JP2015039256A - Motor control device, electric power steering device employing the same, and vehicle - Google Patents

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祐介 菊地
耕太郎 田上
Kotaro Tagami
耕太郎 田上
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Takashi Ozaki
学士 尾崎
堀越 敦
Atsushi Horikoshi
敦 堀越
遠藤 修司
Shuji Endo
修司 遠藤
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和夫 長竹
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Abstract

PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a motor control device capable of continuing drive control of an electric motor even in the case where an open failure or a short-circuiting failure occurs in a motor drive circuit, an electric power steering device, and a vehicle.SOLUTION: The motor control device comprises: a command value calculation part that outputs a command value to a multiphase electric motor in which at least first and second multiphase motor coils are wound around a stator in a centralized winding manner so as to prevent the same magnetic fluxes from magnetic poles of a rotor from crosslinking with each other; first and second motor drive circuits which individually supply multiphase motor drive currents to the multiphase motor coils on the basis of the command value; multiphase first and second motor current cutoff parts individually interposed between the motor drive circuits and the multiphase motor coils; first and second abnormality detection parts for individually detecting abnormalities in multiphase motor drive currents or voltages; and an abnormal time current control part in which, when an abnormality in a motor drive current of at least one phase is detected by any one of the abnormality detection parts, the motor current cutoff part at an abnormality detected side is controlled into a current cutoff state.

Description

本発明は、車両に搭載された多相電動モータを駆動制御するモータ制御装置、これを使用した電動パワーステアリング装置及び車両に関する。   The present invention relates to a motor control device that drives and controls a multiphase electric motor mounted on a vehicle, an electric power steering device using the motor control device, and a vehicle.

車両に搭載する電動パワーステアリング装置の電動モータや、電動ブレーキ装置の電動モータ、電気自動車やハイブリッド車の走行用電動モータ等を駆動制御するモータ制御装置は、モータ制御系に異常が発生した場合でも電動モータの駆動を継続できることが望まれている。   Motor control devices that drive and control electric motors for electric power steering devices mounted on vehicles, electric motors for electric brake devices, electric motors for driving electric vehicles and hybrid vehicles, etc., even when an abnormality occurs in the motor control system It is desired that the drive of the electric motor can be continued.

上記要望に応えるために、多相電動モータの多相モータ巻線を例えば二重化し、二重化した多相モータ巻線に対して個別のインバータ部から電流を供給し、一方のインバータ部のスイッチング手段に導通不可となるオフ故障すなわちオープン故障が生じた場合に、故障が生じた故障スイッチング手段を特定し、故障スイッチング手段を除くスイッチング手段を制御するとともに、故障スイッチング手段を含む故障インバータ部以外の正常インバータ部を制御する故障時制御手段を有する多相回転機の制御装置およびこれを用いた電動パワーステアリング装置が提案されている(例えば、特許文献1参照)。   In order to meet the above requirements, for example, the multi-phase motor winding of the multi-phase electric motor is duplexed, and current is supplied from the individual inverter unit to the duplexed multi-phase motor winding, and the switching means of one inverter unit is used as the switching means. When an off-failure that prevents conduction, that is, an open failure occurs, the fault switching means in which the fault has occurred is specified, the switching means other than the fault switching means is controlled, and a normal inverter other than the fault inverter unit including the fault switching means There has been proposed a control device for a multi-phase rotating machine having a failure-time control means for controlling a part and an electric power steering device using the same (for example, see Patent Document 1).

特許第4998836号公報Japanese Patent No. 4999836

ところで、前述した特許文献1に記載された従来例にあっては、二重化したインバータ部の一方に、スイッチング手段のオフ故障が発生した場合に、オフ故障した故障スイッチング手段を除くスイッチング手段を制御するとともに、故障スイッチング手段を含む故障インバータ部を制御することによるトルクの低下分を正常なインバータ部におけるq軸電流指令値を補正することにより、トルクの低下を抑制しながら多相回転機の駆動制御を継続するようにしている。   By the way, in the conventional example described in Patent Document 1 described above, when an off failure of the switching means occurs in one of the duplicated inverter units, the switching means excluding the failure switching means that has failed off is controlled. In addition, by correcting the q-axis current command value in the normal inverter unit for the torque decrease due to the control of the fault inverter unit including the fault switching means, the drive control of the multiphase rotating machine while suppressing the torque decrease To continue.

このため、上記従来例では、インバータ部のスイッチング手段にオフ故障が生じた場合には、十分なトルクを発生することができるが、インバータ部のスイッチング手段にてショート故障が生じた場合には、対処できないという未解決の課題がある。
そこで、本発明は、上記従来例の未解決の課題に着目してなされたものであり、モータ駆動回路にオープン故障やショート故障が生じた場合でも電動モータの駆動制御を継続することが可能なモータ制御装置、これを使用した電動パワーステアリング装置及び車両を提供することを目的としている。
For this reason, in the above conventional example, when an off-failure occurs in the switching means of the inverter unit, sufficient torque can be generated, but when a short-circuit failure occurs in the switching unit of the inverter unit, There is an unresolved issue that cannot be addressed.
Therefore, the present invention has been made paying attention to the unsolved problems of the above-described conventional example, and it is possible to continue the drive control of the electric motor even when an open failure or a short failure occurs in the motor drive circuit. An object of the present invention is to provide a motor control device, an electric power steering device using the same, and a vehicle.

