JP3762645B2

JP3762645B2 - Injection-locked oscillator, oscillator, and high-frequency communication device using them

Info

Publication number: JP3762645B2
Application number: JP2001012623A
Authority: JP
Inventors: 敦史山田; 英治末松
Original assignee: Sharp Corp
Current assignee: Sharp Corp
Priority date: 2001-01-22
Filing date: 2001-01-22
Publication date: 2006-04-05
Anticipated expiration: 2021-01-22
Also published as: JP2002217727A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、小型・軽量の無線信号に用いるマイクロ波・ミリ波の信号を発生する発振器、特に注入同期発振器に関し、またそれらを用いた高周波通信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、情報量の増大に伴い、マイクロ波やミリ波のような高周波搬送波を用いて、高速・大容量のアナログ・ディジタル情報を無線伝送するパーソナル通信が注目されている。このような通信においては、周波数安定性が高く位相雑音の低い、小型・軽量のマイクロ波・ミリ波信号発生器が要求されている。このようなミリ波信号発生器を実現する方法の一つとして、注入同期型発振器がある。
【０００３】
一例として、ＩＥＥＥＴＲＡＮＳＡＣＴＩＯＮＯＮＭＩＣＲＯＷＡＶＥＴＨＥＯＲＹＡＮＤＴＥＣＨＮＩＱＵＥＳ、ＶＯＬ．４２、ＮＯ．１２２５７２〜２５７８頁に示されている従来の注入同期型マイクロ波発振器を図９に示す。
【０００４】
この注入同期型マイクロ波発振器は、増幅器１とディレイライン（遅延線路）２からなる発振ループ１０、コンバイナ／ディバイダ３、さらにマイクロ波・ミリ波増幅器４によって構成される。自由発振時の動作は、まず正帰還発振ループ１０内にあるランダム雑音が増幅器１で増幅され、基本発振周波数f’の雑音レベルが高くなり、正帰還ループ１０内を循環する。この過程を繰り返すことにより、正帰還発振ループ１０の位相回転角が３６０度となる周波数で基本発振周波数f’の信号が成長し、同時に増幅器１の非線形性により基本発振周波数f’の高調波ｎ×f’（ｎ：２以上の整数）成分が成長する。その結果、定常状態で基本発振周波数f’と高調波ｎ×f’の信号が発生する。
【０００５】
ここで入力端子より、周波数ｆｏ＝f／ｍ〔ｍ：２以上の整数〕を有した、周波数安定で位相雑音の充分低い信号を、マイクロ波・ミリ波増幅器４を介して、強制的に注入することにより、自由基本発振周波数f’の信号を注入信号ｆｏのｍ倍の信号に同期させると、出力端子より周波数f＝ｍ×ｆｏの信号を取り出せる。これにより、位相雑音の低減と周波数の安定化が可能になる。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
上記従来の図９に示す方法では、遅延線路とコンバイナ・ディバイダを含む正帰還ループの線路長によって位相を制御し、基本発振周波数f’が決まる。このため、基本発振周波数f’が高い場合、前記正帰還ループの線路長が短くなり、基本発振周波数f’の制御が困難になるという問題がある。
【０００７】
さらに、このようなコンバイナ／ディバイダを用いる回路構成では、コンバイナ／ディバイダのＣとＤの間の伝送特性における分離が悪いために、増幅器を介して入力された注入信号（周波数ｆｏ＝f／ｍ）が出力端子に出力されるなど、出力端子から取り出される信号は周波数fの所望波以外に多くの不要波を含んだ信号となる。
【０００８】
この不要波を抑圧し所望波のみを出力するために、コンバイナ／ディバイダを工夫する方法もあるが、この場合には、多数のトランジスタを用いなければならず、消費電力が大きくなるという問題がある。
【０００９】
本発明の目的は、周波数安定性が高く、かつ不要波のレベルが小さく信号純度の高い、しかも回路構成が簡単で消費電力の小さい注入同期発振器を提供することにある。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
本発明の注入同期発振器は、基準信号源、結合回路、および直列帰還型発振部を有し、前記直列帰還型発振部は第１のトランジスタを含み、前記結合回路はエミッタあるいはソースが接地された第２のトランジスタを含み、前記基準信号源が前記結合回路の一端に接続され、前記結合回路の他端である前記第２のトランジスタのコレクタあるいはドレインが、前記直列帰還型発振部の一端である前記第１のトランジスタのエミッタあるいはソ−スと接続されることにより、前記第１のトランジスタと前記第２のトランジスタとが直流電流を共有することを特徴とする。
このように、直列帰還型発振部のトランジスタと結合回路のトランジスタをカスコード接続することにより、両トランジスタのバイアス回路が簡略化できるとともに、コレクタ電流あるいはドレイン電流を共有できるため、トランジスタを２個用いているにもかかわらず消費電力を抑えることが可能となる。また、直列帰還型発振部のトランジスタに直接基準信号を注入するため、結合回路中での注入信号の損失がなく、注入同期発振器を高効率に安定して動作させることができる。
【００１１】
また本発明の注入同期発振器は、前記直列帰還型発振部の基本発振周波数がｆのとき、前記基準信号源の周波数がｆ／ｍ（ｍは２以上の整数）であることを特徴とする。
【００１２】
基準信号源より、結合回路を経て、直列帰還型発振部に注入された基準信号は、その高調波と直列帰還型発振部の基本発振波が同期する。基準信号源から注入された周波数ｆ／ｍの信号やその高調波は、注入同期の動作過程を経ることにより、直列帰還型発振部の基本発振波に変換されるため、所望波のみが出力され、その他の不要波は抑圧されほとんど出力されない。
【００１３】
結合回路を介して、基準信号を直列帰還型発振部に注入することにより、直列帰還型発振部から基準信号源側に漏洩する信号のレベルを抑えることが可能となり、注入同期発振器の安定動作が可能となる。前記結合回路として、インダクタで構成されていることが好ましい。あるいは、インダクタとキャパシタの並列回路とシャントキャパシタで構成されていてもよい。
【００１４】
また、前記結合回路は、周波数２ｆの信号トラップ、周波数ｆの信号トラップを有するのが好ましい。結合回路に周波数がｆの信号トラップと周波数が２ｆの信号トラップを配置することにより、直列帰還型発振部から発生する信号のうち、特に特に強度の高い周波数ｆと２ｆの信号が基準信号源側に漏洩するレベルを抑えることが可能となり、注入同期発振器のより安定な動作が可能となる。
【００１５】
【００１６】
【００１７】
【００１８】
【００１９】
【００２０】
【００２１】
本発明の高周波通信装置は、請求項１記載の注入同期発振器を、局部発振器として用いることを特徴とする。
【００２２】
本発明の注入同期発振器を高周波通信装置に用いることにより、局部発振器のサイズや消費電力が小さくなるため、高周波通信装置を軽量でかつコンパクトに実現でき、しかも消費電力を抑えることができる。
【００２３】
【発明の実施の形態】
以下、本発明について、図面を用いてさらに詳細に説明する。
（実施の形態１）
図１は、本発明の発振器の基本構成図であり、周波数ｆ／ｍ（ｍは２以上の整数）の基準信号を注入して周波数４ｆの信号を出力する発振器である。
【００２４】
基準信号源１０１、結合回路１０２、直列帰還型発振部１０３、第一の伝送線路１０４、第二の伝送線路１０５、周波数２ｆの信号トラップ１０６、周波数ｆの信号トラップ１０７、出力回路１０８、および出力端子１０９で構成される。
【００２５】
基準信号源１０１は、周波数安定度が高く位相雑音の低い信号を出力し、その周波数はｆ／ｍ（ｍは２以上の整数）である。また、直列帰還型発振部１０３はその自由発振周波数がｆ’であり、ｆ’≒ｆとなっている。
【００２６】
基準信号源１０１から出力された周波数ｆ／ｍの信号は、結合回路１０２を経て、直列帰還型発振部１０３に注入され、直列帰還型発振部１０３の非線形性により、直列帰還型発振部１０３内部で複数の高調波を生成する。それらの高調波のうち、ｍ倍波である周波数ｆの信号によって、直列帰還型発振部１０３の自由発振周数ｆ’の信号が引き込まれ、周波数ｆの信号に同期する。
【００２７】
結合回路の特性としては、周波数ｆ／ｍの基準信号は容易に通過できて、かつ、直列帰還型発振部の発振周波数ｆの信号が通過しにくい特性がよい。このような結合回路を介して、基準信号を直列帰還型発振部に注入することにより、直列帰還型発振部から基準信号源側に漏洩する信号のレベルを抑えることが可能となり、注入同期発振器の安定動作が可能となる。
【００２８】
直列帰還型発振部１０３から出力された周波数ｆの信号は、第一の伝送線路１０４および第二の伝送線路１０５を経て、周波数ｆの信号トラップ１０７によって、直列帰還型発振部１０３の方へ反射され、直列帰還型発振部１０３の非線形性により、特に２倍波である周波数２ｆの信号の出力を強める。ところが、周波数２ｆの信号は、第一の伝送線路１０４を経て、周波数２ｆの信号トラップ１０６により、直列帰還型発振部１０３の方へ反射され、直列帰還型発振部１０３の非線形性により、さらにその２倍波である周波数４ｆの信号を強める。この周波数４ｆの信号は、出力回路１０８を経て、出力端子１０９より出力される。
