JP3758342B2 - Discharge lamp lighting device - Google Patents

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  • Discharge-Lamp Control Circuits And Pulse- Feed Circuits (AREA)

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、自励式のインバータ回路により放電灯を高周波で点灯させる放電灯点灯装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
図７に従来例の回路図を示す。図中、１は直流電源、２は自励式のインバータ回路、Ｌａは無電極放電灯、３は誘導コイル、４はインバータ回路の起動回路である。直流電源１は、商用交流電源ＡＣの交流電圧を整流器ＤＢにより整流し、コンデンサＣ1 で平滑するものであり、電源スイッチＳＷの投入によりコンデンサＣ1 の両端に直流電源電圧ＶC1が得られる。
【０００３】
インバータ回路２は、周知のハーフブリッジ式インバータ回路であり、直流電源１の出力電圧ＶC1を自励発振動作により高周波電力に変換して誘導コイル３に供給し、無電極放電灯Ｌａを高周波点灯させるものである。その回路構成について説明すると、パワーＭＯＳＦＥＴよりなるスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の直列回路がインバータ回路２の入力端間に接続されており、一方のスイッチング素子Ｑ1 の両端には、電流帰還用の電流トランスＣＴの１次巻線ｎ1 を介して、インダクタＬ1 とコンデンサＣ3 の直列共振回路が並列接続されている。共振用のコンデンサＣ3 の両端には、カップリングコンデンサＣ4 を介して誘導コイル３が接続されている。
【０００４】
駆動回路５は、電流トランスＣＴの１次巻線ｎ1 に流れる電流により２次巻線ｎ2 ，ｎ3 に発生する２次電圧を、抵抗Ｒ3 ，Ｒ4 を介してスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の制御信号入力端間に印加してスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 を自励駆動するものである。
【０００５】
起動回路４は、直流電源１の出力端に並列接続された抵抗Ｒ1 ，コンデンサＣ2 の直列回路と、抵抗Ｒ1 ，コンデンサＣ2 の接続点とスイッチング素子Ｑ2 のゲート間に接続された電圧応答型のトリガ素子Ｑｔ（例えばダイアック）と、抵抗Ｒ1 ，コンデンサＣ2 の接続点にアノード、スイッチング素子Ｑ2 のドレインにカソードをそれぞれ接続されたダイオードＤ1 とから構成され、スイッチング素子Ｑ2 を起動させるための起動電力を直流電源１より得るものである。
【０００６】
次に、図７の回路の動作について簡単に説明する。電源スイッチＳＷをオンすると、コンデンサＣ1 の両端には交流電源ＡＣを整流平滑した直流電圧ＶC1が得られ、コンデンサＣ1 より抵抗Ｒ1 を介してコンデンサＣ2 が徐々に充電される。コンデンサＣ2 の両端電圧ＶC2がトリガ素子Ｑｔのブレークオーバー電圧に達すると、トリガ素子Ｑｔがオンし、スイッチング素子Ｑ2 のゲート・ソース間に直流電圧ＶC2が印加され、スイッチング素子Ｑ2 がオンする。スイッチング素子Ｑ2 がオンすると、直流電源１、コンデンサＣ3 、インダクタＬ1 、電流トランスＣＴの１次巻線ｎ1 、スイッチング素子Ｑ2 、直流電源１の閉ループで電流が流れ、電流トランスＣＴの２次巻線ｎ2 ，ｎ3 に２次電圧が発生し、抵抗Ｒ3 ，Ｒ4 を介してスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 のゲート・ソース間に２次電圧が印加される。その後、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 は交互にオン・オフ動作して直流電圧ＶC1を高周波電圧に変換し、電流トランスＣＴの１次巻線ｎ1 、インダクタＬ1 、コンデンサＣ3 からなる共振回路Ｘ1 の共振作用により、コンデンサＣ3 の両端に昇圧された高周波電圧が発生する。この高周波電圧は、カップリングコンデンサＣ4 を介して直流成分を除去されて、誘導コイル３、無電極放電灯Ｌａに供給される。また、スイッチング素子Ｑ2 を高周波でオンさせることにより、コンデンサＣ2 に充電されていた電荷はダイオードＤ1 、スイッチング素子Ｑ2 を介して放電されて起動回路４は動作を停止する。
【０００７】
無電極放電灯Ｌａは、透明な球状のガラスバルブ、又は内面に蛍光体が塗布された球状のガラスバルブ内に不活性ガス、金属蒸気等の放電ガス（例えば、水銀蒸気及び希ガス）を封入している。インバータ回路２の動作周波数、つまり、無電極放電灯Ｌａの点灯周波数は、１ＭＨｚ〜２０ＭＨｚと高周波である。
【０００８】
スイッチング素子Ｑ2 のゲート・ソース間には、スイッチング素子Ｑ3 が並列接続されている。また、スイッチング素子Ｑ3 には、ダイオードＤ2 が逆並列接続されているが、このダイオードＤ2 は必ずしも必要は無い。スイッチング素子Ｑ3 のゲートには、調光信号Ｖｄｉｍが供給される。
【０００９】
この調光信号Ｖｄｉｍによる調光動作を図８を用いて説明する。図中、（ａ）は調光信号Ｖｄｉｍ、（ｂ）はスイッチング素子Ｑ3 のオン・オフ動作を示す。スイッチング素子Ｑ3 は調光信号ＶｄｉｍがＬｏｗレベルのときオフ、Ｈｉｇｈレベルのときオンとなる。（ｃ）は無電極放電灯Ｌａの誘導コイル３に印加されるコイル電圧Ｖｃを示す。（ｄ）は起動回路４のコンデンサＣ2 の電圧ＶC2、（ｅ）は起動回路４からスイッチング素子Ｑ2 に起動信号として供給されるゲート電圧（自励発振動作によるゲート電圧は図示を省略している）を示す。
【００１０】
図８の時刻ｔ1 でスイッチング素子Ｑ3 がオフすると、抵抗Ｒ1 、コンデンサＣ2 を介してコンデンサＣ2 が充電される。コンデンサＣ2 の電圧ＶC2がトリガ素子Ｑｔのブレークオーバー電圧に達すると、時刻ｔ2 において、コンデンサＣ2 、トリガ素子Ｑｔ、スイッチング素子Ｑ2 のゲート・ソース間を介してコンデンサＣ2 の電荷が放電し、スイッチング素子Ｑ2 がオンし、一定時間後、スイッチング素子Ｑ2 はオフする。時刻ｔ2 の後、インバータ回路２が動作し、時刻ｔ3 （調光信号ＶｄｉｍがＨｉｇｈレベルとなり、インバータ回路２が発振停止する時刻）まで無電極放電灯Ｌａは点灯する。
【００１１】
なお、時刻ｔ2 でコイル電圧Ｖｃが印加されても、すぐには点灯せず、一定時間（＝ｔ2 ’−ｔ2 、点弧始動時間とも言う）の経過後に安定点灯する。また、上記では、動作説明の簡略化のため、時刻ｔ1 より起動回路４のコンデンサＣ2 の充電が開始するとして説明したが、コンデンサＣ2 の充電と調光信号Ｖｄｉｍとは同期しているものではなく、コンデンサＣ2 の充電開始は調光信号Ｖｄｉｍとは非同期となっている。ただし、例えば、図９に示すように、コンデンサＣ2 に並列にスイッチング素子Ｑ4 を接続し、このスイッチング素子Ｑ4 を調光信号Ｖｄｉｍで制御することによって同期をもたせることも可能である。図８の動作は、図９のスイッチング素子Ｑ4 がある場合の波形を示している。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】
上述の従来例において、調光信号ＶｄｉｍがＨｉｇｈレベルとなる期間を大きくするほど、インバータ回路２が発振停止となり、ランプＬａが消灯する期間の割合が大きくなり、出力は小さくなる。つまり、深い調光が得られる。しかしながら、起動回路４が動作する期間（ｔ2 −ｔ1 ）の割合が大きいと、深い調光が得られないという問題が発生する。
【００１３】
すなわち、調光信号Ｖｄｉｍの各サイクルで調光信号ＶｄｉｍがＬｏｗレベルとなった後に、起動回路４が動作してインバータ回路２が起動するが、図８に示すように、起動回路４によるパルス発生のためには、時間ｔ0 ＝（ｔ2 −ｔ1 ）が必要となる。これは、図７に示すダイアックのような電圧応答型のトリガ素子Ｑｔを使用する場合、コンデンサＣ2 の電圧ＶC2がトリガ素子Ｑｔのブレークオーバー電圧に達するまでに所定の時間が必要となるためである。