上記目的を解決するために、本発明に係るモータ制御装置の一態様は、多相電動モータを駆動制御するモータ制御装置であって、前記多相電動モータは、ステータに少なくとも2系統で、その各々の同相の磁極がロータ磁石に対し同位相となる第1及び第2の多相モータ巻線を、ロータの各磁極からの同一磁束が互いに鎖交しないように集中巻きで巻装し、前記多相電動モータを駆動する指令値を出力する指令値演算部と、該指令値演算部から出力される指令値に基づいて前記第1及び第2の多相モータ巻線に個別に第1及び第2の多相モータ駆動電流を供給する第1及び第2のモータ駆動回路と、前記第1及び前記第2のモータ駆動回路と前記第1及び第2の多相モータ巻線との間に個別に介挿された多相の第1及び第2のモータ電流遮断部と、前記第1及び前記第2の多相モータ駆動電流あるいは電圧の異常を個別に検出する第1及び第2の異常検出部と、該第1及び第2の異常検出部の何れか一方で少なくとも一相のモータ駆動電流あるいは電圧の異常を検出したときに、異常を検出した側のモータ電流遮断部を電流遮断状態に制御する異常時電流制御部とを備え、前記異常時電流制御部で、前記第1及び第2のモータ電流遮断部の一方を電流遮断状態に制御した際に、当該モータ電流遮断部の属する異常系統による正常な系統への磁気的影響を抑制している。   In order to solve the above object, one aspect of a motor control device according to the present invention is a motor control device that drives and controls a multiphase electric motor, and the multiphase electric motor includes at least two systems in a stator, Winding the first and second multiphase motor windings in which each in-phase magnetic pole is in phase with the rotor magnet in a concentrated manner so that the same magnetic flux from each magnetic pole of the rotor does not interlink with each other, A command value calculation unit that outputs a command value for driving the multiphase electric motor, and first and second multiphase motor windings individually based on the command value output from the command value calculation unit A first and second motor driving circuit for supplying a second multi-phase motor driving current; and between the first and second motor driving circuits and the first and second multi-phase motor windings. Individually inserted polyphase first and second motor current interruptions One of the first and second abnormality detection units that individually detect abnormality of the first and second multiphase motor driving currents or voltages, and the first and second abnormality detection units. An abnormality current control unit for controlling the motor current cutoff unit on the side where the abnormality is detected to a current cutoff state when an abnormality in at least one phase of the motor drive current or voltage is detected; When one of the first and second motor current interrupting units is controlled to be in the current interrupting state, the magnetic influence on the normal system by the abnormal system to which the motor current interrupting unit belongs is suppressed.

また、本発明に係る電動パワーステアリング装置の一態様は、上記モータ制御装置をステアリング機構に操舵補助力を発生させる電動モータを含むモータ制御装置に適用している。
さらに、本発明に係る車両の一態様は、上述したモータ制御装置を備えている。
In one aspect of the electric power steering apparatus according to the present invention, the motor control apparatus is applied to a motor control apparatus including an electric motor that generates a steering assist force in a steering mechanism.
Furthermore, one aspect of the vehicle according to the present invention includes the motor control device described above.

本発明によれば、多相電動モータに少なくとも2系統で、その各々の同相の磁極がロータ磁石に対し同位相となる多相モータ巻線を、ロータの各磁極からの同一磁束が互いに鎖交しないように集中巻きで巻装し、1個のロータ位相検出センサで各多相モータ巻線に個別のモータ駆動回路で多相モータ駆動電流を供給するとともに、各モータ駆動回路及び多相モータ巻線間にモータ電流遮断部を設け、各多相モータ駆動電流或いは電圧の一方に異常が発生した場合に、異常が発生した多相モータ駆動電流の供給系統に設けたモータ電流遮断部を遮断する。このため、モータ駆動回路にオープン故障やショート故障が発生した場合でも正常な系統への磁気的影響を抑制した状態で正常なモータ駆動回路で電動モータの駆動を継続することができる。   According to the present invention, there are at least two systems of multiphase electric motors, and the same magnetic flux from each magnetic pole of the rotor is linked to each other. In order to prevent the windings from being concentrated, a single rotor phase detection sensor supplies a multi-phase motor drive current to each multi-phase motor winding through an individual motor drive circuit, and each motor drive circuit and multi-phase motor winding. A motor current cut-off unit is provided between the lines, and when an abnormality occurs in one of the multiphase motor drive currents or voltages, the motor current cut-off unit provided in the supply system of the multiphase motor drive current in which an abnormality has occurred is cut off . For this reason, even when an open failure or a short failure occurs in the motor drive circuit, the drive of the electric motor can be continued with the normal motor drive circuit in a state where the magnetic influence on the normal system is suppressed.

また、上記効果を有するモータ制御装置を含んで電動パワーステアリング装置を構成するので、少なくとも2系統の多相モータ駆動電流の一方に異常が発生した場合でも正常なモータ駆動回路で多相モータ駆動電流を電動モータに供給することができ電動パワーステアリング装置の操舵補助機能の継続が可能となる。
さらに、上記効果を有するモータ制御装置を含んで車両を構成するので、多相電動モータの少なくとも2系統のモータ駆動回路の一方に異常が発生した場合でも正常なモータ駆動回路で多相モータ駆動電流を電動モータに供給して電動モータでのトルク発生を継続することができ、電動モータの信頼性を向上させる車両を提供することができる。
In addition, since the electric power steering apparatus is configured to include the motor control apparatus having the above-described effect, even if an abnormality occurs in one of the at least two systems of the multiphase motor drive current, the normal motor drive circuit can provide the multiphase motor drive current. Can be supplied to the electric motor, and the steering assist function of the electric power steering apparatus can be continued.
Further, since the vehicle is configured to include the motor control device having the above-described effects, even if an abnormality occurs in one of the motor drive circuits of at least two systems of the multi-phase electric motor, the multi-phase motor drive current can be obtained with a normal motor drive circuit. Can be supplied to the electric motor to continue the generation of torque in the electric motor, thereby providing a vehicle that improves the reliability of the electric motor.