【００２９】
発振部として直列帰還型を用いた場合、信号の経路が一つであるため、周波数ｆ／ｍの基準信号は、すべて発振部のトランジスタに注入される。また、周波数２ｆおよびｆの信号トラップ等を用いて、周波数２ｆおよびｆの出力信号のすべてをトランジスタ側に反射することが可能となり、周波数４ｆの所望波の信号出力を高めることができる。
【００３０】
なお、第一の伝送線路１０４および第二の伝送線路１０５は、周波数２ｆおよびｆの信号を最適な位相でトランジスタ側に反射させるためのものであり、また、第一の伝送線路１０４、第二の伝送線路１０５、周波数２ｆの信号トラップ１０６、周波数ｆの信号トラップ１０７の順序は、図１の順序に配列した場合、周波数４ｆの所望波の出力が最大となり好ましいが、この順序に限られるものではない。
【００３１】
この出力信号は、基準信号源の信号の高調波と同期しているため、その安定度および位相雑音は、基準信号源１０１で決定される。周波数ｆの信号トラップ１０７は、直列帰還型発振部１０３のループゲインを高め、より非線型性を強くする効果もあり、４ｆの出力を高める。
【００３２】
また、基準信号源１０１から注入された周波数ｆ／ｍの信号やその高調波は、注入同期の動作過程を経ることにより、直列帰還型発振部の基本発振波に変換されるため、ほとんど出力端子１０９に漏洩しない。
【００３３】
第一の伝送線路１０４および第二の伝送線路１０５の電気長は、周波数ｆの信号の波長に対して５°〜２５°の範囲内にあるとき、周波数ｆの信号から周波数２ｆの信号への変換効率が最大になる。
【００３４】
基準信号源１０１としては、例えばマイクロ波帯の位相同期発振器を用いる。
【００３５】
周波数２ｆの信号トラップ１０６および、周波数ｆの信号トラップ１０７は、オープンスタブや、キャパシタとインダクタの直列共振回路で容易に形成できる。
【００３６】
以上のような構成の注入同期発振器を用いることにより、例えば、１〜５ＧＨｚ程度のマイクロ波帯信号源から基準信号を注入して、３０ＧＨｚ以上のミリ波帯低位相雑音信号を容易に発生させることができる。
【００３７】
（実施の形態２）
つぎに、実施の形態１で説明した図1の基本構成図をさらに具体化した回路例を示す。
【００３８】
図２は、本発明の注入同期発振器を示す回路例である。実施の形態１と同様に、周波数ｆ／ｍの基準信号源２０１、結合回路２０２、共振周波数が概略ｆ’の直列帰還型発振部２０３、第一の伝送線路２０４、第二の伝送線路２０５、周波数２ｆの信号トラップ２０６、周波数ｆの信号トラップ２０７、出力回路２０８、および出力端子２０９で構成される。
【００３９】
ここで強調すべき点は、結合回路２０２が、直列インダクタで構成されている点である。直列インダクタは、周波数が高いほどそのインピーダンスが高くなる。したがって、基準信号源２０１で発生したｆ／ｍの信号は、結合回路であるインダクタを容易に通過するのに対し、直列帰還型発振部２０３の発振周波数ｆ’に対しては高インピーダンスとなり、直列帰還型発振部２０３から基準信号源２０１の方に漏れる信号を低減させることができる。ｆ＝７．４ＧＨｚの場合、結合回路２０２のインダクタンスを、例えば５ｎＨに設定する。
【００４０】
直列帰還型発振部２０３は、共振回路２１０、キャパシタ２１１、２１２、抵抗２１３、２１４、トランジスタ２１５で構成される。共振回路２１０は、伝送線路２１６とキャパシタ２１７の並列共振回路で構成され、その共振周波数が概略ｆ’となっている。
【００４１】
抵抗２１３、２１４はＤＣバイアス回路の一部となっている。トランジスタ２１５のベース電圧は、抵抗２１４を介してバイアス端子２４０に印加する。トランジスタ２１５は、エミッタと接地間に接続されたキャパシタ２１２により直列帰還がかかり、トランジスタ２１５は周波数ｆ’付近で負性抵抗をもつ。このためキャパシタ２１１を介してトランジスタ２１５のベースに接続された共振回路２１０により、直列帰還型発振部２０３は周波数ｆ’で発振する。
【００４２】
出力回路２０８は、伝送線路２２２、キャパシタ２２３、２２４で構成される。伝送線路２２２は、その一端がキャパシタ２２３で高周波的に接地されている。トランジスタ２１５のコレクタ電圧は、伝送線路２２２とキャパシタ２２３の接続点にバイアス端子２２５より印加する。伝送線路２２２の電気長は、出力信号の周波数（周波数４ｆ）に対して１／４波長となっている。このため、伝送線路２２２の他端は、出力信号に対しては開放となり、なにも接続されていないのと等価になる。キャパシタ２２４はＤＣカットの役割を果たし、コレクタ電圧が出力端子２０９にかかるのを防ぐ。
【００４３】
周波数２ｆの信号トラップ２０６は、先端短絡スタブ２２０とキャパシタ２１８の直列共振回路で構成されており、周波数ｆの信号トラップ２０７は、先端短絡スタブ２２１とキャパシタ２１９の直列共振回路で構成されており、共振周波数がそれぞれ２ｆ、およびｆとなっている。このため、周波数２ｆの信号トラップ２０６と第一の伝送線路２０４の接続点では、周波数２ｆの信号に対してインピーダンスが０（短絡）と等価になり、周波数ｆの信号トラップ２０７と第二の伝送線路２０５の接続点では、周波数ｆの信号に対してインピーダンスが０（短絡）と等価になる。したがって、各々の接続点において、周波数２ｆの信号、および周波数ｆの信号はそれぞれ反射される。
【００４４】
一例として、ｆ＝７．４ＧＨｚの場合、先端短絡スタブ２２０の特性インピーダンスを７０Ω、電気長を周波数ｆに対して３．９°に設定し、キャパシタ２１８を１．１ｐＦに設定した場合、信号トラップ２０６は２ｆで共振する。それから先端短絡スタブ２２１の特性インピーダンスを７０Ω、電気長を周波数ｆに対して７．８°に設定し、キャパシタ２１９を２．２ｐＦに設定した場合、信号トラップ２０７はｆで共振する。但し、ここで示した先端短絡スタブとキャパシタの値はほんの一例であり、周波数に対してそれらの値が唯一に決まるものではない。
【００４５】
第一の伝送線路２０４、第二の伝送線路２０５は、とちらも、特性インピーダンスを５０Ω、電気長を周波数ｆの信号に対して１１°としている。もっとも、どちらの伝送線路も周波数ｆに対して電気長５°から２５°の間に設定されていれば、周波数４ｆの信号を最大に発生させることができる。
【００４６】
基準信号源２０１、直列帰還型発振部２０３、第一の伝送線路２０４、第二の伝送線路２０５、周波数２ｆの信号トラップ２０６、周波数ｆの信号トラップ２０７、出力回路２０８、および出力端子２０９の機能は、実施の形態１で説明したとおりであり、ここでは繰り返さない。
【００４７】
なお、直列帰還型発振部２０３として、ここでは、バイポーラトランジスタを用いて説明したが、これに限定されるものではなく、ヘテロジャンクションバイポーラトランジスタやＭＥＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ−ＳｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒＦｉｅｌｄＥｆｆｅｃｔＴｒａｎｓｉｓｉｓｔｏｒ）やＨＥＭＴ（ＨｉｇｈＥｌｅｃｔｒｏｎＭｏｂｉｌｉｔｙＴｒａｎｓｉｓｔｏｒ）も同様に用いることができる。また抵抗２１３、２１４はバイアス回路であるため、インダクタに置換えてもよい。
【００４８】
また、出力回路２０８は、もっとも簡単な構成例を示しているが、整合回路やフィルタ、さらにはバッファーアンプ等を含めてもよい。一方、基準信号源２０１と結合回路２０２の間には、周波数ｆ／ｍの信号に対する整合回路をいれてもよい。
【００４９】
以上の構成により、トランジスタが一つだけで、周波数ｆ／ｍの注入信号に対して周波数が４×ｍ倍の信号が出力でき、しかも不要波のレベルが小さい注入同期発振器が得られる。また、結合回路２０２に直列インダクタを用いることにより、直列帰還型発振部から基準信号源側に漏洩する信号のレベルを抑えることが可能となり、本注入同期発振器の安定動作が可能となる。
【００５０】
（実施の形態３）
図３は、本発明の注入同期発振器を示す別の回路例である。図２に示した実施の形態２と同様に、基準信号源３０１、結合回路３０２、直列帰還型発振部３０３、第一の伝送線路３０４、第二の伝送線路３０５、周波数２ｆの信号トラップ３０６、周波数ｆの信号トラップ３０７、出力回路３０８、および出力端子３０９で構成される。
【００５１】
実施の形態２と異なる点は、結合回路３０２が、インダクタ３２６とキャパシタ３２７との並列共振回路、および、入力側のシャントキャパシタ３２８で構成されている点である。インダクタ３２６のインダクタンスとキャパシタ３２７の容量が、周波数ｆで共振するように設定されている場合、周波数ｆの信号に対して結合回路３０２のインピーダンスは無限大となり、周波数ｆの信号は通過できない。また、直列帰還型発振部３０３から基準信号源３０１の方に漏れだそうとする周波数ｆの信号の高調波（２ｆ、３ｆ、４ｆ等）に対しては、シャントキャパシタ３２８が低インピーダンスとなるため、そこで直列帰還型発振部の方に反射される。すなわち、直列帰還型発振部３０３から基準信号源３０１の方に漏れる周波数ｆの信号やその高調波は、結合回路３０２で遮断される。
【００５２】
一方、基準信号源から出力される周波数ｆ／ｍの信号に対しては、結合回路３０２のインピーダンスが低く、周波数ｆ／ｍの信号は直列帰還型発振部３０３に容易に注入される。