【００１４】
この点を詳しく説明すると、図７に示すような自励式インバータ回路において、間欠的に発振と発振停止を繰り返して調光する場合において、図７に示すような最も一般的な起動回路４を用いる場合には、起動パルス発生までの期間（ｔ2 −ｔ1 ）が長く、この起動パルス発生までの期間（ｔ2 −ｔ1 ）と、誘導コイル３に電圧を印加してから安定点灯するまでの期間（ｔ2 ’−ｔ2 ）は、発光に寄与しない期間であり、これらの期間が長くなるほど、深い調光ができない。
【００１５】
一方、調光信号Ｖｄｉｍの周波数は、約５０Ｈｚ〜５００Ｈｚ程度に選定される。調光信号の周波数の下限は、間欠発振したときのフリッカーにより制約され、調光信号の周波数の上限は上記のように、誘導コイル３に電圧が印加されてから無電極放電灯Ｌａが安定点灯するまでの時間（図８の期間ｔ2 ’−ｔ2 ）及びインバータ回路２が各サイクル毎に起動するまでの時間（図８の期間ｔ0 ＝ｔ2 −ｔ1 ）が調光信号Ｖｄｉｍの一周期の間で無視できなくなることにより制約される。図８の期間ｔ2 ’−ｔ2 は、ランプＬａの組成や構造、誘導コイル３の印加電圧等によって変化するが、約１ｍｓｅｃ以下である。このことからも、調光信号Ｖｄｉｍの周波数の最大値を約５００Ｈｚとすることが妥当である。
【００１６】
図７の回路設計では、定格出力（調光信号Ｖｄｉｍが常に“Ｌｏｗ”レベルで調光しない場合）を１００％としたとき、調光は３０％までが下限となっていた。図７の回路の具体的な設計値から起動パルス発生までの具体的な時間を算出すると、Ｒ1 ＝１．２ＭΩ、Ｃ2 ＝４７００ｐＦ、トリガ素子Ｑｔのブレークダウン電圧ＶB ＝３０Ｖ、直流平滑電圧をＶC1＝１６０Ｖとすると、直流平滑電圧ＶC1がインバータ回路２に印加され、トリガ素子Ｑｔがブレークオーバーして、スイッチング素子Ｑ2 がオンするまでの時間は、
ＶB ＝ＶC1｛１−ｅｘｐ（−ｔ0 ／Ｃ2 ・Ｒ1 ）｝ …▲１▼
より、ｔ0 ≒１．１７ｍｓｅｃとなる。一方、調光信号Ｖｄｉｍの周波数を１２０〔Ｈｚ〕とした場合、一周期は８．３３ｍｓｅｃとなる。上記時間ｔ0 が一周期に占める割合は、１．１７ｍｓｅｃ／８．３３ｍｓｅｃ≒１４％となる。また、誘導コイル３に電圧が印加されてランプＬａが安定点灯するまでの時間（図８のｔ2 ’−ｔ2 ）も考慮すると、調光信号Ｖｄｉｍのオフデューティは、約２０％〜２５％（調光レベルもほぼ比例して、約２０％〜２５％）が限界であることが判明した。
【００１７】
本発明はこのような点に鑑みてなされたものであり、その目的とするところは、自励式インバータ回路により放電灯を高周波点灯させる放電灯点灯装置において、起動回路を改良することにより、インバータ回路が動作を開始するまでの時間を短縮することにある。また、本発明のさらなる目的は、例えばデューティ可変の調光信号を用いて自励式インバータ回路を調光信号の各サイクル毎に起動して間欠発振させて出力を制御する場合に、インバータ回路の発振期間を短くして、深い調光制御を可能とすることにある。
【００１８】
【課題を解決するための手段】
本発明にあっては、上記の課題を解決するために、図１に示すように、放電灯Ｌａを含んで構成される負荷回路と、直流電源１を高周波電力に変換して前記負荷回路に供給するインバータ回路２と、インバータ回路２のスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 を自励で駆動する駆動回路５と、前記インバータ回路２を起動する起動回路４とを備える放電灯点灯装置において、前記起動回路４は前記スイッチング素子Ｑ2 の制御端に直流電源１より抵抗Ｒ1 とコンデンサＣ2 を介して起動信号を与える構成とし、該コンデンサＣ2 の電荷を放電すると同時に該スイッチング素子Ｑ2 を逆バイアスするように制御用スイッチング素子Ｑ3 を有することを特徴とするものである。
【００１９】
なお、従来例並びに以下に述べる本発明の実施例の説明では、無電極放電灯の点灯装置について述べているが、本発明は無電極放電灯に限定されるものではない。
【００２０】
【発明の実施の形態】
（実施例１）
本発明の第１実施例の回路図を図１に示す。図７に示した従来例と異なる点は、起動回路４の構成と調光制御用スイッチング素子Ｑ3 の接続箇所である。起動回路４は、直流電源１の出力端間に接続された抵抗Ｒ1 ，Ｒ2 の直列回路と、抵抗Ｒ1 ，Ｒ2 の接続点とスイッチング素子Ｑ2 のゲート間に接続されたコンデンサＣ2 で構成されており、調光制御用スイッチング素子Ｑ3 は、上記抵抗Ｒ1 とコンデンサＣ2 の接続点と直流電源１の負電極間に接続されている。電流トランスＣＴの２次巻線ｎ3 の一端と直流電源１の負電極の間にはインダクタＬ3 、コンデンサＣ7 の直列回路７が接続されている。スイッチング素子Ｑ1 （Ｑ2 ）のゲート・ソース間には、逆方向で直列接続されたツェナーダイオードＺＤ1 ，ＺＤ2 （ＺＤ3 ，ＺＤ4 ）が接続されている。その他の図７に示した従来例と同一の構成には同一の符号を付すことにより説明を省略する。
【００２１】
次に、本実施例の動作を説明する。電源スイッチＳＷがオンすると、直流電源１、抵抗Ｒ1 （抵抗Ｒ2 は必ずしも必要でない）、コンデンサＣ2 、抵抗Ｒ4 を介してスイッチング素子Ｑ2 のゲート・ソース間に直流電圧が印加され、スイッチング素子Ｑ2 がオンする。スイッチング素子Ｑ2 がオンすると、直流電源１、コンデンサＣ3 、Ｃ4 、誘導コイル３、インダクタＬ1 、電流トランスＣＴの１次巻線ｎ1 、スイッチング素子Ｑ2 、直流電源１の閉ループで電流が流れる。これにより、電流トランスＣＴの２次巻線ｎ2 ，ｎ3 に２次電圧が発生し、抵抗Ｒ3 ，Ｒ4 （抵抗Ｒ3 ，Ｒ4 は必ずしも必要でない）を介してスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 のゲート・ソース間に２次電圧が印加され、その２次電圧の極性反転によりスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 が交互にオン・オフされる。スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 が交互にオン・オフされることにより、直流電源１の出力電圧ＶC1を高周波電力に変換し、電流トランスＣＴの１次巻線ｎ1 、インダクタＬ1 、コンデンサＣ3 からなる共振回路Ｘ1 の共振作用で振幅を増大させ、カップリングコンデンサＣ4 で重畳された直流成分を除去して、交流の高周波電力を誘導コイル３を介して無電極放電灯Ｌａに供給する。
【００２２】
また、調光制御用スイッチング素子Ｑ3 を常時オフすると、抵抗Ｒ1 、コンデンサＣ2 、抵抗Ｒ4 、スイッチング素子Ｑ2 のゲート・ソース間を介して、コンデンサＣ2 には直流電圧が充電されるので、起動回路４の動作は停止する。ここでもし、１回目の起動回路４の動作でインバータ回路２が動作しない場合は、調光信号ＶｄｉｍにＨｉｇｈレベルの信号を与えて、調光制御用スイッチング素子Ｑ3 をオンさせ、コンデンサＣ2 の電荷を放出させれば良い。
【００２３】
図２は本実施例の動作説明図である。図中、（ａ）は調光信号Ｖｄｉｍ、（ｂ）はスイッチング素子Ｑ3 のオン・オフ動作を示す。スイッチング素子Ｑ3 は調光信号ＶｄｉｍがＬｏｗレベルのときオフ、Ｈｉｇｈレベルのときオンとなる。（ｃ）は無電極放電灯Ｌａの誘導コイル３に印加されるコイル電圧Ｖｃを示す。（ｄ）は起動回路４のコンデンサＣ2 の電圧ＶC2、（ｅ）は起動回路４のコンデンサＣ2 の電流ＩC2、（ｆ）は起動回路４からスイッチング素子Ｑ2 に起動信号として供給されるゲート電圧（自励発振動作によるゲート電圧は図示を省略している）を示す。
【００２４】
時刻ｔ1 で調光信号ＶｄｉｍがＨｉｇｈレベルからＬｏｗレベルになり、調光制御用スイッチング素子Ｑ3 がオフすると、抵抗Ｒ1 、コンデンサＣ2 、抵抗Ｒ4 を介して、スイッチング素子Ｑ2 のゲート・ソース間にパルス状の駆動信号（電流ＩC2）が供給されて、スイッチング素子Ｑ2 がオンして、インバータ回路２が発振する。調光制御用スイッチング素子Ｑ3 がオフして、インバータ回路２が発振するまでの期間、図２の（ｔ2 −ｔ1 ）あるいは（ｔ5 −ｔ4 ）が小さくなると、調光信号Ｖｄｉｍのオン・デューティ比を大きくでき、より深く調光できる。つまり、光出力の下限を小さくできる。
