号伝送路１０２により方向性結合器１１６へ伝送され、方向性結合器１１６は前記伝送された信号と前記補償信号とを加算することにより混合し、出力信号として出力する。当該出力信号は、請求項に言う歪み信号に相当する。
次に、増幅部１００の動作について説明する。
【００３５】
図３（Ａ）、（Ｂ）及び（Ｃ）は、信号波形圧縮回路１０６の動作原理を説明するための図である。
同図（Ａ）は、信号波形圧縮回路１０６の入力電圧Ｖin対出力電圧Ｖout特性を示したグラフであり、ダイオード１０８が有する非線形特性に応じて、所定レベルまでの入力電圧に比例した出力電圧が得られるが、当該レベルを超える入力電圧に対して出力電圧は比例値を下回る。この特性のために、入力信号の信号波形を圧縮した出力信号が得られる。
【００３６】
同図（Ｂ）は、入力信号に２種類の周波数のキャリア信号を重畳したマルチキャリア信号を想定した場合の、入出力信号の電圧対時間波形の一例であり、入力信号を細線で表し、出力信号を太線で表し、それぞれの包絡線を破線で表している。
同図（Ｃ）は、入力信号波形に対する出力信号波形の変形を周波数領域において説明するためのグラフであり、前記出力信号の周波数成分を表している。出力信号には、入力信号に含まれる基本波ｆ₁及びｆ₂成分の他に、波形の歪みによる高調波２ｆ₁、２ｆ₂…成分が含まれ、さらに基本波と高調波との干渉による相互変調歪み（２ｆ₁−ｆ₂）及び（２ｆ₂−ｆ₁）成分が含まれる。
【００３７】
図４は、前記マルチキャリア信号を入力信号として想定した場合の、増幅部１００の各部分における信号の周波数成分の大きさを表したグラフである。
信号（Ａ）は、増幅部１００への入力信号を示しており、基本波ｆ₁及びｆ₂成分が含まれる。信号（Ｂ）及び信号（Ｄ）は、方向性結合器１０１により分配されたそれぞれ主信号及び副信号を示しており、基本波ｆ₁及びｆ₂成分が含まれる。信号波形圧縮回路１０６は、上記説明したように、信号（Ｄ）に対し相互変調歪み（２ｆ₁−ｆ₂）及び（２ｆ₂−ｆ₁）成分を付加した信号（Ｅ）を出力する。信号（Ｆ）は、信号（Ｅ）に対し位相及び振幅を調整した後の信号を示しており、特に位相が信号（Ｅ）と異なることを逆方向のグラフを用いて示している。
【００３８】
方向性結合器１１６は、信号（Ｂ）及び信号（Ｅ）を加算して出力する。信号（Ｆ）及び信号（Ｇ）は、それぞれ信号（Ｂ）及び信号（Ｅ）が被補償パワーアンプ１１７により増幅出力された信号成分を示している。信号（Ｆ）には、被補償パワーアンプ１１７の非線形性により相互変調歪み（２ｆ₁−ｆ₂）及び（２ｆ₂−ｆ₁）成分が混入する。この相互変調歪み成分が、信号（Ｅ）の増幅出力信号（Ｇ）に含まれる相互変調歪み（２ｆ₁−ｆ₂）及び（２ｆ₂−ｆ₁）成分と打ち消しあうように、可変位相器１１４の位相遅延量、及び可変減衰器１１５の減衰比を調整することにより、目的とする基本波ｆ₁及びｆ₂成分のみからなる増幅出力信号を得ることができる。なお、増幅出力信号中に高調波成分が残留する場合には、基本波との離調が大きいのでフィルタを用いて容易に除去することができる。
【００３９】
なお、可変位相器１１４の位相遅延量、及び可変減衰器１１５の減衰比の調整については、事前に、両者を変更しながら被補償パワーアンプ１１７からの増幅出力信号（Ｆ）＋（Ｇ）と入力信号（Ａ）との差分（即ち、増幅された信号に含まれる歪み成分）を測定し、当該差分を最小とする最適位相遅延量と最適減衰比とを発見して、前記位相遅延量と前記減衰比とを、それぞれ当該最適位相遅延量と当該最適減衰比とに固定するものとする。
【００４０】
上述した構成において、特に、信号伝送路１０２は単なる導線又は導波路であり、具体的には、ストリップライン、マイクロストリップライン、同軸ケーブル、及び導波管のうち何れか一つ、若しくはこれらのうち複数を組み合わせて構成される。
また、方向性結合器１１６には、前記入力信号の２倍波の周波数帯域まで応答する周波数特性を有するものを使用すればよい。
【００４１】
上述した構成によれば、増幅部１００は入力信号と補償信号との混合処理を方向性結合器１１６によって行うため、当該混合処理において雑音が増幅されることがない。このため、当該混合処理を例えば振幅変調器等の能動素子を用いて行う従来例に比べて、出力信号中の雑音成分を小さく抑えることができると共に、大電力段へ適用する場合に通過させるべき電力に相応な高価な部品を使う必要がなくなるので、コスト面で有利となる。
【００４２】
また、当該混合処理をトランスのようなリアクタンス性の素子を用いて行う場合に比べると、主信号経路における損失を小さくできる。さらに、信号伝送路１０２に、ストリップライン、マイクロストリップライン、同軸ケーブル、導波管といった小さい損失と低い雑音指数とを有する受動素子を用いることにより、主信号経路における損失及び雑音指数を小さく抑えられる。
【００４３】
この主信号経路は特に、被補償パワーアンプに直列に前置されるものであるから、当該主信号経路自体の損失及び雑音指数を低減することによって、前記被補償パワーアンプを含めた増幅回路全体における雑音指数の低減に大きく寄与する。
このようにして、増幅部１００は、主信号経路の低雑音化、当該主信号経路を含む増幅部１００全体の低雑音化、及び大電力段へ適用した場合の低コスト化を達成する。
【００４４】
なお、信号波形圧縮回路１０６は、入力信号の信号波形を圧縮することにより高調波を発生するものであればよく、次のような信号波形圧縮回路を用いた場合も、本発明に含まれる。
図５（Ａ）及び（Ｂ）に、他の信号波形圧縮回路１５６、及び信号波形圧縮回路２０６の構成例を示す。
【００４５】
同図（Ａ）の信号波形圧縮回路１５６は一般的な全波整流回路であり、前記入力信号の２倍波を出力する。
同図（Ｂ）の信号波形圧縮回路２０６において、９０°ハイブリッド２０７は入力信号を２分配する。分配された一方の信号は抵抗器２０８により非線形動作領域にバイアスされたダイオード２０９を通過することにより、主として偶数次高調波が混入される。他方は抵抗器２１０及びダイオード２１１を介して接地されることにより、主として奇数次高調波が混入される。９０°ハイブリッド２１２は、前記両信号を混合することにより、前記入力信号の偶数次高調波及び奇数次高調波の双方を含む信号を出力する。この回路を用いる場合には、方向性結合器１１６に、前記入力信号の３倍波の周波数帯域まで応答する周波数特性を有するものを使用する。
【００４６】
また、信号伝送路１０２に直列にアイソレータを挿入することにより、補償信号の補償信号発生経路への帰還入力を阻止してもよい。この構成による増幅回路も、本発明に含まれる。当該アイソレータに、例えば０．数ｄＢ程度の低い順方向損失を有するものを利用することにより、主信号経路における損失及び雑音指数の低減に一定の効果を保ちつつ、回路の調整性を向上できる。
＜第２の実施の形態＞
第２の実施の形態における増幅回路は、第１の実施の形態における増幅回路１０に対し、さらに歪み低減効果を向上するものである。増幅回路１０と同一の全体構成を有するが、増幅部において、被補償パワーアンプの増幅出力信号に含まれる残留歪みレベルに応じて、補償信号に与える位相遅延量と減衰比とを随時変更するための回路を備える点が異なる。
【００４７】
図６は第２の実施の形態の増幅回路において、第１の実施の形態の増幅部１００に代えて用いられる増幅部３００の構成を示すブロック図である。以下、第１の実施の形態における増幅部１００と同一の構成要素には同一の符号を付して説明を省略し、異なる構成要素について主に説明する。
増幅部３００は、第１の実施の形態における増幅部１００に対し、さらに、被補償パワーアンプ３１８、方向性結合器３１９、バンドパスフィルタ３２０、制御回路３２１を備え、第１の実施の形態における可変位相器１１４及び可変減衰器１１５にそれぞれ代えて、可変位相器３１４及び可変減衰器３１５を備える。
【００４８】
増幅部３００の構成要素のうち、方向性結合器１０１、信号伝送路１０２、及び方向性結合器１１６を含む信号経路を主信号経路と呼び、ローパスフィルタ１０３からアンプ１１２までを含む信号経路を補償信号発生経路と呼び、当該主信号経路が、方向性結合器１０１、信号伝送路１０２、及び方向性結合器１１６以外の構成要素を含まない点は、第１の実施の形態と同様である。
【００４９】
可変位相器３１４は、少なくとも第１の実施の形態で述べた最適位相遅延量を含む所定範囲の位相遅延量を、制御回路３２１から与えられる位相制御信号３２４に応じて、アンプ１１２からの出力信号に与える可変位相器である。
可変減衰器３１５は、少なくとも第１の実施の形態で述べた最適減衰比を含む所定範囲の減衰比を、制御回路３２１から与えられる振幅制御信号３２５に応じて、前記出力信号に与える可変減衰器である。
【００５０】
被補償パワーアンプ３１８は、方向性結合器１１６から出力された出力信号を増幅して出力する。方向性結合器３１９は、被補償パワーアンプ３１８から出力された信号の一部を抽出してバンドパスフィルタ３２０に供給し、残りを増幅信号として出力する。
