JP2868240B2

JP2868240B2 - 放電灯点灯装置

Info

Publication number: JP2868240B2
Application number: JP24980289A
Authority: JP
Inventors: 章雄奥出
Original assignee: Matsushita Electric Works Ltd
Current assignee: Panasonic Electric Works Co Ltd
Priority date: 1989-09-26
Filing date: 1989-09-26
Publication date: 1999-03-10
Anticipated expiration: 2014-03-10
Also published as: JPH03112093A

Description

【発明の詳細な説明】［産業上の利用分野］本発明は、放電灯を高周波電力により点灯させると共
に、直流電力の重畳により低光束時の放電維持を可能と
した放電灯点灯装置に関するものである。

［従来の技術］第８図は従来の放電灯調光点灯装置（特願平１−7557
2号）のブロック図である。この点灯装置は、低圧水銀
放電灯１と、前記放電灯１に高周波電力を供給する高周
波電源２と、前記放電灯１をアーク放電領域からグロー
放電領域まで調光する調光制御部３と、低光束調光時の
放電を維持できるレベルの直流電力を前記高周波電力に
重畳して前記放電灯１に印加する直流電力重畳手段４と
を備え、低光束域（深い調光レベル）まで調光可能とし
たものである。第８図において、放電灯１を調光制御す
る調光制御部３からの制御信号は高周波電源２、インピ
ーダンス素子Z₁,Z₂、直流電源５に入力されているが、
これら全てに制御信号が入力される必要性は必ずしも無
い。例えば、制御信号を高周波電源２にのみ入力し、高
周波電源２から得られる高周波出力の周波数を変化さ
せ、放電灯１への供給電力を制御して調光するときに
は、インピーダンス素子Z₁,Z₂や、直流電源５への制御
信号の入力は必ずしも必要でない。一方、調光度に応じ
て、直流電力重畳手段４からの直流成分を変化させて、
最適の直流成分を得たい場合には、調光制御部３から直
流電源５へ制御信号を入力すれば良い。さらに、インピ
ーダンス素子Z₁に制御信号を入力する例としては、イン
ピーダンス素子Z₁を可飽和インダクタンスとして、この
可飽和インダクタンスの値を制御することにより調光が
可能となる。また、インピーダンス素子Z₂に制御信号を
入力する例としては、インピーダンス素子Z₂を抵抗素子
とスイッチ素子よりなるものとし、このスイッチ素子を
制御信号に応じてオン・オフ制御すれば放電灯１への直
流電力の重畳量を制御することが可能となる。以上のよ
うに、調光制御部３から各部への制御信号は必要に応じ
て供給すれば良いものである。

第８図にブロック図で示した構成を具体回路で実現し
た従来例を第９図に示す。商用交流電源ACは電源スイッ
チSWを介してダイオードD₁〜D₄よりなる全波整流器の交
流入力端に接続されており、この全波整流器の直流出力
端には平滑用のコンデンサC₁が接続されている。コンデ
ンサC₁に得られる直流電圧は、MOSトランジスタQ₁,Q₂の
直列回路に印加されている。MOSトランジスタQ₁,Q₂の両
端には、それぞれダイオードD₅,D₆が逆並列接続されて
いる。ダイオードD₅,D₆はMOSトランジスタQ₁,Q₂のドレ
イン・ソース間に寄生する逆方向ダイオードで代用して
も良い。一方のMOSトランジスタQ₁の両端には、コンデ
ンサC₂を介して予熱トランスT₁の１次巻線が接続される
と共に、この予熱トランスT₁の１次巻線と並列的にイン
ダクタL₁を介して放電灯１とコンデンサC₃の並列回路が
接続されている。予熱トランスT₁の２次巻線は放電灯１
のフィラメントに接続されている。放電灯１の一端は抵
抗R₁を介してコンデンサC₁の負極に接続されている。

一方、ダイオードD₁〜D₄よりなる全波整流器の交流入
力端には、降圧トランスT₂の高圧側巻線が接続されてお
り、降圧トランスT₂の低圧側巻線にはダイオードD₇〜D
₁₀よりなる全波整流器の交流入力端が接続されている。
この全波整流器の直流出力端にはコンデンサC₄とツェナ
ダイオードZD₁の並列回路が接続されている。コンデン
サC₄に得られる直流低電圧は制御回路６の動作電源とな
っている。