【００２５】
図３は調光信号Ｖｄｉｍのオン・デューティ比を大きくして、より深く調光した場合の動作説明図である。この図３を見れば、（ｔ2 −ｔ1 ）あるいは（ｔ5 −ｔ4 ）の期間が小さくなるほど、より深く調光できることが分かる。図中の期間（ｔ2 ’−ｔ2 ）は、既に述べたように、誘導コイル３に電圧が印加されてから無電極放電灯Ｌａが安定点灯するまでの期間（点弧始動期間と呼ばれる）であり、発光に寄与しない。期間（ｔ2 ’−ｔ2 ）を短くすると、より深く調光できるが、この期間は無電極放電灯Ｌａのガス組成、構造、誘導コイル３の電圧によって決定され、短くすることは困難である。前述したように、この期間は約１ｍｓｅｃとなる。
【００２６】
また、調光制御用スイッチング素子Ｑ3 がオンすると、コンデンサＣ2 の電荷が抵抗Ｒ4 を介してスイッチング素子Ｑ2 のソース・ゲート間に逆電圧として印加され、スイッチング素子Ｑ2 は逆バイアスされた状態となるので、インバータ回路２の停止動作は確実なものとなる。そして、コンデンサＣ2 の電荷が放出されることにより、次に調光制御用スイッチング素子Ｑ3 がオフしたときに、スイッチング素子Ｑ2 の起動信号が供給できるのである。
【００２７】
ここで、インダクタＬ3 、コンデンサＣ7 の直列回路７が無い場合において、スイッチング素子Ｑ3 がオンすると、２次巻線ｎ3 にコンデンサＣ2 の電圧が印加されるため、電流トランスＣＴが飽和しやすく、また、電流トランスＣＴが飽和しないとしても、２次巻線ｎ2 に正の電圧（スイッチング素子Ｑ1 を順バイアス）が誘起され、スイッチング素子Ｑ1 が不要にオンしてしまい、インバータ回路が不安定な動作となる。あるいは、抵抗Ｒ1 、コンデンサＣ2 、抵抗Ｒ4 、スイッチング素子Ｑ2 のゲート、ソース間を介してスイッチング素子Ｑ2 に起動信号を与えると同時に直流電源１の正極、抵抗Ｒ1 、コンデンサＣ2 、２次巻線ｎ3 、直流電源１の負極を介してもパルス状の電流が流れる。この電流によって、電流トランスＣＴが飽和しやすくなる。インダクタＬ3 、コンデンサＣ7 がある場合、コンデンサＣ7 の作用により上記の現象が改善される。また、コンデンサＣ7 を挿入した場合、位相の調節などのため、適切なインダクタＬ3 を挿入する必要がある。
【００２８】
次に、スイッチング素子Ｑ2 （Ｑ1 ）のゲート・ソース間に接続されているツェナーダイオードＺＤ3 ，ＺＤ4 （ＺＤ1 ，ＺＤ2 ）は、スイッチング素子Ｑ2 （Ｑ1 ）のゲート・ソース間の保護回路として動作すると同時に、ツェナーダイオードＺＤ3 ，ＺＤ4 については次のような作用もある。すなわち、スイッチング素子Ｑ3 がオンすると、コンデンサＣ2 の電圧はツェナーダイオードＺＤ3 ，ＺＤ4 の両端及びコンデンサＣ7 、インダクタＬ3 、２次巻線ｎ3 の両端に印加される。コンデンサＣ2 の電圧はツェナーダイオードＺＤ4 のツェナー電圧によってクランプされる。したがって、スイッチング素子Ｑ3 がオンすることにより、コンデンサＣ2 の電圧はツェナーダイオードＺＤ4 のツェナー電圧まで放電する。（スイッチング素子Ｑ3 がオフしているときのコンデンサＣ2 の電圧とツェナーダイオードＺＤ4 のツェナー電圧の差分の電圧によってコンデンサＣ7 が充電される。）スイッチング素子Ｑ3 がオフして、抵抗Ｒ1 、コンデンサＣ2 、抵抗Ｒ4 、スイッチング素子Ｑ2 のゲート・ソース間を介して印加されるスイッチング素子Ｑ2 の起動信号はツェナーダイオードＺＤ4 のツェナー電圧によって調整される。
【００２９】
なお、本発明においては、このインダクタＬ3 、コンデンサＣ7 は必ずしも必要でなく、省略しても良い。また、ツェナーダイオードＺＤ1 ，ＺＤ2 およびＺＤ3 ，ＺＤ4 も必ずしも必要でなく、省略しても良い。これらのインダクタＬ3 、コンデンサＣ7 、ツェナーダイオードＺＤ1 ，ＺＤ2 およびＺＤ3 ，ＺＤ4 は本発明の基本要件ではなく、よりよい設計とするために必要とするものである。
【００３０】
次に、具体的な設計値の一例を述べる。Ｒ1 ＝３３０ＫΩ、Ｒ2 ＝２２ＫΩ、Ｃ2 ＝約数１０ｎＦ、Ｒ3 ，Ｒ4 ＝数Ω（ただし、Ｒ3 ，Ｒ4 は無くても良い。）とする。インバータ回路２の主スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 はＩＲ社のＭＯＳＦＥＴ（ＩＲＦ７１０）であり、その入力容量（ゲート・ソース間容量）Ｃｉｓｓは約１７０ｐＦである。ここで、Ｃ2 ＝３０ｎＦとＣｉｓｓ＝１７０ｐＦの直列合成容量Ｃは１６９ｐＦとなり、コンデンサＣ2 は殆ど無視できる。スイッチング素子Ｑ2 のゲート・ソース間に印加される電圧は、従来例の▲１▼式と同様に、
【００３１】
【数１】

Figure 0003758342
で示される。ＶC1＝１６０Ｖとし、スイッチング素子Ｑ2 のゲート・ソース間に印加される電圧ＶGSをスイッチング素子Ｑ2 がオンするためのしきい値電圧（＝４Ｖ）とすると、スイッチング素子Ｑ2 がオンするまでの時間は、上式より約２μｓｅｃ（１．７８μｓｅｃ）となり、従来例（１．１７ｍｓｅｃ）に比べて短い時間でインバータ回路２の動作が開始する。
【００３２】
（実施例２）
図４は本発明の第２実施例の回路図である。インバータ回路２は、直流電源１の出力端間に接続されたスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の直列回路を含んで構成されており、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の接続点にはインダクタＬ1 の一端が接続され、インダクタＬ1 の他端はコンデンサＣ3 の一端に接続されると共に、コンデンサＣ4 と抵抗Ｒ5 の並列回路を介して誘導コイル３の一端に接続されている。誘導コイル３の両端にはコンデンサＣ5 が並列接続されており、誘導コイル３の他端は直流電源１の負電極に接続されている。また、コンデンサＣ3 の他端は、電流トランスＣＴの１次巻線ｎ1 を介して直流電源１の負電極に接続されている。電流トランスＣＴの一方の２次巻線ｎ2 は抵抗Ｒ3 を介してスイッチング素子Ｑ1 のゲート・ソース間に並列接続されている。また、電流トランスＣＴの他方の２次巻線ｎ3 は、スイッチング素子Ｑ2 のゲート・ソース間に並列接続されている。電流トランスＣＴの１次巻線ｎ1 に流れる電流により、２次巻線ｎ2 ，ｎ3 に発生する２次電圧をスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 のゲート・ソース間にそれぞれ印加して、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 を駆動するものである。スイッチング素子Ｑ2 のゲート・ソース間に接続されているインダクタＬ2 、コンデンサＣ6 からなる共振回路Ｘ2 は、スイッチング素子Ｑ2 のゲート電圧を助長するためのものであり、省略しても良い。
【００３３】
本実施例では、起動回路４として、トランジスタＱ5 ，Ｑ6 、抵抗Ｒ1 よりなる定電流回路（以下、カレントミラー回路と呼ぶ）６を有し、スイッチング素子Ｑ1 を起動させるための起動電源をカレントミラー回路６より得るものである。
【００３４】
図４の構成は負荷回路と直流電源１の低電位側とを同電位にすることができ、図１の構成に比べてインバータ回路２により発生するノイズを低減することができる。負荷回路を低電位側に接続することに伴い、インバータ回路２の起動回路４は、高電位側のスイッチング素子Ｑ1 を起動するようにしたものである。
【００３５】
次に、本実施例の動作を説明する。電源スイッチＳＷがオンすると、直流電源１のコンデンサＣ1 に直流電圧ＶC1が発生し、起動回路４が動作してスイッチング素子Ｑ1 をオンさせる。すなわち、カレントミラー回路６、コンデンサＣ2 、スイッチング素子Ｑ1 のゲート・ソース間を介してスイッチング素子Ｑ1 のゲート電圧を印加する。スイッチング素子Ｑ1 がオンすると、インダクタＬ1 、コンデンサＣ3 を介して電流トランスＣＴの１次巻線ｎ1 に電流が流れるので、電流トランスＣＴの２次巻線ｎ2 ，ｎ3 に２次電圧が発生し、共振回路Ｘ2 の自己誘導により、その２次電圧を共振動作させて、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 を交互にオン・オフすることができる。スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 が交互にオン・オフすることにより直流電圧ＶC1を高周波電力に変換し、共振回路Ｘ1 、コンデンサＣ4 、抵抗Ｒ5 を介して誘導コイル３に数ＭＨｚから数百ＭＨｚの高周波電流を流すことにより、誘導コイル３に高周波電磁界を発生させ、無電極放電灯Ｌａに高周波電力を供給し、無電極放電灯Ｌａ内に高周波プラズマ電流を発生させて紫外線もしくは可視光を発生させる。
