JP2797712B2 - デュアル・モード自動利得制御 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 発明の背景 本発明は、一般に自動利得制御装置に関し、さらに詳
しくは、定エンベロープ情報信号または不定エンベロー
プ情報信号のレベルを受信時に制御可能な受信機用自動
利得制御システムに関する。

無線通信システムは、少なくとも送信機および受信機
で構成される。送信機と受信機は高周波チャンネルによ
って相互接続され、情報信号の伝送を行う。

一般的に、情報信号は、変調と呼ばれる処理によって
高周波電磁波上に重畳され、送信機と受信機との間で伝
送が行われる。高周波電磁波は搬送波と呼ばれ、特定の
周波数を持っている。搬送波は、情報信号によって変調
されると、変換情報信号となる。変調情報信号は自由空
間を渡って、送信機から受信機へ情報が送られる。

情報信号を電磁波上に変調するためにさまざまな技術
が開発されており、振幅変調（AM），周波数変調（F
M），位相変調（PM）および複合変調（CM）はそのよう
な変調技術のうちの４つである。

概して、振幅変調信号は、情報信号が情報信号の値に
応じて搬送波の振幅を変更するように情報信号を搬送波
上に重畳（すなわち変調）することによって形成され
る。振幅変調は搬送波周波数を変化させず、変調情報信
号の情報部分は信号の形つまり振幅の中に含まれる。変
調情報信号の形は信号のエンベロープと呼ばれ、情報信
号の振幅の変化は形成されたエンベロープの形を変え
る。

周波数変調信号は、情報信号が情報信号の値に応じて
搬送波の周波数を変更するように情報信号を搬送波上に
重畳（変調）することによって形成される。周波数変調
は搬送波の振幅を変化させず、変調情報信号の情報部分
は信号の周波数の変化の中に含まれる。周波数変調され
た信号の振幅は変化しないので、周波数変調信号は定エ
ンベロープ信号と呼ばれる。

位相変調信号は、情報信号が情報信号の値に応じて搬
送波の位相を変更するように情報信号を搬送波上に重畳
（変調）することによって形成される。位相変調は搬送
波の振幅を変化させず、変調情報信号の情報部分の信号
の位相の変化の中に含まれる。周波数変調信号の場合と
同様に、位相変調された信号の振幅は変化しないので、
位相変調信号は定エンベロープ信号と呼ばれる。

複合変調信号は、情報信号が搬送波の振幅と位相の両
方を変更するように情報信号を搬送波上に重畳（変調）
することによって形成される。従来より、複合変調信号
を形成するために、搬送波はまず正弦波と余弦波成分に
分けられる。分離された情報信号の成分は、それぞれ同
相成分（またはＩ）および直交成分（またはＱ）と呼ば
れ、搬送波の余弦波および正弦波成分に重畳される。
（厳密には、情報信号の同相成分が搬送波の余弦波成分
に重畳され、情報信号の直交成分が搬送波の正弦波成分
に重畳される。）次に、正弦波および余弦波成分は再合
成され、その生成信号である複合変調信号は振幅および
位相の双方において変化する。複合変調信号は前述のど
の変調技術によって生成された信号よりも多くの情報を
ある周波数帯域幅内で送信できるので、複合変調は有利
である。

前述の変調技術のひとつを使って形成された信号など
の変調情報信号を受信する受信機は、搬送波上に変調さ
れた情報信号を検出もしくは再生するための回路を含ん
でいる。この回路が行う処理は復調と呼ばれる。多数の
異なる変調情報信号が複数の送信機からさまざな周波数
で同時に送信されることがあるため、受信機は所望の周
波数をもつ受信信号のみを復調するための同調回路を含
んでいる。変調情報信号を送信できる広い周波数帯域は
電磁周波数スペクトルと呼ばれる。電磁周波数スペクト
ル内のある周波数帯における無線通信を規制することに
より、同時に送信される信号間の干渉を最小にすること
ができる。

電磁周波数スペクトル（800メガヘルツから900メガヘ
ルツまで）の100メガヘルツの成分は、例えばセルラ通
信システムで用いられている無線電話装置による無線電
話通信用に割り当てられている。既存の無線電話装置
は、高周波変調情報信号を生成し、かつ受信する回路を
内蔵している。

セルラ通信システムは、ある地域全体にわたって離間
した位置に多数の基地局を配置することにより構成され
る。各基地局は、無線電話装置に対して変調情報信号を
同時に送受して、２局間で双方向通信を行うように構成
されている。

基地局は、地域内の任意の位置にある無線電話装置が
少なくともひとつの基地局受信機の受信範囲内にあるよ
うな位置に配置されている。地域は複数の区域に分けら
れ、ひとつの基地局が各区域に配置される。このように
区分された地域の各区域は、「セル」と呼ばれる。