制御回路６はMOSトランジスタQ₁,Q₂の制御信号を発生
し、MOSトランジスタQ₁,Q₂を交互にオン・オフさせるも
のである。MOSトランジスタQ₁がオフでMOSトランジスタ
Q₂がオンのときには、コンデンサC₁からコンデンサC₂、
インダクタL₁、放電灯１とコンデンサC₃、MOSトランジ
スタQ₂を介してコンデンサC₁に戻る経路で電流が流れ
る。また、MOSトランジスタQ₁がオンでMOSトランジスタ
Q₂がオフのときには、コンデンサC₂が電源となり、コン
デンサC₂からトランジスタQ₁、放電灯１とコンデンサ
C₃、インダクタL₁を介してコンデンサC₂に戻る経路で電
流が流れる。ただし、MOSトランジスタQ₁,Q₂がオフした
直後には、それぞれダイオードD₆,D₅を介して回生電流
が流れる。このようにしてインダクタL₁とコンデンサC₃
及び放電灯１を含む負荷回路には共振電流が流れ、共振
作用によりコンデンサC₃の両端に発生する電圧により放
電灯１が点灯する。以上によりインバータ式の点灯装置
が構成されている。

制御回路６では、スイッチング周波数を変化させるこ
とができる。MOSトランジスタQ₁,Q₂のスイッチング周波
数は、負荷回路の共振周波数よりも高く設定される。ス
イッチング周波数を低くして共振周波数に近付けると、
共振作用が強くなるので、共振電流が増加し、放電灯１
に流れるランプ電流が大きくなって、光出力が増大す
る。反対に、スイッチング周波数を高くして共振周波数
から遠ざけると、共振作用が弱くなるので、共振電流が
減少し、放電灯１に流れるランプ電流が小さくなって、
光出力が減少する。これにより、放電灯１の調光制御が
可能となる。放電灯１の調光範囲を、アーク放電領域か
らグロー放電領域に至る範囲にまで広くすると、低光束
域での放電灯１の点灯維持が難しくなるが、第９図に示
す回路では抵抗R₁を介してコンデンサC₁から放電灯１に
直流電流が流れるので、低光束域でも安定して点灯維持
することが可能となっている。

［発明が解決しようとする課題］ところで、第９図に示す放電灯点灯装置において、放
電灯１を低光束域に調光制御した状態で電源スイッチSW
を開放した場合、制御回路６の動作電源であるコンデン
サC₄の電圧V_C4は低下するが、第10図（ａ）に示すよう
に、制御回路６の回路素子が動作可能な電圧V_MIN以下に
なるまでは、制御回路６から制御信号が出力される。ま
た、インバータの主電源であるコンデンサC₁の電圧も低
下するが、放電灯１は低光束域で点灯維持しているた
め、その消費電力は小さく、第10図（ｂ）に示すよう
に、コンデンサC₁の電圧V_C1は徐々に低下する。また、
このコンデンサC₁から抵抗R₁を介して放電灯１に点灯維
持用の直流電流を供給しているため、電源スイッチSWを
開放しても放電灯１が点灯維持しやすい。コンデンサC₁
の電圧V_C1が所定の電圧Vo以下となるまで放電灯１が点
灯維持されるものとすれば、時刻t₁で制御回路６が動作
を停止し、インバータの発振が停止しても、時刻t₂まで
は放電灯１が点灯維持されることになる。

一方、全点灯状態で電源スイッチSWが開放されたとき
には、インバータの消費電力が大きく、第10図（ｃ）に
示すように、コンデンサC₁の電圧V_C1は速やかに低下す
る。しかしながら、第10図（ｄ）に示すように、制御回
路６が動作を停止し、インバータの発振が停止した時刻
t₁において、コンデンサC₁の電圧V_C1が所定の電圧Vo以
下となっていない場合には、その後はコンデンサC₁の電
圧V_C1が徐々に低下するので、時刻t₃までは放電灯１が
点灯維持されることになる。

本発明はこのような点に鑑みてなされたものであり、
その目的とするところは、放電灯に高周波電力を供給す
ると共に、低光束時の点灯維持用の直流電力を重畳して
印加するようにした放電灯点灯装置において、消灯時の
残光を防止することにある。

［課題を解決するための手段］本発明にあっては、上記の課題を解決するために、第
１図に示すように、低圧水銀放電灯１と、前記放電灯１
に高周波電力を供給する高周波電源２と、前記高周波電
源２により前記放電灯１に供給される高周波電力を制御
する調光制御部と、前記放電灯１の低光束調光時の放電
を維持できるレベルの直流電力を前記高周波電力に重畳
して前記放電灯１に印加する直流電力重畳手段４とを備
える放電灯点灯装置において、前記放電灯１の消灯信号
S₁により前記直流電力の重畳を実質的に停止する手段を
備えたことを特徴とするものである。

