JP3171551B2

JP3171551B2 - 高電圧出力電力変換装置

Info

Publication number: JP3171551B2
Application number: JP33341195A
Authority: JP
Inventors: 田昭生平
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1995-12-21
Filing date: 1995-12-21
Publication date: 2001-05-28
Anticipated expiration: 2015-12-21
Also published as: JPH09182451A

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、出力電圧が３ｋＶ
を超えるような高電圧出力の電力変換装置、特に自己消
弧型デバイスからなるスイッチング素子を用いた高電圧
出力電力変換装置に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】高電圧を出力しうる電力変換装置として
種々の回路方式のものが提案されている。特に出力電圧
が３ｋＶを超えるような高電圧出力用の電力変換装置と
して、多レベルインバータ、特に３レベルインバータが
良く知られている（特開昭５５−４３９９６号公報参
照）。図５は、この公開公報に記載されている３レベル
インバータの主回路を示すものである。

【０００３】図５に示す電力変換装置は３レベルインバ
ータ装置に関するものであって、交流入力端子１１から
入力された交流電力をコンバータ１２により直流電力に
変換し、それを直流母線Ｐ，Ｎに出力する。直流母線
Ｐ，Ｎ間には、共通接続点を中性点Ｃとした２個直列の
分圧コンデンサ１３，１４が接続されている。これらの
分圧コンデンサ１３，１４は分圧回路を構成する。直流
母線Ｐ，Ｎには、さらに３組の３レベル電力変換回路１
５Ｒ，１５Ｓ，１５Ｔが直流側で並列に接続されてい
る。これら３組の３レベル電力変換回路の内部構成は同
一であって、第１の電力変換回路１５Ｒについて説明す
れば、それぞれダイオードＤ₁〜Ｄ₄が逆並列に接続さ
れた直列接続の４個の半導体スイッチング素子Ｓ₁〜Ｓ
₄と、逆並列ダイオードと同一向きの２個のダイオード
Ｄ₅，Ｄ₆とからなっている。スイッチング素子Ｓ₁，
Ｓ₂およびそれらに逆並列のダイオードＤ₁，Ｄ₂によ
り正側アームが構成され、スイッチング素子Ｓ₃，Ｓ₄
およびそれらに逆並列のダイオードＤ₃，Ｄ₄により負
側アームが構成される。ダイオードＤ₅のカソードがダ
イオードＤ₂のカソードに接続され、ダイオードＤ₅，
Ｄ₆の共通接続点が分圧コンデンサ中性点Ｃに接続さ
れ、ダイオードＤ₆のアノードがダイオードＤ₃のアノ
ードに接続されている。電力変換回路１５Ｒ，１５Ｓ，
１５Ｔは上述のごとく同一内部結線を有し、ダイオード
Ｄ₅，Ｄ₆の共通接続点はそれぞれ分圧コンデンサ中性
点Ｃに共通に接続される。第１、第２、第３の電力変換
回路１５Ｒ，１５Ｓ，１５Ｔの、スイッチング素子
Ｓ₂，Ｓ₃の接続点から交流出力端子Ｒ，Ｓ，Ｔが導出
され、その交流出力端子Ｒ，Ｓ，Ｔに負荷電動機１６が
接続される。半導体スイッチング素子Ｓ₁〜Ｓ₄として
は、一般にＧＴＯ（ゲート・ターンオフ・サイリスタ）
やＩＧＢＴ（ゲート絶縁型バイポーラ・トランジスタ）
などの自己消弧型デバイスが使用される。

【０００４】図５に示す３レベルインバータ主回路によ
れば、スイッチング素子Ｓ₁〜Ｓ₄の選択的オンオフ動
作によって交流出力端子Ｒ，Ｓ，Ｔに３レベルの電圧を
得ることができ、しかも出力する交流電力に含まれる高
調波成分が少なく、負荷電動機１６を安定に運転するこ
とができる。

【０００５】コンバータ１２から出力される直流電圧は
分圧コンデンサ１３，１４によって２分割され、各アー
ムのスイッチング素子Ｓ₁〜Ｓ₂，Ｓ₃〜Ｓ₄には分圧
コンデンサ１３または１４の分圧電圧が印加されるのみ
であり、素子Ｓ₁〜Ｓ₄には同一定格のスイッチング素
子を２個直列接続して使用するよりも電圧利用率が向上
するなどの特徴がある。

【０００６】図５に示す３レベルインバータ主回路のほ
かに、より多レベルの、例えば５レベル型のものをはじ
めとして、一般的にコンデンサ分圧型のＮレベルインバ
ータ主回路も提案されている（例えば、電気学会、半導
体電力変換研究会資料ＳＰＣ−９３−７１、井出育夫ほ
か「コンデンサ分圧多レベルインバータを用いたＳＶ
Ｇ」平成５年１２月）。