多数の変調情報信号を異なる送信周波数で同時に送信
することができるが、送信された各変調情報信号は周波
数帯域の有限成分を占めている。同時に送信される変調
情報信号を同じ地域内で重複させることは、同一周波数
上の重複信号間の干渉により受信機が送信されたいずれ
の変調情報信号も検出できなくなるという理由で、許さ
れていない。

そのような重複を避けるために、無線電話通信に割り
当てられている周波数帯は複数のチャンネルに分割さ
れ、各チャンネルは30キロヘルツの帯域幅を有する。82
4メガヘルツから849メガヘルツに至る周波数帯の第１部
分は、無線電話装置から基地局への変調情報信号の送信
用に割り当てられている。869メガヘルツから894メガヘ
ルツに至る周波数帯の第２部分は、基地局から無線電話
装置への変調情報信号の送信用に割り当てられている。

しかしながら、セルラ通信システムの普及により、セ
ルラ無線電話通信用に割り当てられた周波数帯のすべて
の送信チャンネルが全稼働している場合が多い。電磁周
波数スペクトルの他の周波数帯域も同様に全稼働してい
る場合が多い。

無線電話通信に割り当てられた周波数帯域をより効率
的に利用することにより、セルラ無線電話通信システム
の情報伝送容量を向上するため、さまざまな試みがなさ
れてきた。さらに同様の試みが電磁周波数スペクトルの
他の周波数帯をもより効率的に利用するためになされて
きた。

従来より、無線電話通信システムが変調情報信号を形
成するために用いられる変調方法は周波数変調である。
前述のように、周波数変調信号は、情報信号の値に応じ
て搬送波の周波数を変えるために搬送波上に情報信号を
重畳する。しかし、従来の周波数変調技術は連続波のFM
信号を形成するが、一度に送信チャンネルを通じて送信
できるのはほんのひとつの連続波信号のみである。

しかし、同一周波数で２つ以上の信号を送信すること
を可能にする変調技術が開発されている。そのうちのあ
る技術ではひとつのチャンネルを複数の無線電話装置が
順次時分割することを可能にしている。この技術は時間
領域多重アクセス（TDMA:Time−Domain Multiple Acces
s）と呼ばれている。

TMDAを利用するため、送信する情報信号（例えば音声
信号）はまずある符号化方式に従って符号化される。符
号化された情報信号は搬送波上に変調された後に間欠バ
ースト（intermittent bursts）として送信される。他
の情報信号も同様に符号化され、変調され、そして同じ
周波数で間欠バーストとして送信される。このようにし
て、より多くの情報信号がある特定の周波数帯域幅内で
送信できる。このようなTDMA技術を利用して、セルラ通
信システムの一部を形成する無線電話装置の利用者が情
報信号を発生すれば、より多くの無線電話装置をある特
定の周波数帯域幅内で運用することができる。

TDMA複合変調信号などのTDMA信号を受信すべく構成受
信機は、間欠バーストとして受信機へ送られたTDMA信号
を解読することで元の情報信号を再構成する。

TDMA信号を使って送信された複合変調信号を利用する
システムは、既存の米国国内セルラ電話システムを拡大
するために採用されている。既存の国内セルラ電話シス
テムと提案システムとの間に互換性を持たせることが、
提案システム上で用いるために作られた装置を既存シス
テム上でも使えるようにするために必要である。かくし
て、FM連続波信号とTDMA複合変調信号の双方を受信でき
る無線電話装置が現在作られている。このような無線電
話装置は、FM連続波信号を使用する従来のセルラ通信シ
ステムでもTDMA複合変調信号を使用するセルラ通信シス
テムでも支障なく運用できる。

TDMA複合変調信号を受信するように作られた受信機に
は、受信機内で等化を実施するための回路が必要であ
る。受信機へ異なる時間に着信する信号の反射に関する
遅延の問題を解決するために等化回路は必要である。受
信機が受け取る信号は実際には特定の周波数で送信され
た全信号のベクトルの和であるので、受信機が受信した
信号は実際には異なる時間の同じ信号で構成されること
があるが、これは信号は物体に当たって反射されてから
受信機に到達することもあるためである。従って、受信
機が実際に受信する信号は、多くの異なる経路受信機へ
送られるすべての信号の和である。各経路の長さはさま
ざまであるので、受信機が実際に受信する信号は受信機
の位置に応答して変化する。多くの場合は、等化回路
は、適切なソフトウェアアルゴリズム内蔵のプロセッサ
によって形成される。等化回路を最適に動作させるため
に、受信機は線形となるように構成されなければならな
い（例えば、復調された信号は、搬送波上に変調された
元のＩおよびＱ成分を正確に表さなければならない）。