【００３６】
また、調光制御用スイッチング素子Ｑ3 を調光信号Ｖｄｉｍによりオン・オフ制御することによって、調光制御が可能となる。スイッチング素子Ｑ3 がオフすると、カレントミラー回路６、コンデンサＣ2 、スイッチング素子Ｑ1 のゲート・ソース間に電圧が印加されて、インバータ回路２は発振動作する。スイッチング素子Ｑ3 がオンすると、コンデンサＣ2 の電圧をスイッチング素子Ｑ1 のゲート・ソース間に逆バイアスすることにより、スイッチング素子Ｑ1 を確実にオフし、インバータ回路２を発振停止させる。以下、スイッチング素子Ｑ3 を間欠的にオン・オフすることにより、調光制御を行うことができる。
【００３７】
（実施例３）
図５は本発明の第３実施例の回路図である。本実施例では、直流電源１の出力端間にスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の直列回路とコンデンサＣ4 ，Ｃ8 の直列回路を並列に接続し、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の接続点とコンデンサＣ4 ，Ｃ8 の接続点間にコンデンサＣ3 、誘導コイル３、無電極放電灯Ｌａ、インダクタＬ1 、電流トランスＣＴを接続したハーフブリッジインバータ回路を構成している。図示された回路では、電流トランスＣＴの１次巻線ｎ1 を共振用インダクタＬ1 の両端に接続しているが、共振用インダクタＬ1 に２次巻線を設けて、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 をオン・オフ制御しても良い。
【００３８】
起動回路４の構成は、図１に示した第１実施例と同じであり、直流電源１の出力端間に接続された抵抗Ｒ1 ，Ｒ2 の直列回路と、抵抗Ｒ1 ，Ｒ2 の接続点とスイッチング素子Ｑ2 のゲート間に接続されたコンデンサＣ2 で構成されており、調光制御用スイッチング素子Ｑ3 は、上記抵抗Ｒ1 とコンデンサＣ2 の接続点と直流電源１の負電極間に接続されている。なお、図５においては、図１のツェナーダイオードＺＤ1 〜ＺＤ4 を省略しているが、これらを設けても良い。
【００３９】
（実施例４）
図６は本発明の第４実施例の回路図である。本実施例のインバータ回路２は、一石式インバータ回路であり、直流電源１の出力端間に、インダクタＬ1 とコンデンサＣ3 の直列共振回路を接続し、コンデンサＣ3 の両端にスイッチング素子Ｑ1 を並列接続している。インダクタＬ1 とスイッチング素子Ｑ1 の接続点には、電流トランスＣＴの１次巻線ｎ1 を介してインダクタＬ3 の一端が接続されており、インダクタＬ3 の他端はカップリングコンデンサＣ41，Ｃ42を介して誘導コイル３の一端に接続されている。誘導コイル３の両端には、コンデンサＣ51，Ｃ52の直列回路が並列接続されている。誘導コイル３の他端は直流電源１の負電極に接続されている。電流トランスＣＴの２次巻線ｎ2 はスイッチング素子Ｑ1 のゲート・ソース間に接続されており、負荷電流を帰還することにより自励発振動作を可能としている。
【００４０】
起動回路４の構成は、図１又は図５の各実施例で説明したものと同じである。電源スイッチＳＷをオンして直流電圧ＶC1をインバータ回路２に供給し、且つ、制御用スイッチング素子Ｑ3 をオンさせて、インバータ回路２を停止させている状態において、スイッチング素子Ｑ3 をオンからオフにすると、インバータ回路２が起動し、無電極放電灯Ｌａは点灯するが、従来例に比べてインバータ回路２の起動が早いので、放電灯Ｌａの点灯が早い。したがって、スイッチング素子Ｑ3 によって歯切れの良い、早い点滅が可能となる。なお、図６においては、図１のインダクタＬ3 、コンデンサＣ7 の直列回路７およびツェナーダイオードを省略しているが、これらを設けても良い。
【００４１】
なお、上記各実施例において、調光信号Ｖｄｉｍは、本点灯装置の外部より供給する構成としているが、点灯装置内に発振回路を設けて、この発振信号を制御して調光制御する構成としても良い。
【００４２】
また、電源スイッチＳＷをオンして電源電圧を投入して、初めの起動パルスによってインバータ回路２が発振動作しない場合、スイッチング素子Ｑ3 をインバータ回路２が動作開始するまで、オン・オフさせる構成としても良い。この場合において、インバータ回路２の発振動作を検出して、スイッチング素子Ｑ3 を制御する回路構成は容易であるので、説明は省略する。
【００４３】
【発明の効果】
本発明によれば、自励駆動されるインバータ回路により放電灯を高周波点灯させる放電灯点灯装置において、インバータ回路のスイッチング素子の制御端に直流電源より抵抗とコンデンサを介して起動信号を与える構成の起動回路を設けたので、電源を供給してインバータ回路が動作するまでの時間を短くでき、放電灯を早く点灯することが可能な放電灯点灯装置を提供できる。また、前記起動回路のコンデンサの電荷を放電すると同時に該スイッチング素子を逆バイアスするように制御用スイッチング素子を有するので、デューティ比を可変とされた調光用の制御信号の各サイクル毎に起動回路が動作して自励式インバータ回路を間欠発振せしめて出力を制御する場合に、起動回路によるインバータ回路の動作開始が速いことにより、インバータ回路の発振期間を短くすることが可能となり、放電灯の光出力を小さくして、深い調光制御が可能になる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１実施例の回路図である。
【図２】本発明の第１実施例の動作説明のための波形図である。
【図３】本発明の第１実施例の深い調光時の動作説明のための波形図である。
【図４】本発明の第２実施例の回路図である。
【図５】本発明の第３実施例の回路図である。
【図６】本発明の第４実施例の回路図である。
【図７】従来例の回路図である。
【図８】従来例の動作説明のための波形図である。
【図９】従来例の一変形例の回路図である。
【符号の説明】
１ 直流電源
２ インバータ回路
３ 誘導コイル
４ 起動回路
５ 駆動回路
Ｌａ 無電極放電灯
Ｑ1 ，Ｑ2 スイッチング素子
Ｑ3 調光制御用スイッチング素子
Ｒ1 抵抗
Ｃ2 コンデンサ[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a discharge lamp lighting device for lighting a discharge lamp at a high frequency by a self-excited inverter circuit.
[0002]
[Prior art]
FIG. 7 shows a circuit diagram of a conventional example. In the figure, 1 is a DC power source, 2 is a self-excited inverter circuit, La is an electrodeless discharge lamp, 3 is an induction coil, and 4 is a starting circuit for the inverter circuit. The DC power supply 1 rectifies the AC voltage of the commercial AC power supply AC by the rectifier DB, and the capacitor C 1 The capacitor C is turned on by turning on the power switch SW. 1 DC power supply voltage V across C1 Is obtained.