本発明に係る電動パワーステアリング装置の第1の実施形態を示すシステム構成図である。1 is a system configuration diagram showing a first embodiment of an electric power steering apparatus according to the present invention. 第1の実施形態におけるモータ制御装置の具体的構成を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the specific structure of the motor control apparatus in 1st Embodiment. 第1の実施形態における3相電動モータの構成を示す断面図である。It is sectional drawing which shows the structure of the three-phase electric motor in 1st Embodiment. 図3の3相電動モータの巻線構造を示す模式図である。It is a schematic diagram which shows the winding structure of the three-phase electric motor of FIG. 正常時の操舵トルクと操舵補助電流指令値との関係を示す特性線図である。It is a characteristic diagram which shows the relationship between the steering torque at the time of normal, and a steering auxiliary current command value. 異常時の操舵トルクと操舵補助電流指令値との関係を示す特性線図である。It is a characteristic diagram which shows the relationship between the steering torque at the time of abnormality, and a steering auxiliary current command value. 本発明の第2の実施形態を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the 2nd Embodiment of this invention. 本発明の第3の実施形態における3相電動モータの構成を示す断面図である。It is sectional drawing which shows the structure of the three-phase electric motor in the 3rd Embodiment of this invention. 第3の実施形態における効果の説明に供する電圧、電流波形図である。It is a voltage and electric current waveform diagram with which it uses for description of the effect in 3rd Embodiment. 本発明の第4の実施形態を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the 4th Embodiment of this invention. 本発明の第5の実施形態を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the 5th Embodiment of this invention.

以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。
図1は、本発明のモータ制御装置を車両に搭載した電動パワーステアリング装置に適用した場合の第1の実施形態を示す全体構成図である。
図中、符号1は、ステアリングホイールであり、このステアリングホイール1に運転者から作用される操舵力がステアリングシャフト2に伝達される。このステアリングシャフト2は、入力軸2aと出力軸2bとを有する。入力軸2aの一端はステアリングホイール1に連結され、他端は操舵トルクセンサ3を介して出力軸2bの一端に連結されている。
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
FIG. 1 is an overall configuration diagram showing a first embodiment when the motor control device of the present invention is applied to an electric power steering device mounted on a vehicle.
In the figure, reference numeral 1 denotes a steering wheel, and a steering force applied to the steering wheel 1 from a driver is transmitted to the steering shaft 2. The steering shaft 2 has an input shaft 2a and an output shaft 2b. One end of the input shaft 2 a is connected to the steering wheel 1, and the other end is connected to one end of the output shaft 2 b via the steering torque sensor 3.

そして、出力軸2bに伝達された操舵力は、ユニバーサルジョイント4を介してロアシャフト5に伝達され、さらに、ユニバーサルジョイント6を介してピニオンシャフト7に伝達される。このピニオンシャフト7に伝達された操舵力はステアリングギヤ8を介してタイロッド9に伝達され、図示しない転舵輪を転舵させる。ここで、ステアリングギヤ8は、ピニオンシャフト7に連結されたピニオン8aとこのピニオン8aに噛合するラック8bとを有するラックアンドピニオン形式に構成され、ピニオン8aに伝達された回転運動をラック8bで車幅方向の直進運動に変換している。   The steering force transmitted to the output shaft 2 b is transmitted to the lower shaft 5 via the universal joint 4 and further transmitted to the pinion shaft 7 via the universal joint 6. The steering force transmitted to the pinion shaft 7 is transmitted to the tie rod 9 via the steering gear 8 and steers steered wheels (not shown). Here, the steering gear 8 is configured in a rack and pinion type having a pinion 8a connected to the pinion shaft 7 and a rack 8b meshing with the pinion 8a, and the rack 8b transmits the rotational motion transmitted to the pinion 8a. It has been converted to a straight motion in the width direction.

ステアリングシャフト2の出力軸2bには、操舵補助力を出力軸2bに伝達する操舵補助機構10が連結されている。この操舵補助機構10は、出力軸2bに連結した例えばウォームギヤ機構で構成される減速ギヤ11と、この減速ギヤ11に連結された操舵補助力を発生する例えば3相ブラシレスモータで構成される多相電動モータとしての3相電動モータ12とを備えている。
操舵トルクセンサ3は、ステアリングホイール1に付与されて入力軸2aに伝達された操舵トルクを検出するもので、例えば、操舵トルクを入力軸2a及び出力軸2b間に介挿した図示しないトーションバーの捩れ角変位に変換し、この捩れ角変位を抵抗変化や磁気変化に変換して検出するように構成されている。
A steering assist mechanism 10 for transmitting a steering assist force to the output shaft 2b is connected to the output shaft 2b of the steering shaft 2. The steering assist mechanism 10 is a multiphase composed of, for example, a three-phase brushless motor that generates a steering assist force that is connected to the reduction gear 11 and a reduction gear 11 that is connected to the output shaft 2b. And a three-phase electric motor 12 as an electric motor.
The steering torque sensor 3 detects the steering torque applied to the steering wheel 1 and transmitted to the input shaft 2a. For example, the steering torque sensor 3 is a torsion bar (not shown) in which the steering torque is interposed between the input shaft 2a and the output shaft 2b. It is configured to convert to a torsional angular displacement, and to detect this by converting the torsional angular displacement into a resistance change or a magnetic change.

また、3相電動モータ12は、図3に示すように、内周面に内方に突出形成されてスロットSLを形成する磁極となるティースTを有するステータ12Sと、このステータ12Sの内周側にティースTと対向して回転自在に配置された永久磁石PMを表面に配置した8極の表面磁石型のロータ12Rとを有するSPMモータの構成を有する。ここで、ステータ12SのティースTの数を相数×2n(nは2以上の整数)で例えばn=2に設定して8極、12スロットの構成としている。   Further, as shown in FIG. 3, the three-phase electric motor 12 includes a stator 12S having teeth T which are formed inwardly on the inner peripheral surface and serve as magnetic poles forming slots SL, and an inner peripheral side of the stator 12S. And an 8-pole surface magnet type rotor 12R having a permanent magnet PM rotatably disposed opposite to the teeth T on the surface thereof. Here, the number of teeth T of the stator 12S is set to the number of phases × 2n (n is an integer equal to or larger than 2), for example, n = 2, so that the configuration is 8 poles and 12 slots.