受信機の線形性は受信信号の再生効率を定義する。理
想的な受信機は送られてきた信号のみを再生する。現実
の非理想的な受信機は、受信信号の周波数変換の間の増
幅およびミキシングの処理を経て、相互変調歪みを発生
する。相互変調歪みに関係するものとして、望ましくな
いスプリアス信号がある。このスプリアス信号は非理想
的な受信機が受信する信号の周波数変換時に発生する。
この望ましくないスプリアス信号は以下相互変調スプリ
アスと呼ぶ。線形性の高い受信機は大量の相互変調歪み
を発生する。

一般的に、受信機は、従来型のセルラ無線電話通信シ
ステムで使用されているものを含めて、相互変調スプリ
アスによる悪影響を最小限にするために、受信回路の一
部としてフィルタ回路を内蔵し、望ましくない信号を濾
波し、受信信号の周波数変換時に発生する相互変調スプ
リアス・レベルを低下させる。フィルタは能動的または
受動的フィルタ段で構成することができる。能動的フィ
ルタ段は集積回路内で有利に具現できるが、能動的フィ
ルタは受信信号の限られたダイナミックレンジ内におい
てのみ線形的であるのが一般的である。さらに、能動的
フィルタは限られたダイナミックレンジ内のみに適正な
フィルタ特性を示す。

既述のように、特定の周波数で送られる変調情報信号
が物体に反射した後に受信機に到達する可能性があるの
で、受信された信号は実際のところ多くの異なる経路を
通して受信された信号の和である。よって、受信信号の
レベル（すなわち振幅）は実際にはさまざまな経路で受
信した多くの信号のベクトルの和である。受信機が実際
に受信する信号の数と強度とは、信号機の位置または送
信信号が反射する物体によって時間とともに変化する。
その結果、受信されたFM信号のレベルは時間とともに変
化する。この変化は信号の「フェージング」と呼ばれ
る。結果として得られる信号の強度が受信機側で変化す
る度合いは、受信機が環境内を動く速度と使用するチャ
ンネルの周波数とによって主に決定される。例えば、セ
ルラ周波数帯域内において、セルラ無線電話装置が時速
60マイルで走行する車内に位置する場合は、受信信号の
信号強度は５ミリ秒間に約20デシベル変化することがあ
る。

従来のFM受信機は、受信信号をクリップする電圧リミ
ッタを復調の前に用いる。この結果、信号は定エンベロ
ープとなり、有害なフェージング効果は低減される。FM
信号内の情報はエンベロープ内では搬送されないので、
定エンベロープ信号を形成するために受信信号をクリッ
プすることは、受信信号の周波数変調さらには情報部分
の最適な復元を実現することになるFMのみの連続波受信
機の利用制御は復調には必要ないが、このような利得制
御を利用して受信信号レベルを調整し、受信機内で増幅
およびフィルタ回路の最適動作を行うことができる。

しかしながら、TDMA複合変調情報信号を受信すべく構
成された受信機は、フェージングによる信号レベル変化
の影響を補償し、信号のエンベロープ内に符号化された
情報成分を復元するために利得制御回路を必要としてい
る。

TDMA複合変調信号を復調すべく構成された無線電話装
置は従来の連続波信号を復調することもできるので、無
線電話装置はTDMA復合変調信号のレベル変化を補償する
ための利得制御回路を内蔵していなければならない。か
かる利得制御回路はまた連続波信号受信時には受信機の
性能を最大限に発揮させる。しかしながら、利得制御回
路の形式および性能は受信される変調のタイプによって
変わる。

複合変調信号を受信する場合は、利得制御回路はフェ
ージングによる受信信号のレベル変化を迅速にかつ継続
的に追跡できるように設計されているべきである。さら
に、セルラ通信システムにおいて情報信号を送信するた
めにTDMA複合変調信号を発生する無線電話装置は１つま
たはそれ以上のセルに位置する送信機の信号強度を間欠
的に測定する。この信号強度を試験する過程はMAHO（mo
bile−assisted hand off）と呼ばれている。このMAHO
試験にも迅速かつ継続的な信号追跡を可能にする利得制
御回路が必要となる。

デジタル信号プロセッサは上記のような迅速に追跡を
行う利得制御回路を形成するために使用される。しかし
ながら、デジタル信号プロセッサの動作には相当な電力
が必要となる。セルラ無線電話装置は電池で動作させこ
とがある。そのような装置において、利得制御のために
デジタル信号処理回路を連続的に使用すれば、受信機が
連続波がFM信号を受信するときに電池に不当な電力負荷
をかけることになる。

FM変調信号を受信する場合は、利得制御回路はフェー
ジングを追跡するように設計されている必要はない（す
なわち、利得制御回路は迅速かつ連続的追跡ができなく
てもよい）。普通のFMリミッタ復調器はフェージングよ
る変化の影響を受けにくく、前述のMAHO動作は連続波受
信時には行われない。連続波受信については、動作電力
の低いアナログ回路素子を使って構成した低速応答利得
制御回路でも可能である。