[0003]
The inverter circuit 2 is a well-known half-bridge type inverter circuit, and the output voltage V of the DC power supply 1 C1 Is converted into high frequency power by a self-excited oscillation operation and supplied to the induction coil 3, and the electrodeless discharge lamp La is turned on at high frequency. The circuit configuration will be described. Switching element Q comprising a power MOSFET 1 , Q 2 Is connected between the input terminals of the inverter circuit 2, and one of the switching elements Q 1 Are connected to the primary winding n of the current transformer CT for current feedback. 1 Through the inductor L 1 And capacitor C Three Are connected in parallel. Capacitor C for resonance Three On both ends of the coupling capacitor C Four The induction coil 3 is connected via
[0004]
The drive circuit 5 has a primary winding n of the current transformer CT. 1 Due to the current flowing through the secondary winding n 2 , N Three The secondary voltage generated at the resistance R Three , R Four Through the switching element Q 1 , Q 2 Applied between the control signal input terminals of the switching element Q 1 , Q 2 Is self-excited.
[0005]
The starting circuit 4 includes a resistor R connected in parallel to the output terminal of the DC power source 1. 1 , Capacitor C 2 Series circuit and resistor R 1 , Capacitor C 2 Connection point and switching element Q 2 A voltage-responsive trigger element Qt (for example, a diac) connected between the gates of 1 , Capacitor C 2 Anode and switching element Q at the connection point 2 D with their cathodes connected to the drain of each 1 Switching element Q 2 Is obtained from the DC power source 1.
[0006]
Next, the operation of the circuit of FIG. 7 will be briefly described. When the power switch SW is turned on, the capacitor C 1 DC voltage V obtained by rectifying and smoothing AC power supply AC C1 And capacitor C 1 More resistance R 1 Capacitor C through 2 Is gradually charged. Capacitor C 2 Voltage V across C2 Reaches the breakover voltage of the trigger element Qt, the trigger element Qt is turned on and the switching element Qt is turned on. 2 DC voltage V between the gate and source C2 Is applied to the switching element Q 2 Turns on. Switching element Q 2 Turns on, DC power supply 1, capacitor C Three , Inductor L 1 , Primary winding n of current transformer CT 1 , Switching element Q 2 , Current flows in the closed loop of the DC power source 1, and the secondary winding n of the current transformer CT 2 , N Three A secondary voltage is generated at the resistor R Three , R Four Through the switching element Q 1 , Q 2 A secondary voltage is applied between the gate and the source. Thereafter, switching element Q 1 , Q 2 Are alternately turned on and off, and the DC voltage V C1 Is converted into a high-frequency voltage, and the primary winding n of the current transformer CT 1 , Inductor L 1 , Capacitor C Three Resonant circuit X 1 Due to the resonance action of the capacitor C Three A high-frequency voltage boosted at both ends is generated. This high frequency voltage is applied to the coupling capacitor C. Four The direct current component is removed through the induction coil 3 and supplied to the induction coil 3 and the electrodeless discharge lamp La. The switching element Q 2 By turning on the capacitor C at a high frequency. 2 The electric charge charged in the diode D 1 , Switching element Q 2 , The start-up circuit 4 stops operating.
[0007]
The electrodeless discharge lamp La encloses a discharge gas (for example, mercury vapor or rare gas) such as an inert gas or a metal vapor in a transparent spherical glass bulb or a spherical glass bulb having an inner surface coated with a phosphor. is doing. The operating frequency of the inverter circuit 2, that is, the lighting frequency of the electrodeless discharge lamp La is a high frequency of 1 MHz to 20 MHz.
[0008]
Switching element Q 2 Between the gate and source of the switching element Q Three Are connected in parallel. The switching element Q Three The diode D 2 Are connected in reverse parallel, but this diode D 2 Is not necessarily required. Switching element Q Three The dimming signal Vdim is supplied to the gates.
[0009]
The dimming operation using the dimming signal Vdim will be described with reference to FIG. In the figure, (a) is a dimming signal Vdim, and (b) is a switching element Q. Three Indicates the on / off operation. Switching element Q Three Is turned off when the dimming signal Vdim is at the low level, and turned on when the dimming signal Vdim is at the high level. (C) shows the coil voltage Vc applied to the induction coil 3 of the electrodeless discharge lamp La. (D) is the capacitor C of the starting circuit 4 2 Voltage V C2 , (E) shows the switching element Q from the starting circuit 4. 2 1 shows a gate voltage supplied as a start signal (a gate voltage by a self-excited oscillation operation is not shown).
[0010]
Time t in FIG. 1 Switching element Q Three Is turned off, the resistance R 1 , Capacitor C 2 Capacitor C through 2 Is charged. Capacitor C 2 Voltage V C2 Reaches the breakover voltage of the trigger element Qt, the time t 2 In capacitor C 2 , Trigger element Qt, switching element Q 2 Capacitor C through the gate and source of 2 Is discharged, and the switching element Q 2 Turns on, and after a certain time, the switching element Q 2 Turn off. Time t 2 After that, the inverter circuit 2 operates and the time t Three The electrodeless discharge lamp La is lit until (time when the dimming signal Vdim becomes High level and the inverter circuit 2 stops oscillating).
[0011]
Note that time t 2 Even if the coil voltage Vc is applied, the light is not turned on immediately, but for a certain time (= t 2 '-T 2 , Also known as the ignition start time). In the above description, the time t is simplified to simplify the operation description. 1 More capacitor C of starting circuit 4 2 However, the capacitor C 2 And the dimming signal Vdim are not synchronized, but the capacitor C 2 The start of charging is asynchronous with the dimming signal Vdim. However, for example, as shown in FIG. 2 In parallel with the switching element Q Four And switching element Q Four Can be synchronized by controlling the light intensity with the dimming signal Vdim. The operation of FIG. 8 is the same as the switching element Q of FIG. Four The waveform is shown when there is.
[0012]
[Problems to be solved by the invention]
In the above-described conventional example, the longer the period during which the dimming signal Vdim is at the High level, the more the inverter circuit 2 stops oscillating, and the ratio of the period during which the lamp La is extinguished increases and the output decreases. That is, deep light control is obtained. However, the period (t 2 -T 1 If the ratio of) is large, there arises a problem that deep light control cannot be obtained.
[0013]
That is, after the dimming signal Vdim becomes a low level in each cycle of the dimming signal Vdim, the starter circuit 4 operates and the inverter circuit 2 starts. As shown in FIG. For the time t 0 = (T 2 -T 1 )Is required. This is because when a voltage-responsive trigger element Qt such as a diac shown in FIG. 2 Voltage V C2 This is because a predetermined time is required until reaches the breakover voltage of the trigger element Qt.
[0014]
This point will be described in detail. In the self-excited inverter circuit as shown in FIG. 7, in the case of dimming by intermittently repeating oscillation and oscillation stop, the most common starting circuit 4 as shown in FIG. 7 is used. In the case, the period (t 2 -T 1 ) Is long, and the period (t 2 -T 1 ) And a period from when a voltage is applied to the induction coil 3 until stable lighting (t 2 '-T 2 ) Is a period that does not contribute to light emission, and as these periods become longer, deep light control cannot be performed.
[0015]
On the other hand, the frequency of the dimming signal Vdim is selected to be about 50 Hz to 500 Hz. The lower limit of the frequency of the dimming signal is constrained by flicker when intermittent oscillation occurs, and the upper limit of the frequency of the dimming signal is stably lit after the voltage is applied to the induction coil 3 as described above. Time until (period t in FIG. 8 2 '-T 2 ) And the time until the inverter circuit 2 is activated every cycle (period t in FIG. 8). 0 = T 2 -T 1 ) Cannot be ignored during one period of the dimming signal Vdim. Period t in FIG. 2 '-T 2 Varies depending on the composition and structure of the lamp La, the voltage applied to the induction coil 3, and the like, but is approximately 1 msec or less. Also from this, it is appropriate that the maximum value of the frequency of the dimming signal Vdim is about 500 Hz.