バンドパスフィルタ３２０は、供給された信号に含まれる入力信号の高調波成分のみを通過させ制御回路３２１へ出力する。歪みが完全に補償されている状態において、被補償パワーアンプ３１８から出力される信号は、入力信号が変調信号であるために本来有している高調波成分のみを含むが、補償誤差が増大するにつれ、歪みによる高調波成分が増大する。バンドパスフィルタ３２０は、その双方に起因する高調波成分を補償誤差信号として、制御回路３２１へ出力する。
【００５１】
なお、第１の実施の形態と同様、事前に、前記位相制御信号及び前記振幅制御信号を変更しながら、増幅信号と入力信号との差を測定することにより、両者の差を最小とする最適位相制御信号及び最適振幅制御信号が予め発見されているものとする。例えば、両信号が電圧信号であれば、両者に相当する電圧値がそれぞれ判明しているものとする。
【００５２】
さらに、制御回路３２１が、最適位相制御信号及び最適振幅制御信号をそれぞれ可変位相器３１４及び可変減衰器３１５に与えて制御している場合に得られる平均的な補償誤差信号の大きさも、予め測定され判明しているものとする。
制御回路３２１は、前記最適位相制御信号、前記最適振幅制御信号、及び前記平均的な補償誤差信号の大きさをそれぞれ示す、第１参照値、第２参照値、及び第３参照値を記憶していて、前記最適位相制御信号及び前記最適振幅制御信号を初期値として出力する。
【００５３】
事前の測定では、当該第１参照値及び当該第２参照値によりそれぞれ示される位相制御信号及び振幅制御信号によって、補償誤差信号が最小となったのであるが、補償誤差信号を最小とする位相制御信号及び振幅制御信号は、温度変化、経時変化等のために変動する。
そこで制御回路３２１は、バンドパスフィルタ３２０から出力された補償誤差信号の大きさが前記第３参照値を上回った場合、前記位相制御信号及び前記振幅制御信号をそれぞれ前記第１参照値及び第２参照値から変更することにより、補償誤差信号が小さくなるように、可変位相器３１４及び可変減衰器３１５を制御する。
【００５４】
具体的には、制御回路３２１は、ＤＳＰ(Digital Signal Processor)を用いて実現され、前記ＤＳＰが内蔵するプログラムを実行することにより上述した制御を行うとしてもよい。
図７に前記プログラムを表すフローチャートを示す。前記プログラムは、次のようなステップを含む。
（ステップＳ０１）前記第１参照値により示される位相制御信号を可変位相器３１４に出力し、前記第２参照値により示される振幅制御信号を可変減衰器３１５に出力する。
（ステップＳ０２）補償誤差信号の大きさが前記第３参照値を上回った否か判断し、上回った場合、ステップＳ０３以降を実行する。
（ステップＳ０３）位相制御信号を所定微小量増加させる。
（ステップＳ０４）補償誤差信号が減少したか否か判断し、減少した場合はステップＳ０５、増加した場合はステップＳ０６を実行する。
（ステップＳ０５）位相制御信号を補償誤差信号が第３参照値を下回るまで所定範囲内で増加させる。
（ステップＳ０６）位相制御信号を補償誤差信号が第３参照値を下回るまで所定範囲内で減少させる。
（ステップＳ０７）振幅制御信号を所定微小量増加させる。
（ステップＳ０８）補償誤差信号が減少したか否か判断し、減少した場合はステップＳ０９、増加した場合はステップＳ１０を実行する。
（ステップＳ０９）振幅制御信号を補償誤差信号が第３参照値を下回るまで所定範囲内で増加させる。
（ステップＳ１０）振幅制御信号を補償誤差信号が第３参照値を下回るまで所定範囲内で減少させる。
（ステップＳ１１）ステップＳ０２以降を繰り返す。
【００５５】
上述した構成によれば、増幅部３００は、現に出力している位相制御信号及び振幅制御信号による補償誤差が、温度変化、経時変化等によって増大した場合でも、補償誤差を減らすよう位相制御信号及び振幅制御信号を適応制御する。これにより、増幅部３００は、温度変化、経時変化によらず、高い補償精度を維持し、歪み低減効果を持続する。
【００５６】
また、増幅部３００は、増幅部１００と同等の主信号経路を有し、増幅部１００と同等の作用によって、歪補償回路自体の低雑音化、及び歪補償回路を含む増幅回路全体の低雑音化、及び大電力段へ適用した場合の低コスト化を達成する。なお、増幅部３００においても、増幅部１００と同様、信号波形圧縮回路を信号波形圧縮回路１０６に限定するものではない。例えば、信号波形圧縮回路１５６又は信号波形圧縮回路２０６を用いてもよい。また、信号伝送路１０２に直列にアイソレータを挿入してもよい。
【００５７】
また、増幅部３００は、大電力増幅器を補償する場合に従来よりも安価に適用できるので、多段増幅システムにおいて大電力段を含む全ての段へ、本発明の増幅回路を、コスト面で有利に組み込むことができる。
＜第３の実施の形態＞
第３の実施の形態における増幅システムは、第１又は第２の実施の形態で示した複数の増幅回路のうち、一部を並列接続しかつ一部を縦続接続してなる増幅システムである。
【００５８】
図８は、そのような増幅システム５００の一構成例である。増幅システム５００において、増幅回路５１０は、歪補償回路５０１と被補償パワーアンプ５０９とから構成される。歪補償回路５０１は、前述したように、主信号経路と補償信号発生経路とからなる回路部分であって、方向性結合器５０２、信号波形圧縮回路５０３、可変位相器５０４、可変減衰器５０５、アンプ５０６、信号伝送路５０７、及び方向性結合器５０８を含む。
【００５９】
増幅回路５２０〜５８０は、それぞれ増幅回路５１０と同様に構成される。
分配合成器５９１は、増幅回路５２０からの出力を増幅回路５３０及び５４０へ分配し、分配合成器５９２は、増幅回路５３０及び５４０からの出力を合成する。分配合成器５９３は、分配合成器５９２により合成された信号を増幅回路５５０乃至５８０へ分配し、分配合成器５９４は、増幅回路５５０乃至５８０からの出力を合成する。
【００６０】
増幅システム５００は縦続接続された４つの増幅段を有し、第１段は増幅回路５１０により信号を増幅し、第２段は増幅回路５２０により信号を増幅し、第３段は並列接続された増幅回路５３０及び５４０により信号を増幅し、最終段は並列接続された増幅回路５５０乃至５８０により信号を増幅する。
増幅システム５００は、一例として０ｄＢｍの入力信号を、第１段において＋１０ｄＢｍ、第２段において＋１７ｄＢｍ、第３段において＋２７ｄＢｍ、最終段において＋３７ｄＢｍに増幅する。
【００６１】
増幅システム５００における各段の歪補償回路は、前段からの信号に対して補償信号を注入することとなる。このため、例えば主信号経路に非線形素子（例えばダイオード）を直列に挿入して補償信号成分を発生させる他の歪補償回路では、当該非線形素子の最大定格電力に応じて適合し得る段が制限される。
この回路構成と対比して、本発明の歪補償回路は、補償信号発生経路において補償信号を発生して方向性結合器によって主信号と混合するものであって、主信号経路に補償信号発生用の非線形素子を持たないため、大電力段への適合性に優れている。
【００６２】
また、所定の中間段において、当該段から最終段までに配置される複数の被補償パワーアンプから発生する直線増幅歪みを総合して補償する他の回路構成では、補償すべき直線増幅歪みが多次項を含む複雑な関数となるため、高精度に、かつ安定して歪み補償することが困難となる。
この回路構成と対比して、本発明の増幅システムは、大電力段への優れた適合性を有する歪補償回路を、大電力段を含む個々の被補償パワーアンプに前置して構成され、それぞれの歪補償回路が備える可変位相器及び可変減衰器を適切に調整して個々の被補償パワーアンプが有する直線増幅歪みを精度よく除去するため、補償精度と安定性の面で優れている。
【００６３】
もちろん、それぞれの増幅回路が大電力段へも低コストで適用でき、かつ全ての増幅段において損失及び雑音指数を小さく抑えられる効果があることは、第１及び第２の実施の形態で述べたとおりである。
【００６４】
【発明の効果】
本発明の増幅回路は、入力信号に対して第１位相制御信号により示される量の位相遅延と、第１振幅制御信号により示される比の減衰とを与えることにより調整信号を生成する第１調整器と、前記第１調整器によって生成された調整信号に対して、増幅された場合に生じる非線形歪み成分を低減するための所定の補償信号を加えることにより歪み信号を生成する歪補償回路と、前記歪み信号を増幅して増幅出力信号を出力する被補償増幅器と、前記入力信号と前記増幅出力信号とを比較して両者の位相差及び振幅比を検出する比較回路と、前記第１位相制御信号及び前記第１振幅制御信号を、前記検出された位相差及び振幅比がそれぞれ所定値に維持されるように変化させて前記第１調整器へ出力する調整回路とを備える。
【００６５】