従来の連続波信号とTDMA複合変調信号の両方を受信で
き、いずれのタイプの送信信号でもそのレベルを制御で
きる利得制御回路を有し、さらには消費電力を最小限に
した無線電話装置が有利であろう。

従って、最小限の消費電力を必要とし、しかも無線電
話装置に送信される従来の連続波変調受信信号またはTD
MA複合変調情報信号のいずれの信号レベルを制御するた
め交互に動作可能な利得制御方式が必要になる。

発明の概要 従って、本発明の目的は、連続波およびTDMA複合変調
情報信号の両方を受信すべく動作可能な受信機が受信す
る信号のレベルを制御する利得制御システムを提供する
ことである。

本発明の別の目的は、従来の連続波変調技術によっ
て、あるいは複合変調技術によって受信機へ送信される
信号の信号レベルを制御すべく動作可能な、動作消費電
力が最小限で済む利得制御システムを提供することであ
る。

さらに本発明の目的は、従来の連続波情報信号と、TD
MA複合変調信号との両方を受信すべく動作可能で、最小
限の消費電力要件の利得制御回路を有するデュアル・モ
ード無線電話装置を提供することである。

本発明に従って、受信機が受信する信号の信号レベル
を制御する利得制御システムが開示される。第１信号検
出回路は、信号が定エンベロープ信号の場合に受信機が
受信する信号のレベル値を判定し、そうして判定された
信号レベル値に応答して第１利得制御信号を生成する。
第２信号検出回路は、信号が不定エンベロープ信号の場
合に受信機が受信する信号のレベル値を判定し、そうし
て判定された信号レベル値に応答して第２利得制御信号
を生成する。受信機が受信する信号の利得特性は、第１
利得制御信号および第２利得制御信号に応答して調節さ
れ、受信機が受信した信号のレベルをを制御する。

図面の簡単な説明 本発明は、添付の図面と共に読むことによりさらによ
く理解されよう。

第１図は、本発明の利得制御システムによって用いる
ことのできる振幅変調情報信号のグラフである。

第2A図および第2B図は、定エンベロープ信号のグラフ
であり、第2A図は本発明の利得制御システムによって用
いることのできる周波数変調信号であり、第2B図は本発
明の利得制御システムによって用いることのできる位相
変調信号である。

第３図は、情報信号を符号化してディスクリート符号
化信号を生成するために用いることのできるディスクリ
ート符号化方式の空間点のグラフである。

第４図は、特定の送信チャンネル上の周波数の関数と
して表した変調情報信号と、周波数の関数として表した
受信された変調情報信号のダウンコンバージョン時に発
生する相互変調スプリアスとのグラフである。

第５図は、本発明の利得制御システムのブロック図で
ある。

第６図は、本発明の好適な実施例の部分的なブロック
概略図である。

第７図は、本発明の方式のフロー・ダイヤグラムであ
る。

好適な実施例の説明 まず、第１図および第2A,2B図において、３種類の変
調信号の波形図を示す。第１図および第2A,2B図の波形
（さらに詳しくは、第2A図の波形と同様な波形および第
１図および第2B図の組み合わせと同様な波形）と同様な
信号が受信機によって受信され、その信号の信号レベル
は本発明のシステムによって制御される。これらの波形
は、横軸12の時間の関数として、縦軸10にミリボルト単
位の電圧を表したものである。

第１図の波形14は、情報信号を電磁波上に変調して得
られる振幅変調信号であり、ここで波形14の振幅（すな
わち、電圧）は変調された情報信号の値に応答して変化
する。波形14の情報含有成分は、波形の振幅に内包さ
れ、波形14の振幅の変化は情報信号の振幅の変化に対応
する。波形14の振幅は、この波形のエンベロープとい
い、第１図において曲線16によって表わされる。曲線16
は、情報信号と形が同様であり、この情報信号は電磁波
上に変調されて波形14となる。波形14の周波数は変化せ
ず、波形14の周波数は、情報信号が変調されている非変
調波（すなわち、搬送波）の周波数に相当する。このよ
うな周波数は、波形14の搬送周波数をいう。

第2A図の波形18は、情報信号を電磁波上に変調するこ
とによって形成される周波数信号である。波形18の振幅
は変化しないが、波形18の周波数は変調された情報信号
の値に応答して変化する。従って、波形18の周波数の変
化は、波形の情報含有部を構成する。しかし、情報信号
を電磁波に変調することによって生じる波形18の周波数
の変化は、電磁波の周波数に比較して、わずかである。
故に、第１図の波形14と同様に、波形18は情報信号が変
調されている電磁波（すなわち、搬送波）の周波数によ
って特徴づけられ、このような周波数を波形18の搬送周
波数という。