【０００７】図５に示す３レベルインバータ主回路にお
いて、スイッチング素子Ｓ₁〜Ｓ₄としては自己消弧型
デバイスを使用するのが一般的である。自己消弧型デバ
イスとしては上述のＧＴＯやＩＧＢＴのほかに、比較的
新しいデバイスであるＩＥＧＴ（注入促進型トランジス
タ）やＳＩサイリスタ（静電誘導型サイリスタ）などの
ＭＯＳ系デバイスなどがあるが、自己消弧型デバイスの
電圧定格は今のところＧＴＯが最も高く、４．５ｋＶや
６ｋＶ定格電圧のＧＴＯが商品化されている。他の自己
消弧型デバイスの定格電圧はまだ低いが、それを４．５
ｋＶクラスにまで向上させる研究が各方面で続けられて
いる。これらの点から高電圧出力電力変換装置を製品化
する場合、自己消弧型デバイスとしてＧＴＯが使用さ
れ、現実に４．５ｋＶや６ｋＶ定格電圧のＧＴＯを利用
した図５の３レベルインバータ主回路構成で負荷電動機
１６に交流出力電圧３ｋＶクラスで電力を供給する高電
圧出力電力変換装置が実用化されている。

【０００８】しかし、海外を含めると、負荷電動機１６
には種々の電圧定格があり、例えば４．２ｋＶクラス，
６ｋＶクラス，１０ｋＶクラスなど、３ｋＶを超える領
域でも多く使用されている。負荷電動機１６の容量が大
きくなれば、一般にその定格電圧も高い値が選ばれるこ
とが多い。例えば６ｋＶクラスの定格電圧の負荷電動機
１６に交流電力を供給する電力変換装置を構成する場
合、図５に示すような従来技術ではスイッチング素子Ｓ
₁〜Ｓ₄やダイオードＤ₁〜Ｄ₆はその定格電圧が不足
するので、それぞれ２個以上の自己消弧型デバイスやダ
イオードを直列接続して使用する必要が出てくる。この
ように自己消弧型デバイスやダイオードを直列接続して
使用するには直列接続する自己消弧型デバイスの分担電
圧が等しくなるように、抵抗器やそれとコンデンサの直
列回路などの組み合わせで構成される電圧バランス回路
をそれぞれの自己消弧型デバイスやダイオードに並列に
接続する必要がある。これら自己消弧型デバイスやダイ
オードのための電圧バランス回路は種々の文献で公知の
ごとく主回路接続部品数を増加させるだけでなく、電力
損失も大きくするという欠点がある。

【０００９】また、直列接続した自己消弧型デバイスや
ダイオードは主回路での過渡的な運転状況の下では印加
される電圧を完全に等分に分担することは大変難しいの
で、直列接続する素子の数や運転状況によっても異なる
が、少なくとも１０％程度の電圧分担の不平衡を考慮し
て使用するのが一般的である。したがって、その分だけ
自己消弧型デバイスやダイオードの常時の電圧利用率が
低下し、不経済な電力変換装置となってしまっていた。

【００１０】他方、スイッチング素子Ｓ₁〜Ｓ₄を構成
する自己消弧型デバイスは制御信号によって主回路電流
をオンまたはオフにすることができるスイッチ素子であ
り、この特性を利用して一定電圧の直流電力を例えば図
５の３レベルインバータの主回路構成でＰＷＭ制御を行
って可変電圧の交流電力を負荷電動機１６に供給するこ
とができる。このようにＰＷＭ制御を行うと、任意電圧
の交流出力電圧を得ることができるので、種々の電力変
換装置がＰＷＭ制御方式を利用している。ところで、Ｐ
ＷＭ制御を行う時は、許容できるスイッチング周波数が
自己消弧型デバイスの種類によって異なる。例えば、Ｇ
ＴＯの場合の許容スイッチング周波数は一般に５００Ｈ
ｚ程度であり、ＩＧＢＴの場合は一般に２〜１０ｋＨｚ
程度である。一般に自己消弧型デバイスは電圧・電流の
定格値が大きくなるとスイッチング周波数が低くなる。
これは、自己消弧型デバイスの発生する電力損失の中で
電流を流すことによって発生するオーム損失よりもＰＷ
Ｍ制御によって自己消弧型デバイスをオン・オフさせる
ときのスイッチング損失が大きくなるためである。他
方、電力変換装置において、高調波分の少ない、正弦波
形に近い交流出力を得るためには、スイッチング周波数
を高くすることが望ましいが、スイッチング損失の増加
を抑えて自己消弧型デバイスの発生する損失熱を合理的
に放散してデバイスを冷却するために、上述したような
スイッチング周波数が各自己消弧型デバイスに応じて選
択使用される訳である。