この構成によれば、前記被補償増幅器における入出力信号間の位相遅延量が増加又は減少した場合、前記第１調整器が入力信号に対して与える位相遅延量をそれぞれ減少又は増加させることにより、本増幅回路全体における入出力信号間の位相遅延量が一定量に維持される。
また、前記被補償増幅器における入出力信号間の利得が増加又は減少した場合、前記第１調整器が入力信号に対して与える減衰比をそれぞれ増加又は減少させることにより、本増幅回路全体における入出力信号間の利得が一定量に維持される。
【００６６】
これにより、本増幅回路全体での位相遅延量及び利得は、信号周波数に依らず一定量に維持される。具体例に、本増幅回路をアダプティブアレイ装置に適用した場合には指向性パターンの形成精度を向上し、また、多値デジタル変調を使った広帯域、高速伝送のシステムに適用した場合には変調精度の劣化を抑制して通信品質を向上する。
【００６７】
また、前記増幅回路において、前記歪補償回路は、前記調整信号を主信号と副信号とに分配する第１分配合成器と、前記副信号を圧縮する信号波形圧縮回路と、前記圧縮された信号の位相及び振幅をそれぞれ変更する第２調整器と、前記位相と振幅とが変更された信号を増幅して補償信号を生成する増幅器と、前記主信号に前記補償信号を加えることにより前記歪み信号を生成する第２分配合成器とを備え、前記第１分配合成器及び第２分配合成器は何れも受動素子であり、前記生成された補償信号は前記補償信号生成回路へ帰還入力されていないとしてもよい。
【００６８】
この構成によれば、本増幅回路は前記主信号と前記補償信号との混合処理を受動素子によって行うため、当該混合処理において雑音が増幅されることがない。このため、当該混合処理を例えば振幅変調器等の能動素子を用いて行う従来例に比べて、前記歪み信号中の雑音成分を小さく抑えることができる。
特に多段増幅システムにおける大電力段へ適用する場合には、通過させるべき電力に相応な高価な能動素子を使う必要がなくなるので、従来に比べて低コスト化が達成される。また、主信号経路に直列に挿入された非線形素子により補償信号を発生させる他の回路構成に比べて大電力段への優れた適合性を有する。
【００６９】
また、当該混合処理をトランスのようなリアクタンス性の素子を用いて行う場合に比べて回路の損失を小さくできる。さらに、前記第１分配合成器と前記第２分配合成器とを、例えばストリップライン、マイクロストリップライン、同軸ケーブル、導波管のような、小さい損失と低い雑音指数とを有する受動素子を用いて直結すれば、本増幅回路の損失及び雑音指数を小さく抑えられる。
【００７０】
この種の歪補償回路は特に、被補償増幅器に直列に前置されるものであるから、歪補償回路自体の損失及び雑音指数を低減することによって、前記歪補償回路と前記被補償増幅器とが直列に接続されてなる本増幅回路全体における雑音指数の低減に大きく寄与する。
このようにして、本増幅回路は、低雑音化及び大電力段へ適用した場合の低コスト化を達成する。
【００７１】
また、前記増幅回路において、前記第１及び第２分配合成器は何れも方向性結合器であり、前記第２分配合成器は、前記第２分配合成器における前記主信号の入力端へ前記補償信号を伝送せず、前記第１分配合成器は、前記第１分配合成器における前記主信号の出力端に加えられた信号を前記副信号の出力端へ伝送しないとしてもよい。
【００７２】
また、前記増幅回路において、前記歪補償回路は、さらに、前記主信号を一方向にのみ伝送するアイソレータを備え、前記第２分配合成器は、前記アイソレータにより伝送された後の主信号に前記補償信号を加えることにより前記第２信号を生成してもよい。
これらの何れの構成によっても、前記増幅回路と同様の効果が実現される。
【００７３】
また、前記増幅回路において、前記歪補償回路は、さらに、前記被補償増幅器からの出力信号の一部を帰還信号として取り出す第３分配合成器と、前記帰還信号に含まれる前記第１信号の高調波成分のみを通過させ、補償誤差信号として出力するバンドパスフィルタと、前記補償誤差信号の大きさに応じて第２位相制御信号及び第２振幅制御信号を生成する制御回路とを備え、前記第２調整器は、前記第２位相制御信号及び前記第２振幅制御信号に応じてそれぞれ位相及び振幅を変更し、前記制御回路は、前記補償誤差信号を減少させるように、前記第２位相制御信号及び前記第２振幅制御信号を変化させてもよい。
【００７４】
この構成によれば、本増幅回路の低雑音化が達成されることに加えて、本増幅回路は、前記補償誤差信号が増大した場合でも、前記補償誤差信号を減らすよう前記位相制御信号及び前記振幅制御信号を適応制御するため、温度変化、経時変化等によらず、高い補償精度が持続される。
また、前記増幅回路において、前記第２方向性結合器は、前記入力信号の基本波、２倍波及び３倍波の何れかの周波数を上限とする応答周波数帯域を有するとしてもよい。
【００７５】
また、前記増幅回路において、前記第２方向性結合器、及び第３方向性結合器は、前記入力信号の基本波、２倍波及び３倍波の何れかの周波数を上限とする応答周波数帯域を有するとしてもよい。
これらの構成によれば、本増幅回路の低雑音化が達成されることに加えて、本増幅回路は、前記入力信号の３倍波までに応答する狭帯域で安価な受動素子を用いて歪み補償を行うため、所定の歪み補償精度と装置のコスト低減とを同時に実現する。
【００７６】
本発明の増幅システムは、前記何れかの増幅回路が複数個、縦続接続され、又は並列接続され、若しくは一部が並列接続されかつ一部が縦続接続されてなる。この構成によれば、上述した効果を有する増幅回路を、大電力段を含む個々の段に配置し、個々の増幅回路毎に入力信号の位相及び振幅をそれぞれ適切に調整することにより個々の被補償増幅器が有する非線形歪みを精度よく除去できるから、補償精度と安定性に優れた増幅システムが実現される。
【００７７】
この構成においても、それぞれの増幅回路が、大電力段へ低コストで適用でき、かつ全ての増幅段において損失及び雑音指数を小さく抑えられる効果があることは上述したとおりである。
【図面の簡単な説明】
【図１】第１の実施の形態における増幅回路の全体構成を示すブロック図である。
【図２】第１の実施の形態における増幅部の構成を示すブロック図である。
【図３】信号波形圧縮回路１０６の動作を説明するための図である。
（Ａ）ダイオード１０８が有する非線形特性である。
（Ｂ）マルチキャリア信号を想定した入出力信号の信号波形である。
（Ｃ）出力信号の周波数スペクトルである。
【図４】歪補償回路の各部分における信号スペクトルである。
【図５】他の信号波形圧縮回路の例である。
【図６】第２の実施の形態における増幅部の構成を示すブロック図である。
【図７】第２の実施の形態における増幅部の制御方法を示すフローチャートである。
【図８】第３の実施の形態における増幅システムの全体構成を示すブロック図である。
【図９】従来の歪補償型増幅回路の一例である。
【符号の説明】
１０増幅回路
１２方向性結合器
１３可変位相器
１４可変減衰器
１６方向性結合器
１７比較回路
１８調整回路
１００増幅部
１０１方向性結合器
１０２信号伝送路
１０３ローパスフィルタ
１０４アンプ
１０５ローパスフィルタ
１０６信号波形圧縮回路
１０７抵抗器
１０８ダイオード
１１２アンプ
１１４可変位相器
１１５可変減衰器
１１６方向性結合器
１１７被補償パワーアンプ
１５６信号波形圧縮回路
１７３位相差信号
１７４振幅比信号
１８３位相制御信号
１８４振幅制御信号
２０６信号波形圧縮回路
２０７９０°ハイブリッド
２０８抵抗器
２０９ダイオード
２１０抵抗器
２１１ダイオード
２１２９０°ハイブリッド
３００歪補償回路
３１４可変位相器
３１５可変減衰器
３１８被補償パワーアンプ
３１９方向性結合器
３２０バンドパスフィルタ
３２１制御回路
５００増幅システム
５０１歪補償回路
５０２方向性結合器
５０３信号波形圧縮回路
５０４可変位相器
５０５可変減衰器
５０６アンプ
５０７信号伝送路
５０８方向性結合器
５０９被補償パワーアンプ
５１０〜５８０増幅回路
５９１〜５９４分配合成器
８００増幅回路
８０１入力端子
８０２分配器
８０３偶数乗積生成器
８０４ハイパスフィルタ
８０５可変減衰器
８０６振幅変調器
８０７ローパスフィルタ
８０８被補償パワーアンプ[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a predistortion compensation type amplifier circuit that compensates for non-linear distortion, and more particularly to a technique for improving frequency characteristics and a technique for reducing noise of this type of amplifier circuit.