【００５３】
結合回路３０２を構成するインダクタ３２６とキャパシタ３２７の組み合わせとしては、ｆ＝７．４ＧＨｚに対して、例えば１．２５ｐＦおよび０．３７４ｎＨとすると、周波数ｆの信号に対してインピーダンスは無限大となる。また、シャントキャパシタ３２８としては、例えば２．４ｐＦとすると、周波数ｆ／ｍの信号に対しては、シャントキャパシタのインピーダンスが高くなり、周波数ｆの信号やそれ以上の周波数の信号対しては、シャントキャパシタのインピーダンスが低くなる。
【００５４】
実施の形態３においても、実施の形態２と同様に、基準信号源３０１と結合回路３０２の間に、周波数ｆ／ｍの信号に対する整合回路をいれてもよい。
【００５５】
以上の構成により、トランジスタが一つだけで、注入信号に対して周波数が４×ｍ倍の信号が出力でき、しかも不要波のレベルが小さい注入同期発振器が得られる。また、結合回路にインダクタとキャパシタの並列回路とシャントキャパシタを用いることにより、直列帰還型発振部から基準信号源側に漏洩する信号のレベルを抑えることが可能となり、注入同期発振器の安定動作が可能となる。
【００５６】
（実施の形態４）
図４は、本発明の注入同期発振器を示す別の回路例である。実施の形態２または３と同様に、基準信号源４０１、結合回路４０２、直列帰還型発振部４０３、第一の伝送線路４０４、第二の伝送線路４０５、周波数２ｆの信号トラップ４０６、周波数ｆの信号トラップ４０７、出力回路４０８、および出力端子４０９で構成される。
【００５７】
実施の形態２または３と異なる点は、結合回路４０２がトランジスタを含む能動回路で構成されている点である。
【００５８】
結合回路４０２の構成について説明する。結合回路４０２は、入力回路部４２６、トランジスタ４２７、および出力回路部４２８で構成されている。さらに入力回路部４２６は、キャパシタ４２９、４３０、インダクタ４３１、４３２、および抵抗４３４で構成され、周波数ｆ／ｍの信号に対して整合回路を形成している。また、出力回路はキャパシタ４３５、４３６、およびインダクタ４３７で構成される。キャパシタ４３５はＤＣカットとして機能し、キャパシタ４３６はバイパスコンデンサとして機能し、インダクタ４３７はチョークコイルとして機能する。トランジスタ４２７の直流バイアスは、抵抗４３４およびインダクタ４３７を介して、バイアス端子４３８および４３９より電圧を印加する。
【００５９】
結合回路４０２として以上の構成を取ることにより、基準信号源４０１から結合回路４０２に入力された周波数ｆ／ｍの信号は、一方向にしか進むことができず、直列帰還型発振部４０３に効率良く信号が注入される。また、発振器から出力される周波数ｆの信号や２ｆ、３ｆ、４ｆ等の高調波も、結合回路４０２のトランジスタ４２７により、入力側に漏れ出すことはない。つまり、結合回路４０２は、周波数ｆ／ｍの信号に対してアイソレータとして機能する。
【００６０】
以上の構成により、二個のトランジスタで、周波数ｆ／ｍの注入信号に対して周波数が４×ｍ倍の信号が出力でき、しかも不要波のレベルが小さい注入同期発振器が得られる。また、結合回路にトランジスタを含む回路を用いることにより、直列帰還型発振部から基準信号源側に漏洩する信号のレベルを抑えることが可能となり、本注入同期発振器の安定動作が可能となる。
【００６１】
（実施の形態５）
図５は、本発明の注入同期発振器を示す別の回路例である。実施の形態１〜４と同様に、基準信号源５０１、結合回路５０２、直列帰還型発振部５０３、第一の伝送線路５０４、第二の伝送線路５０５、周波数２ｆの信号トラップ５０６、周波数ｆの信号トラップ５０７、出力回路５０８、および出力端子５０９で構成される。
【００６２】
実施の形態４と異なる点は、結合回路５０２の出力端子が、直列帰還型発振部５０３のトランジスタ５１５のエミッタに接続されている点である。即ち、直列帰還型発振部５０３のトランジスタ５１５と結合回路５０２のトランジスタ５２７がカスコード接続されている。図４における抵抗４１３は、直流バイアスを流すためのものであったが、ここではトランジスタ５２７が抵抗の役割もかねている。
【００６３】
このようにカスコード接続の構成にすることにより、トランジスタ５１５とトランジスタ５２７はバイアス回路を共有でき、回路が簡素化されるうえ、直流電流を共有できるため、トランジスタを２個用いているにもかかわらず消費電力を抑えることが可能となる。
【００６４】
また、キャパシタ等の受動素子を介在させることなく、直列帰還型発振部のトランジスタに直接に基準信号を注入するため、注入信号の損失が少なく、注入同期発振器を高効率に安定して動作させることができる。
【００６５】
（実施の形態６）
図６は、本発明の注入同期発振器を示す回路レイアウトの例である。厚さが１８５ミクロンのアルミナ基板６９９上に、チップ状トランジスタ６１５と各種形状のマイクロストリップ線路や伝送線路等を用いて形成している。図１に示す実施の形態１と同様に、基準信号源６０１、結合回路６０２、直列帰還型発振部６０３、第一の伝送線路６０４、第二の伝送線路６０５、周波数２ｆの信号トラップ６０６、周波数ｆの信号トラップ６０７、出力回路６０８、および出力端子６０９で構成される。これらのブロックの機能は、実施の形態１で示したものと基本的に同じであり、ここではそれぞれの構成方法について説明する。
【００６６】
まず、直列帰還型発振部６０３は、チップ状トランジスタ６１５に、共振器６１０、オープンスタブ６１２が、ワイア６９８等により、接続されている。オープンスタブ６１２は、シャントキャパシタと等価であり、例えば図２のキャパシタ２１２に対応する。共振器６１０は、幅２００ミクロン、線路長６ｍｍのマイクロストリップで形成され、例えば図２の共振回路２１０と同等の機能を有する。伝送線路６１３は、スルーホール６９７を介して、アルミナ基板６９９裏面のグランドに接続されている。これらは、チップ状トランジスタ６１５に直流電流を流すための回路であり、発振周波数ｆの信号に対しては、伝送線路６１３の接続点は高インピーダンスに見え、なにも接続されていないのと等しい。
【００６７】
伝送線路６１４、オープンスタブ６５１、６５２でチップ状トランジスタ６１５の入力側のバイアス回路が形成されている。このバイアス回路には、直流電流を通過させ、周波数ｆ、２ｆ、４ｆ等の信号を通さない工夫がなされている。オープンスタブ６５１、６５２は、長さが２ｍｍおよび４ｍｍであり、ｆ＝７．４ＧＨｚとした場合、それぞれの接続点で、周波数２ｆ、ｆの信号に対してインピーダンスが０になる。この結果、周波数ｆおよび２ｆの信号は、バイアス端子６３１に漏洩しない。また、伝送線路６１４は、共振器６１０の開放端から１ｍｍの地点に接続されており、この部分は周波数４ｆの信号に対してインピーダンスが０であり、この結果、周波数４ｆの信号は伝送線路６１４には漏洩しない。
【００６８】
結合回路６０２も、周波数ｆ／ｍの信号を通し、周波数ｆ、２ｆ、４ｆ等の信号を通さない工夫がなされている。オープンスタブ６２７、６２８は、長さがそれぞれ２ｍｍ、４ｍｍであり、それぞれの接続点で、周波数２ｆ、ｆの信号に対してインピーダンスが０になる。この結果、周波数ｆおよび２ｆの信号は、基準信号源６０１側に漏洩しない。また、伝送線路６２６は、共振器６１０の開放端から１ｍｍの地点に接続されており、この部分は周波数４ｆの信号に対してインピーダンスが０であり、この結果、周波数４ｆの信号は基準信号源６０１側には漏洩しない。
【００６９】
出力回路６０８は、伝送線路６３０、オープンスタブ６２３、結合線路６２４で構成される。出力回路６０８には、周波数４ｆの信号を、出力端子６０９から出力させ、バイアス端子６３２には漏洩させない工夫がなされている。オープンスタブ６２３は長さが１ｍｍであり、その接続点が周波数４ｆの信号に対してインピーダンス０であり、バイアス端子６３２に周波数４ｆの信号が漏洩するのを防ぐ。さらにオープンスタブ６２３と伝送線路６３０の接続点から、結合線路６２４と伝送線路６３０の接続点までの伝送線路の長さが１ｍｍとなっているため、結合線路６２４と伝送線路６３０の接続点から伝送線路６３０を見たインピーダンスは、周波数４ｆの信号に対して無限大となる。この結果、直列帰還型発振部６０３から出力された周波数４ｆの信号にとっては、伝送線路６３０は接続されていないと等しい。一方結合線路は線路長が概略１ｍｍとなっており、周波数４ｆの信号のみを通し、その他の周波数の信号は減衰させる。
【００７０】
第一の伝送線路６０４、第二の伝送線路６０５は、どちらも幅１００ミクロン、長さが６００ミクロンであり、これは直列帰還型発振部の基本波である周波数ｆの信号に対して、電気長が１３．５°となっている。
【００７１】
周波数２ｆの信号トラップ６０６は、幅１５０ミクロン、長さ２ｍｍであるため、特性インピーダンス５０Ω、２ｆの信号に対して電気長が９０°となる。したがって、トラップ６０６の接続点では、周波数２ｆの信号に対してインピーダンスが０となり、周波数２ｆの信号は反射される。
【００７２】
一方、周波数ｆの信号トラップ６０７は、幅１５０ミクロン、長さ４ｍｍであるため、特性インピーダンス５０Ω、２ｆの信号に対して電気長が９０°となる。したがって、トラップ６０７の接続点では、周波数ｆの信号に対してインピーダンスが０となり、周波数ｆの信号は反射される。
【００７３】