【００１１】したがって、高電圧出力電力変換装置で
は、電圧が高くなる分だけスイッチング損失が増加する
から、スイッチング周波数をできるだけ低く抑えて高調
波分の少ない交流電力を供給できる電力変換装置が望ま
れる。

【００１２】また、交流入力端子１１を通して交流電力
を供給する交流電源も高調波分の少ない交流電力を供給
できることが望ましいが、一般にコンバータ１２側の条
件によって高調波分の大小が決まることも知られてい
る。

【００１３】

【発明が解決しようとする課題】以上概説した、自己消
弧型デバイスを半導体スイッチング素子Ｓ₁〜Ｓ₄とし
て使用して高電圧交流出力を得ようとするとき、自己消
弧型デバイスを機能的に最低限必要な素子数を用いて構
成された３レベルインバータでは、３ｋＶクラスの出力
電圧を得るのが限度であり、４．２ｋＶクラスや６ｋＶ
クラスの電圧を出力する高電圧出力電力変換装置とする
ためには、自己消弧型デバイスを図５におけるスイッチ
ング素子Ｓ₁〜Ｓ₄のそれぞれを２個以上の自己消弧型
デバイスの直列接続体から構成する必要があった。この
ように自己消弧型デバイスを直列接続して構成する高電
圧出力電力変換装置では、次に述べる種々の技術的課題
を十分に解決することができなかった。

【００１４】すなわち、３ｋＶを超える高電圧出力電力
変換装置において半導体スイッチング素子Ｓ₁〜Ｓ₄を
構成する自己消弧型デバイスを直列接続して使用する場
合、次のような問題が生じていた。（１）直列接続して使用する自己消弧型デバイスは数
マイクロ秒という比較的高速でターンオフ動作するた
め、自己消弧型デバイスのターンオフ特性を選別して組
み合わせるなど、直列接続技術そのものが非常に難しか
った。（２）直列接続された自己消弧型デバイスは、過渡的
な電圧分担の不平衡に対処して、電圧定格に１０％以上
の余裕を持たせる必要があった。（３）自己消弧型デバイスを直列接続するためには、
電圧分担ができるだけ等分になるように電圧バランス回
路を設ける必要があった。電圧バランス回路を設ける
と、主回路接続部品数が増大し、電力変換装置の信頼性
も低下する。（４）自己消弧型デバイスを直列接続して構成する場
合、主回路接続部品数が増大して電力変換装置が大型化
するばかりでなく、経済的にも不利になる。

【００１５】他方、自己消弧型デバイスを用いて構成さ
れた電力変換装置をＰＷＭ制御する場合、実用的には５
００Ｈｚ以上のスイッチング周波数でスイッチング動作
させることが望ましいが、それは次のような問題を派生
する。（５）自己消弧型デバイスではスイッチング周波数の
上昇によりオン動作時のオーム損失よりもスイッチング
損失が増加するため、通電電流を低減する必要性が生ず
る。（６）自己消弧型デバイスの発生する電力損失が大き
いと損失熱を放散させるための冷却装置も大型化せざる
を得ない。

【００１６】さらに、電力変換装置に交流電力を供給す
る交流電源側から見れば、電力変換装置側で発生する高
調波成分の少ないことが望まれる。

【００１７】したがって本発明は、自己消弧型デバイス
からなるスイッチング素子の直列接続を行うことなく３
ｋＶを超えるような高電圧を出力することができ、しか
も主回路構成が簡素で信頼性も高く、経済的で高効率・
小型化を実現しうる高電圧出力電力変換装置を提供する
ことを目的とする。

【００１８】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に請求項１の発明は、３相各相毎に独立に設けられた直
流電源と、各相毎に、対応する直流電源の出力端子間に
それぞれ直列に接続された少なくとも２個の分圧コンデ
ンサからなる分圧回路と、各相毎に、対応する直流電源
の出力端子間にそれぞれ直列に接続された少なくとも４
個の自己消弧型デバイスからなるスイッチング素子を有
する第１および第２の多レベル単相電力変換回路を有
し、これら第１および第２の多レベル単相電力変換回路
内の正側アームおよび負側アームのスイッチング素子ど
うしの直列接続点に固有のダイオードを介して分圧回路
から分圧電位が与えられ、第１の多レベル単相電力変換
回路の交流端子が各相共通の共通母線に接続され、第２
の多レベル単相電力変換回路の交流端子から対応する相
の交流出力端子が導出される３組の単相インバータ回路
とを備えた高電圧出力電力変換装置を要旨とするもので
ある。