そして、ステータ12SのスロットSLに、図4に示す2系統で、その各々の同相の磁極がロータ磁石に対し同位相となる多相モータ巻線となる第1の3相モータ巻線L1と第2の3相モータ巻線L2とが巻装されている。第1の3相モータ巻線L1は、U相コイルL1u、V相コイルL1v及びW相コイルL1wの一端が互いに接続されてスター結線とされ、各相コイルL1u、L1v及びL1wの他端がモータ制御装置20に接続されて個別にモータ駆動電流I1u、I1v及びI1wが供給されている。   Then, in the slot SL of the stator 12S, the first three-phase motor winding L1 and the second three-phase motor winding L1 which are multiphase motor windings having the same phase in phase with respect to the rotor magnet in the two systems shown in FIG. Two three-phase motor windings L2 are wound. The first three-phase motor winding L1 has one end of a U-phase coil L1u, a V-phase coil L1v, and a W-phase coil L1w connected to each other to form a star connection, and the other end of each phase coil L1u, L1v, and L1w The motor drive currents I1u, I1v, and I1w are individually connected to the control device 20.

各相コイルL1u、L1v及びL1wには、それぞれ2つのコイル部L1ua,L1ub、L1va,L1vb及びL1wa,L1wbが形成されている。これらコイル部L1ua,L1va及びL1waは、時計方向のティースT1、T2及びT3に集中巻きで巻装されている。また、コイル部L1ub,L1vb及びL1wbはティースT1、T2及びT3とはロータ12Rを挟んで対角となる時計方向のティースT7、T8及びT9に集中巻きで巻装されている。
また、第2の3相モータ巻線L2は、U相コイルL2u、V相コイルL2v及びW相コイルL2wの一端が互いに接続されてスター結線とされ、各相コイルL2u、L2v及びL2wの他端がモータ制御装置20に接続されて個別にモータ駆動電流I2u、I2v及びI2wが供給されている。
Two coil portions L1ua, L1ub, L1va, L1vb and L1wa, L1wb are formed in each phase coil L1u, L1v, and L1w, respectively. These coil portions L1ua, L1va and L1wa are wound around the teeth T1, T2 and T3 in the clockwise direction by concentrated winding. In addition, the coil portions L1ub, L1vb, and L1wb are wound around the teeth T1, T2, and T9 in a clockwise direction diagonally across the rotor 12R from the teeth T1, T2, and T3 in a concentrated manner.
The second three-phase motor winding L2 has a star connection with one end of the U-phase coil L2u, V-phase coil L2v, and W-phase coil L2w, and the other end of each phase coil L2u, L2v, and L2w. Are connected to the motor control device 20, and motor drive currents I2u, I2v and I2w are individually supplied.

各相コイルL2u、L2v及びL2wには、それぞれ2つのコイル部L2ua,L2ub、L2va,L2vb及びL2wa,L2wbが形成されている。これらコイル部L2ua,L2va及びL2waは、時計方向のティースT4、T5及びT6に集中巻きで巻装されている。また、コイル部L1ub,L1vb及びL1wbはティースT4、T5及びT6とはロータ12Rを挟んで対角となる時計方向のティースT10、T11及びT12に集中巻きで巻装されている。
そして、各相コイルL1u〜L1wのコイル部L1ua,L1ub、L1va,L1vb及びL1wa,L1wb及び各相コイルL2u〜L2wのコイル部L2ua,L2ub、L2va,L2vb及びL2wa,L2wbは各ティースTを挟むスロットSLに通電電流の方向が同一方向となるように巻回されている。
Two coil portions L2ua, L2ub, L2va, L2vb and L2wa, L2wb are formed in each phase coil L2u, L2v, and L2w, respectively. These coil portions L2ua, L2va and L2wa are wound around the teeth T4, T5 and T6 in the clockwise direction by concentrated winding. In addition, the coil portions L1ub, L1vb, and L1wb are wound around the teeth T4, T5, and T6 in a clockwise manner on the counterclockwise teeth T10, T11, and T12 across the rotor 12R.
The coil portions L1ua, L1ub, L1va, L1vb and L1wa, L1wb of each phase coil L1u-L1w and the coil portions L2ua, L2ub, L2va, L2vb and L2wa, L2wb of each phase coil L2u-L2w sandwich each tooth T. It is wound around the SL so that the direction of the energization current is the same.

このように第1の3相モータ巻線L1の各相コイルL1u〜L1wのコイル部L1ua,L1ub、L1va,L1vb及びL1wa,L1wbと、第2の3相モータ巻線L2の各相コイルL2u〜L2wのコイル部L2ua,L2ub、L2va,L2vb及びL2wa,L2wbとが互いに異なる12本のティースに巻装されている。すなわち、12本のティースTに、順次第1系統となる相コイルL1ua、L1va、L1waを時計方向に順に同一の巻回方向で巻装し、次いで、第2系統となる相コイルL2ua、L2va及びL2waを時計方向に順に同一の巻回方向で巻装し、さらに第1系統となる相コイルL1ub、L1vb、L1wbを時計方向に順に同一の巻回方向で巻装し、最後に、第2系統となる相コイルL2ub、L2vb及びL2wbを時計方向に順に同一の巻回方向で巻装している。このため、第1の多相モータ巻線L1及び第2のモータ巻線L2の同相のコイル部がロータ12Rの各磁極の永久磁石PMで形成される同一の磁束に同時に鎖交することがないように巻装されている。したがって、第1の3相モータ巻線L1の各コイル部と第2の3相モータ巻線L2の各コイル部とで互いの磁気的な干渉を最小限に抑制する磁気回路を構成している。   Thus, the coil portions L1ua, L1ub, L1va, L1vb and L1wa, L1wb of the phase coils L1u to L1w of the first three-phase motor winding L1 and the phase coils L2u to L2wa of the second three-phase motor winding L2 The coil portions L2ua, L2ub, L2va, L2vb and L2wa, L2wb of L2w are wound around 12 different teeth. That is, the phase coils L1ua, L1va, L1wa, which are the first system, are sequentially wound around the 12 teeth T in the same winding direction in the clockwise direction, and then the phase coils L2ua, L2va, which are the second system, L2wa is wound in the same winding direction in the clockwise direction, and the phase coils L1ub, L1vb, L1wb which are the first system are wound in the same winding direction in the clockwise direction, and finally the second system The phase coils L2ub, L2vb and L2wb are wound in the same winding direction in the clockwise direction. For this reason, the in-phase coil portions of the first multiphase motor winding L1 and the second motor winding L2 do not interlink simultaneously with the same magnetic flux formed by the permanent magnet PM of each magnetic pole of the rotor 12R. It is wound like so. Therefore, each coil part of the first three-phase motor winding L1 and each coil part of the second three-phase motor winding L2 constitute a magnetic circuit that minimizes mutual magnetic interference. .