［作用］本発明にあっては、このように、放電灯１の消灯時に
は低光束点灯時の放電を維持できるレベルの直流電力の
重畳を実質的に停止するようにしたので、放電灯１の消
灯操作後に残光が持続することを防止できるものであ
る。

［実施例１］第２図は本発明の第１実施例における主回路の回路図
である。この回路は、第９図に示す従来例において、抵
抗R₁と直列にMOSトランジスタQ₃を挿入すると共に、コ
ンデンサC₂及びインダクタL₁の配置を変えたものであ
る。MOSトランジスタQ₃をオフすることにより、抵抗R₁
を介して放電灯１に流れる直流電流を遮断することがで
きる。また、コンデンサC₂とインダクタL₁の直列回路を
MOSトランジスタQ₁,Q₂の接続点に一端が接続されるよう
に配置したので、MOSトランジスタQ₃のオン時には、コ
ンデンサC₁から放電灯１、抵抗R₁を介して流れる直流電
流を妨げる要素が無く、点灯維持に必要な直流電流を確
実に得ることができる。その他の構成は第９図に示す従
来例と同じである。

次に、第３図は第２図に示す主回路に制御信号を供給
するための制御回路の回路図である。この制御回路は、
主回路におけるMOSトランジスタQ₁,Q₂の駆動回路と、こ
れらの駆動回路に駆動信号を与えるための発振回路IC₁
を備えると共に、放電灯１の消灯時にMOSトランジスタQ
₃をオフ制御するための電圧検出回路７を備えており、
これらの回路の動作電源として、主回路におけるコンデ
ンサC₄に得られた制御電源V_C4が供給されている。

まず、MOSトランジスタQ₁の駆動回路は、パルストラ
ンスT₃と抵抗R₆,R₇及びダイオードD₁₁,D₁₃よりなる。パ
ルストランスT₃の１次巻線のセンタータップは、制御電
源V_C4に接続され、１次巻線の一端は後述する駆動用MOS
トランジスタQ₄を介して接地され、１次巻線の他端はダ
イオードD₁₁を介して接地されている。パルストランスT
₃の２次巻線の一端は端子ｂを介してMOSトランジスタQ₁
のソースに接続され、他端は順バイアス用の抵抗R₆と逆
バイアス用のダイオードD₁₃及び端子ａを介してMOSトラ
ンジスタQ₁のゲートに接続されている。MOSトランジス
タQ₁のゲート・ソース間には、抵抗R₇が並列接続されて
いる。

今、駆動用MOSトランジスタQ₄がオンされて、パルス
トランスT₃の１次巻線の一端が接地されると、パルスト
ランスT₃の１次巻線のセンタータップに印加された制御
電源V_C4により１次巻線に電流が流れ、パルストランスT
₃の２次巻線に接続された抵抗R₆,R₇の直列回路に電流が
流れて、抵抗R₇の両端に生じる電圧により、MOSトラン
ジスタQ₁のゲート・ソース間が順バイアスされて、MOS
トランジスタQ₁がオンされるものである。

次に、駆動用MOSトランジスタQ₄がオフされて、パル
ストランスT₃の１次巻線に流れる電流が断たれると、こ
の電流を流し続けるべく、ダイオードD₁₁を介して制御
電源V_C4に回生電流が流れる。このとき、パルストラン
スT₃の２次巻線には逆起電力が発生し、ダイオードD₁₃
を介して抵抗R₇に流れる電流により、抵抗R₇の両端には
MOSトランジスタQ₁のゲート・ソース間を逆バイアスす
る電圧が発生し、ゲート・ソース間容量の蓄積電荷は急
速に放電され、MOSトランジスタQ₁は速やかにオフされ
るものである。

MOSトランジスタQ₂の駆動回路も同様の構成を有し、
同様の動作を行う。つまり、MOSトランジスタQ₂の駆動
回路を構成するパルストランスT₄と抵抗R₈,R₉及びダイ
オードD₁₂,D₁₄は、上述のMOSトランジスタQ₁の駆動回路
を構成するパルストランスT₃と抵抗R₆,R₇及びダイオー
ドD₁₁,D₁₃にそれぞれ対応する。よって、これらについ
ての重複する説明は省略する。