以上の構成により、トランジスタが一つだけで、周波数がｆ／ｍの注入信号に対して周波数が４×ｍ倍の信号が出力でき、しかも不要波のレベルが小さい注入同期発振器が得られる。また、結合回路２０２に周波数がｆの信号トラップと周波数が２ｆの信号トラップを配置することにより、直列帰還型発振部から発生する信号のうち、特に特に強度の高い周波数ｆと２ｆの信号が基準信号源側に漏洩するレベルを抑えることが可能となり、本注入同期発振器の安定動作が可能となる。
【００７４】
（実施の形態７）
実施の形態１〜６で示した注入同期発振器と基準信号源の一部を同一半導体チップに集積化することも可能である。図７にその一例を示す。
【００７５】
注入同期発振器（ＩＬＯ）７０１、負性抵抗回路７０２、共振器７０３、キャパシタ７０５、抵抗７０６、バラクタ７０７、分周器７０８、位相比較器７０９、ループフィルタ７１０、水晶発振器７１１で構成される。
【００７６】
注入同期発振器（ＩＬＯ）７０１は、実施の形態１を示す図１において、結合回路１０２、直列帰還型発振部１０３、第一の伝送線路１０４、第二の伝送線路１０５、周波数２ｆの信号トラップ１０６、周波数ｆの信号トラップ１０７、出力回路１０８に対応し、負性抵抗回路７０２、共振器７０３、キャパシタ７０５、抵抗７０６、バラクタ７０７、分周器７０８、位相比較器７０９、ループフィルタ７１０、水晶発振器７１１は、図１の基準信号源１０１に対応する。また、負性抵抗回路７０２、共振器７０３、キャパシタ７０５、抵抗７０６、バラクタ７０７は、電圧制御発振器（ＶＣＯ）７０４を構成している。
【００７７】
ここで、動作原理について説明する。ＶＣＯ７０４で出力される周波数ｆ／ｍの信号は、実施の形態１〜６に示した原理で周波数４ｆの信号に変換され、出力される。一方、ＶＣＯ７０４で出力される周波数ｆ／ｍの信号の一部は、分周器７０８で分周され、位相比較器７０９に供給される。位相比較器では、水晶発振器７１１から供給される基準信号との位相差に対応した値の電圧が出力され、その電圧がループフィルタ７１０を介して、ＶＣＯ７０４に供給される。この電圧によって、バラクタ７０７の容量が調整され、最終的にはループフィルタから供給される電圧が０となる時点で発振周波数する。したがって、負性抵抗回路７０２からは、常に周波数が安定で位相雑音が低い信号が出力され、この信号を注入したＩＬＯ７０１からは、常に周波数が安定で位相雑音が低い周波数４ｆの信号が出力される。
【００７８】
ＶＣＯの共振器７０３は、例えばアルミナ基板上のマイクロストリップ線路や、同軸共振器で構成する。一方、ＶＣＯの負性抵抗回路７０２は、ＩＬＯ７０１と同一半導体チップに集積化する。この負性抵抗回路７０２は、トランジスタと受動素子により容易に構成できる。
【００７９】
以上のように、共振器７０３を外付けにし、負性抵抗回路７０２をＭＭＩＣに含めた構成を取ることにより、より周波数が安定で位相雑音の低い信号が得られ、かつ、低損失にＩＬＯ７０１に信号を注入することが可能となる。
【００８０】
（実施の形態８）
図８は実施の形態１〜７で例示した本発明の注入同期発振器を用いた高周波通信回路装置の一例を示すブロック図である。
【００８１】
送信機は、変調信号源８０１、ハーモニックミキサ８０２、帯域通過フィルタ８０３、パワーアンプ８０４、アンテナ８０５、ＩＬＯ８０６、基準信号源８０７で構成される。受信器は、チューナ８１１、ハーモニックミキサ８１２、帯域通過フィルタ８１３、ローノイズアンプ８１４、アンテナ８１５、ＩＬＯ８１６、基準信号源８１７で構成される。
【００８２】
ここで、基準信号源８０７、８１７は図１の基準信号源１０１に対応し、ＩＬＯ８０６、８１６は図１の結合回路１０２、直列帰還型発振部１０３、第一の伝送線路１０４、第二の伝送線路１０５、周波数２ｆの信号トラップ１０６、周波数ｆの信号トラップ１０７、出力回路１０８などで構成される注入同期発振器に対応する。
【００８３】
ＩＬＯ８０６、８１６は、直列帰還型発振部の基本波の周波数ｆが７．３７５ＧＨｚであり、その４倍波である２９．５ＧＨｚを出力する。基準信号源８０７、８１７は、基本波の１／４サブハーモニックである１．８４３７５ＧＨｚを出力する。つまり、基準信号源８０７、８１７から周波数が１．８４３７５ＧＨｚの信号を注入し、ＩＬＯからはその１６倍波である２９．５ＧＨｚが出力される。
【００８４】
変調信号源８０１で生成される中間周波信号は１ＧＨｚから２ＧＨｚの間を占めており、ハーモニックミキサ８０２の中間周波信号用端子に入力される。ＩＬＯ８０６から出力される局発信号は周波数２９．５ＧＨｚの正弦波であり、ハーモニックミキサ８０２の局発信号用端子に入力される。
【００８５】
中間周波信号と局発信号はハーモニックミキサ８０２内で混合され、中間周波信号が局発信号により上昇変換（アップコンバート）される。ハーモニックミキサ８０２から発生する信号のうち、周波数６０ＧＨｚから６１ＧＨｚの間の高周波信号のみが帯域通過フィルタ８０３を通過し、パワーアンプ８０４に入力され、そこで増幅され、アンテナ８０５から、高周波電波８２０として放射される。
【００８６】
高周波電波８２０はアンテナ８１５で受信され、受信機の高周波信号となり、ローノイズアンプ８１４で増幅される。さらに帯域通過フィルタ８１３を通過して、ハーモニックミキサ８１２の高周波信号用端子に入力される。一方、ＩＬＯ８１６から出力された周波数２９．５ＧＨｚの正弦波の信号は、ハーモニックミキサ８１２の局発信号用端子に入力される。高周波信号は、ハーモニックミキサ８１２の内部で局発信号と混合され、再び周波数１ＧＨｚから２ＧＨｚの間の中間周波信号に下降変換（ダウンコンバート）される。中間周波信号はチューナ８１１に入力され、所望の情報に変換される。ハーモニックミキサ８０２と８１２は、全く同じ構成のものを使用することが可能である。また、帯域通過フィルタ８０３と８１３、パワーアンプ８０４とローノイズアンプ８１４、アンテナ８０５と８１５、ＩＬＯ８０６と８１６、基準信号源８０７、８１７はそれぞれ同じ構成のものを用いることができる。
【００８７】
基準信号源８０７、８１７は、１．８ＧＨｚ帯の信号を出力するため、従来からのマイクロ波の技術で、高安定で、低位相雑音な基準信号源を容易に構成できる。
【００８８】
一方、ＩＬＯ８０６、８１６は、非常に簡素な構成で等価的に１６逓倍動作が可能であり、装置の小型化、低コスト化、低消費電力化に寄与する。
【００８９】
【発明の効果】
周波数安定性が高く、逓倍次数が高く、かつ不要波のレベルが小さく、しかも回路構成が簡単で消費電力の小さい注入同期発振器を提供できる。
【００９０】
本発明の注入同期発振器を高周波通信装置に用いることにより、局部発振器のサイズや消費電力が小さくなるため、高周波通信装置を軽量でかつコンパクトに実現でき、しかも消費電力を抑えることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の発振器の基本構成図を示すブロック図である。
【図２】本発明の注入同期発振器を示す回路例である。
【図３】本発明の注入同期発振器を示す別の回路例である。
【図４】本発明の注入同期発振器を示す別の回路例である。
【図５】本発明の注入同期発振器を示す別の回路例である。
【図６】本発明の注入同期発振器を示す回路レイアウトの例である。
【図７】本発明の注入同期発振器と基準信号源の一部を同一半導体チップに集積化した例である。
【図８】本発明の注入同期発振器を用いた高周波通信回路装置の例を示すブロック図である。
【図９】従来の注入同期型マイクロ波発振器のブロック図である。
【符号の説明】
１０１、２０１、３０１、４０１、５０１、６０１、８０７、８１７…基準信号源
１０２、２０２、３０２、４０２、５０２、６０２…結合回路
１０３、２０３、３０３、４０３、５０３、６０３…直列帰還型発振部
１０４、２０４、３０４、４０４、５０４、６０４…第一の伝送線路
１０５、２０５、３０５、４０５、５０５、６０５…第二の伝送線路
１０６、２０６、３０６、４０６、５０６、６０６…周波数２ｆの信号トラップ
１０７、２０７、３０７、４０７、５０７、６０７…周波数ｆの信号トラップ
１０８、２０８、３０８、４０８、５０８、６０８…出力回路
１０９、２０９、３０９、４０９、５０９、６０９…出力端子
２１０、３１０、４１０、５１０…共振回路
２１５、４２７、５１５、５２７…トランジスタ
２１６、２２２、５１６、６１３、６１４、６２６、６３０…伝送線路
２２０、２２１…先端短絡スタブ
４２６…結合回路の入力回路部
４２８…結合回路の出力回路部
６１０…共振器
６１２、６２３、６２７、６２８、６５１、６５２…オープンスタブ
６１５…チップ状トランジスタ
６９７…スルーホール
６９８…ワイア
６９９…アルミナ基板
７０１、８０６、８１６…ＩＬＯ
７０２…負性抵抗
７０３…共振器
７０４…ＶＣＯ
８０１…変調信号源
８０２、８１２…ハーモニックミキサ
８０３、８１３…帯域通過フィルタ
８０４…パワーアンプ
８１４…ローノイズアンプ
８０５、８１５…アンテナ[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
  The present invention relates to an oscillator that generates a microwave / millimeter wave signal used for a small and lightweight radio signal, and more particularly, to an injection locking oscillator, and to a high-frequency communication apparatus using the same.