第2B図の波形20は、情報信号を電磁波上に変調するこ
とによって形成される位相変調信号である。波形20の振
幅は変化しないが、波形20の位相は変調された情報信号
の値に応答して変化する。従って、波形の位相の変化
は、波形20の情報含有部を構成する。ただし、第2B図の
波形20の急激な位相変化は図示のためにすぎず、実際の
位相変調信号は漸進的に位相変化を示すことに留意され
たい。波形20の位相変化は、信号の搬送周波数を大幅に
変化させることはない。従って、いったん変調される
と、（第１図の波形14および第2A図の波形18と同様に）
波形20は波形の搬送周波数によって特徴づけられるとい
える。

第３図のグラフにおいて、情報信号を符号化するディ
スクリート符号化方式の空間点を示す。前述のように、
情報信号を一連のTDMA複合変調信号に符号化することに
より、ある一つの周波数において２つ以上の信号を順次
送信して、特定周波数帯域の情報伝送容量を大幅に増加
することができる。

第３図は、情報信号が８つの異なるレベル（すなわ
ち、位相）の一つとなる、８値PSK（phase shift keyin
g）方式を示す。もちろん、他のディスクリート符号化
方式も同様に可能である。この方式では、情報信号はＩ
（ｔ）およびＱ（ｔ）という２つの並列ビット列に符号
化される。標本化時間t_iにおいて、Ｉ（t_i）およびＱ
（t_i）はベクトルとなり、そのとりうる値は第３図に参
照番号26〜40で示されている。縦軸22および横軸24は、
Ｑ（ｔ）およびＩ（ｔ）の大きさについて縮尺してい
る。

このようなベクトルは電磁波上に変調され、複合変調
情報信号を生成することができ、この信号の情報内容
は、一般のディスクリート信号レベル（または位相）か
らなる。第３図の符号化方式は、米国で実施されるデジ
タル・セルラ無線電話通信システム用に選定された規格
を示す。とくに米国規格については、２つの順次ベクト
ルの間の４つの差変化しか許されていない。このような
符号化方式は、DQPSK（differential quaternary phase
shift keying）方式と呼ばれる。

第４図のグラフにおいて、周波数の関数として変調さ
れた情報信号を示す。このグラフの縦軸50は、横軸52の
ヘルツ単位の周波数の関数として、ボルト単位の信号の
レベルつまり振幅を表す。信号54のエネルギは典型的に
特定の周波数の中心周波数f_cを中心にしており、図示の
ように中心周波数で定義される点線56について対称であ
る。通常、受信機は波形54に代表される望ましい変調情
報信号のみならず波形54に近い他の周波数上の信号をも
受信する。そのよな信号は、望ましい変調情報信号の情
報成分を判別するという観点からは、望ましいものでは
ない。それらの信号は第４図のグラフ内の波形57,58に
よって示される。受信機が受信した信号の周波数変換お
よび増幅が行われるときに実施されるミキシングは、第
４図の点線状のスプリアス60,61が示す受信信号すなわ
ち相互変調スプリアスの組み合わせを発生する。

相互変調スプリアスは所望の情報信号に干渉するよう
な周波数を持つことがある。そのような干渉は受信した
変調情報信号の情報成分の正確な判定を妨害することが
ある。スプリアス60はそのようなスプリアスのひとつ
で、望ましい情報信号に干渉し、また図示のように、波
形54に干渉する周波数を持っている。相互変調スプリア
スによる干渉を最小限にするために、受信機は、一般的
に波形57,58で図示される信号を取り除くフィルタ回路
を内蔵することでスプリアス60のような相互変調スプリ
アスの発生を防止する。

既述のように、フィルタ回路は受動あるいは能動フィ
ルタ構成要素から成っている。TDMA複合変調信号を受信
すべく動作可能な受信機は、受信情報信号のレベルを望
ましい範囲に保つための利得制御回路を含んでいなけれ
ばならない。第４図の線62,64がそのような望ましい範
囲を示している。信号レベルをそのような範囲に維持す
るために、利得回路は、受信信号のレベルが低すぎると
きは信号を増幅し、レベルが高すぎるときは信号を減衰
しなければならない。

前述のようにデジタル信号プロセッサを使用して、受
信機が受信した信号のレベルを制御するための利得制御
回路を形成することができる。しかしながら、デジタル
信号プロセッサが動作するためにはかなりの電力を必要
とする。TDMA複合変調信号は間欠的に送信されるだけな
ので、受信機が信号を受信中のみデジタル信号プロセッ
サの動作が必要となる。

デジタル信号プロセッサは、受信機が受信する連続波
信号のレベルを制御する利得制御回路を形成するために
使われるが、継続的に動作しなければならないので相当
な電力を必要とする。

従って、前述のように、利得制御特性は、FM信号やTD
MA複合変調信号にとって相反する要件を課すことにな
る。

第５図のブロック図において、本発明の利得制御シス
テムの要素が機能ブロック図で示されている。本発明を
具現する利得制御システムは、受信機がTDMA複合変調情
報信号または従来の連続波変調情報信号のいずれかを受
信した場合、その場合のレベルを制御すべく動作可能で
ある。デジタル信号プロセッサは、受信機が受信した信
号がTDMA複合変調信号の場合にのみ動作し、それにより
プロセッサの消費電力を最小限に押さえる。