発振回路IC₁はスイッチングレギュレータ用の制御用I
C（日本電気株式会社製造μPC494C）よりなる。この制
御用ICは、周知のように、電源端子（12番ピン）とアー
ス端子（７番ピン）の間に制御電源V_C4を印加されて使
用され、コンデンサ端子（５番ピン）とアース端子間に
接続されるコンデンサC₅と、抵抗端子（６番ピン）とア
ース端子間に接続される抵抗（R₀＋VR）との時定数に応
じた周波数で発振する発振器を内蔵している。その第１
の発振出力は、第１のオープンコレクタ端子（８番ピ
ン）と第１のオープンエミッタ端子（９番ピン）の間が
短絡される状態と開放される状態が交番することにより
得られ、第２の発振出力は、第２のオープンコレクタ端
子（11番ピン）と第２のオープンエミッタ端子（10番ピ
ン）の間が短絡される状態と開放される状態が交番する
ことにより得られる。ここで、出力制御端子（13番ピ
ン）を基準電圧出力端子（14番ピン）に得られる基準電
圧Vrefのレベルに設定したときには、２石用のプッシュ
プル動作を行い、第１の発振出力と第２の発振出力は所
定のデッドオフタイムを経て、反対の状態を取る。この
デッドオフタイムは、基準電圧Vrefを抵抗R₂,R₃により
分圧して、デッドオフタイム制御端子（４番ピン）に入
力することにより、設定できる。なお、非反転入力端子
（１番ピン,16番ピン）と反転入力端子（２番ピン,15番
ピン）は、内蔵のパルス幅制御用のコンパレータの入力
端子であり、パルス幅制御を行わない場合には、後者を
基準電圧Vrefのレベルにプルアップしておくものであ
る。また、フィードバック端子（３番ピン）はパルス幅
制御用の帰還入力端子であり、使用しない場合には開放
しておくものである。

本実施例にあっては、発振回路IC₁の出力制御端子（1
3番ピン）を基準電圧Vrefのレベルにプルアップしてプ
ッシュプル動作させており、オープンエミッタ端子（９
番,10番ピン）を接地すると共に、各オープンコレクタ
端子（８番,11番ピン）に得られる発振出力をそれぞれ
駆動用のMOSトランジスタQ₅,Q₄の入力信号としている。
つまり、第１のオープンコレクタ端子（８番ピン）とオ
ープンエミッタ端子（９番ピン）の間が短絡状態となっ
たときには、MOSトランジスタQ₅のゲートは“Low"レベ
ルとなり、逆に、開放状態となったときには、MOSトラ
ンジスタQ₅のゲートはプルアップ抵抗R₅により“High"
レベルとなるものである。同様に、第２のオープンコレ
クタ端子（11番ピン）とオープンエミッタ端子（10番ピ
ン）の間が短絡状態となったときには、MOSトランジス
タQ₄のゲートは“Low"レベルとなり、逆に、開放状態と
なったときには、MOSトランジスタQ₄のゲートは“High"
レベルとなるものである。各MOSトランジスタQ₄,Q₅は、
上述のように、インバータ回路を構成するMOSトランジ
スタQ₁,Q₂の各駆動回路におけるパルストランスT₃,T₄の
一端にそれぞれ接続され、MOSトランジスタQ₁,Q₂を駆動
している。

発振回路IC₁の発振周波数は、コンデンサC₄と固定抵
抗R₀及び可変抵抗VRの時定数により決まる。したがっ
て、可変抵抗VRの値を調整することにより、発振回路IC
₁の発振周波数を制御することが可能である。また、発
振出力のデッドオフタイムは、基準電圧Vrefのレベルを
抵抗R₂とR₃にて分圧したレベルに応じて決まる。

次に、放電灯１の消灯時にMOSトランジスタQ₃をオフ
制御するための電圧検出回路７について説明する。この
電圧検出回路７にあっては、コンデンサC₄に得られる制
御電源V_C4の電圧を抵抗R₁₀,R₁₁により分圧し、抵抗R₁₀,
R₁₁の接続点ｆに得られる電圧をツェナーダイオードZD₂
を介して抵抗R₁₃に印加している。抵抗R₁₃の両端に発生
する電圧はトランジスタQ₆のベース・エミッタ間に印加
される。トランジスタQ₆のコレクタは抵抗R₁₂を介して
制御電源V_C4にプルアップされると共に、抵抗R₁₇を介し
てPNPトランジスタQ₇のベースに接続されている。PNPト
ランジスタQ₇のエミッタは制御電源V_C4に接続され、コ
レクタは抵抗R₁₄を介して接地されている。抵抗R₁₄の両
端には抵抗R₁₅,R₁₆の直列回路が並列接続され、抵抗
R₁₅,R₁₆の接続点ｄの電圧は主回路におけるMOSトランジ
スタQ₃のゲート駆動電圧となる。