[0002]
[Prior art]
  In recent years, with an increase in the amount of information, personal communication that wirelessly transmits high-speed and large-capacity analog / digital information using a high-frequency carrier wave such as a microwave or a millimeter wave has attracted attention. In such communication, a compact and lightweight microwave / millimeter wave signal generator with high frequency stability and low phase noise is required. One method for realizing such a millimeter wave signal generator is an injection locked oscillator.
[0003]
  As an example, IEEE TRANSACTION ON MICROWAVEMETHOE AND TECHNIQUES, VOL. 42, NO. FIG. 9 shows a conventional injection-locked microwave oscillator shown on pages 12572-2578.
[0004]
  This injection-locked microwave oscillator includes an oscillation loop 10 including an amplifier 1 and a delay line 2, a combiner / divider 3, and a microwave / millimeter wave amplifier 4. In the operation during free oscillation, first, random noise in the positive feedback oscillation loop 10 is amplified by the amplifier 1, and the noise level of the fundamental oscillation frequency f ′ becomes high, and circulates in the positive feedback loop 10. By repeating this process, the signal of the fundamental oscillation frequency f ′ grows at a frequency at which the phase rotation angle of the positive feedback oscillation loop 10 is 360 degrees, and at the same time, the harmonic n of the fundamental oscillation frequency f ′ is caused by the nonlinearity of the amplifier 1. Xf '(n: integer of 2 or more) component grows. As a result, a signal having a fundamental oscillation frequency f ′ and a harmonic n × f ′ is generated in a steady state.
[0005]
  Here, a signal having a frequency fo = f / m (m: an integer equal to or greater than 2) having a frequency fo and sufficiently low phase noise is forcibly injected from the input terminal via the microwave / millimeter wave amplifier 4. Thus, when the signal of the free fundamental oscillation frequency f ′ is synchronized with a signal m times the injection signal fo, a signal of frequency f = m × fo can be extracted from the output terminal. This makes it possible to reduce phase noise and stabilize the frequency.
[0006]
[Problems to be solved by the invention]
  In the conventional method shown in FIG. 9, the basic oscillation frequency f 'is determined by controlling the phase according to the line length of the positive feedback loop including the delay line and the combiner / divider. For this reason, when the fundamental oscillation frequency f ′ is high, the line length of the positive feedback loop is shortened, which makes it difficult to control the fundamental oscillation frequency f ′.
[0007]
  Further, in such a circuit configuration using a combiner / divider, since the separation in the transmission characteristics between C and D of the combiner / divider is poor, an injection signal (frequency fo = f / m) input through an amplifier. The signal extracted from the output terminal is a signal including many unnecessary waves in addition to the desired wave having the frequency f.
[0008]
  There is a method of devising a combiner / divider in order to suppress this unnecessary wave and output only a desired wave. In this case, however, a large number of transistors must be used, resulting in a problem of increased power consumption. .
[0009]
  An object of the present invention is to provide an injection-locked oscillator having high frequency stability, a level of unnecessary waves and a high signal purity, a simple circuit configuration and low power consumption.
[0010]
[Means for Solving the Problems]
  The injection-locked oscillator of the present invention has a reference signal source, a coupling circuit, and a series feedback oscillation unit,The series feedback oscillation unit includes a first transistor, and the coupling circuit includes a second transistor whose emitter or source is grounded,The reference signal source is connected to one end of the coupling circuit, and the other end of the coupling circuitThe collector or drain of the second transistor isOne end of the series feedback oscillatorThe first transistor and the second transistor share a direct current by being connected to the emitter or source of the first transistor.It is characterized by that.
  Thus, by cascode-connecting the transistor of the series feedback oscillator and the transistor of the coupling circuit, the bias circuit of both transistors can be simplified and the collector current or drain current can be shared. Despite being present, it is possible to reduce power consumption. Further, since the reference signal is directly injected into the transistor of the series feedback oscillation unit, there is no loss of the injection signal in the coupling circuit, and the injection locked oscillator can be stably operated with high efficiency.
[0011]
  In the injection-locked oscillator of the present invention, when the basic oscillation frequency of the series feedback oscillator is f, the frequency of the reference signal source is f / m (m is an integer of 2 or more).
[0012]
  In the reference signal injected from the reference signal source through the coupling circuit into the series feedback oscillation unit, the harmonics thereof and the fundamental oscillation wave of the series feedback oscillation unit are synchronized. Since the signal of the frequency f / m injected from the reference signal source and its harmonics are converted into the fundamental oscillation wave of the series feedback type oscillation unit through the operation process of injection locking, only the desired wave is output. Other unnecessary waves are suppressed and are hardly output.
[0013]
  By injecting the reference signal into the series feedback oscillator through the coupling circuit, the level of the signal leaking from the series feedback oscillator to the reference signal source side can be suppressed, and the stable operation of the injection locked oscillator can be improved. It becomes possible. The coupling circuit is preferably composed of an inductor. Or you may be comprised by the parallel circuit and shunt capacitor of the inductor and the capacitor.
[0014]
  The coupling circuit preferably includes a signal trap having a frequency 2f and a signal trap having a frequency f. By arranging a signal trap having a frequency f and a signal trap having a frequency 2f in the coupling circuit, particularly high-intensity signals f and 2f among the signals generated from the series feedback oscillation unit are on the reference signal source side. Therefore, it is possible to suppress the level leaking to the injection-locked oscillator, and the injection-locked oscillator can be operated more stably.
[0015]
[0016]
[0017]
[0018]
[0019]
[0020]
[0021]
  A high-frequency communication device according to the present invention is the injection-locked oscillation according to claim 1.VesselAnd used as a local oscillator.
[0022]
  By using the injection-locked oscillator of the present invention for a high-frequency communication device, the size and power consumption of the local oscillator are reduced, so that the high-frequency communication device can be realized in a lightweight and compact manner, and the power consumption can be suppressed.
[0023]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
  Hereinafter, the present invention will be described in more detail with reference to the drawings.
  (Embodiment 1)
  FIG. 1 is a basic configuration diagram of an oscillator according to the present invention, which is an oscillator that injects a reference signal having a frequency of f / m (m is an integer of 2 or more) and outputs a signal having a frequency of 4f.
[0024]
  Reference signal source 101, coupling circuit 102, series feedback oscillator 103, first transmission line 104, second transmission line 105, frequency 2f signal trap 106, frequency f signal trap 107, output circuit 108, and output The terminal 109 is configured.
[0025]
  The reference signal source 101 outputs a signal having high frequency stability and low phase noise, and the frequency thereof is f / m (m is an integer of 2 or more). Further, the free oscillation frequency of the series feedback oscillator 103 is f ′, and f′≈f.
[0026]
  The signal of the frequency f / m output from the reference signal source 101 is injected into the series feedback oscillation unit 103 through the coupling circuit 102, and due to the nonlinearity of the series feedback oscillation unit 103, the inside of the series feedback oscillation unit 103 To generate multiple harmonics. Among these harmonics, a signal having a frequency f which is an m-th harmonic is pulled in by a signal having a free oscillation frequency f 'of the series feedback oscillator 103 and is synchronized with the signal having the frequency f.
[0027]
  As a characteristic of the coupling circuit, it is preferable that a reference signal having a frequency f / m can be easily passed and a signal having an oscillation frequency f of the series feedback oscillator is difficult to pass. By injecting the reference signal into the series feedback oscillator through such a coupling circuit, it becomes possible to suppress the level of the signal leaking from the series feedback oscillator to the reference signal source side. Stable operation is possible.
[0028]
  The signal of frequency f output from the series feedback oscillator 103 is reflected toward the series feedback oscillator 103 by the signal trap 107 of frequency f via the first transmission line 104 and the second transmission line 105. In addition, due to the non-linearity of the series feedback oscillator 103, the output of a signal having a frequency 2f, which is a second harmonic, is particularly strengthened. However, the signal having the frequency 2f is reflected toward the series feedback oscillator 103 by the signal trap 106 having the frequency 2f through the first transmission line 104, and is further reflected by the nonlinearity of the series feedback oscillator 103. The signal of frequency 4f which is a 2nd harmonic is strengthened. The signal of frequency 4f is output from the output terminal 109 via the output circuit 108.