従来の連続波またはTDMA複合変調信号である送信信号
は、アンテナ（またはその他の電磁波受信装置）80へ送
信される。アンテナ80によって受信される信号は、濾波
され、ライン88上の第１ダウンコンバータ回路84に送ら
れる。ダウンコンバータ回路84は、送信周波数信号（こ
の信号は、例えば890メガヘルツでもよい）をより低い
周波数の信号、例えば、45メガヘルツの信号に変換す
る。ダウンコンバータ回路84は、ライン92上に低周波信
号を生成し、このラインは利得制御増幅回路93に結合さ
れている。（他の実施例においては、利得制御増幅回路
93は異なる場所に配置して同様に機能することが可能で
ある。）回路93は、ライン94上に増幅信号を生成し、こ
の信号は第２ダウンコンバータ回路96に供給される。第
２ダウンコンバータ回路96はライン94を介して供給され
た信号をベースバンド信号に変換する。ダウンコンバー
タ回路96はライン100上で同相信号と、ライン104上でこ
の信号に直交する信号とを生成する。ライン100上で生
成される同相信号はベースバンド・フィルタ108に供給
され、ライン104で生成される直交信号はベースバンド
・フィルタ112に供給される。ダウンコンバータ回路96
およびフィルタ108,112は共に、点線部のブロック116で
示されるゼロ中間周波数（ZIF）回路と呼ばれる一つの
集積回路チップの一部を構成してもよい。

フィルタ108,112によって得られる濾波された信号
は、ライン116,120上にそれぞれ現われる。フィルタ10
8,112は、所望の周波数の信号を通過させるパスバンド
を有する。

アンテナ80がTDMA複合変調信号を受信する場合、フィ
ルタ108,112によって得られる濾波された信号はアナロ
グ／デジタル変換器124,128にそれぞれ送られる。A/D変
換器124,128によって生成されるデジタル信号は、ライ
ン136,140を介してデジタル信号プロセッサ（DSP）132
に送られる。デジタル信号プロセッサ132は供給された
デジタル信号を処理して、ライン142上に音声信号を生
成し、この信号はTDMA複合変調方式でアンテナ80に送信
された情報信号を表す。また、デジタル信号プロセッサ
132は、アンテナ80が受信した信号のレベルに応答し
て、ライン146上に信号を生成する。この信号は、受信
機が受信した信号のレベルを制御するために用いること
ができ、信号レベルは結果的にはライン142上に再現さ
れる。

アンテナ80に送信される信号が従来の連続波信号の場
合、フィルタ108,112によって得られる濾波された信号
はアップコンバータ回路150に供給される。

アップコンバータ回路150は、ライン116,120上でそれ
ぞれ生成される濾波された同相信号および濾波された直
交信号を高周波信号に変換し、この二つの成分を加算す
る。加算の結果、信号はライン152上に生成され、復調
回路156に供給される。復調回路156は、従来の周波数復
調技術を用いて、供給された信号を復調する。ライン11
6,120上で生成されたベースバンド信号を高周波信号に
変換することは、従来の復調回路で復調するために必要
である。

復調回路156は、ライン158上で音声信号を生成し、こ
の信号はアンテナ80で受信された従来の連続波変調信号
の情報信号部を表す。図示のように、アップコンバータ
回路150および復調回路156はさらにZIF回路の一部を形
成することができる。

ZIF回路116はまたライン160上の信号をスイッチ162に
供給する。ライン160上で生成された信号は、受信機が
受信する信号のレベル制御するために使用でき、信号レ
ベルはライン158に再現できる。デジタル信号プロセッ
サ132はライン146上に生成する信号もスイッチ162に供
給される。

スイッチ162はライン160,146およびそれらのラインを
介して送信される信号を交互にライン166に接続し、ラ
イン166は利得制御増幅回路93に結合される。スイッチ1
62はライン164を介して供給される外部信号によって起
動する。スイッチ162が起動してライン146とライン166
とを接続するとき、ライン146上に生成される信号は利
得制御増幅回路93に供給されて、受信機が受信する信号
の信号レベルを制御し、信号レベルはライン142上に再
現される。スイッチ162が起動してライン160とライン16
6とを接続するとき、ライン160上で生成される信号は利
得制御増幅回路93に供給されて受信機が受信する信号の
信号レベルを制御し、信号レベルは結果的にライン158
上に再現される。