【００１９】請求項２の発明は、請求項１記載の装置に
おいて、分圧回路が２個の分圧コンデンサからなり、第
１および第２の多レベル単相電力変換回路がそれぞれ４
個のスイッチング素子からなる３レベル単相電力変換回
路であることを特徴とする。

【００２０】請求項３の発明は、請求項１または２記載
の装置において、スイッチング素子がモジュール型自己
消弧型デバイスからなっており、共通母線がインピーダ
ンス素子を介して接地されていることを特徴とする。

【００２１】請求項４の発明は、請求項１または２記載
の装置において、スイッチング素子がモジュール型自己
消弧型デバイスからなっており、共通母線がヒューズあ
るいはヒューズとインピーダンス素子の並列回路を介し
て接地されていることを特徴とする。

【００２２】請求項５の発明は、請求項１記載の高電圧
出力電力変換装置において、３組の単相インバータ回路
に対し電圧指令信号を発生する共通の電圧制御回路と、
ＰＷＭ制御のための搬送波を発生する搬送波発生回路
と、電圧指令信号および搬送波に基づいて第１の多レベ
ル単相電力変換回路をＰＷＭ制御する第１の変調回路
と、電圧指令信号および搬送波に基づいて第２の多レベ
ル単相電力変換回路をＰＷＭ制御する第２の変調回路と
を備えたことを特徴とする。

【００２３】請求項６の発明は、請求項５記載の高電圧
出力電力変換装置において、搬送波発生回路から第１の
変調回路に入力される搬送波の位相と第２の変調回路に
入力される搬送波の位相とが互いに異なっていることを
特徴とする。

【００２４】請求項７の発明は、請求項２記載の高電圧
出力電力変換装置において、直流電源が単相電力変換回
路ごとに絶縁されていることを特徴とする。

【００２５】請求項８の発明は、請求項７記載の高電圧
出力電力変換装置において、直流電源が、電圧位相が相
互に異なる絶縁された交流電圧を出力する３組の二次巻
線を有する多巻線絶縁変圧器と、各相毎に対応する二次
巻線の交流出力を整流するコンバータとからなっている
ことを特徴とする。

【００２６】

【発明の実施の形態】以下、図面を参照して本発明によ
る高電圧出力電力変換装置の実施の形態を説明する。図
１は本発明の第１の実施の形態を示すものである。図１
に示す電力変換装置は出力相数（３相）に応じ、互いに
絶縁された３組の直流電源Ｅ_d1，Ｅ_d2，Ｅ_d3を備えてい
る。各直流電源にはそれぞれ、分圧コンデンサ１３，１
４と、２組の３レベル電力変換回路が備えられている。
すなわち、Ｒ相には３レベル電力変換回路１５Ｒ１，１
５Ｒ２が備えられ、Ｓ相には３レベル電力変換回路１５
Ｓ１，１５Ｓ２が備えられ、Ｔ相には３レベル電力変換
回路１５Ｔ１，１５Ｔ２が備えられており、それぞれ各
相において２組の３レベル電力変換回路により単相イン
バータ回路を構成している。各３レベル電力変換回路の
内部構成は、図５を参照してすでに述べた３レベル電力
変換回路１５Ｒ，１５Ｓ，１５Ｔと変わりがなく、互い
に対応する素子には同一符号を付しており、その違いで
ある入出力の部分につき説明を加える。なお、スイッチ
ング素子Ｓ₁〜Ｓ₄として、ここでは自己消弧型デバイ
スの１種であるＧＴＯが用いられるものとする。各相の
電力変換回路の直流側が、互いに絶縁された直流電源に
接続されていることはすでに述べたところである。各相
２組の電力変換回路とダイオードＤ₅，Ｄ₆および分圧
コンデンサ中性点Ｃとの接続態様も、図５の場合と全く
変わりがない。ここで図５の場合と異なるのは、各相２
組の電力変換回路の交流出力端子の接続である。すなわ
ち、各相の第１の電力変換回路１５Ｒ１，１５Ｓ１，１
５Ｔ１の交流出力端子Ｕは共通母線Ｏに接続されて３相
回路の中性点を形成し、各相の第２の電力変換回路１５
Ｒ２，１５Ｓ２，１５Ｔ２の交流出力端子が３相インバ
ータ回路の交流出力端子Ｒ，Ｓ，Ｔを構成する。交流出
力端子Ｒ，Ｓ，Ｔに所望の３相交流電圧が出力され、そ
れが負荷電動機１６に供給される。