[0002]
[Prior art]
Conventionally, a power amplifier is used to amplify a transmission signal to a transmission level in a general wireless communication apparatus. In any amplifier including the power amplifier, nonlinear distortion occurs when the input signal is amplified in a characteristic region where the level of the output signal is saturated (so-called nonlinear region).
[0003]
When this nonlinear distortion occurs with respect to a signal modulated using the linear modulation method, the amplitude component and phase component of the signal are distorted, resulting in deterioration of modulation accuracy and spectrum expansion. Degradation of modulation accuracy increases the bit error rate, and spectrum expansion increases leakage power to adjacent channels, both of which degrade communication quality.
[0004]
In addition, when nonlinear distortion occurs in a multicarrier signal obtained by multiplexing a plurality of carrier signals having different frequencies, the distortion components of each carrier signal interfere with each other, resulting in the frequency band of the carrier signal itself. Intermodulation distortion occurs at.
This intermodulation distortion generated in the frequency band of the carrier signal itself due to nonlinear distortion cannot be removed using a filter or the like, and is extremely harmful in maintaining appropriate communication quality.
[0005]
Nonlinear distortion can be suppressed, for example, by using a power amplifier having an excessive saturation output only in a characteristic region having a good linearity with a large backoff, but this method uses an excessively expensive power amplifier. It is necessary and low in power efficiency, which is not preferable for reducing the manufacturing cost and operation cost of the wireless communication device. Therefore, a predistortion circuit (also referred to as a predistortion circuit) is conventionally used as a method of using a power amplifier up to the nonlinear region and suppressing nonlinear distortion.
[0006]
The predistortion circuit is a circuit that generates a distortion signal by adding a compensation signal obtained by giving a predetermined phase and level fluctuation to the harmonics of the input signal to the input signal, and the phase and level fluctuation Is provided to compensate for the nonlinear characteristics of the compensated power amplifier. When the generated distortion signal is amplified by the compensated power amplifier, the nonlinear distortion component in the amplified output signal is reduced as compared with the case where the input signal itself is amplified.
[0007]
The principle of action for reducing the nonlinear distortion component is described in detail, for example, in the document “HIGH-LINEARITY RF AMPLIFIER DESIGN”, PETER B. KENINGTON, published by Artech House Publishers, and will not be described here.
Fig. 9 shows the amplification circuit with predistortion circuit shown in the paper "Proposal of high-power amplifier distortion reduction by EVEN-ORDER PRE-DISTORTION" Koji Horikawa et al., 1996 IEICE Communication Society B-230. 800 is shown. Hereinafter, this type of amplifier circuit is referred to as a predistortion type amplifier circuit or simply an amplifier circuit.
[0008]
The amplifier circuit 800 includes a main signal path including a distributor 802, an amplitude modulator 806, and a low-pass filter 807, and a compensation signal generation path including an even-number product generator 803, a high-pass filter 804, and a phase shifter / variable attenuator 805. And a compensated power amplifier 808.
The distributor 802 distributes the input signal given to the input terminal 801 to the main signal path and the compensation signal generation path.
[0009]
The even product generator 803 generates an even product signal of the input signal from the signal distributed to the compensation signal generation path. The high-pass filter 804 blocks the frequency band of the input signal and extracts even-order harmonics of the input signal from the output signal of the even-product generator 803. A phase shifter / variable attenuator 805 adjusts the phase and amplitude of the even-order harmonics and outputs them.
[0010]
The amplitude modulator 806 is realized by, for example, a dual gate FET, and amplitude-modulates the signal distributed to the main signal path by the output signal from the phase shifter / variable attenuator 805. The low-pass filter 807 blocks a frequency band equal to or higher than the third harmonic of the target signal, and extracts and outputs a distortion signal including only the target signal and the second harmonic of the target signal from the amplitude-modulated signal.
[0011]
The distortion signal is amplified by a compensated power amplifier 808. By adjusting the phase and amplitude of the second harmonic wave according to the nonlinear characteristic of the compensated power amplifier 808, distortion components generated in the output signal from the compensated power amplifier are reduced.
[0012]
[Problems to be solved by the invention]
However, the above-described conventional amplifier circuit has a first problem that it does not improve the frequency characteristics of the compensated power amplifier. More specifically, the phase delay amount and the gain between input and output signals in a general amplifier including the compensated power amplifier differ depending on the signal frequency, but the amplifier circuit has such characteristics of the compensated power amplifier. Does not improve.
[0013]
For this reason, in an adaptive array device that forms antenna directivity in the direction of a desired mobile station by changing the phase and amplitude of the transmission / reception signal for each of a plurality of antennas by an appropriate amount, the transmission / reception signal is transmitted by a conventional amplifier circuit. When amplified, different group delays and gains are added to transmission / reception signals of different frequencies in the communication band, and it becomes difficult to form antenna directivity with high accuracy over the entire communication band.
[0014]
Moreover, the fact that different group delays and gains are given to transmission / reception signals of different frequencies within the communication band has been applied to wideband and high-speed transmission systems using multi-level digital modulation such as recent 16QAM (Quadrature Amplitude Modulation). In this case, the modulation accuracy is significantly deteriorated, and the adverse effect on the communication quality is great.
In addition, when amplifying a multicarrier signal using the amplifier circuit, since transmission power is not constant between carrier signals of different frequencies, it is difficult to maintain a constant communication quality for all carrier signals.
[0015]
In addition, in the conventional amplifier circuit, the noise component in the input signal is also amplified by the amplitude modulator 806 provided on the main signal path and realized by the active element. There is also a second problem that the adverse effect on the index is large and it is difficult to reduce the overall noise of the amplifier circuit.
Further, in an amplification system represented by a wireless transmission device that obtains a desired output power by connecting amplifiers in multiple stages, when considering application to a large power stage, the amplitude modulator 806 includes a signal power from the previous stage. However, when the amplitude modulator 806 is realized by an active element, it is necessary to use expensive parts corresponding to the power to be passed, which is disadvantageous in terms of cost.
[0016]
In view of these problems, a first object of the present invention is to provide a predistortion type amplifying circuit capable of maintaining the phase delay amount and the gain at a constant amount regardless of the signal frequency. In addition, the present invention reduces the adverse effect on the input noise figure for the compensated power amplifier, thereby realizing a total noise reduction of the amplifier circuit and a pre-applicable to a large power stage at a low cost. A second object is to provide a distortion compensation amplifier circuit.
[0017]
[Means for Solving the Problems]
(1) In order to solve the above problem, the amplifier circuit of the present invention provides the input signal with the phase delay of the amount indicated by the first phase control signal and the attenuation of the ratio indicated by the first amplitude control signal. By adding a predetermined compensation signal for reducing a nonlinear distortion component generated when amplified to the first adjuster that generates the adjustment signal and the adjustment signal generated by the first adjuster A distortion compensation circuit that generates a distortion signal, a compensated amplifier that amplifies the distortion signal and outputs an amplified output signal, compares the input signal and the amplified output signal, and detects a phase difference and an amplitude ratio of both The comparator circuit, the first phase control signal, and the first amplitude control signal are changed so that the detected phase difference and amplitude ratio are maintained at predetermined values, respectively, and output to the first adjuster. Adjustment times Provided with a door.
(2) In the amplifier circuit, the distortion compensation circuit includes a first distribution synthesizer that distributes the adjustment signal into a main signal and a sub signal, a signal waveform compression circuit that compresses the sub signal, and the compression A second adjuster for respectively changing the phase and amplitude of the generated signal, an amplifier for amplifying the signal having the changed phase and amplitude to generate a compensation signal, and adding the compensation signal to the main signal A second distribution synthesizer for generating the distortion signal, both the first distribution synthesizer and the second distribution synthesizer are passive elements, and the generated compensation signal is not fed back, that is, The feedback input may be blocked by a directional element such as a directional coupler or an isolator.
(3) In the amplifier circuit, the distortion compensation circuit further includes a third divider / combiner that extracts a part of the output signal from the compensated amplifier as a feedback signal, and the first divider included in the feedback signal. A band-pass filter that passes only harmonic components of the signal and outputs it as a compensation error signal; and a control circuit that generates a second phase control signal and a second amplitude control signal according to the magnitude of the compensation error signal. The second adjuster changes the phase and amplitude according to the second phase control signal and the second amplitude control signal, respectively, and the control circuit reduces the compensation error signal so as to reduce the compensation error signal. The phase control signal and the second amplitude control signal may be changed.
[0018]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
A predistortion type amplifier circuit according to an embodiment of the present invention will be described in detail with reference to the drawings.