第６図の部分的なブロック概略図において、本発明に
よって具現される自動利得制御システムの好適な実施例
を示す。本発明を具現する利得制御システムは、TDMA複
合変調情報信号または従来の連続波変調情報信号のいず
れかを受信機が受信した場合、受信信号レベルを制御す
べく動作可能である。利得制御回路を形成するために用
いるデジタル信号プロセッサは、受信機が複合変調信号
を受信した場合のみ動作可能である。

従来の連続波信号（例えば、FM信号）あるいはTDMA複
合変調信号のいずれの信号の送信の場合、図中の送信塔
178で表される送信機によって、アンテナ（または他の
電磁波受信装置）180へ送信される。アンテナが受信し
た信号はライン184上のフィルタ182に供給される。フィ
ルタ182は受信した信号を濾波する。フィルタ182が濾波
した信号はライン186上に生成されミキサ190に供給され
る。

さらにミキサ190に供給されるものとして、ライン198
上の第１位相同期ループ（PLL）194の一部を形成する発
振器が発生する発信信号がある。ミキサ190はライン202
上に第１ダウンコンバージョン信号を生成する。ミキサ
190は、アンテナ180が受信しフィルタ182が濾波した信
号を、送信周波数（例えば890メガヘルツ）から低周波
信号すなわち第１ダウンコンバージョン信号（例えば45
メガヘルツ）に変換する。

フィルタ206は第１ダウンコンバージョン信号を濾波
しライン208上に濾波された信号を生成する。この濾波
された信号は増幅器209に供給される。増幅器209はライ
ン210上に信号を発生し、この信号はゼロ中間周波数（Z
IF）部214の中間周波（IF）入力部に供給される。ZIF部
214が内蔵する回路（第６図には図示せず）は、ライン2
10を介して供給される第１ダウンコンバージョン信号
を、濾波されたベースバンド信号に変換する。第１ダウ
ンコンバージョン信号をベースバンド信号に変換する内
部回路は、ライン218上に同相信号Ｉを、ライン220上に
直交信号Ｑを、それぞれ生成する。

アンテナ180がディスクリート符号化信号を受信する
と、ライン218,220上に生成されたＩおよびＱ信号はそ
れぞれアナログ／デジタル変換器222,224に供給され
る。A/D変換器222,224はそれぞれライン226,228上にデ
ジタル信号を生成する。図面上では、三つのライン226,
228が各々のA/D変換器222,224をデジタル信号プロセッ
サ230に接続している。

好適な実施例におけるデジタル信号プロセッサ230
は、利得制御機能および等化器機能を実施するするため
のアルゴリズムをそれぞれ有している。デジタル信号プ
ロセッサ230はライン232上に出力信号を生成し、その出
力信号はデジタル／アナログ変換器234に供給される。
（ここでも図面上では三つのライン232がデジタル信号
プロセッサ230をD/A変換器234に接続している。）A/D変
換器222,224,デジタル信号プロセッサ230およびD/A変換
器234は、点線で示すブロック238が表すように、DSPを
形成する１つの集積回路を構成することができる。

デジタル信号プロセッサ230はライン242上に出力信号
を生成し、この信号は複合変調方式でアンテナ180に送
信された情報信号を表す。デジタル信号プロセッサ230
はさらにライン232上に信号を発生し、この信号はD/A変
換器234に供給される。D/A変換器234は、アンテナ180が
受信した信号レベルに応答してライン244上に信号を生
成する。ライン244上に発生した信号は受信機が受信し
た信号レベルを制御するために利用することができ、そ
の信号レベルはライン242上に再現される。

アンテナ180で送信された信号が従来のFM信号のよう
に従来の連続波信号である場合は、ZIF部214内の回路は
受信信号を復調しライン248上に音声信号を生成する。
この音声信号は、アンテナ180が受信した連続波信号の
情報信号成分を表す。

ZIF部214はさらにその内部回路（第６図の概略図には
図示せず）によってAGC出力252に出力信号を発生する。
この出力信号はアンテナ180が受信した信号のレベルを
表している。

アンテナ180が受信した信号がTDMA複合変調情報信号
または従来型連続波変調情報信号の場合の信号レベルを
それぞれ表す信号を含むライン244,252は、スイッチ256
に接続される。スイッチ256は２対１マルチプレクサで
構成することができる。スイッチ256はライン244をライ
ン260上の増幅器209に結合するかまたはライン252をラ
イン260上の増幅器209に結合する。スイッチ256はライ
ン264を介して供給される信号によって動作する。本発
明の好適な実施例においては、制御信号は、無線電話装
置の論理部によって受信機に供給される。

ライン264を介して供給された信号がスイッチ256を起
動し、ライン252がライン260に結合し、ZIF部214からの
AGCを増幅器209に接続したとき、ZIF部214内で生成した
制御信号を使って受信機が受信する信号の信号レベルを
制御する。一方、ライン264を介して供給された信号が
スイッチ256を起動し、ライン244がライン260に結合
し、デジタル信号プロセッサ230の出力を増幅器209に接
続したとき、デジタル信号プロセッサ230が生成した制
御信号を使って受信機が受信する信号の信号レベルを制
御する。