さらに、3相電動モータ12は、図2に示すように、ロータの回転位置を検出するホール素子などの回転位置センサ13aを備えている。この回転位置センサ13aからの検出値がロータ回転角検出回路13に供給されてこのロータ回転角検出回路13でロータ回転角θmを検出する。
モータ制御装置20には、操舵トルクセンサ3で検出された操舵トルクT及び車速センサ21で検出された車速Vsが入力されるとともに、ロータ回転角検出回路13から出力されるロータ回転角θmが入力される。
Furthermore, as shown in FIG. 2, the three-phase electric motor 12 includes a rotational position sensor 13a such as a Hall element that detects the rotational position of the rotor. The detection value from the rotational position sensor 13a is supplied to the rotor rotation angle detection circuit 13, and the rotor rotation angle detection circuit 13 detects the rotor rotation angle θm.
The motor control device 20 receives the steering torque T detected by the steering torque sensor 3 and the vehicle speed Vs detected by the vehicle speed sensor 21 and the rotor rotation angle θm output from the rotor rotation angle detection circuit 13. Is done.

また、モータ制御装置20には、直流電流源としてのバッテリー22から直流電流が入力されている。
モータ制御装置20の具体的構成は、図2に示すように構成されている。すなわち、モータ制御装置20は、モータ電流指令値を演算する制御演算装置31と、この制御演算装置31から出力されるモータ電流指令値が個別に入力される第1及び第2のモータ駆動回路32A及び32Bと、これら第1及び第2のモータ駆動回路32A及び32Bの出力側と3相電動モータ12の第1及び第2の3相モータ巻線L1及びL2との間に介挿された第1及び第2のモータ電流遮断回路33A及び33Bとを備えている。
In addition, a direct current is input to the motor control device 20 from a battery 22 as a direct current source.
The specific configuration of the motor control device 20 is configured as shown in FIG. That is, the motor control device 20 includes a control calculation device 31 for calculating a motor current command value, and first and second motor drive circuits 32A to which motor current command values output from the control calculation device 31 are individually input. And 32B, and the first and second three-phase motor windings L1 and L2 of the three-phase electric motor 12 inserted between the output sides of the first and second motor drive circuits 32A and 32B and the first and second three-phase motor windings L1 and L2. 1 and second motor current cut-off circuits 33A and 33B.

制御演算装置31には、図2には図示を省略しているが、図1に示す操舵トルクセンサ3で検出した操舵トルクT及び車速センサ21で検出した車速Vが入力されているとともに、図2に示すように、ロータ位置検出回路13から出力されるロータ回転角θmとが入力され、さらに電流検出回路34A及び34Bから出力される三相電動モータ12の第1の多相モータ巻線L1及び第2の多相モータ巻線L2の各相のコイルから出力されるモータ電流I1d及びI2dが入力されている。   Although not shown in FIG. 2, the control arithmetic unit 31 receives the steering torque T detected by the steering torque sensor 3 and the vehicle speed V detected by the vehicle speed sensor 21 shown in FIG. 2, the rotor rotation angle θm output from the rotor position detection circuit 13 is input, and the first multiphase motor winding L1 of the three-phase electric motor 12 output from the current detection circuits 34A and 34B. The motor currents I1d and I2d output from the coils of the respective phases of the second multiphase motor winding L2 are input.

制御演算装置31では、モータ駆動回路32A及び32Bの正常時には操舵トルクT及び車速Vをもとに予め設定された図5に示す正常時操舵補助電流指令値算出マップを参照して操舵補助電流指令値I1及びI2を算出する。また、制御演算装置31では、モータ駆動回路32A又は32Bの異常時には操舵トルクT及び車速Vをもとに予め設定された図6に示す異常時操舵補助電流指令値算出マップを参照して操舵補助電流指令値I1及びI2を算出する。 The control arithmetic unit 31 refers to the steering assist current command value calculation map shown in FIG. 5 that is set in advance based on the steering torque T and the vehicle speed V when the motor drive circuits 32A and 32B are normal. The values I1 * and I2 * are calculated. Further, the control arithmetic unit 31 refers to the steering assist current command value calculation map at the time of abnormality shown in FIG. 6 that is set in advance based on the steering torque T and the vehicle speed V when the motor drive circuit 32A or 32B is abnormal. Current command values I1 * and I2 * are calculated.