【００２７】図１に示す回路装置において、２組の３レ
ベル電力変換回路を用いて構成された３組の単相インバ
ータ回路は各直流電源Ｅ_d1，Ｅ_d2，Ｅ_d3から供給される
直流電力を３相交流電力に変換し、交流出力端子Ｒ，
Ｓ，Ｔを介して負荷電動機１６に供給する。この時、各
単相インバータ回路は３相交流電力のＲ，Ｓ，Ｔ各相の
相電圧を出力するが、交流出力端子Ｕ側は共通母線Ｏに
接続されているため、３相分全体でＹ結線構成となって
おり、それぞれの単相インバータ回路の出力電圧は負荷
電動機１６の入力電圧の３^-1/2（＝０．５８）倍とな
る。このように各単相インバータ回路の交流出力電圧が
負荷電動機１６の入力電圧の３^-1/2倍になるということ
は、図５の従来方式に比して３レベル電力変換回路１５
Ｒ，１５Ｓ，１５Ｔの直流入力電圧も３^-1/2倍にするこ
とができるということである。すなわち、３レベル電力
変換回路を構成する自己消弧デバイスからなるスイッチ
ング素子Ｓ₁〜Ｓ₄にとっては直列接続をしなくても図
１の構成によって従来方式に比し３^1/2倍の定格電圧の
負荷電動機１６を運転することの可能な高電圧出力電力
変換装置を実現することができる、ということを意味す
る。

【００２８】２組の３レベル電力変換回路を使用した３
組の単相インバータ回路を図１のように構成することに
よって、負荷電動機１６に供給される交流出力電圧も最
大５レベルの多段波形とすることができ、きれいな（す
なわち、正弦波に近い）波形の交流出力電圧を得ること
ができるとともに、前述したように従来３ｋＶクラス程
度までしか出力できなかったスイッチング素子Ｓ₁〜Ｓ
₄を図１の構成にそのまま転用することによって、６ｋ
Ｖクラスまでの交流出力電圧を得ることができる。した
がって、スイッチング素子を直列接続することなく、３
レベル電力変換回路を用いて、より高電圧を出力する電
力変換装置を構成できるので、スイッチング素子の従来
のような直列接続に伴う電圧利用率の低下を防止するこ
とができ、技術的にも難しい直列接続に伴う電圧バラン
ス回路を設ける必要もなくなり、電力変換装置の信頼性
や経済性を向上させ、さらに装置の小型化を達成するこ
とができる。

【００２９】図１の実施の形態では特開昭５５−４３９
９６号公報に示されているように各相ごとに２組の３レ
ベル電力変換回路を用いて構成された３組の単相インバ
ータ回路からなる主回路構成を例示したが、例えば特公
昭６０−３６７１１号公報に開示されているような多レ
ベル電力変換回路を図１の３レベル電力変換回路の代わ
りに用いた主回路構成としても前記した作用・効果を奏
することができる。

【００３０】また図１の実施の形態では互いに絶縁され
た３組の直流電源Ｅ_d1，Ｅ_d2，Ｅ_d3を備えている。この
ように電気的に分離した独立の直流電源Ｅ_d1，Ｅ_d2，Ｅ
_d3を備えることによって、単相インバータ回路の３相相
互間に流れる横流を無くし、横流による相互干渉を防止
して安定な運転特性を得ることができる。

【００３１】図２は本発明の第２の実施の形態を示すも
のである。図２の装置の特徴は、図１の回路装置におい
て、中性点を形成する共通母線Ｏを、ヒューズ１７およ
びインピーダンス素子１８の並列接続体を介して接地し
たことにある。場合によっては、ヒューズ１７またはイ
ンピーダンス素子１８を省略し、インピーダンス素子１
８のみ、またはヒューズ１７のみを介して接地すること
もできる。

【００３２】図２に示すように共通母線Ｏをヒューズ１
７およびインピーダンス素子１８を介して接地すること
により、共通母線Ｏが接地電位に固定されることにな
り、３レベル電力変換回路に使用するスイッチング素子
Ｓ₁〜Ｓ₄を自己消弧型デバイスにより構成する際、そ
れらの自己消弧型デバイスや主回路部品の大地絶縁電圧
は交流出力電圧（線間電圧）の３^-1/2倍に相当する、単
相インバータ回路の出力電圧（相電圧）を基準に選定す
ることが可能になる。接地事故電流によりヒューズ１７
が溶断した場合、共通母線Ｏはインピーダンス素子１８
を介して接地されることになり、事故電流を遮断し、あ
るいは装置停止となるまでの短時間の間、インピーダン
ス素子１８により接地事故電流を抑制しつつ、デバイス
の対接地電位の上昇を抑制することができる。