[0016]
In the circuit design of FIG. 7, when the rated output (when the dimming signal Vdim is always “Low” level and not dimming) is 100%, the lower limit of dimming is 30%. When calculating a specific time from the specific design value of the circuit of FIG. 1 = 1.2 MΩ, C 2 = 4700 pF, breakdown voltage V of trigger element Qt B = 30V, DC smoothing voltage is V C1 = 160V, DC smoothing voltage V C1 Is applied to the inverter circuit 2, the trigger element Qt breaks over, and the switching element Qt 2 The time until is turned on
V B = V C1 {1-exp (-t 0 / C 2 ・ R 1 )}… ▲ 1 ▼
From t 0 ≈1.17 msec. On the other hand, when the frequency of the dimming signal Vdim is 120 [Hz], one period is 8.33 msec. Above time t 0 The ratio of occupying one period is 1.17 msec / 8.33 msec≈14%. Further, the time from when the voltage is applied to the induction coil 3 until the lamp La is stably lit (t in FIG. 8). 2 '-T 2 ), The off-duty of the dimming signal Vdim is found to be about 20% to 25% (about 20% to 25%, which is almost proportional to the dimming level).
[0017]
The present invention has been made in view of the above points, and an object of the present invention is to improve an inverter circuit by improving a starting circuit in a discharge lamp lighting device that operates a discharge lamp at a high frequency by a self-excited inverter circuit. This is to shorten the time until the operation starts. A further object of the present invention is to oscillate an inverter circuit when, for example, a self-excited inverter circuit is started for each cycle of the dimming signal by using a dimming signal having a variable duty and the output is controlled by intermittent oscillation. The purpose is to shorten the period and enable deep dimming control.
[0018]
[Means for Solving the Problems]
In the present invention, in order to solve the above-described problem, as shown in FIG. 1, a load circuit including a discharge lamp La and a DC power source 1 are converted into high-frequency power to the load circuit. Inverter circuit 2 to be supplied and switching element Q of inverter circuit 2 1 , Q 2 In the discharge lamp lighting device including a drive circuit 5 that drives the inverter circuit 2 by itself and a start circuit 4 that starts the inverter circuit 2, the start circuit 4 includes the switching element Q. 2 Resistance R from DC power supply 1 to the control end of 1 And capacitor C 2 The start signal is provided through the capacitor C and the capacitor C 2 At the same time as the charge of the switching element Q is discharged 2 Switching element Q for control so as to reverse bias Three It is characterized by having.
[0019]
In the description of the conventional example and the embodiments of the present invention described below, a lighting device for an electrodeless discharge lamp is described, but the present invention is not limited to an electrodeless discharge lamp.
[0020]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Example 1
A circuit diagram of the first embodiment of the present invention is shown in FIG. The difference from the conventional example shown in FIG. 7 is that the configuration of the starting circuit 4 and the switching element Q for dimming control are Three Is the connection point. The starting circuit 4 includes a resistor R connected between the output terminals of the DC power source 1. 1 , R 2 Series circuit and resistor R 1 , R 2 Connection point and switching element Q 2 Capacitor C connected between the gates of 2 Switching element Q for dimming control Three Is the resistance R 1 And capacitor C 2 And the negative electrode of the DC power supply 1 are connected. Secondary winding n of current transformer CT Three Between one end of the inductor and the negative electrode of the DC power source 1 Three , Capacitor C 7 The series circuit 7 is connected. Switching element Q 1 (Q 2 ) Zener diode ZD connected in series in the reverse direction between the gate and source 1 , ZD 2 (ZD Three , ZD Four ) Is connected. The other components that are the same as those in the conventional example shown in FIG.
[0021]
Next, the operation of this embodiment will be described. When the power switch SW is turned on, the DC power source 1 and the resistance R 1 (Resistance R 2 Is not always necessary), capacitor C 2 , Resistance R Four Through the switching element Q 2 DC voltage is applied between the gate and source of the switching element Q 2 Turns on. Switching element Q 2 Turns on, DC power supply 1, capacitor C Three , C Four , Induction coil 3, inductor L 1 , Primary winding n of current transformer CT 1 , Switching element Q 2 A current flows in the closed loop of the DC power source 1. Thereby, the secondary winding n of the current transformer CT 2 , N Three A secondary voltage is generated at the resistor R Three , R Four (Resistance R Three , R Four Is not necessarily required) via the switching element Q 1 , Q 2 A secondary voltage is applied between the gate and the source of the switching element Q, and the switching element Q is reversed by reversing the polarity of the secondary voltage. 1 , Q 2 Are alternately turned on and off. Switching element Q 1 , Q 2 Are alternately turned on and off, so that the output voltage V of the DC power source 1 is C1 Is converted to high frequency power, and the primary winding n of the current transformer CT 1 , Inductor L 1 , Capacitor C Three Resonant circuit X 1 To increase the amplitude by the resonance action of the coupling capacitor C Four The direct current component superposed in step (1) is removed, and alternating current high frequency power is supplied to the electrodeless discharge lamp La via the induction coil 3.
[0022]
In addition, dimming control switching element Q Three Is always turned off, the resistance R 1 , Capacitor C 2 , Resistance R Four , Switching element Q 2 Capacitor C through the gate and source of 2 Since the DC voltage is charged, the operation of the starting circuit 4 is stopped. Here, if the inverter circuit 2 does not operate in the first activation circuit 4, a high level signal is given to the dimming signal Vdim, and the dimming control switching element Q Three And turn on the capacitor C 2 It is sufficient to release the electric charge.
[0023]
FIG. 2 is a diagram for explaining the operation of this embodiment. In the figure, (a) is a dimming signal Vdim, and (b) is a switching element Q. Three Indicates the on / off operation. Switching element Q Three Is turned off when the dimming signal Vdim is at the low level, and turned on when the dimming signal Vdim is at the high level. (C) shows the coil voltage Vc applied to the induction coil 3 of the electrodeless discharge lamp La. (D) is the capacitor C of the starting circuit 4 2 Voltage V C2 , (E) is the capacitor C of the starting circuit 4 2 Current I C2 , (F) shows the switching element Q from the starting circuit 4. 2 1 shows a gate voltage supplied as a start signal (a gate voltage by a self-excited oscillation operation is not shown).
[0024]
Time t 1 As a result, the dimming signal Vdim changes from the high level to the low level, and the dimming control switching element Q Three Is turned off, the resistance R 1 , Capacitor C 2 , Resistance R Four Through the switching element Q 2 Drive signal (current I C2 ) Is supplied to the switching element Q 2 Is turned on and the inverter circuit 2 oscillates. Dimming control switching element Q Three 2 is turned off and (t in FIG. 2 -T 1 ) Or (t Five -T Four ) Decreases, the on-duty ratio of the dimming signal Vdim can be increased, and the dimming can be performed more deeply. That is, the lower limit of light output can be reduced.
[0025]
FIG. 3 is an operation explanatory diagram when the on-duty ratio of the dimming signal Vdim is increased to perform dimming more deeply. Looking at FIG. 3, (t 2 -T 1 ) Or (t Five -T Four It can be seen that the smaller the period of), the deeper the light can be adjusted. Period (t 2 '-T 2 ) Is a period (called an ignition start period) from when a voltage is applied to the induction coil 3 until the electrodeless discharge lamp La is stably lit as described above, and does not contribute to light emission. Period (t 2 '-T 2 ) Can be dimmed more deeply, but this period is determined by the gas composition and structure of the electrodeless discharge lamp La and the voltage of the induction coil 3, and is difficult to shorten. As described above, this period is about 1 msec.
[0026]
In addition, dimming control switching element Q Three Turns on capacitor C 2 Is the resistance R Four Through the switching element Q 2 Applied as a reverse voltage between the source and gate of the switching element Q 2 Is in a reverse-biased state, so that the inverter circuit 2 is reliably stopped. And capacitor C 2 Is discharged, and then the dimming control switching element Q Three When the switching element Q is turned off 2 The start signal can be supplied.
[0027]
Where inductor L Three , Capacitor C 7 When there is no series circuit 7 of the switching element Q Three Turns on the secondary winding n Three And capacitor C 2 Therefore, even if the current transformer CT is not saturated, the secondary winding n 2 Positive voltage (switching element Q 1 Forward bias), and the switching element Q 1 Is turned on unnecessarily, and the inverter circuit becomes unstable. Or resistance R 1 , Capacitor C 2 , Resistance R Four , Switching element Q 2 Switching element Q through the gate and source of 2 At the same time as applying a start signal to the positive electrode of the DC power source 1 and the resistance R 1 , Capacitor C 2 Secondary winding n Three A pulsed current also flows through the negative electrode of the DC power supply 1. This current makes the current transformer CT easily saturated. Inductor L Three , Capacitor C 7 If there is a capacitor C 7 The above phenomenon is improved by the action of. Capacitor C 7 Is inserted, an appropriate inductor L for phase adjustment, etc. Three Need to be inserted.