<First Embodiment>
The amplifier circuit according to the first embodiment is a kind of amplifier circuit including a predistortion circuit, maintains the phase delay amount and the gain as constant as the amplifier circuit as a whole, reduces the output signal noise, and It is configured to be applicable to large power stages at low cost.
<Overall configuration>
FIG. 1 is a block diagram showing the overall configuration of the amplifier circuit 10 according to the first embodiment. The amplifier circuit 10 includes a directional coupler 12, a variable phase shifter 13, a variable attenuator 14, an amplification unit 100, a directional coupler 16, a comparison circuit 17, and an adjustment circuit 18.
[0019]
The directional coupler 12 extracts a part of the input signal as an input comparison signal and outputs the rest to the variable phase shifter 13.
The variable phase shifter 13 is a voltage-controllable variable phase shifter. When the voltage of the phase control signal 183 is lower than a predetermined reference value, the phase of the input signal is proportional to the difference from the reference value. On the contrary, if it is high, the phase of the input signal is advanced in proportion to the difference from the reference value and output to the variable attenuator 14.
[0020]
The variable attenuator 14 is a voltage-controllable variable attenuator. When the voltage of the amplitude control signal 184 is a predetermined reference value, the input signal is output without being attenuated and is lower than the predetermined reference value. In this case, the signal is attenuated by a ratio proportional to the difference from the reference value and output to the amplifying unit 100.
The amplifying unit 100 includes a predistortion circuit and a compensated power amplifier, and amplifies a distortion signal generated by adding a predetermined compensation signal to the input signal by the predistortion circuit by the compensated power amplifier. Output. Details of the amplifying unit 100 will be described later.
[0021]
The directional coupler 16 extracts a part of the amplified output signal from the amplification unit 100 as an output comparison signal and outputs the rest as an output signal.
The comparison circuit 17 compares the input comparison signal and the output comparison signal to detect a phase difference and an amplitude ratio between them, and is a voltage signal proportional to the phase difference of the output comparison signal with respect to the input comparison signal. The phase difference signal 173 and the amplitude ratio signal 174 that is also a voltage signal proportional to the amplitude ratio are output to the adjustment circuit 18.
[0022]
The comparison circuit 17 is stable even when the dynamic range of the signal is wide by performing the comparison on the signal obtained by logarithmically converting the input comparison signal and the output comparison signal by a built-in log amplifier (not shown). Output.
Such a comparison circuit 17 has already been realized as a one-chip IC, and as an example, a product such as AD8302 from Analog Devices can be used.
[0023]
The adjustment circuit 18 includes a first variable resistor (not shown) that generates a first reference voltage that is a voltage indicated by the phase difference signal 173 when the output signal has a desired phase delay amount with respect to the input signal. A voltage obtained by subtracting the voltage of the phase difference signal 173 from the first reference voltage is generated as the phase control signal 183 and output to the variable phase shifter 13.
Here, the first variable resistor generates the first reference voltage by dividing a predetermined reference voltage. For the desired phase delay amount, for example, an average value of the phase delay amounts of the amplification unit 100 may be used.
[0024]
When the phase delay amount generated by the amplification unit 100 exceeds the desired phase delay amount, the phase of the output comparison signal is delayed and the voltage of the phase difference signal 173 decreases, so the voltage of the phase control signal 183 increases, Since the variable phase shifter 13 advances the phase of the input signal, the phase difference between the input signal and the output signal is maintained at the desired phase delay amount.
When the phase delay amount generated by the amplifying unit 100 is less than the desired phase delay amount, the phase difference between the input signal and the output signal is maintained at the desired phase delay amount by the reverse operation.
[0025]
The adjustment circuit 18 includes a second variable resistor (not shown) that generates a second reference voltage that is a voltage indicated by the amplitude ratio signal 174 when the output signal has a desired amplitude ratio with respect to the input signal. Then, a voltage obtained by subtracting the voltage of the amplitude ratio signal 174 from the second reference voltage is generated as the amplitude control signal 184 and output to the variable attenuator 14.
Here, the second variable resistor generates the second reference voltage by dividing a predetermined reference voltage. For example, an average gain of the amplifying unit 100 may be used as the desired amplitude ratio.
[0026]
When the gain generated by the amplifying unit 100 exceeds the average gain, the amplitude of the output comparison signal increases and the voltage of the amplitude ratio signal 174 increases, so that the voltage of the amplitude control signal 184 decreases and variable attenuation is performed. Since the unit 14 increases the attenuation amount of the input signal, the amplitude ratio between the input signal and the output signal is maintained at the desired amplitude ratio.
When the gain generated by the amplifying unit 100 is lower than the average gain, the amplitude ratio between the input signal and the output signal is maintained at the desired amplitude ratio by the reverse operation.
[0027]
Similar control operations are performed in a conventional automatic level adjuster (ALC circuit: Automatic Level Control circuit), a phase-locked loop circuit (PLL circuit: Phase Locked Loop circuit), and the like. Since the control operation described above is performed by comparing the input comparison signal and the output comparison signal, the phase difference and the amplitude ratio between the input and output signals can be obtained even when the phase delay amount and gain of the amplifying unit 100 vary. , Each of which is kept at a desired phase delay amount and a desired gain.
[0028]
By this control, the phase delay amount and gain given by the amplifier circuit 10 between the input and output signals are kept constant regardless of the signal frequency.
Since the amplifier circuit 10 has a certain delay and gain with respect to transmission / reception signals of any frequency within the communication band, when applied to an adaptive array device, the antenna directivity is formed with high accuracy over the entire communication band. can do. In addition, when applied to a wide-band, high-speed transmission system using multilevel digital modulation, deterioration of modulation accuracy is prevented and communication quality is alleviated.
[0029]
Further, when the multi-carrier signal is amplified by the amplifier circuit 10, the carrier signal of any frequency included in the multi-carrier signal is amplified and output to the same level, so that uniform communication quality can be obtained over all carrier signals. It is done.
<Configuration of Amplifier 100>
FIG. 2 is a block diagram illustrating a configuration of the amplification unit 100 according to the first embodiment. The amplifying unit 100 is an amplifying circuit including a predistortion circuit, and is configured to be applicable to a low-noise stage and a high power stage at a low cost as compared with a conventional amplifying circuit of the same type.
[0030]
The amplifying unit 100 includes a directional coupler 101, a signal transmission path 102, a low-pass filter 103, an amplifier 104, a low-pass filter 105, a signal waveform compression circuit 106, a variable phase shifter 114, a variable attenuator 115, an amplifier 112, and a directional coupler. 116 and a compensated power amplifier 117.
The signal waveform compression circuit 106 includes a resistor 107 and a diode 108.
[0031]
Here, a signal path including the directional coupler 101, the signal transmission path 102, and the directional coupler 116 among the components of the amplification unit 100 is referred to as a main signal path, and a signal including the low-pass filter 103 to the amplifier 112. The path is referred to as a compensation signal generation path. A circuit portion composed of the main signal path and the compensation signal generation path is referred to as a distortion compensation circuit.
[0032]
In particular, in the main signal path, the signal transmission path 102 is directly connected to the directional coupler 101, and the directional coupler 116 is directly connected to the signal transmission path 102. That is, the main signal path does not include components other than the directional coupler 101, the signal transmission path 102, and the directional coupler 116.
The directional coupler 101 distributes the input signal to the main signal path and the compensation signal generation path at a predetermined ratio. The input signal corresponds to the adjustment signal described in the claims, and the signals distributed to the main signal path and the compensation signal generation path correspond to the main signal and the sub signal described in the claims, respectively.
[0033]
The compensation signal generation path generates a compensation signal including harmonics of the sub signal from the sub signal distributed by the directional coupler 101.
The low-pass filter 103, the amplifier 104, and the low-pass filter 105 amplify the distributed signal and supply only the signal component included in the frequency band of the input signal to the signal waveform compression circuit 106. A diode 108 biased to a non-linear operating region by a resistor 107 in the signal waveform compression circuit 106 compresses the waveform of the input signal and outputs a distortion signal including harmonics of the input signal. The variable phase shifter 114 and the variable attenuator 115 adjust the phase and amplitude by giving a predetermined phase delay amount and attenuation ratio to the distortion signal, and the amplifier 112 amplifies the distortion signal after adjusting the phase and amplitude. And output as a compensation signal.
[0034]
Meanwhile, the main signal distributed to the main signal path by the directional coupler 101 is transmitted to the directional coupler 116 through the signal transmission path 102, and the directional coupler 116 transmits the transmitted signal, the compensation signal, and the like. Are added together and output as an output signal. The output signal corresponds to a distortion signal described in the claims.
Next, the operation of the amplification unit 100 will be described.
[0035]
FIGS. 3A, 3 </ b> B, and 3 </ b> C are diagrams for explaining the operation principle of the signal waveform compression circuit 106.
FIG. 6A is a graph showing the input voltage Vin vs. output voltage Vout characteristics of the signal waveform compression circuit 106, and the output voltage proportional to the input voltage up to a predetermined level depends on the non-linear characteristics of the diode 108. As a result, the output voltage is lower than the proportional value for the input voltage exceeding the level. Because of this characteristic, an output signal obtained by compressing the signal waveform of the input signal is obtained.