また、制御演算装置31では、算出した操舵補助電流指令値I1及びI2とロータ回転角θmとに基づいてd−q座標系の目標d軸電流指令値Id及び目標q軸電流指令値Iqを算出し、算出したd軸電流指令値Id及びq軸電流指令値Iqをdq相−3相変換してU相電流指令値Iu、V相電流指令値Ib及びW相電流指令値Iwを算出する。そして、算出したU相電流指令値Iu、V相電流指令値Iv及びW相電流指令値Iwと電流検出回路34A及び34Bで検出した電流検出値の相毎の加算値との電流偏差ΔIu、ΔIv及びΔIwを算出し、これら電流偏差ΔIu、ΔIb及びΔIwについて例えばPI制御演算又はPID制御演算を行って第1及び第2のモータ駆動回路32A及び32Bに対する3相の電圧指令値V1及びV2を算出し、算出した3相の電圧指令値V1及びV2を第1及び第2のモータ駆動回路32A及び32Bに出力する。 Further, in the control arithmetic unit 31, the target d-axis current command value Id * and the target q-axis current command value in the dq coordinate system based on the calculated steering assist current command values I1 * and I2 * and the rotor rotation angle θm. Iq * is calculated, and the calculated d-axis current command value Id * and q-axis current command value Iq * are converted into dq-phase to three-phase to convert the U-phase current command value Iu * , V-phase current command value Ib *, and W-phase. The current command value Iw * is calculated. Then, the current deviation between the calculated U-phase current command value Iu * , V-phase current command value Iv * and W-phase current command value Iw * and the added value for each phase of the current detection values detected by the current detection circuits 34A and 34B. ΔIu, ΔIv, and ΔIw are calculated, and the current deviations ΔIu, ΔIb, and ΔIw are subjected to, for example, PI control calculation or PID control calculation, and three-phase voltage command values V1 * for the first and second motor drive circuits 32A and 32B are calculated . And V2 * are calculated, and the calculated three-phase voltage command values V1 * and V2 * are output to the first and second motor drive circuits 32A and 32B.

また、制御演算装置31には、第1及び第2のモータ電流遮断回路33A及び33Bと3相電動モータ12の第1及び第2の3相モータ巻線L1及びL2との間に設けられた異常検出回路35A及び35Bで検出したモータ電流検出値I1ud、I1vd、I1wd及びI2ud、I2vd、I2wdが入力されている。そして、制御演算装置31は、入力されるモータ電流検出値I1ud〜I1wd及びI2ud〜I2wdと自身が算出した各相電流指令値Iu、Iv及びIwとを比較して後述する第1及び第2のインバータ回路42A及び42Bを構成するスイッチング素子としての電界効果トランジスタ(FET)Q1〜Q6のオープン故障及びショート故障を検出する異常検出部31aを備えている。この異常検出部31aでは、第1及び第2のインバータ回路42A及び42Bを構成する電界効果トランジスタ(FET)のオープン故障又はショート故障を検出したときに、異常を検出したモータ駆動回路32A又は32Bのゲート駆動回路41A又は41Bに対して論理値“1”の異常検出信号SAa又はSAbを出力する。 Further, the control arithmetic unit 31 is provided between the first and second motor current cutoff circuits 33A and 33B and the first and second three-phase motor windings L1 and L2 of the three-phase electric motor 12. Motor current detection values I1ud, I1vd, I1wd and I2ud, I2vd, I2wd detected by the abnormality detection circuits 35A and 35B are input. Then, the control arithmetic unit 31 compares the input motor current detection values I1ud to I1wd and I2ud to I2wd with the respective phase current command values Iu * , Iv * and Iw * calculated by the control arithmetic operation device 31, and first and An abnormality detection unit 31a that detects open failure and short-circuit failure of field effect transistors (FETs) Q1 to Q6 as switching elements constituting the second inverter circuits 42A and 42B is provided. In the abnormality detection unit 31a, when an open failure or a short failure of the field effect transistors (FETs) constituting the first and second inverter circuits 42A and 42B is detected, the motor drive circuit 32A or 32B that has detected the abnormality is detected. An abnormality detection signal SAa or SAb having a logical value “1” is output to the gate drive circuit 41A or 41B.

第1及び第2のモータ駆動回路32A及び32Bのそれぞれは、制御演算装置31から出力される3相の電圧指令値V1及びV2が入力されてゲート信号を形成するとともに、異常時電流制御部を兼ねるゲート駆動回路41A及び41Bと、これらゲート駆動回路41A及び41Bから出力されるゲート信号が入力される第1及び第2のインバータ回路42A及び42Bとを備えている。
ゲート駆動回路41A及び41Bのそれぞれは、制御演算装置31から電圧指令値V1及びV2が入力されると、これら電圧指令値V1及びV2と三角波のキャリア信号Scとをもとにパルス幅変調(PWM)した6つのゲート信号を形成し、これらゲート信号をインバータ回路42A及び42Bに出力する。
Each of the first and second motor drive circuits 32A and 32B receives the three-phase voltage command values V1 * and V2 * output from the control arithmetic unit 31 to form a gate signal, and performs current control during abnormality. And gate drive circuits 41A and 41B that also serve as a unit, and first and second inverter circuits 42A and 42B to which gate signals output from the gate drive circuits 41A and 41B are input.
When the voltage command values V1 * and V2 * are input from the control arithmetic unit 31, each of the gate drive circuits 41A and 41B performs a pulse based on the voltage command values V1 * and V2 * and the triangular carrier signal Sc. Six gate signals subjected to width modulation (PWM) are formed, and these gate signals are output to the inverter circuits 42A and 42B.

また、ゲート駆動回路41Aは、制御演算装置31から入力される異常検出信号SAaが論理値“0”(正常)であるときには、モータ電流遮断回路34Aに対してハイレベルの3つのゲート信号を出力するとともに、電源遮断回路44Aに対してハイレベルの2つのゲート信号を出力し、異常検出信号SAaが論理値“1”(異常)であるときにはモータ電流遮断回路33Aに対してローレベルの3つのゲート信号を同時に出力し、モータ電流を遮断するとともに、電源遮断回路44Aに対してローレベルの2つのゲート信号を同時に出力し、バッテリー電力を遮断する。   The gate drive circuit 41A outputs three high-level gate signals to the motor current cutoff circuit 34A when the abnormality detection signal SAa input from the control arithmetic unit 31 is a logical value “0” (normal). At the same time, two high-level gate signals are output to the power cutoff circuit 44A, and when the abnormality detection signal SAa is a logical value “1” (abnormal), three low-level signals are output to the motor current cutoff circuit 33A. The gate signal is output simultaneously to cut off the motor current, and at the same time, two low level gate signals are outputted to the power cut-off circuit 44A to cut off the battery power.