【００３３】自己消弧型デバイスには平型デバイスとモ
ジュール型デバイスがある。平型デバイスはデバイスの
両面に冷却フィンを取り付けて放熱する。これに対し、
モジュール型デバイスは放熱板の一方を電気的に絶縁し
てデバイスチップを取付け、放熱板は電気的に絶縁され
るため、共通の冷却フィンで異なる電位のデバイスを冷
却する方式がとられる。このようにモジュール型の自己
消弧型デバイスはデバイス内部の損失熱を放散するのに
共通の冷却フィンを使用できるなどの長所を持ってお
り、そのためＩＧＢＴや最近の新しいＭＯＳ系デバイス
ではモジュール型自己消弧型デバイスとする構造が望ま
れている。しかし、モジュール型デバイスでは放熱板と
デバイスチップ間を電気的に絶縁する技術が難しく、モ
ジュール型自己消弧型デバイスの耐地絶縁電圧を大幅に
向上させることは困難であった。

【００３４】図２に示すごとく、共通母線Ｏを、インピ
ーダンス素子１８などを介して接地し、共通母線Ｏの電
位を大地電位に固定することによって、使用されるスイ
ッチング素子Ｓ₁〜Ｓ₄も耐地絶縁電圧の低いモジュー
ル型自己消弧型デバイスによって構成することができ
る。モジュール型自己消弧型デバイスを使用することに
よって、電力変換装置の小型化を計り、経済性の向上を
計ることができる。

【００３５】平型デバイスとモジュール型デバイスを比
較した場合、耐地絶縁電圧性能のほかに、機械構造的な
耐量の面でもモジュール型デバイスの方が弱いことが知
られている。モジュール型自己消弧型デバイスからなる
スイッチング素子を用いて電力変換装置を構成した場
合、直流短絡事故などによる事故電流によって放熱板と
デバイスチップ間の電気絶縁が劣化し、共通母線Ｏを介
して形成される接地ループを通して大きな接地事故電流
が流れる危険性がある。このような場合、接地事故電流
は速やかに抑制する必要がある。しかしながら、図２に
示すように、ヒューズ１７またはインピーダンス素子１
８またはその両者を介して共通母線Ｏを接地することに
より接地事故電流を抑制することができ、したがって、
接地事故に対する保護の信頼性を一層向上させることが
できる。

【００３６】図３は本発明の第３の実施の形態を示すも
のである。この実施の形態における主回路は機能的には
図１のものと実質的に同一であるが、ここではスイッチ
ング素子Ｓ₁〜Ｓ₄としてＧＴＯと同様に自己消弧型デ
バイスの１種であるＩＧＢＴを用いたものを図示してい
る。図３の装置の特徴は制御装置の部分にある。ここに
は制御装置として、電圧制御回路２０、搬送波発生回路
２１、第１の変調回路２２１および第２の変調回路２２
２が設けられている。電圧制御回路２０は変調回路２２
１，２２２に入力するための電圧指令信号ｅ_c1，ｅ_c2を
出力する。変調回路２２１，２２２には搬送波発生回路
２１から搬送波ｅ₁，ｅ₂も入力される。変調回路２２
１は電圧指令信号ｅ_c1および搬送波ｅ₁に基づいてＰＷ
Ｍ制御のための制御信号を作り、それを第１の３レベル
電力変換回路１５Ｒ１，１５Ｓ１，１５Ｔ１に供給して
その各スイッチング素子を制御する。同様に変調回路２
２２は電圧指令信号ｅ_c2および搬送波ｅ₂に基づいてＰ
ＷＭ制御のための制御信号を作り、それを第２の３レベ
ル電力変換回路１５Ｒ２，１５Ｓ２，１５Ｔ２に供給し
てその各スイッチング素子を制御する。

【００３７】２組の変調回路２２１，２２２によって各
電力変換回路をＰＷＭ制御する場合、２組の電圧指令信
号ｅ_c1，ｅ_c2間の位相差を制御し、上記と同様の搬送波
ｅ₁，ｅ₂を用いてＰＷＭ制御をしてもよく、また電圧
指令信号ｅ_c1，ｅ_c2間の位相差は制御することなく、搬
送波ｅ₁，ｅ₂間に１８０°の位相差を持たせるように
してもよい。

【００３８】同一相において第１および第２の電力変換
回路を以上のような２組の変調回路２２１，２２２によ
って制御する図３の回路構成においては、より正弦波に
近似した５レベルの出力電圧を発生させ、それを負荷電
動機１６に供給することができ、しかもＰＷＭ制御する
スイッチング周波数が合成されるので、それぞれの３レ
ベル電力変換回路を構成するスイッチング素子のスイッ
チング周波数を低減しても、高調波の少ない出力電圧を
得ることができる。