[0036]
FIG. 4B is an example of a voltage vs. time waveform of an input / output signal assuming a multicarrier signal in which a carrier signal of two types of frequencies is superimposed on the input signal. The input signal is represented by a thin line and output. The signal is represented by a thick line, and each envelope is represented by a broken line.
FIG. 5C is a graph for explaining the deformation of the output signal waveform with respect to the input signal waveform in the frequency domain, and represents the frequency component of the output signal. The output signal includes the fundamental wave f included in the input signal. ₁ And f ₂ In addition to the component, harmonic 2f due to waveform distortion ₁ 2f ₂ ... components are included, and intermodulation distortion due to interference between the fundamental wave and harmonics (2f ₁ -F ₂ ) And (2f ₂ -F ₁ ) Ingredients are included.
[0037]
FIG. 4 is a graph showing the magnitude of the frequency component of the signal in each part of the amplifying unit 100 when the multicarrier signal is assumed as an input signal.
A signal (A) indicates an input signal to the amplifying unit 100, and the fundamental wave f ₁ And f ₂ Ingredients included. The signal (B) and the signal (D) indicate the main signal and the sub signal respectively distributed by the directional coupler 101, and the fundamental wave f ₁ And f ₂ Ingredients included. As described above, the signal waveform compression circuit 106 applies intermodulation distortion (2f) to the signal (D). ₁ -F ₂ ) And (2f ₂ -F ₁ ) The signal (E) with the added component is output. The signal (F) indicates a signal after the phase and amplitude are adjusted with respect to the signal (E), and particularly shows that the phase is different from that of the signal (E) using a reverse graph.
[0038]
The directional coupler 116 adds the signal (B) and the signal (E) and outputs the result. A signal (F) and a signal (G) indicate signal components obtained by amplifying and outputting the signal (B) and the signal (E) by the compensated power amplifier 117, respectively. The signal (F) includes intermodulation distortion (2f) due to the nonlinearity of the compensated power amplifier 117. ₁ -F ₂ ) And (2f ₂ -F ₁ ) Ingredients are mixed. This intermodulation distortion component is the intermodulation distortion (2f) included in the amplified output signal (G) of the signal (E). ₁ -F ₂ ) And (2f ₂ -F ₁ ) By adjusting the phase delay amount of the variable phase shifter 114 and the attenuation ratio of the variable attenuator 115 so as to cancel each other. ₁ And f ₂ An amplified output signal consisting only of components can be obtained. When harmonic components remain in the amplified output signal, the detuning with the fundamental wave is large and can be easily removed using a filter.
[0039]
Note that the phase delay amount of the variable phase shifter 114 and the attenuation ratio of the variable attenuator 115 are adjusted in advance with the amplified output signal (F) + (G) from the compensated power amplifier 117 while changing both. Measure the difference from the input signal (A) (that is, the distortion component included in the amplified signal), find the optimum phase delay amount and optimum attenuation ratio that minimize the difference, and The attenuation ratio is fixed to the optimum phase delay amount and the optimum attenuation ratio, respectively.
[0040]
In the configuration described above, in particular, the signal transmission path 102 is simply a conducting wire or waveguide, and specifically, one of stripline, microstripline, coaxial cable, and waveguide, or of these It is configured by combining a plurality.
Further, as the directional coupler 116, a directional coupler having a frequency characteristic that responds up to the frequency band of the second harmonic of the input signal may be used.
[0041]
According to the configuration described above, since the amplification unit 100 performs the mixing process of the input signal and the compensation signal by the directional coupler 116, noise is not amplified in the mixing process. For this reason, the noise component in the output signal can be suppressed to a small value as compared with the conventional example in which the mixing process is performed using an active element such as an amplitude modulator, and should be passed when applied to a large power stage. Since it is not necessary to use expensive parts corresponding to electric power, it is advantageous in terms of cost.
[0042]
Further, the loss in the main signal path can be reduced as compared with the case where the mixing process is performed using a reactive element such as a transformer. Further, by using a passive element having a small loss and a low noise figure such as a strip line, a microstrip line, a coaxial cable, and a waveguide for the signal transmission line 102, the loss and the noise figure in the main signal path can be suppressed to be small. .
[0043]
In particular, the main signal path is placed in series with the compensated power amplifier. Therefore, the entire amplification circuit including the compensated power amplifier is reduced by reducing the loss and noise figure of the main signal path itself. Greatly contributes to the reduction of noise figure.
In this way, the amplifying unit 100 achieves noise reduction of the main signal path, noise reduction of the entire amplifying unit 100 including the main signal path, and cost reduction when applied to a large power stage.
[0044]
The signal waveform compression circuit 106 only needs to generate harmonics by compressing the signal waveform of the input signal, and the case where the following signal waveform compression circuit is used is also included in the present invention.
5A and 5B show configuration examples of another signal waveform compression circuit 156 and a signal waveform compression circuit 206. FIG.
[0045]
A signal waveform compression circuit 156 in FIG. 1A is a general full-wave rectification circuit, and outputs a double wave of the input signal.
In the signal waveform compression circuit 206 in FIG. 5B, the 90 ° hybrid 207 distributes the input signal into two. One of the distributed signals passes through the diode 209 biased to the non-linear operating region by the resistor 208, so that even-order harmonics are mainly mixed. The other is grounded via the resistor 210 and the diode 211, so that odd-order harmonics are mainly mixed. The 90 ° hybrid 212 outputs a signal including both the even-order harmonics and the odd-order harmonics of the input signal by mixing the both signals. When this circuit is used, a directional coupler 116 having a frequency characteristic that responds to the frequency band of the third harmonic of the input signal is used.
[0046]
Further, by inserting an isolator in series with the signal transmission path 102, feedback input of the compensation signal to the compensation signal generation path may be prevented. An amplifier circuit having this configuration is also included in the present invention. For example, 0. By using the one having a low forward loss of about several dB, the adjustability of the circuit can be improved while maintaining a certain effect in reducing the loss and noise figure in the main signal path.
<Second Embodiment>
The amplifier circuit according to the second embodiment further improves the distortion reduction effect with respect to the amplifier circuit 10 according to the first embodiment. Although having the same overall configuration as the amplifier circuit 10, in the amplifier unit, the phase delay amount and the attenuation ratio applied to the compensation signal are changed as needed according to the residual distortion level included in the amplified output signal of the compensated power amplifier. The difference is that this circuit is provided.
[0047]
FIG. 6 is a block diagram showing a configuration of an amplifying unit 300 that is used in place of the amplifying unit 100 of the first embodiment in the amplifying circuit of the second embodiment. Hereinafter, the same components as those of the amplifying unit 100 according to the first embodiment are denoted by the same reference numerals, description thereof is omitted, and different components are mainly described.
The amplifying unit 300 further includes a compensated power amplifier 318, a directional coupler 319, a bandpass filter 320, and a control circuit 321 with respect to the amplifying unit 100 in the first embodiment. A variable phase shifter 314 and a variable attenuator 315 are provided instead of the variable phase shifter 114 and the variable attenuator 115, respectively.
[0048]
Among the components of the amplifying unit 300, a signal path including the directional coupler 101, the signal transmission path 102, and the directional coupler 116 is called a main signal path, and a signal path including the low-pass filter 103 to the amplifier 112 is compensated. It is called a signal generation path, and the main signal path is the same as that of the first embodiment in that it does not include components other than the directional coupler 101, the signal transmission path 102, and the directional coupler 116.
[0049]
The variable phase shifter 314 outputs an output signal from the amplifier 112 in accordance with the phase control signal 324 supplied from the control circuit 321 with a phase delay amount within a predetermined range including at least the optimum phase delay amount described in the first embodiment. Is a variable phase shifter.
The variable attenuator 315 gives a predetermined range of attenuation ratio including the optimum attenuation ratio described in the first embodiment to the output signal in accordance with the amplitude control signal 325 supplied from the control circuit 321. It is.
[0050]
The compensated power amplifier 318 amplifies and outputs the output signal output from the directional coupler 116. The directional coupler 319 extracts a part of the signal output from the compensated power amplifier 318, supplies it to the bandpass filter 320, and outputs the rest as an amplified signal.
The band-pass filter 320 passes only the harmonic component of the input signal included in the supplied signal and outputs it to the control circuit 321. In a state in which the distortion is completely compensated, the signal output from the compensated power amplifier 318 includes only the harmonic component originally possessed because the input signal is a modulation signal, but the compensation error increases. As the frequency increases, harmonic components due to distortion increase. The band pass filter 320 outputs the harmonic component resulting from both of them to the control circuit 321 as a compensation error signal.
[0051]
As in the first embodiment, the difference between the amplified signal and the input signal is measured in advance while changing the phase control signal and the amplitude control signal, so that the difference between the two is minimized. It is assumed that the phase control signal and the optimum amplitude control signal have been discovered in advance. For example, if both signals are voltage signals, it is assumed that the voltage values corresponding to both are known.