[0029]
  When the series feedback type is used as the oscillating unit, since there is one signal path, all the reference signals having the frequency f / m are injected into the transistors of the oscillating unit. Further, it is possible to reflect all of the output signals of the frequencies 2f and f to the transistor side by using signal traps of the frequencies 2f and f, and the signal output of the desired wave of the frequency 4f can be enhanced.
[0030]
  The first transmission line 104 and the second transmission line 105 are for reflecting signals of frequencies 2f and f to the transistor side with an optimal phase. The order of the transmission line 105, the signal trap 106 having the frequency 2f, and the signal trap 107 having the frequency f is preferably the maximum when the output of the desired wave having the frequency 4f is arranged in the order shown in FIG. is not.
[0031]
  Since this output signal is synchronized with the harmonics of the signal of the reference signal source, its stability and phase noise are determined by the reference signal source 101. The signal trap 107 having the frequency f has the effect of increasing the loop gain of the series feedback oscillation unit 103 and increasing the nonlinearity, and increases the output of 4f.
[0032]
  Further, since the signal of the frequency f / m injected from the reference signal source 101 and its harmonics are converted into the fundamental oscillation wave of the series feedback type oscillation unit through the operation process of injection locking, almost the output terminal. No leakage to 109.
[0033]
  When the electrical lengths of the first transmission line 104 and the second transmission line 105 are within a range of 5 ° to 25 ° with respect to the wavelength of the signal of the frequency f, the signal of the frequency f is changed to the signal of the frequency 2f. Conversion efficiency is maximized.
[0034]
  As the reference signal source 101, for example, a microwave band phase-locked oscillator is used.
[0035]
  The signal trap 106 having the frequency 2f and the signal trap 107 having the frequency f can be easily formed by an open stub or a series resonance circuit of a capacitor and an inductor.
[0036]
  By using the injection-locked oscillator configured as described above, for example, a reference signal is injected from a microwave band signal source of about 1 to 5 GHz, and a millimeter-wave band low phase noise signal of 30 GHz or more can be easily generated. Can do.
[0037]
  (Embodiment 2)
  Next, a circuit example in which the basic configuration diagram of FIG. 1 described in the first embodiment is further embodied will be shown.
[0038]
  FIG. 2 is a circuit example showing the injection locking oscillator of the present invention. As in the first embodiment, a reference signal source 201 having a frequency f / m, a coupling circuit 202, a series feedback oscillator 203 having a resonance frequency of approximately f ′, a first transmission line 204, a second transmission line 205, The signal trap 206 has a frequency 2f, the signal trap 207 has a frequency f, an output circuit 208, and an output terminal 209.
[0039]
  The point to be emphasized here is that the coupling circuit 202 is formed of a series inductor. The impedance of the series inductor increases as the frequency increases. Therefore, the f / m signal generated by the reference signal source 201 easily passes through the inductor which is a coupling circuit, whereas it has a high impedance with respect to the oscillation frequency f ′ of the series feedback oscillation unit 203 and is in series. Signals leaking from the feedback oscillator 203 to the reference signal source 201 can be reduced. In the case of f = 7.4 GHz, the inductance of the coupling circuit 202 is set to 5 nH, for example.
[0040]
  The series feedback oscillation unit 203 includes a resonance circuit 210, capacitors 211 and 212, resistors 213 and 214, and a transistor 215. The resonance circuit 210 is constituted by a parallel resonance circuit of a transmission line 216 and a capacitor 217, and its resonance frequency is approximately f '.
[0041]
  The resistors 213 and 214 are part of the DC bias circuit. The base voltage of the transistor 215 is applied to the bias terminal 240 through the resistor 214. The transistor 215 is subjected to series feedback by the capacitor 212 connected between the emitter and the ground, and the transistor 215 has a negative resistance near the frequency f ′. Therefore, the series feedback oscillation unit 203 oscillates at the frequency f ′ by the resonance circuit 210 connected to the base of the transistor 215 via the capacitor 211.
[0042]
  The output circuit 208 includes a transmission line 222 and capacitors 223 and 224. One end of the transmission line 222 is grounded with a capacitor 223 at a high frequency. The collector voltage of the transistor 215 is applied from the bias terminal 225 to the connection point between the transmission line 222 and the capacitor 223. The electrical length of the transmission line 222 is ¼ wavelength with respect to the frequency of the output signal (frequency 4f). For this reason, the other end of the transmission line 222 is open to the output signal, which is equivalent to nothing being connected. The capacitor 224 plays a role of DC cut and prevents the collector voltage from being applied to the output terminal 209.
[0043]
  The signal trap 206 at the frequency 2f is configured by a series resonance circuit of the tip short-circuit stub 220 and the capacitor 218, and the signal trap 207 at the frequency f is configured by a series resonance circuit of the tip short-circuit stub 221 and the capacitor 219. The resonance frequencies are 2f and f, respectively. For this reason, at the connection point of the signal trap 206 with the frequency 2f and the first transmission line 204, the impedance is equivalent to 0 (short circuit) with respect to the signal with the frequency 2f, and the signal trap 207 with the frequency f and the second transmission line At the connection point of the line 205, the impedance is equivalent to 0 (short circuit) with respect to the signal of the frequency f. Accordingly, at each connection point, the signal of frequency 2f and the signal of frequency f are reflected.
[0044]
  As an example, when f = 7.4 GHz, when the characteristic impedance of the tip short-circuited stub 220 is set to 70Ω, the electrical length is set to 3.9 ° with respect to the frequency f, and the capacitor 218 is set to 1.1 pF, a signal trap 206 resonates at 2f. Then, when the characteristic impedance of the tip short-circuited stub 221 is set to 70Ω, the electrical length is set to 7.8 ° with respect to the frequency f, and the capacitor 219 is set to 2.2 pF, the signal trap 207 resonates at f. However, the values of the tip short-circuit stub and the capacitor shown here are only examples, and these values are not uniquely determined with respect to the frequency.
[0045]
  The first transmission line 204 and the second transmission line 205 each have a characteristic impedance of 50Ω and an electrical length of 11 ° with respect to a signal of frequency f. However, if both transmission lines are set between 5 ° and 25 ° in electrical length with respect to the frequency f, a signal having the frequency 4f can be generated at the maximum.
[0046]
  Functions of reference signal source 201, series feedback oscillator 203, first transmission line 204, second transmission line 205, frequency 2f signal trap 206, frequency f signal trap 207, output circuit 208, and output terminal 209 Is as described in the first embodiment and will not be repeated here.
[0047]
  Note that although the bipolar feedback transistor is used as the series feedback oscillation unit 203 here, the present invention is not limited to this, but is not limited to this, and is not limited to this. (Transistor) can be used similarly. Further, since the resistors 213 and 214 are bias circuits, they may be replaced with inductors.
[0048]
  Further, although the output circuit 208 shows the simplest configuration example, a matching circuit, a filter, a buffer amplifier, and the like may be included. On the other hand, a matching circuit for a signal of frequency f / m may be inserted between the reference signal source 201 and the coupling circuit 202.
[0049]
  With the above configuration, it is possible to output an injection-locked oscillator having a frequency of 4 × m times the injection signal having a frequency of f / m with only one transistor, and having a low unnecessary wave level. Further, by using a series inductor in the coupling circuit 202, it is possible to suppress the level of a signal leaking from the series feedback oscillator to the reference signal source side, and the stable operation of the injection locking oscillator can be achieved.
[0050]
  (Embodiment 3)
  FIG. 3 is another circuit example showing the injection-locked oscillator of the present invention. As in the second embodiment shown in FIG. 2, a reference signal source 301, a coupling circuit 302, a series feedback oscillation unit 303, a first transmission line 304, a second transmission line 305, a signal trap 306 having a frequency 2f, It comprises a signal trap 307 of frequency f, an output circuit 308, and an output terminal 309.
[0051]
  The difference from the second embodiment is that the coupling circuit 302 includes a parallel resonant circuit of an inductor 326 and a capacitor 327 and a shunt capacitor 328 on the input side. When the inductance of the inductor 326 and the capacitance of the capacitor 327 are set so as to resonate at the frequency f, the impedance of the coupling circuit 302 becomes infinite with respect to the signal of the frequency f, and the signal of the frequency f cannot pass. In addition, the shunt capacitor 328 has a low impedance with respect to the harmonics (2f, 3f, 4f, etc.) of the signal of the frequency f that is about to leak from the series feedback oscillator 303 to the reference signal source 301. Therefore, the light is reflected toward the series feedback oscillation unit. That is, the signal of the frequency f and the harmonics thereof leaking from the series feedback oscillator 303 to the reference signal source 301 are blocked by the coupling circuit 302.
[0052]
  On the other hand, for the signal of frequency f / m output from the reference signal source, the impedance of the coupling circuit 302 is low, and the signal of frequency f / m is easily injected into the series feedback oscillation unit 303.
[0053]
  As a combination of the inductor 326 and the capacitor 327 constituting the coupling circuit 302, when f = 7.4 GHz, for example, 1.25 pF and 0.374 nH, the impedance becomes infinite with respect to the signal of the frequency f. For example, when the shunt capacitor 328 is 2.4 pF, the impedance of the shunt capacitor is high for a signal of frequency f / m, and the shunt capacitor 328 is shunted for a signal of frequency f or a signal of higher frequency. The impedance of the capacitor is lowered.