【００３９】高い定格電圧の自己消弧型デバイスでは、
５００Ｈｚ程度のスイッチング周波数の下で、通常、ス
イッチング損失が７０％、オーム損失が３０％という割
合になっているが、スイッチング周波数を３００Ｈｚ程
度まで低減できたとすれば、自己消弧型デバイスのスイ
ッチング損失は２８（＝７０−７０×３００／５００）
％にまで低減させることができる。また、この効果は自
己消弧型デバイスのスイッチング損失の低減だけではな
く、各スイッチング素子に付属するスナバ回路や他の主
回路部品における付加的な電力損失低減効果をもたらす
ので、装置全体としての電力損失を大幅に低減すること
ができる。

【００４０】図４は本発明の第４の実施の形態を示すも
のである。この実施の形態は主回路の直流電源部分に特
徴を持たせたものである。すなわち、この実施の形態で
は、共通の一次巻線２４０および３組の二次巻線２４
１，２４２，２４３を有する多巻線絶縁変圧器２４と、
各二次巻線に接続されたコンバータ２５１，２５２，２
５３とから各相毎に分離された直流電源を構成したもの
である。変圧器２４の３組の二次巻線の出力電圧は２０
°ずつの位相差を持つように、例えば二次巻線２４２の
出力電圧位相を基準として０°とした場合、他の２組の
二次巻線２４１，２４３の出力電圧位相が＋２０°ない
し−２０°となるように、二次巻線２４１〜２４３の内
部巻線構成および結線を行う。このような変圧器は２０
°移相１８相整流器用変圧器として周知のものを用いる
ことができる。このようにして１８相整流回路を構成す
ることにより、変圧器２４の一次巻線２４０が接続され
る交流電源から見た高調波電流成分が第（１８ｎ±１。
ｎは正の整数）調波のみとなり、高調波規制に対応する
高調波電流成分以下とすることができる。図４の回路の
場合も各相の直流電源相互間に干渉がないので安定運転
をすることができ、高調波の影響を入力交流電源側でも
軽減した高電圧出力電力変換装置を実現することができ
る。

【００４１】本発明は上述した多レベル電力変換回路の
内部構成やＰＷＭ制御方式に限定されるものではなく、
要旨を変更しない範囲内で種々の変更を加えて実施する
ことができる。

【００４２】

【発明の効果】以上述べたように、本発明によれば、次
の効果を奏する高電圧出力電力変換装置を提供すること
ができる。（１）請求項１に記載の発明によれば、自己消弧型デ
バイスを直列接続することなく、従来よりも３^1/2倍
（＝１．７３倍）高い出力電圧を供給することができ
る。その結果、ａ）高電圧出力とするために自己消弧型デバイスを直列
接続する時に従来必要とした電圧バランス回路を必要と
せず、技術的にも難しい自己消弧型デバイスの直列接続
を行う必要がない。この結果、主回路接続部品が減少
し、小型で信頼性の高い電力変換装置を提供することが
できる。

【００４３】ｂ）直列接続をしなくてもすむことによ
り、自己消弧型デバイス自体の電圧利用率が１０％以上
向上し、経済的な電力変換装置とすることができる。ｃ）直列接続をしない自己消弧型デバイスを用いて高電
圧出力電力変換装置を構成できるので、出力電圧を昇圧
するための変圧器を省略し、主回路を簡素化した電力変
換システムとすることができる。（２）請求項３または請求項４に記載の発明によれ
ば、上記効果に加えて、耐地絶縁電圧を従来の３^-1/2倍
（＝０．５８倍）とする高電圧出力電力変換装置を提供
することができる。その結果、ａ）モジュール型自己消弧型デバイスを採用した電力変
換装置とすることができ、モジュール型自己消弧型デバ
イスの採用によって、電力変換装置の冷却や組立を簡素
化し、経済的な電力変換装置とすることができる。ｂ）モジュール型自己消弧型デバイスの保護性も向上
し、接地事故に対する信頼性の高い電力変換装置とする
ことができる。（３）請求項５または請求項６に記載の発明によれ
ば、上記の効果に加えて、自己消弧型デバイスのスイッ
チング周波数を低減しても高調波成分の少ない交流電力
を供給することができる。その結果、ａ）自己消弧型デバイスの電力損失を従来型のものより
約２８％も低減することができる。ｂ）自己消弧型デバイス用のスナバ回路や他の主回路部
品の電力損失も減少するので、運転効率の高い、小型の
冷却装置で足りる電力変換装置とすることができる。（４）請求項７に記載の発明によれば、上記の効果に
加えて、直流電源側での相互干渉を防止でき、安定運転
の信頼性を向上させうる高電圧出力電力変換装置を提供
することができる。（５）請求項８に記載の発明によれば、上記の効果に
加えて、入力交流電源側でも高調波成分を大幅に低減で
きる高電圧出力電力変換装置を提供することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施の形態による高電圧出力電
力変換装置の主回路結線図。