同様に、ゲート駆動回路41Bは、制御演算装置31から入力される異常検出信号SAbが論理値“0”(正常)であるときには、モータ電流遮断回路34Bに対してハイレベルの3つのゲート信号を出力するとともに、電源遮断回路44Bに対してハイレベルの2つのゲート信号を出力し、異常検出信号SAbが論理値“1”(異常)であるときにはモータ電流遮断回路33Bに対してローレベルの3つのゲート信号を同時に出力し、モータ電流を遮断するとともに、電源遮断回路44Bに対してローレベルの2つのゲート信号を同時に出力し、バッテリー電力を遮断する。   Similarly, when the abnormality detection signal SAb input from the control arithmetic unit 31 is a logical value “0” (normal), the gate drive circuit 41B outputs three high-level gate signals to the motor current cutoff circuit 34B. In addition to the output, two high-level gate signals are output to the power cutoff circuit 44B. When the abnormality detection signal SAb is a logical value “1” (abnormal), a low level 3 is output to the motor current cutoff circuit 33B. Two gate signals are simultaneously output to cut off the motor current, and at the same time, two low level gate signals are simultaneously outputted to the power cut-off circuit 44B to cut off the battery power.

第1及び第2のインバータ回路42A及び42Bのそれぞれは、ノイズフィルタ43及び電源遮断回路44A及び44Bを介してバッテリー22のバッテリー電流が入力され、入力側に平滑用の電解コンデンサCA及びCBが接続されている。
これら第1及び第2のインバータ回路42A及び42Bは、6個のスイッチング素子としての電界効果トランジスタ(FET)Q1〜Q6を有し、2つの電界効果トランジスタを直列に接続した3つのスイッチングアームSAu、SAv及びSAwを並列に接続した構成を有する。そして、各電界効果トランジスタQ1〜Q6のゲートにゲート駆動回路41A及び41Bから出力されるゲート信号が入力されることにより、各スイッチングアームSAu、SAv及びSAwの電界効果トランジスタ間からU相電流Iu、V相電流Iv及びW相電流Iwがモータ電流遮断回路33A及び33Bを介して3相電動モータ12の第1及び第2の3相モータ巻線L1及びL2に出力する。
In each of the first and second inverter circuits 42A and 42B, the battery current of the battery 22 is input via the noise filter 43 and the power cutoff circuits 44A and 44B, and smoothing electrolytic capacitors CA and CB are connected to the input side. Has been.
These first and second inverter circuits 42A and 42B have six field effect transistors (FETs) Q1 to Q6 as six switching elements, and three switching arms SAu in which two field effect transistors are connected in series, It has a configuration in which SAv and SAw are connected in parallel. The gate signals output from the gate drive circuits 41A and 41B are input to the gates of the field effect transistors Q1 to Q6, so that the U-phase current Iu, between the field effect transistors of the switching arms SAu, SAv, and SAw The V-phase current Iv and the W-phase current Iw are output to the first and second three-phase motor windings L1 and L2 of the three-phase electric motor 12 via the motor current cutoff circuits 33A and 33B.

また、図示しないがインバータ回路42A及び42Bの各スイッチングアームSAu、SAv及びSAwと接地との間に介挿されたシャント抵抗の両端電圧が電流検出回路34A及び34Bに入力され、これら電流検出回路34A及び34Bでモータ電流I1u〜I1w及びI2u〜I2wが検出される。   Although not shown, the voltage across the shunt resistor inserted between the switching arms SAu, SAv and SAw of the inverter circuits 42A and 42B and the ground is input to the current detection circuits 34A and 34B, and these current detection circuits 34A. And 34B, motor currents I1u to I1w and I2u to I2w are detected.

また、モータ電流遮断回路33Aは、3つの電流遮断用の電界効果トランジスタQA1、QA2及びQA3を有する。電界効果トランジスタQA1のソースが第1のインバータ回路42AのスイッチングアームSAuのトランジスタQ1及びQ2の接続点に接続され、ドレインが異常検出回路35Aを介して第1の3相モータ巻線L1のU相コイルL1uに接続されている。また、電界効果トランジスタQA2のソースが第1のインバータ回路42AのスイッチングアームSAvのトランジスタQ3及びQ4の接続点に接続され、ドレインが異常検出回路35Aを介して第1の3相モータ巻線L1のV相コイルL1vに接続されている。さらに、電界効果トランジスタQA3のソースが第1のインバータ回路42AのスイッチングアームSAwのトランジスタQ5及びQ6の接続点に接続され、ドレインが異常検出回路35Aを介して第1の3相モータ巻線L1のW相コイルL1wに接続されている。   The motor current cut-off circuit 33A includes three current cut-off field effect transistors QA1, QA2, and QA3. The source of the field effect transistor QA1 is connected to the connection point of the transistors Q1 and Q2 of the switching arm SAu of the first inverter circuit 42A, and the drain is the U phase of the first three-phase motor winding L1 via the abnormality detection circuit 35A. It is connected to the coil L1u. The source of the field effect transistor QA2 is connected to the connection point of the transistors Q3 and Q4 of the switching arm SAv of the first inverter circuit 42A, and the drain of the first three-phase motor winding L1 is connected via the abnormality detection circuit 35A. It is connected to the V-phase coil L1v. Further, the source of the field effect transistor QA3 is connected to the connection point of the transistors Q5 and Q6 of the switching arm SAw of the first inverter circuit 42A, and the drain of the first three-phase motor winding L1 is connected via the abnormality detection circuit 35A. It is connected to the W-phase coil L1w.