[0054]
  Also in the third embodiment, a matching circuit for a signal of frequency f / m may be inserted between the reference signal source 301 and the coupling circuit 302 as in the second embodiment.
[0055]
  With the above configuration, it is possible to obtain an injection-locked oscillator that can output a signal having a frequency 4 × m times the injection signal and that has a small unnecessary wave level, with only one transistor. In addition, by using a parallel circuit of inductor and capacitor and a shunt capacitor in the coupling circuit, it is possible to suppress the level of the signal leaking from the series feedback oscillator to the reference signal source side, enabling stable operation of the injection locked oscillator. It becomes.
[0056]
  (Embodiment 4)
  FIG. 4 is another circuit example showing the injection locking oscillator of the present invention. As in the second or third embodiment, the reference signal source 401, the coupling circuit 402, the series feedback oscillation unit 403, the first transmission line 404, the second transmission line 405, the signal trap 406 having the frequency 2f, and the frequency f A signal trap 407, an output circuit 408, and an output terminal 409 are included.
[0057]
  The difference from Embodiment 2 or 3 is that coupling circuit 402 is formed of an active circuit including a transistor.
[0058]
  A configuration of the coupling circuit 402 will be described. The coupling circuit 402 includes an input circuit portion 426, a transistor 427, and an output circuit portion 428. Furthermore, the input circuit unit 426 includes capacitors 429 and 430, inductors 431 and 432, and a resistor 434, and forms a matching circuit for a signal having a frequency of f / m. The output circuit includes capacitors 435 and 436 and an inductor 437. The capacitor 435 functions as a DC cut, the capacitor 436 functions as a bypass capacitor, and the inductor 437 functions as a choke coil. A voltage is applied to the DC bias of the transistor 427 from the bias terminals 438 and 439 through the resistor 434 and the inductor 437.
[0059]
  By adopting the above configuration as the coupling circuit 402, the signal of the frequency f / m input from the reference signal source 401 to the coupling circuit 402 can only travel in one direction, and the series feedback oscillation unit 403 has an efficiency. The signal is well injected. Further, a signal of frequency f output from the oscillator and harmonics such as 2f, 3f, and 4f are not leaked to the input side by the transistor 427 of the coupling circuit 402. That is, the coupling circuit 402 functions as an isolator for a signal having a frequency of f / m.
[0060]
  With the above configuration, an injection-locked oscillator having a frequency of 4 × m times that of an injection signal having a frequency of f / m can be output with two transistors and an unnecessary wave level is small. Further, by using a circuit including a transistor in the coupling circuit, it is possible to suppress the level of a signal leaking from the series feedback oscillator to the reference signal source side, and the stable operation of the injection locking oscillator can be achieved.
[0061]
  (Embodiment 5)
  FIG. 5 is another circuit example showing the injection-locked oscillator of the present invention. As in the first to fourth embodiments, the reference signal source 501, the coupling circuit 502, the series feedback oscillation unit 503, the first transmission line 504, the second transmission line 505, the signal trap 506 having the frequency 2f, and the frequency f A signal trap 507, an output circuit 508, and an output terminal 509 are included.
[0062]
  The difference from the fourth embodiment is that the output terminal of the coupling circuit 502 is connected to the emitter of the transistor 515 of the series feedback oscillation unit 503. That is, the transistor 515 of the series feedback oscillator 503 and the transistor 527 of the coupling circuit 502 are cascode-connected. The resistor 413 in FIG. 4 is used to pass a DC bias, but here the transistor 527 also serves as a resistor.
[0063]
  With such a cascode connection configuration, the transistor 515 and the transistor 527 can share a bias circuit, simplify the circuit, and share a direct current. Therefore, even though two transistors are used. It becomes possible to suppress power consumption.
[0064]
  In addition, since the reference signal is directly injected into the transistor of the series feedback oscillation unit without interposing a passive element such as a capacitor, the loss of the injection signal is small, and the injection-locked oscillator is stably operated with high efficiency. Can do.
[0065]
  (Embodiment 6)
  FIG. 6 is an example of a circuit layout showing the injection locking oscillator of the present invention. On an alumina substrate 699 having a thickness of 185 microns, a chip transistor 615 and various shapes of microstrip lines, transmission lines, and the like are used. As in the first embodiment shown in FIG. 1, a reference signal source 601, a coupling circuit 602, a series feedback oscillator 603, a first transmission line 604, a second transmission line 605, a signal trap 606 having a frequency 2f, a frequency f signal trap 607, output circuit 608, and output terminal 609. The functions of these blocks are basically the same as those shown in the first embodiment, and each configuration method will be described here.
[0066]
  First, in the series feedback oscillator 603, a resonator 610 and an open stub 612 are connected to a chip transistor 615 by a wire 698 or the like. The open stub 612 is equivalent to a shunt capacitor, and corresponds to, for example, the capacitor 212 in FIG. The resonator 610 is formed of a microstrip having a width of 200 microns and a line length of 6 mm, and has a function equivalent to, for example, the resonance circuit 210 of FIG. The transmission line 613 is connected to the ground on the back surface of the alumina substrate 699 via a through hole 697. These are circuits for causing a direct current to flow through the chip-like transistor 615. For a signal having an oscillation frequency f, the connection point of the transmission line 613 looks high impedance, which is equivalent to nothing being connected. .
[0067]
  The transmission line 614 and the open stubs 651 and 652 form a bias circuit on the input side of the chip transistor 615. The bias circuit is devised to pass a direct current and not pass signals of frequencies f, 2f, 4f and the like. The open stubs 651 and 652 have lengths of 2 mm and 4 mm. When f = 7.4 GHz, the impedance is 0 with respect to signals of frequencies 2f and f at the respective connection points. As a result, signals of frequencies f and 2f do not leak to the bias terminal 631. Further, the transmission line 614 is connected to a point 1 mm from the open end of the resonator 610, and this portion has an impedance of 0 with respect to the signal of the frequency 4f. As a result, the signal of the frequency 4f is transmitted to the transmission line 614. Does not leak.
[0068]
  The coupling circuit 602 is also devised to pass a signal of frequency f / m and not a signal of frequencies f, 2f, 4f and the like. The open stubs 627 and 628 are 2 mm and 4 mm in length, respectively, and the impedance is 0 with respect to signals of frequencies 2f and f at the respective connection points. As a result, the signals of the frequencies f and 2f do not leak to the reference signal source 601 side. Further, the transmission line 626 is connected to a point 1 mm from the open end of the resonator 610, and this portion has an impedance of 0 with respect to a signal of frequency 4f, and as a result, the signal of frequency 4f is a reference signal source. It does not leak to the 601 side.
[0069]
  The output circuit 608 includes a transmission line 630, an open stub 623, and a coupled line 624. The output circuit 608 is designed so that a signal having a frequency of 4f is output from the output terminal 609 and is not leaked to the bias terminal 632. The open stub 623 has a length of 1 mm, and its connection point has an impedance of 0 with respect to a signal having a frequency of 4f, thereby preventing a signal having a frequency of 4f from leaking to the bias terminal 632. Further, since the length of the transmission line from the connection point between the open stub 623 and the transmission line 630 to the connection point between the coupling line 624 and the transmission line 630 is 1 mm, transmission is performed from the connection point between the coupling line 624 and the transmission line 630. The impedance when the line 630 is viewed is infinite for a signal having a frequency of 4f. As a result, the transmission line 630 is not connected to the signal of the frequency 4f output from the series feedback oscillator 603. On the other hand, the coupled line has a line length of approximately 1 mm, passes only a signal of frequency 4f, and attenuates signals of other frequencies.
[0070]
  Both the first transmission line 604 and the second transmission line 605 have a width of 100 microns and a length of 600 microns, which is an electrical signal for a signal having a frequency f that is a fundamental wave of a series feedback oscillation unit. The length is 13.5 °.
[0071]
  Since the signal trap 606 having the frequency 2f has a width of 150 microns and a length of 2 mm, the electrical length is 90 ° with respect to a signal having a characteristic impedance of 50Ω and 2f. Therefore, at the connection point of the trap 606, the impedance is 0 with respect to the signal having the frequency 2f, and the signal having the frequency 2f is reflected.
[0072]
  On the other hand, the signal trap 607 having the frequency f has a width of 150 microns and a length of 4 mm, and therefore has an electrical length of 90 ° with respect to a signal having a characteristic impedance of 50Ω and 2f. Therefore, at the connection point of the trap 607, the impedance is 0 with respect to the signal of the frequency f, and the signal of the frequency f is reflected.
[0073]
  With the above configuration, it is possible to obtain an injection-locked oscillator having a single transistor, capable of outputting a signal 4 × m times the frequency of an injection signal having a frequency of f / m, and having a low unnecessary wave level. Further, by arranging a signal trap having a frequency f and a signal trap having a frequency 2f in the coupling circuit 202, signals having particularly high frequencies f and 2f among the signals generated from the series feedback oscillator are used as a reference. The level leaking to the signal source side can be suppressed, and the stable operation of the injection-locked oscillator can be achieved.
[0074]
  (Embodiment 7)
  It is also possible to integrate part of the injection locked oscillator shown in the first to sixth embodiments and the reference signal source on the same semiconductor chip. An example is shown in FIG.
[0075]
  An injection locked oscillator (ILO) 701, a negative resistance circuit 702, a resonator 703, a capacitor 705, a resistor 706, a varactor 707, a frequency divider 708, a phase comparator 709, a loop filter 710, and a crystal oscillator 711 are configured.