第４図は電圧検出回路７の動作波形図である。同図
（ａ）は制御電源V_C4の電圧変化を示している。時刻t₀
以前では電源スイッチSWが投入されており、コンデンサ
C₄の両端にはツェナーダイオードZD₁のツェナー電圧で
決まる所定の直流低電圧が発生している。この所定の直
流低電圧を抵抗R₁₀,R₁₁で分圧して得たｆ点の電圧は、
ツェナーダイオードZD₂のツェナー電圧よりも高くなる
ように、ツェナーダイオードZD₂のツェナー電圧が設定
されている。したがって、時刻t₀以前ではツェナーダイ
オードZD₂が導通し、抵抗R₁₃の両端に電圧が発生するの
で、トランジスタQ₆がオン状態であり、そのコレクタ
（図中ｅ点）の電圧Veは第４図（ｂ）に示すように“Lo
w"レベルとなる。また、抵抗R₁₇とトランジスタQ₆を介
してPNPトランジスタQ₇にベース電流が流れるので、PNP
トランジスタQ₇はオン状態となり、抵抗R₁₅,R₁₆の接続
点ｄの電位は第４図（ｃ）に示すように制御電源V_C4に
応じて決まる電圧となり、主回路のMOSトランジスタQ₃
はオン状態となる。このため、放電灯１には抵抗R₁を介
して直流電流が流れる。

次に、時刻t₀で電源スイッチSWが開放されると、制御
電源V_C4は第４図（ａ）に示すように低下する。そし
て、時刻t₄でｆ点の電圧がツェナーダイオードZD₂のツ
ェナー電圧よりも低くなると、ツェナーダイオードZD₂
が非導通状態となる。このため、トランジスタQ₆はオフ
状態となり、そのコレクタの電圧Veは第４図（ｂ）に示
すように制御電源V_C4と同じとなる。したがって、PNPト
ランジスタQ₇はオフ状態となり、抵抗R₁₅,R₁₆の接続点
ｄの電位は第４図（ｃ）に示すように“Low"レベルとな
り、主回路のMOSトランジスタQ₃はオフ状態となる。こ
れによって、抵抗R₁を介して放電灯１に流れる直流電流
は遮断される。そして、時刻t₁で発振回路IC₁の動作が
停止すると、インバータの発振が停止するので、放電灯
１の放電は停止する。このとき、放電灯１には点灯維持
用の直流電流が流れていないので、残光が持続すること
はない。

本実施例では、制御電源V_C4の電圧低下を検出して放
電灯１の消灯信号を得ているが、インバータの入力電源
となるコンデンサC₁の電圧低下を検出しても良いし、電
源スイッチSWと連動する別のスイッチを用いて放電灯１
の消灯信号を得ても良い。

［実施例２］第５図は本発明の第２実施例の概略構成を示すブロッ
ク図である。本実施例にあっては、調光制御部３を備え
ており、調光信号Vsに応じて放電灯１の光出力を100％
点灯から０％点灯（消灯）までの範囲で調光制御可能と
している。従来は、調光点灯状態から０％点灯（消灯）
の状態にフェードアウトする際に、インバータへの入力
電力を遮断したり、インバータの発振を停止させている
が、それでは再起動（再点弧）の際に回路に突入電流が
流れて、回路素子へのストレスが大きくなる。そこで、
本実施例にあっては、放電灯１の点灯維持用の直流電力
を遮断することによりフェードアウトを行うようにして
いる。

第６図はその動作説明図である。横軸は調光信号Vsで
あり、縦軸は調光比である。調光信号Vsを低減すると、
調光比も減少し、光出力が小さくなる。そして、調光信
号Vsが所定値に達すると、放電灯１の点灯維持用の直流
電力が遮断されて、調光比はゼロとなり、光出力は無く
なる。