[0052]
Further, the magnitude of the average compensation error signal obtained when the control circuit 321 controls the optimum phase control signal and the optimum amplitude control signal by supplying the optimum phase control signal and the optimum amplitude control signal to the variable phase shifter 314 and the variable attenuator 315, respectively, is also measured in advance. It shall be known.
The control circuit 321 stores a first reference value, a second reference value, and a third reference value that indicate the magnitudes of the optimum phase control signal, the optimum amplitude control signal, and the average compensation error signal, respectively. The optimum phase control signal and the optimum amplitude control signal are output as initial values.
[0053]
In the prior measurement, the compensation error signal is minimized by the phase control signal and the amplitude control signal respectively indicated by the first reference value and the second reference value, but the phase control that minimizes the compensation error signal is performed. The signal and the amplitude control signal fluctuate due to temperature change, change with time, and the like.
Accordingly, when the magnitude of the compensation error signal output from the bandpass filter 320 exceeds the third reference value, the control circuit 321 uses the phase reference signal and the amplitude control signal as the first reference value and the second reference value, respectively. By changing from the reference value, the variable phase shifter 314 and the variable attenuator 315 are controlled so that the compensation error signal becomes small.
[0054]
Specifically, the control circuit 321 may be implemented using a DSP (Digital Signal Processor), and may perform the above-described control by executing a program built in the DSP.
FIG. 7 is a flowchart showing the program. The program includes the following steps.
(Step S01) The phase control signal indicated by the first reference value is output to the variable phase shifter 314, and the amplitude control signal indicated by the second reference value is output to the variable attenuator 315.
(Step S02) It is determined whether or not the magnitude of the compensation error signal exceeds the third reference value. If the magnitude exceeds the third reference value, Step S03 and subsequent steps are executed.
(Step S03) The phase control signal is increased by a predetermined minute amount.
(Step S04) It is determined whether or not the compensation error signal has decreased. If the compensation error signal has decreased, step S05 is executed. If the compensation error signal has increased, step S06 is executed.
(Step S05) The phase control signal is increased within a predetermined range until the compensation error signal falls below the third reference value.
(Step S06) The phase control signal is decreased within a predetermined range until the compensation error signal falls below the third reference value.
(Step S07) The amplitude control signal is increased by a predetermined minute amount.
(Step S08) It is determined whether or not the compensation error signal has decreased. If it has decreased, Step S09 is executed, and if it has increased, Step S10 is executed.
(Step S09) The amplitude control signal is increased within a predetermined range until the compensation error signal falls below the third reference value.
(Step S10) The amplitude control signal is decreased within a predetermined range until the compensation error signal falls below the third reference value.
(Step S11) Step S02 and subsequent steps are repeated.
[0055]
According to the configuration described above, the amplifying unit 300 may reduce the phase control signal and the phase control signal so as to reduce the compensation error even when the compensation error due to the currently output phase control signal and amplitude control signal increases due to a temperature change, a change with time, and the like. Adaptive control of the amplitude control signal. As a result, the amplification unit 300 maintains high compensation accuracy and maintains the distortion reduction effect regardless of temperature changes and changes with time.
[0056]
In addition, the amplification unit 300 has a main signal path equivalent to that of the amplification unit 100, and by the operation equivalent to that of the amplification unit 100, noise reduction of the distortion compensation circuit itself and low noise of the entire amplification circuit including the distortion compensation circuit are achieved. And cost reduction when applied to a large power stage. In the amplification unit 300 as well, the signal waveform compression circuit is not limited to the signal waveform compression circuit 106, as in the amplification unit 100. For example, the signal waveform compression circuit 156 or the signal waveform compression circuit 206 may be used. Further, an isolator may be inserted in series with the signal transmission path 102.
[0057]
In addition, since the amplification unit 300 can be applied at a lower cost than in the conventional case when compensating for a large power amplifier, the amplification circuit of the present invention is advantageous in terms of cost in all stages including the large power stage in a multistage amplification system. Can be incorporated.
<Third Embodiment>
The amplification system according to the third embodiment is an amplification system in which a part of the plurality of amplification circuits shown in the first or second embodiment is connected in parallel and a part thereof is connected in cascade.
[0058]
FIG. 8 is a configuration example of such an amplification system 500. In the amplification system 500, the amplification circuit 510 includes a distortion compensation circuit 501 and a compensated power amplifier 509. As described above, the distortion compensation circuit 501 is a circuit portion including a main signal path and a compensation signal generation path, and includes a directional coupler 502, a signal waveform compression circuit 503, a variable phase shifter 504, a variable attenuator 505, An amplifier 506, a signal transmission line 507, and a directional coupler 508 are included.
[0059]
The amplifier circuits 520 to 580 are configured in the same manner as the amplifier circuit 510.
The distribution synthesizer 591 distributes the output from the amplification circuit 520 to the amplification circuits 530 and 540, and the distribution synthesizer 592 synthesizes the output from the amplification circuits 530 and 540. The distribution synthesizer 593 distributes the signal combined by the distribution synthesizer 592 to the amplifier circuits 550 to 580, and the distribution synthesizer 594 combines the outputs from the amplifier circuits 550 to 580.
[0060]
The amplification system 500 has four amplification stages connected in cascade, the first stage amplifies the signal by the amplification circuit 510, the second stage amplifies the signal by the amplification circuit 520, and the third stage is connected in parallel. Amplifying circuits 530 and 540 amplify the signal, and the final stage amplifies the signal by amplifying circuits 550 to 580 connected in parallel.
As an example, the amplification system 500 amplifies an input signal of 0 dBm to +10 dBm in the first stage, +17 dBm in the second stage, +27 dBm in the third stage, and +37 dBm in the final stage.
[0061]
The distortion compensation circuit at each stage in the amplification system 500 injects a compensation signal into the signal from the previous stage. For this reason, for example, in other distortion compensation circuits that generate a compensation signal component by inserting a nonlinear element (for example, a diode) in series in the main signal path, the stages that can be adapted according to the maximum rated power of the nonlinear element are limited. The
In contrast to this circuit configuration, the distortion compensation circuit of the present invention generates a compensation signal in a compensation signal generation path and mixes it with a main signal by a directional coupler, and generates a compensation signal in the main signal path. Therefore, it is excellent in adaptability to a large power stage.
[0062]
In addition, in other circuit configurations that compensate for the total linear amplification distortion generated from a plurality of compensated power amplifiers arranged from the corresponding stage to the final stage in a predetermined intermediate stage, there are many linear amplification distortions to be compensated. Since this is a complex function including the next term, it is difficult to compensate for distortion with high accuracy and stability.
In contrast to this circuit configuration, the amplification system of the present invention is configured such that a distortion compensation circuit having excellent compatibility with a large power stage is placed in front of each compensated power amplifier including the large power stage, Since the variable phase shifter and variable attenuator included in each distortion compensation circuit are appropriately adjusted to remove the linear amplification distortion of each compensated power amplifier with high accuracy, it is excellent in terms of compensation accuracy and stability.
[0063]
Of course, it has been described in the first and second embodiments that each amplifier circuit can be applied to a large power stage at a low cost and that the loss and noise figure can be suppressed to be small in all the amplifier stages. It is as follows.
[0064]
【The invention's effect】
The amplifier circuit of the present invention generates a first adjustment signal by providing an input signal with an amount of phase delay indicated by the first phase control signal and a ratio attenuation indicated by the first amplitude control signal. And a distortion compensation circuit for generating a distortion signal by adding a predetermined compensation signal for reducing a nonlinear distortion component generated when amplified to the adjustment signal generated by the first adjuster; A compensated amplifier that amplifies the distortion signal and outputs an amplified output signal; a comparison circuit that compares the input signal and the amplified output signal to detect a phase difference and an amplitude ratio thereof; and the first phase control. An adjustment circuit that changes the signal and the first amplitude control signal so that the detected phase difference and amplitude ratio are maintained at predetermined values, respectively, and outputs the signal to the first adjuster.
[0065]
According to this configuration, when the phase delay amount between the input and output signals in the compensated amplifier is increased or decreased, the phase delay amount given to the input signal by the first regulator is decreased or increased, respectively. The amount of phase delay between input and output signals in the entire amplifier circuit is maintained at a constant amount.
Further, when the gain between the input and output signals in the compensated amplifier increases or decreases, the input / output in the entire amplifier circuit is increased or decreased by respectively increasing or decreasing the attenuation ratio given to the input signal by the first regulator. The gain between the signals is kept constant.
[0066]
Thereby, the phase delay amount and the gain in the entire amplifier circuit are maintained at a constant amount regardless of the signal frequency. As a specific example, when this amplifier circuit is applied to an adaptive array device, the directivity pattern formation accuracy is improved, and when applied to a wideband, high-speed transmission system using multilevel digital modulation, the modulation accuracy is improved. To suppress communication degradation and improve communication quality.