[0028]
Next, switching element Q 2 (Q 1 Zener diode ZD connected between the gate and source of Three , ZD Four (ZD 1 , ZD 2 ) Is the switching element Q 2 (Q 1 At the same time as a protection circuit between the gate and source of zener diode ZD Three , ZD Four Has the following effects. That is, the switching element Q Three Turns on capacitor C 2 Is the zener diode ZD Three , ZD Four Both ends and capacitor C 7 , Inductor L Three Secondary winding n Three Applied to both ends. Capacitor C 2 Is the zener diode ZD Four Is clamped by the zener voltage. Therefore, the switching element Q Three Turns on the capacitor C 2 Is the zener diode ZD Four Discharge to the zener voltage. (Switching element Q Three Capacitor C when is off 2 Voltage and Zener diode ZD Four The capacitor C depends on the voltage difference between the zener voltages of 7 Is charged. ) Switching element Q Three Turns off and resistance R 1 , Capacitor C 2 , Resistance R Four , Switching element Q 2 Switching element Q applied between the gate and source of 2 Start signal is Zener diode ZD Four Adjusted by the zener voltage.
[0029]
In the present invention, this inductor L Three , Capacitor C 7 Is not necessarily required and may be omitted. Zener diode ZD 1 , ZD 2 And ZD Three , ZD Four Is not necessarily required and may be omitted. These inductors L Three , Capacitor C 7 , Zener diode ZD 1 , ZD 2 And ZD Three , ZD Four Is not a basic requirement of the present invention, but is necessary for a better design.
[0030]
Next, an example of specific design values will be described. R 1 = 330KΩ, R 2 = 22KΩ, C 2 = Approximately 10nF, R Three , R Four = Several Ω (However, R Three , R Four Is not necessary. ). Main switching element Q of inverter circuit 2 1 , Q 2 Is a MOSFET (IRF710) manufactured by IR, and its input capacitance (gate-source capacitance) Ciss is about 170 pF. Where C 2 = 30 nF and Ciss = 170 pF, the series composite capacitance C is 169 pF, and the capacitor C 2 Is almost negligible. Switching element Q 2 The voltage applied between the gate and the source is the same as the conventional formula (1),
[0031]
[Expression 1]
Figure 0003758342
Indicated by V C1 = 160V, switching element Q 2 The voltage V applied between the gate and source of GS Switching element Q 2 Is a threshold voltage (= 4V) for turning on the switching element Q 2 Is about 2 μsec (1.78 μsec) from the above equation, and the operation of the inverter circuit 2 starts in a shorter time than the conventional example (1.17 msec).
[0032]
(Example 2)
FIG. 4 is a circuit diagram of a second embodiment of the present invention. The inverter circuit 2 includes a switching element Q connected between the output terminals of the DC power supply 1. 1 , Q 2 The switching element Q is configured to include a series circuit of 1 , Q 2 Inductor L at the connection point 1 Is connected to one end of the inductor L 1 The other end of the capacitor C Three And one end of the capacitor C Four And resistance R Five Are connected to one end of the induction coil 3 through a parallel circuit. A capacitor C is connected to both ends of the induction coil 3. Five Are connected in parallel, and the other end of the induction coil 3 is connected to the negative electrode of the DC power supply 1. Capacitor C Three Is connected to the primary winding n of the current transformer CT. 1 Is connected to the negative electrode of the DC power source 1 via One secondary winding n of the current transformer CT 2 Is resistance R Three Through the switching element Q 1 Are connected in parallel between the gate and source. Also, the other secondary winding n of the current transformer CT Three Is the switching element Q 2 Are connected in parallel between the gate and source. Primary winding n of current transformer CT 1 Due to the current flowing in the secondary winding n 2 , N Three The secondary voltage generated at the switching element Q 1 , Q 2 Are applied between the gate and the source of the switching element Q, respectively. 1 , Q 2 Is to drive. Switching element Q 2 Inductor L connected between the gate and source 2 , Capacitor C 6 Resonant circuit X 2 Is the switching element Q 2 This is for promoting the gate voltage, and may be omitted.
[0033]
In this embodiment, the transistor Q is used as the starting circuit 4. Five , Q 6 , Resistance R 1 A constant current circuit (hereinafter referred to as a current mirror circuit) 6 and a switching element Q 1 Is obtained from the current mirror circuit 6.
[0034]
In the configuration of FIG. 4, the load circuit and the low potential side of the DC power source 1 can be set to the same potential, and noise generated by the inverter circuit 2 can be reduced as compared with the configuration of FIG. As the load circuit is connected to the low potential side, the starter circuit 4 of the inverter circuit 2 is switched to the switching element Q on the high potential side. 1 Is to start.
[0035]
Next, the operation of this embodiment will be described. When the power switch SW is turned on, the capacitor C of the DC power source 1 1 DC voltage V C1 Occurs, the start-up circuit 4 operates and the switching element Q 1 Turn on. That is, the current mirror circuit 6 and the capacitor C 2 , Switching element Q 1 Switching element Q through the gate and source of 1 The gate voltage is applied. Switching element Q 1 Turns on, inductor L 1 , Capacitor C Three Through the primary winding n of the current transformer CT 1 Current flows through the secondary winding n of the current transformer CT. 2 , N Three A secondary voltage is generated at the resonance circuit X 2 The secondary voltage is caused to resonate by self-induction of the switching element Q 1 , Q 2 Can be turned on and off alternately. Switching element Q 1 , Q 2 DC voltage V by turning on and off alternately C1 Is converted to high-frequency power, and the resonance circuit X 1 , Capacitor C Four , Resistance R Five By passing a high-frequency current of several MHz to several hundreds of MHz through the induction coil 3, a high-frequency electromagnetic field is generated in the induction coil 3 to supply high-frequency power to the electrodeless discharge lamp La, and the inside of the electrodeless discharge lamp La A high frequency plasma current is generated to generate ultraviolet light or visible light.
[0036]
In addition, dimming control switching element Q Three The dimming control can be performed by controlling on / off of the light by the dimming signal Vdim. Switching element Q Three Is turned off, current mirror circuit 6 and capacitor C 2 , Switching element Q 1 A voltage is applied between the gate and source of the inverter circuit 2, and the inverter circuit 2 oscillates. Switching element Q Three Turns on capacitor C 2 The voltage of the switching element Q 1 Switching element Q by reverse biasing between the gate and source of 1 Is reliably turned off to stop the inverter circuit 2 from oscillating. Hereinafter, switching element Q Three Dimming control can be performed by turning on / off intermittently.
[0037]
Example 3
FIG. 5 is a circuit diagram of a third embodiment of the present invention. In this embodiment, the switching element Q is connected between the output terminals of the DC power supply 1. 1 , Q 2 Series circuit and capacitor C Four , C 8 Are connected in parallel, and the switching element Q 1 , Q 2 Connection point and capacitor C Four , C 8 Capacitor C between the connection points Three , Induction coil 3, electrodeless discharge lamp La, inductor L 1 The half bridge inverter circuit to which the current transformer CT is connected is configured. In the circuit shown, the primary winding n of the current transformer CT 1 Resonant inductor L 1 Is connected to both ends of the inductor L for resonance. 1 Is provided with a secondary winding and switching element Q 1 , Q 2 May be controlled on and off.
[0038]
The configuration of the starting circuit 4 is the same as that of the first embodiment shown in FIG. 1, and a resistor R connected between the output terminals of the DC power source 1 is used. 1 , R 2 Series circuit and resistor R 1 , R 2 Connection point and switching element Q 2 Capacitor C connected between the gates of 2 Switching element Q for dimming control Three Is the resistance R 1 And capacitor C 2 And the negative electrode of the DC power supply 1 are connected. In FIG. 5, the Zener diode ZD of FIG. 1 ~ ZD Four Are omitted, but these may be provided.
[0039]
(Example 4)
FIG. 6 is a circuit diagram of a fourth embodiment of the present invention. The inverter circuit 2 of this embodiment is a one-stone inverter circuit, and an inductor L 1 And capacitor C Three A series resonant circuit and a capacitor C Three At both ends of the switching element Q 1 Are connected in parallel. Inductor L 1 And switching element Q 1 Is connected to the primary winding n of the current transformer CT. 1 Through inductor L Three Is connected to one end of the inductor L Three The other end of the coupling capacitor C 41 , C 42 Is connected to one end of the induction coil 3. At both ends of the induction coil 3, there is a capacitor C 51 , C 52 Are connected in parallel. The other end of the induction coil 3 is connected to the negative electrode of the DC power source 1. Secondary winding n of current transformer CT 2 Is the switching element Q 1 Are connected between the gate and the source of the transistor, and the self-oscillation operation is enabled by feeding back the load current.