第７図は上記フェードアウトの制御を行うための回路
を示している。この回路は、第２図に示す主回路及び第
３図に示す制御回路と共に用いられる。第７図の点d,g
は、それぞれ第３図の点d,gに接続される。また、第３
図に示す抵抗R₀と可変抵抗VRの直列回路は抵抗R₀のみに
置き換えて良い。調光制御は調光信号Vsにより行われ
る。この調光信号Vsは入力抵抗R₁₈を介してオペアンプI
C₂の反転入力端子に入力されている。オペアンプIC₂の
非反転入力端子には、制御電源V_C4を抵抗R₁₉,R₂₀により
分圧した基準電圧が印加されている。また、オペアンプ
IC₂の出力端子は、帰還抵抗R₂₁を介して反転入力端子に
接続されると共に、入力抵抗R₂₄を介してオペアンプIC₃
の反転入力端子に接続されている。オペアンプIC₃の非
反転入力端子には、制御電源V_C4を抵抗R₂₂,R₂₃により分
圧した基準電圧が印加されている。また、オペアンプIC
₃の出力端子は、帰還抵抗R₂₅を介して反転入力端子に接
続されると共に、発振回路IC₁の抵抗端子（６番ピン）
に接続されている。これにより、調光信号Vsはオペアン
プIC₂,IC₃を介して発振回路IC₁の抵抗端子（６番ピン）
に入力され、調光制御が実現される。本実施例では、調
光信号Vsが高くなるほど放電灯１の光出力が大きくなる
ように設計されている。

また、調光信号Vsは抵抗R₂₆を介してコンパレータIC₄
の反転入力端子に入力されている。コンパレータIC₄の
非反転入力端子には、制御電源V_C4を抵抗R₂₇,R₂₈により
分圧した基準電圧が印加されている。コンパレータIC₄
の出力端子は抵抗R₂₉を介してトランジスタQ₈のベース
に接続されている。このトランジスタQ₈は抵抗R₁₆の両
端に並列接続されている。第６図に示すように、調光信
号Vsが所定値V_C4・R₂₇/（R₂₇＋R₂₈）よりも大きいとき
には、コンパレータIC₄の出力端子は“Low"レベルであ
り、トランジスタQ₈はオフ状態であるが、調光信号Vsが
上記所定値以下になると、コンパレータIC₄の出力端子
は“High"レベルとなり、トランジスタQ₈はオン状態と
なる。このため、第２図の主回路におけるMOSトランジ
スタQ₃は強制的にオフ状態となり、抵抗R₁を介して放電
灯１に供給される放電維持用の直流電流が遮断される。
このとき、放電灯１は第６図に示すように低光束調光域
にあるので、放電を維持できなくなり、消灯する。

このように、本実施例にあっては、放電灯１を消灯す
るために、インバータへの入力電力を遮断したり、イン
バータの発振を停止させるのではなく、インバータの発
振出力を減少させると共に放電維持用の直流電流を遮断
するものであるから、インバータの発振を継続したまま
で放電灯１を消灯することができる。したがって、放電
灯１を再起動する際に、回路素子に過大なストレスが加
わることがないものである。

なお、インバータ装置の構成は第２図の主回路に例示
したような直列共振インバータに限定されるものではな
く、ハーフブリッジ回路、フルブリッジ回路、１石式イ
ンバータ回路等を用いても良い。また、調光信号Vsとし
ては可変直流電圧を用いる例を示したが、これに限定さ
れるものではなく、例えば、デューティ可変の矩形波電
圧等を用いても良い。

［発明の効果］本発明によれば、放電灯に高周波電力を供給すると共
に、低光束調光時の点灯維持用の直流電力を重畳して印
加するようにした放電灯点灯装置において、放電灯の消
灯信号により直流電力の重畳を実質的に停止するように
したものであるから、放電灯の消灯時の残光を防止する
ことができるという効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の基本構成を示すブロック図、第２図及
び第３図はそれぞれ本発明の第１実施例の主回路及び制
御回路の回路図、第４図は同上の動作波形図、第５図は
本発明の第２実施例の概略構成を示すブロック図、第６
図は同上の動作説明図、第７図は同上の要部回路図、第
８図は従来例のブロック図、第９図は同上の具体回路
図、第10図は同上の動作波形図である。１は放電灯、２は高周波電源、３は制御部、４は直流電
力重畳手段、５は直流電源、S₁は放電灯消灯信号であ
る。

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】低圧水銀放電灯と、前記放電灯に高周波電
力を供給する高周波電源と、前記高周波電源により前記
放電灯に供給される高周波電力を制御する調光制御部
と、前記放電灯の低光束調光時の放電を維持できるレベ
ルの直流電力を前記高周波電力に重畳して前記放電灯に
印加する直流電力重畳手段とを備える放電灯点灯装置に
おいて、前記放電灯の消灯信号により前記直流電力の重
畳を実質的に停止する手段を備えたことを特徴とする放
電灯点灯装置。