[0067]
In the amplifier circuit, the distortion compensation circuit includes a first distribution synthesizer that distributes the adjustment signal into a main signal and a sub signal, a signal waveform compression circuit that compresses the sub signal, and the compressed signal. A second adjuster that changes the phase and amplitude of the signal, an amplifier that amplifies the signal with the changed phase and amplitude to generate a compensation signal, and the distortion signal by adding the compensation signal to the main signal. The first distribution synthesizer and the second distribution synthesizer are both passive elements, and the generated compensation signal is not fed back to the compensation signal generation circuit. It is good.
[0068]
According to this configuration, since the amplification circuit performs the mixing process of the main signal and the compensation signal by the passive element, noise is not amplified in the mixing process. For this reason, compared with the prior art which performs the said mixing process using active elements, such as an amplitude modulator, the noise component in the said distortion signal can be restrained small.
In particular, when applied to a large power stage in a multi-stage amplification system, it is not necessary to use an expensive active element corresponding to the power to be passed, so that the cost can be reduced as compared with the prior art. In addition, it has excellent adaptability to a large power stage as compared with other circuit configurations in which a compensation signal is generated by a non-linear element inserted in series in the main signal path.
[0069]
In addition, the circuit loss can be reduced as compared with the case where the mixing process is performed using a reactive element such as a transformer. Further, the first distribution synthesizer and the second distribution synthesizer may be connected to each other by using a passive element having a small loss and a low noise figure, such as a strip line, a microstrip line, a coaxial cable, and a waveguide. If directly connected, the loss and noise figure of the amplifier circuit can be kept small.
[0070]
In particular, this type of distortion compensation circuit is placed in series with the compensated amplifier, so that the distortion compensation circuit and the compensated amplifier can be reduced by reducing the loss and noise figure of the distortion compensation circuit itself. This greatly contributes to the reduction of the noise figure in the entire amplifier circuit connected in series.
In this way, this amplifier circuit achieves low noise and low cost when applied to a large power stage.
[0071]
In the amplifier circuit, the first and second divider / synthesizers are both directional couplers, and the second divider / synthesizer supplies the compensation to the input terminal of the main signal in the second divider / synthesizer. The first distribution synthesizer may not transmit the signal added to the output end of the main signal in the first distribution synthesizer to the output end of the sub signal.
[0072]
In the amplifier circuit, the distortion compensation circuit further includes an isolator that transmits the main signal only in one direction, and the second distribution synthesizer includes the compensation for the main signal transmitted by the isolator. The second signal may be generated by adding a signal.
In any of these configurations, the same effect as that of the amplifier circuit is realized.
[0073]
In the amplifier circuit, the distortion compensation circuit further includes a third distribution synthesizer that extracts a part of the output signal from the compensated amplifier as a feedback signal, and a harmonic of the first signal included in the feedback signal. A band-pass filter that passes only the wave component and outputs it as a compensation error signal, and a control circuit that generates a second phase control signal and a second amplitude control signal according to the magnitude of the compensation error signal, The second adjuster changes the phase and the amplitude according to the second phase control signal and the second amplitude control signal, respectively, and the control circuit reduces the compensation error signal so that the second phase control signal is reduced. In addition, the second amplitude control signal may be changed.
[0074]
According to this configuration, in addition to achieving low noise of the amplifier circuit, the amplifier circuit can reduce the compensation error signal and reduce the phase control signal and the phase error signal even when the compensation error signal increases. Since the amplitude control signal is adaptively controlled, high compensation accuracy is maintained regardless of temperature changes, changes with time, and the like.
In the amplifier circuit, the second directional coupler may have a response frequency band whose upper limit is one of the fundamental wave, the second harmonic wave, and the third harmonic wave of the input signal.
[0075]
In the amplifier circuit, the second directional coupler and the third directional coupler have a response frequency band whose upper limit is one of a fundamental wave, a second harmonic wave, and a third harmonic wave of the input signal. May be included.
According to these configurations, in addition to achieving low noise of the amplifier circuit, the amplifier circuit is distorted by using a narrow band and inexpensive passive element that responds up to the third harmonic of the input signal. In order to perform compensation, a predetermined distortion compensation accuracy and cost reduction of the apparatus are simultaneously realized.
[0076]
The amplification system of the present invention includes a plurality of the above-described amplification circuits connected in cascade or in parallel, or partially connected in parallel and partially connected in cascade. According to this configuration, the amplifier circuit having the above-described effect is arranged in each stage including the high power stage, and the phase and the amplitude of the input signal are adjusted appropriately for each individual amplifier circuit, so that each target circuit is adjusted. Since the nonlinear distortion of the compensation amplifier can be accurately removed, an amplification system having excellent compensation accuracy and stability is realized.
[0077]
Also in this configuration, as described above, each amplifier circuit can be applied to a large power stage at a low cost, and the loss and noise figure can be suppressed to be small in all the amplifier stages.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram showing an overall configuration of an amplifier circuit according to a first embodiment.
FIG. 2 is a block diagram showing a configuration of an amplification unit in the first embodiment.
FIG. 3 is a diagram for explaining the operation of the signal waveform compression circuit 106;
(A) Non-linear characteristics of the diode 108.
(B) A signal waveform of an input / output signal assuming a multicarrier signal.
(C) The frequency spectrum of the output signal.
FIG. 4 is a signal spectrum in each part of the distortion compensation circuit.
FIG. 5 is an example of another signal waveform compression circuit.
FIG. 6 is a block diagram showing a configuration of an amplifying unit in the second embodiment.
FIG. 7 is a flowchart illustrating a method for controlling an amplification unit according to the second embodiment.
FIG. 8 is a block diagram showing an overall configuration of an amplification system according to a third embodiment.
FIG. 9 is an example of a conventional distortion compensation amplifier circuit.
[Explanation of symbols]
10 Amplifier circuit
12 Directional coupler
13 Variable phase shifter
14 Variable attenuator
16 Directional coupler
17 Comparison circuit
18 Adjustment circuit
100 Amplifier
101 Directional coupler
102 Signal transmission path
103 Low-pass filter
104 amplifier
105 Low-pass filter
106 Signal waveform compression circuit
107 resistors
108 diode
112 amplifier
114 Variable phase shifter
115 Variable attenuator
116 Directional coupler
117 Compensated power amplifier
156 Signal waveform compression circuit
173 Phase difference signal
174 Amplitude ratio signal
183 Phase control signal
184 Amplitude control signal
206 Signal waveform compression circuit
207 90 ° hybrid
208 resistor
209 Diode
210 resistors
211 Diode
212 90 ° hybrid
300 Distortion compensation circuit
314 Variable phase shifter
315 Variable attenuator
318 Compensated power amplifier
319 Directional coupler
320 Bandpass filter
321 Control circuit
500 Amplification system
501 Distortion compensation circuit
502 Directional coupler
503 Signal waveform compression circuit
504 Variable phase shifter
505 Variable attenuator
506 amplifier
507 Signal transmission line
508 Directional coupler
509 Compensated power amplifier
510-580 Amplifier circuit
591-594 Distributor / Synthesizer
800 Amplifier circuit
801 input terminal
802 distributor
803 even product generator
804 High-pass filter
805 Variable attenuator
806 Amplitude modulator
807 Low-pass filter
808 Compensated power amplifier

Claims

A first regulator for generating an adjustment signal by providing an input signal with an amount of phase delay indicated by the first phase control signal and a ratio attenuation indicated by the first amplitude control signal;
A distortion compensation circuit that generates a distortion signal by adding a predetermined compensation signal for reducing a nonlinear distortion component generated when amplified to the adjustment signal generated by the first adjuster;
A compensated amplifier that amplifies the distortion signal and outputs an amplified output signal;
A comparison circuit for comparing the input signal and the amplified output signal to detect a phase difference and an amplitude ratio between the two,
An adjustment circuit that changes the first phase control signal and the first amplitude control signal so that the detected phase difference and amplitude ratio are maintained at predetermined values, respectively, and outputs them to the first adjuster. ,
The distortion compensation circuit includes a first distribution synthesizer that distributes the adjustment signal into a main signal and a sub signal;
A signal waveform compression circuit for compressing the sub-signal;
A second regulator for changing the phase and amplitude of the compressed signal to a predetermined phase delay amount and attenuation ratio, respectively;
An amplifier that amplifies the signal whose phase and amplitude are changed to generate a compensation signal;
A second divider / synthesizer that generates the distortion signal by adding the compensation signal to the main signal;
The first and second divider / synthesizers are both directional couplers,
The second distribution synthesizer does not transmit the compensation signal to the input terminal of the main signal in the second distribution synthesizer;
The amplifier circuit according to claim 1, wherein the first distribution synthesizer does not transmit a signal added to the output terminal of the main signal in the first distribution synthesizer to the output terminal of the sub signal.

2. The amplifier circuit according to claim 1, wherein the second divider / synthesizer has a response frequency band whose upper limit is one of a fundamental wave, a second harmonic wave, and a third harmonic wave of the input signal.

An amplification system in which a plurality of amplifier circuits according to claim 1 are connected in cascade, connected in parallel, or partly connected in parallel and partly connected in cascade.