第７図のフロー・ダイヤグラムにおいて、本発明の方
法の段階を示す。本発明の方法は、受信機が受信する信
号のレベルを制御する。決定ブロック400が示すよう
に、従来の定エンベロープ信号または不定エンベロープ
信号を受信機が受信した場合は、まず、受信信号のレベ
ル値が決定される。

受信機が従来の定エンベロープ信号を受信した場合
は、ブロック402に移行して、受信機が受信した定エン
ベロープ信号のレベル値に応答する第１利得制御信号が
生成される。次に、ブロック404が示すように、受信機
が受信した信号の振幅特性が、第１利得制御信号に応答
して調節される。

受信機が不定エンベロープ信号を受信した場合は、ブ
ロック406に移行して、受信機が受信した不定エンベロ
ープ信号のレベル値に応答する第２利得制御信号が生成
される。次に、ブロック408が示すように、受信機が受
信した信号の振幅特性が、第２利得制御信号に応答して
調節される。

本発明をさまざまな図の好適な実施例について説明し
てきたが、他の同様な実施例を利用したり、本発明から
逸脱せずに本発明の同じ機能を実行するために上記の実
施例に修正および追加できることはもちろんである。従
って、本発明は一つの実施例に限定されず、添付のクレ
ームの説明による範囲において解釈すべきである。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 ワルクザック，トーマス・ジェイ アメリカ合衆国イリノイ州パラティン、 ボーデリッジ・ウェイ3070 (72)発明者 カーヒル，ステファン・ブイ アメリカ合衆国イリノイ州パラティン、 ダンディー・サークル・ナンバー・スリ ーハンドレッド アンドトゥー15ビー (56)参考文献 特開 平２−162814（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁶，ＤＢ名) H04L 27/14 H04L 27/22 H04B 1/16

Claims (4)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】受信機が受信する信号の信号レベルを制御
   する利得制御システムであって： 受信機が受信した信号を、中間周波数を有し受信信号レ
   ベルの信号レベル値を有する第１ダウンコンバージョン
   信号（92）へと変換する、第１ダウンコンバージョン回
   路（84）； 第１ダウンコンバージョン回路により生成された第１ダ
   ウンコンバージョン信号を受信するように接続された可
   変増幅回路（93）であって、当該可変増幅回路の利得係
   数に対応する増幅レベルをもって前記中間周波数の増幅
   信号（94）を生成する可変増幅回路； 該可変増幅回路により生成された前記中間周波数の増幅
   信号を受信し、かつ該増幅信号を、受信機が受信した信
   号の信号値を表す信号レベル値を有するベースバンド信
   号（100、104）へと変換する、第２ダウンコンバージョ
   ン回路（96）； 該第２ダウンコンバージョン回路により生成されたベー
   スバンド信号を受信するように接続された第１信号検出
   回路であって、ベースバンド信号を上方周波数へと変換
   して上方変換信号を形成する変換手段（150）を有し、
   該上方変換信号を受信するように接続され受信機の受信
   信号が定エンベロープ信号であるときに該受信信号の信
   号レベル値を決定し決定された信号レベル値に応答する
   第１利得制御信号（160）を生成するための第１制御信
   号生成手段を有する、第１信号検出回路； 前記第２ダウンコンバージョン回路により生成されたベ
   ースバンド信号を受信するように接続された第２信号検
   出回路であって、受信機の受信信号が不定エンベロープ
   信号であるときに該受信信号の信号レベル値を決定し決
   定された信号レベル値に応答する第２利得制御信号（14
   6）を生成する第２信号検出回路であって、受信信号が
   不定エンベロープ信号であるときに動作し決定された信
   号レベル値に応答する第２利得制御信号を生成するデジ
   タルシグナルプロセッサから構成される、ところの第２
   信号検出回路； 第１利得制御信号または第２利得制御信号の何れかを前
   記可変増幅回路へと選択的に供給して、以て可変増幅回
   路の利得係数が第１利得制御信号または第２利得制御信
   号に従って調節されるところの、選択的供給手段； から構成される利得制御システム。
2. 【請求項２】請求項１記載の利得制御システムであっ
   て、前記選択的供給手段が、第１利得制御信号または第
   ２利得制御信号の何れかを前記可変増幅回路へと選択的
   に供給するスイッチから成ることを特徴とする利得制御
   システム。
3. 【請求項３】前記スイッチは、受信機が受信する信号に
   よって起動されることを特徴とする請求項２記載の利得
   制御システム。
4. 【請求項４】前記デジタルシグナルプロセッサは、ゼロ
   中間周波数ダウンコンバージョン部によって生成される
   同相および直交成分をそれぞれ受信するために結合され
   ていることを特徴とする請求項１記載の利得制御システ
   ム。