[0076]
  In FIG. 1 showing the first embodiment, an injection locked oscillator (ILO) 701 includes a coupling circuit 102, a series feedback oscillator 103, a first transmission line 104, a second transmission line 105, and a signal trap 106 having a frequency 2f. Corresponding to the signal trap 107 and output circuit 108 of frequency f, negative resistance circuit 702, resonator 703, capacitor 705, resistor 706, varactor 707, frequency divider 708, phase comparator 709, loop filter 710, crystal oscillator Reference numeral 711 corresponds to the reference signal source 101 of FIG. Further, the negative resistance circuit 702, the resonator 703, the capacitor 705, the resistor 706, and the varactor 707 constitute a voltage controlled oscillator (VCO) 704.
[0077]
  Here, the principle of operation will be described. The signal of frequency f / m output from VCO 704 is converted to a signal of frequency 4f according to the principle described in Embodiments 1 to 6, and is output. On the other hand, a part of the signal of the frequency f / m output from the VCO 704 is frequency-divided by the frequency divider 708 and supplied to the phase comparator 709. The phase comparator outputs a voltage having a value corresponding to the phase difference from the reference signal supplied from the crystal oscillator 711 and supplies the voltage to the VCO 704 via the loop filter 710. By this voltage, the capacity of the varactor 707 is adjusted, and finally the oscillation frequency is generated when the voltage supplied from the loop filter becomes zero. Therefore, the negative resistance circuit 702 always outputs a signal with a stable frequency and low phase noise, and the ILO 701 into which this signal is injected outputs a signal with a frequency 4f that is always stable in frequency and low in phase noise. .
[0078]
  The VCO resonator 703 is formed of, for example, a microstrip line on an alumina substrate or a coaxial resonator. On the other hand, the negative resistance circuit 702 of the VCO is integrated on the same semiconductor chip as the ILO 701. The negative resistance circuit 702 can be easily configured by a transistor and a passive element.
[0079]
  As described above, by adopting a configuration in which the resonator 703 is externally attached and the negative resistance circuit 702 is included in the MMIC, a signal with a more stable frequency and low phase noise can be obtained, and the ILO 701 can be reduced in loss. It is possible to inject a signal.
[0080]
  (Embodiment 8)
  FIG. 8 is a block diagram showing an example of a high-frequency communication circuit device using the injection locked oscillator of the present invention exemplified in the first to seventh embodiments.
[0081]
  The transmitter includes a modulation signal source 801, a harmonic mixer 802, a band pass filter 803, a power amplifier 804, an antenna 805, an ILO 806, and a reference signal source 807. The receiver includes a tuner 811, a harmonic mixer 812, a band pass filter 813, a low noise amplifier 814, an antenna 815, an ILO 816, and a reference signal source 817.
[0082]
  Here, the reference signal sources 807 and 817 correspond to the reference signal source 101 of FIG. 1, and the ILOs 806 and 816 denote the coupling circuit 102, the series feedback oscillation unit 103, the first transmission line 104, and the second transmission of FIG. This corresponds to an injection locked oscillator including a line 105, a signal trap 106 having a frequency 2f, a signal trap 107 having a frequency f, an output circuit 108, and the like.
[0083]
  The ILOs 806 and 816 have a fundamental frequency f of the series feedback oscillation unit of 7.375 GHz, and output 29.5 GHz that is a fourth harmonic of the frequency f. The reference signal sources 807 and 817 output 1.84375 GHz which is a quarter subharmonic of the fundamental wave. That is, a signal having a frequency of 1.84375 GHz is injected from the reference signal sources 807 and 817, and 29.5 GHz which is a 16th harmonic wave is output from the ILO.
[0084]
  The intermediate frequency signal generated by the modulation signal source 801 occupies between 1 GHz and 2 GHz and is input to the intermediate frequency signal terminal of the harmonic mixer 802. The local oscillation signal output from the ILO 806 is a sine wave having a frequency of 29.5 GHz, and is input to the local oscillation signal terminal of the harmonic mixer 802.
[0085]
  The intermediate frequency signal and the local oscillation signal are mixed in the harmonic mixer 802, and the intermediate frequency signal is up-converted (up-converted) by the local oscillation signal. Of the signals generated from the harmonic mixer 802, only a high-frequency signal having a frequency between 60 GHz and 61 GHz passes through the band-pass filter 803, is input to the power amplifier 804, is amplified there, and is radiated as a high-frequency radio wave 820 from the antenna 805. The
[0086]
  The high frequency radio wave 820 is received by the antenna 815, becomes a high frequency signal of the receiver, and is amplified by the low noise amplifier 814. Further, the signal passes through the band pass filter 813 and is input to the high frequency signal terminal of the harmonic mixer 812. On the other hand, a sine wave signal with a frequency of 29.5 GHz output from the ILO 816 is input to the local oscillation signal terminal of the harmonic mixer 812. The high-frequency signal is mixed with the local oscillation signal inside the harmonic mixer 812, and is down-converted (down-converted) again to an intermediate frequency signal having a frequency between 1 GHz and 2 GHz. The intermediate frequency signal is input to the tuner 811 and converted into desired information. The harmonic mixers 802 and 812 can use the same configuration. Bandpass filters 803 and 813, power amplifier 804 and low noise amplifier 814, antennas 805 and 815, ILOs 806 and 816, and reference signal sources 807 and 817 can have the same configuration.
[0087]
  Since the reference signal sources 807 and 817 output signals in the 1.8 GHz band, a highly stable and low phase noise reference signal source can be easily configured using conventional microwave technology.
[0088]
  On the other hand, the ILOs 806 and 816 are equivalently capable of 16-fold operation with a very simple configuration, and contribute to downsizing, cost reduction, and power consumption of the apparatus.
[0089]
【The invention's effect】
  It is possible to provide an injection-locked oscillator having high frequency stability, high multiplication order, low unnecessary wave level, simple circuit configuration and low power consumption.
[0090]
  By using the injection-locked oscillator of the present invention for a high-frequency communication device, the size and power consumption of the local oscillator are reduced, so that the high-frequency communication device can be realized in a lightweight and compact manner, and the power consumption can be suppressed.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram showing a basic configuration diagram of an oscillator of the present invention.
FIG. 2 is a circuit example showing an injection-locked oscillator of the present invention.
FIG. 3 is another circuit example showing the injection locked oscillator of the present invention.
FIG. 4 is another circuit example showing the injection locked oscillator of the present invention.
FIG. 5 is another circuit example showing the injection locking oscillator of the present invention.
FIG. 6 is an example of a circuit layout showing an injection-locked oscillator of the present invention.
FIG. 7 shows an example in which an injection locked oscillator according to the present invention and a part of a reference signal source are integrated on the same semiconductor chip.
FIG. 8 is a block diagram showing an example of a high-frequency communication circuit device using the injection locking oscillator of the present invention.
FIG. 9 is a block diagram of a conventional injection-locked microwave oscillator.
[Explanation of symbols]
101, 201, 301, 401, 501, 601, 807, 817 ... reference signal source
102, 202, 302, 402, 502, 602... Coupling circuit
103, 203, 303, 403, 503, 603 ... Series feedback oscillator
104, 204, 304, 404, 504, 604 ... first transmission line
105, 205, 305, 405, 505, 605 ... second transmission line
106, 206, 306, 406, 506, 606 ... signal trap of frequency 2f
107, 207, 307, 407, 507, 607 ... signal trap of frequency f
108, 208, 308, 408, 508, 608... Output circuit
109,209,309,409,509,609 ... Output terminal
210, 310, 410, 510 ... resonant circuit
215, 427, 515, 527 ... transistor
216, 222, 516, 613, 614, 626, 630 ... transmission line
220, 221 ... Short end short stub
426 ... Input circuit portion of coupling circuit
428 ... Output circuit portion of coupling circuit
610: Resonator
612, 623, 627, 628, 651, 652 ... open stub
615 ... Chip transistor
697 ... Through hole
698 ... Wire
699 ... Alumina substrate
701, 806, 816 ... ILO
702 ... Negative resistance
703: Resonator
704 ... VCO
801: Modulation signal source
802, 812 ... Harmonic mixer
803, 813 ... band pass filter
804 ... Power amplifier
814 ... Low noise amplifier
805, 815 ... Antenna

Claims

It has a reference signal source, a coupling circuit, and a series feedback oscillation unit,
The series feedback oscillation unit includes a first transistor,
The coupling circuit includes a second transistor whose emitter or source is grounded;
The reference signal source is connected to one end of the coupling circuit;
The collector or drain of the second transistor, which is the other end of the coupling circuit , is connected to the emitter or source of the first transistor, which is one end of the series feedback oscillation unit ,
An injection locking oscillator, wherein the first transistor and the second transistor share a direct current .

2. The injection-locked oscillator according to claim 1, wherein when the basic oscillation frequency of the series feedback oscillator is f, the frequency of the reference signal source is f / m (m is an integer of 2 or more).

2. The injection-locked oscillator according to claim 1, wherein the coupling circuit includes an inductor.

The injection-locked oscillator according to claim 1, wherein the coupling circuit includes a parallel circuit of an inductor and a capacitor and a shunt capacitor.

2. The injection locking oscillator according to claim 1, wherein the coupling circuit includes a signal trap having a frequency of 2f and a signal trap having a frequency of f.

Injection locking oscillator according to claim 1, high-frequency communication apparatus, which comprises using as a local oscillator.