[0040]
The configuration of the activation circuit 4 is the same as that described in each embodiment of FIG. 1 or FIG. Turn on the power switch SW and turn on the DC voltage V C1 Is supplied to the inverter circuit 2 and the control switching element Q Three In a state where the inverter circuit 2 is stopped by turning on the switching element Q Three When is turned from on to off, the inverter circuit 2 is activated and the electrodeless discharge lamp La is lit. However, since the inverter circuit 2 is activated faster than in the conventional example, the discharge lamp La is lit faster. Therefore, the switching element Q Three Enables quick and quick flashing. In FIG. 6, the inductor L in FIG. Three , Capacitor C 7 Although the series circuit 7 and the Zener diode are omitted, these may be provided.
[0041]
In each of the above embodiments, the dimming signal Vdim is supplied from the outside of the lighting device. However, an oscillation circuit is provided in the lighting device, and the dimming control is performed by controlling the oscillation signal. Also good.
[0042]
In addition, when the power switch SW is turned on and the power supply voltage is turned on, and the inverter circuit 2 does not oscillate by the first start pulse, the switching element Q Three May be turned on / off until the inverter circuit 2 starts to operate. In this case, the oscillation operation of the inverter circuit 2 is detected, and the switching element Q Three Since the circuit configuration for controlling is easy, description thereof is omitted.
[0043]
【The invention's effect】
According to the present invention, in a discharge lamp lighting device for lighting a discharge lamp at a high frequency by a self-excited inverter circuit, a start signal is provided from a DC power source to a control terminal of a switching element of the inverter circuit via a resistor and a capacitor. Since the starter circuit is provided, it is possible to provide a discharge lamp lighting device that can shorten the time from when the power is supplied to when the inverter circuit operates, and can light the discharge lamp quickly. In addition, since the control switching element is provided so that the switching element is reverse-biased simultaneously with discharging the capacitor charge of the start-up circuit, the start-up circuit is provided for each cycle of the dimming control signal with a variable duty ratio. When the self-excited inverter circuit oscillates intermittently to control the output, the start-up circuit starts operating the inverter circuit quickly, so that the oscillation period of the inverter circuit can be shortened. Deep output control is possible by reducing the output.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a circuit diagram of a first embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a waveform diagram for explaining the operation of the first embodiment of the present invention.
FIG. 3 is a waveform diagram for explaining an operation at the time of deep dimming according to the first embodiment of the present invention.
FIG. 4 is a circuit diagram of a second embodiment of the present invention.
FIG. 5 is a circuit diagram of a third embodiment of the present invention.
FIG. 6 is a circuit diagram of a fourth embodiment of the present invention.
FIG. 7 is a circuit diagram of a conventional example.
FIG. 8 is a waveform diagram for explaining the operation of a conventional example.
FIG. 9 is a circuit diagram of a modification of the conventional example.
[Explanation of symbols]
1 DC power supply
2 Inverter circuit
3 induction coil
4 Start-up circuit
5 Drive circuit
La electrodeless discharge lamp
Q 1 , Q 2 Switching element
Q Three Switching element for dimming control
R 1 resistance
C 2 Capacitor

Claims (13)

放電灯を含んで構成される負荷回路と、直流電源を高周波電力に変換して前記負荷回路に供給するインバータ回路と、インバータ回路のスイッチング素子を自励で駆動する駆動回路と、前記インバータ回路を起動する起動回路とを備える放電灯点灯装置において、前記起動回路は前記スイッチング素子の制御端に直流電源より抵抗とコンデンサを介して起動信号を与える構成とし、該コンデンサの電荷を放電すると同時に該スイッチング素子を逆バイアスするように制御用スイッチング素子を有することを特徴とする放電灯点灯装置。A load circuit configured to include a discharge lamp, an inverter circuit that converts a DC power source into high-frequency power and supplies the load circuit, a drive circuit that drives a switching element of the inverter circuit by self-excitation, and the inverter circuit In a discharge lamp lighting device comprising a starting circuit for starting, the starting circuit is configured to give a starting signal to a control terminal of the switching element via a resistor and a capacitor from a DC power source, and simultaneously discharging the capacitor, the switching A discharge lamp lighting device comprising a control switching element so as to reverse bias the element. 前記インバータ回路は２つのスイッチング素子の直列接続を含んで構成されることを特徴とする請求項１記載の放電灯点灯装置。The discharge lamp lighting device according to claim 1, wherein the inverter circuit includes a series connection of two switching elements. 前記制御用スイッチング素子がオフのとき、インバータ回路に起動信号を与えてインバータ回路を動作させ、制御用スイッチング素子がオンのとき、インバータ回路の動作を停止させるようにしたことを特徴とする請求項１又は２に記載の放電灯点灯装置。The operation of the inverter circuit is stopped by supplying a start signal to the inverter circuit when the control switching element is off, and the operation of the inverter circuit is stopped when the control switching element is on. The discharge lamp lighting device according to 1 or 2. 前記制御用スイッチング素子を間欠的にオン・オフ制御することによりインバータ回路を間欠的に発振動作させ、該制御用スイッチング素子のオン・オフ期間の比率を変化させることにより、インバータ回路の発振期間を変化させて放電灯の出力を制御することを特徴とする請求項３記載の放電灯点灯装置。The inverter circuit is oscillated intermittently by intermittently turning on / off the control switching element, and the oscillation period of the inverter circuit is reduced by changing the ratio of the on / off period of the control switching element. The discharge lamp lighting device according to claim 3, wherein the output of the discharge lamp is controlled by changing the output. 前記制御用スイッチング素子のオン・オフ制御信号の周波数は、５０Ｈｚから５００Ｈｚの範囲に選定したことを特徴とする請求項４記載の放電灯点灯装置。The discharge lamp lighting device according to claim 4, wherein the frequency of the on / off control signal of the control switching element is selected in a range of 50 Hz to 500 Hz. インバータ回路が発振動作するまで、制御用スイッチング素子をオン・オフ制御することを特徴とする請求項１又は２に記載の放電灯点灯装置。3. The discharge lamp lighting device according to claim 1, wherein the control switching element is on / off controlled until the inverter circuit oscillates. インバータ回路に直流電源を印加して制御用スイッチング素子をオンさせてインバータ回路を停止させた状態で、制御用スイッチング素子をオフさせて、放電灯を初始動させることを特徴とする請求項１又は２に記載の放電灯点灯装置。The discharge lamp is initially started by turning off the control switching element in a state in which a DC power source is applied to the inverter circuit to turn on the control switching element to stop the inverter circuit. The discharge lamp lighting device according to 2. インバータ回路のスイッチング素子の制御端に接続されるコンデンサの容量は該スイッチング素子の入力容量より充分に大きいことを特徴とする請求項１乃至７のいずれかに記載の放電灯点灯装置。8. The discharge lamp lighting device according to claim 1, wherein a capacity of a capacitor connected to a control terminal of the switching element of the inverter circuit is sufficiently larger than an input capacity of the switching element. インバータ回路のスイッチング素子はＭＯＳＦＥＴで構成したことを特徴とする請求項１乃至８のいずれかに記載の放電灯点灯装置。The discharge lamp lighting device according to any one of claims 1 to 8, wherein the switching element of the inverter circuit is configured by a MOSFET. 自励で駆動する駆動回路は、負荷回路に接続された電流トランス又は負荷回路のインダクタンスの２次巻線からの帰還電流によりインバータ回路のスイッチング素子を制御することを特徴とする請求項１乃至９のいずれかに記載の放電灯点灯装置。10. The drive circuit driven by self-excitation controls a switching element of an inverter circuit by a feedback current from a secondary winding of a current transformer connected to the load circuit or an inductance of the load circuit. The discharge lamp lighting device according to any one of the above. 前記放電灯は無電極放電灯としたことを特徴とする請求項１乃至１０のいずれかに記載の放電灯点灯装置。The discharge lamp lighting device according to any one of claims 1 to 10, wherein the discharge lamp is an electrodeless discharge lamp. 制御用スイッチング素子が接続されている側のスイッチング素子の駆動回路と直列に別のインダクタとコンデンサの直列回路を接続したことを特徴とする請求項１乃至１０のいずれかに記載の放電灯点灯装置。11. The discharge lamp lighting device according to claim 1, wherein a series circuit of another inductor and a capacitor is connected in series with the drive circuit of the switching element on the side to which the control switching element is connected. . インバータ回路のスイッチング素子のゲート、ソース間に逆方向で直列接続された２個のツェナーダイオードを接続したことを特徴とする請求項１記載の放電灯点灯装置。2. The discharge lamp lighting device according to claim 1, wherein two Zener diodes connected in series in opposite directions are connected between the gate and source of the switching element of the inverter circuit.
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