【図２】本発明の第２の実施の形態による高電圧出力電
力変換装置の主回路結線図。

【図３】本発明の第３の実施の形態による高電圧出力電
力変換装置の主回路結線図。

【図４】本発明の第４の実施の形態による高電圧出力電
力変換装置の主回路結線図。

【図５】従来技術による高電圧出力電力変換装置の主回
路結線図。

【符号の説明】

Ｅ_d1，Ｅ_d2，Ｅ_d3 直流電源１３，１４分圧コンデンサ１５Ｒ１，１５Ｓ１，１５Ｔ１第１の３レベル単相電
力変換回路１５Ｒ２，１５Ｓ２，１５Ｔ２第２の３レベル単相電
力変換回路Ｓ₁，Ｓ₂，Ｓ₃，Ｓ₄ スイッチング素子Ｄ₁〜Ｄ₆ ダイオードＯ共通母線Ｒ，Ｓ，Ｔ交流出力端子１６負荷電動機１７ヒューズ１８インピーダンス素子２０電圧制御回路２１搬送波発生回路２２１，２２２変調回路２４多巻線絶縁変圧器２５１，２５２，２５３コンバータ

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】３相各相毎に独立に設けられた直流電源
と、各相毎に、対応する直流電源の出力端子間にそれぞれ直
列に接続された少なくとも２個の分圧コンデンサからな
る分圧回路と、各相毎に、対応する直流電源の出力端子間にそれぞれ直
列に接続された少なくとも４個の自己消弧型デバイスか
らなるスイッチング素子を有する第１および第２の多レ
ベル単相電力変換回路を有し、これら第１および第２の
多レベル単相電力変換回路内の正側アームおよび負側ア
ームのスイッチング素子どうしの直列接続点に固有のダ
イオードを介して前記分圧回路から分圧電位が与えら
れ、前記第１の多レベル単相電力変換回路の交流端子が
各相共通の共通母線に接続され、前記第２の多レベル単
相電力変換回路の交流端子から対応する相の交流出力端
子が導出される３組の単相インバータ回路とを備えた高
電圧出力電力変換装置。
【請求項２】請求項１記載の装置において、前記分圧回
路が２個の分圧コンデンサからなり、前記第１および第
２の多レベル単相電力変換回路がそれぞれ４個のスイッ
チング素子からなる３レベル単相電力変換回路である高
電圧出力電力変換装置。
【請求項３】請求項１または２記載の装置において、前
記スイッチング素子がモジュール型自己消弧型デバイス
からなっており、前記共通母線がインピーダンス素子を
介して接地されている高電圧出力電力変換装置。
【請求項４】請求項１または２記載の装置において、前
記スイッチング素子がモジュール型自己消弧型デバイス
からなっており、前記共通母線がヒューズあるいはヒュ
ーズとインピーダンス素子の並列回路を介して接地され
ている高電圧出力電力変換装置。
【請求項５】請求項１記載の高電圧出力電力変換装置に
おいて、前記３組の単相インバータ回路に対し電圧指令
信号を発生する共通の電圧制御回路と、ＰＷＭ制御のた
めの搬送波を発生する搬送波発生回路と、前記電圧指令
信号および前記搬送波に基づいて第１の多レベル単相電
力変換回路をＰＷＭ制御する第１の変調回路と、前記電
圧指令信号および前記搬送波に基づいて第２の多レベル
単相電力変換回路をＰＷＭ制御する第２の変調回路とを
備えた高電圧出力電力変換装置。
【請求項６】請求項５記載の高電圧出力電力変換装置に
おいて、前記搬送波発生回路から前記第１の変調回路に
入力される搬送波の位相と第２の変調回路に入力される
搬送波の位相とが互いに異なっている高電圧出力電力変
換装置。
【請求項７】請求項２記載の高電圧出力電力変換装置に
おいて、前記直流電源が前記単相電力変換回路ごとに絶
縁されている高電圧出力電力変換装置。
【請求項８】請求項７記載の高電圧出力電力変換装置に
おいて、前記直流電源が、電圧位相が相互に異なる絶縁
された交流電圧を出力する３組の二次巻線を有する多巻
線絶縁変圧器と、各相毎に対応する前記二次巻線の交流
出力を整流するコンバータとからなっている高電圧出力
電力変換装置。