また、モータ電流遮断回路33Bは、3つの電流遮断用の電界効果トランジスタQB1、QB2及びQB3を有する。電界効果トランジスタQB1のソースが第2のインバータ回路42BのスイッチングアームSBuのトランジスタQ1及びQ2の接続点に接続され、ドレインが異常検出回路35Bを介して第2の3相モータ巻線L2のU相コイルL2uに接続されている。また、電界効果トランジスタQB2のソースが第2のインバータ回路42BのスイッチングアームSBvのトランジスタQ3及びQ4の接続点に接続され、ドレインが異常検出回路35Aを介して第2の3相モータ巻線L2のV相コイルL2vに接続されている。さらに、電界効果トランジスタQB3のソースが第2のインバータ回路42BのスイッチングアームSBwのトランジスタQ5及びQ6の接続点に接続され、ドレインが異常検出回路35Aを介して第2の3相モータ巻線L2のW相コイルL2wに接続されている。   The motor current cut-off circuit 33B includes three current cut-off field effect transistors QB1, QB2, and QB3. The source of the field effect transistor QB1 is connected to the connection point of the transistors Q1 and Q2 of the switching arm SBu of the second inverter circuit 42B, and the drain is connected to the U phase of the second three-phase motor winding L2 via the abnormality detection circuit 35B. It is connected to the coil L2u. The source of the field effect transistor QB2 is connected to the connection point of the transistors Q3 and Q4 of the switching arm SBv of the second inverter circuit 42B, and the drain of the second three-phase motor winding L2 is connected via the abnormality detection circuit 35A. It is connected to the V-phase coil L2v. Further, the source of the field effect transistor QB3 is connected to the connection point of the transistors Q5 and Q6 of the switching arm SBw of the second inverter circuit 42B, and the drain of the second three-phase motor winding L2 is connected via the abnormality detection circuit 35A. It is connected to the W-phase coil L2w.

そして、モータ電流遮断回路33A及び33Bの電界効果トランジスタQA1〜QA3及びQB1〜QB3がそれぞれの寄生ダイオードDのカソードをインバータ回路42A及び42B側として各々が同一向きに接続されている。
また、電源遮断回路44A及び44Bのそれぞれは、2つの電界効果トランジスタ(FET)QC1,QC2及びQD1,QD2がドレイン同士を接続して寄生ダイオードが逆向きとなる直列回路構成を有する。そして、電界効果トランジスタQC1及びQD1のソースが互いに接続されてノイズフィルタ43の出力側に接続され、電界効果トランジスタQC2及びQD2のソースが第1及び第2のインバータ回路42B及び42Bの各電界効果トランジスタQ1,Q2及びQ3のソースに接続されている。
The field effect transistors QA1 to QA3 and QB1 to QB3 of the motor current cutoff circuits 33A and 33B are connected in the same direction with the cathodes of the respective parasitic diodes D as the inverter circuits 42A and 42B.
Each of the power cutoff circuits 44A and 44B has a series circuit configuration in which two field effect transistors (FETs) QC1, QC2 and QD1, QD2 connect the drains and the parasitic diodes are reversed. The sources of the field effect transistors QC1 and QD1 are connected to each other and connected to the output side of the noise filter 43, and the sources of the field effect transistors QC2 and QD2 are the field effect transistors of the first and second inverter circuits 42B and 42B. Connected to the sources of Q1, Q2 and Q3.

次に、上記第1の実施形態の動作を説明する。
図示しないイグニッションスイッチがオフ状態であって車両が停止していると共に、操舵補助制御処理も停止している作動停止状態であるときには、モータ制御装置20の制御演算装置31が非作動状態となっている。このため、制御演算装置31で実行される操舵補助制御処理及び異常監視処理は停止されている。したがって、電動モータ12は作動を停止しており、ステアリング機構10への操舵補助力の出力を停止している。
Next, the operation of the first embodiment will be described.
When an ignition switch (not shown) is in an off state and the vehicle is stopped and the steering assist control process is also stopped, the control arithmetic unit 31 of the motor control device 20 is in an inoperative state. Yes. For this reason, the steering assist control process and the abnormality monitoring process executed by the control arithmetic unit 31 are stopped. Therefore, the operation of the electric motor 12 is stopped, and the output of the steering assist force to the steering mechanism 10 is stopped.

この作動停止状態からイグニッションスイッチをオン状態とすると、制御演算装置31が作動状態となり、操舵補助制御処理及び異常監視処理を開始する。このとき、各モータ駆動回路32A及び32Bのインバータ回路42A及び42Bにおける各電界効果トランジスタQ1〜Q6にオープン故障及びショート故障が発生していない正常状態であるものとする。このときには、ステアリングホイール1を操舵していない非操舵状態では、制御演算装置31で実行する操舵補助制御処理で操舵トルクTが“0”であり、車速Vも“0”であるので、図5の正常時操舵補助電流指令値算出マップを参照して操舵補助電流指令値を算出する。この正常時操舵補助電流指令値算出マップでは、目標とする実線図示の操舵補助電流指令値Itを算出する特性線L1に対して各操舵トルクTに応じて半分の値となる2系統で均等割りした操舵補助電流指令値Iが算出される。 When the ignition switch is turned on from this operation stop state, the control arithmetic unit 31 enters the operation state, and the steering assist control process and the abnormality monitoring process are started. At this time, it is assumed that each of the field effect transistors Q1 to Q6 in the inverter circuits 42A and 42B of the motor drive circuits 32A and 32B is in a normal state in which no open failure and short-circuit failure have occurred. At this time, in the non-steering state in which the steering wheel 1 is not steered, the steering torque T is “0” and the vehicle speed V is “0” in the steering assist control process executed by the control arithmetic unit 31, so FIG. The steering assist current command value is calculated with reference to the normal steering assist current command value calculation map. In this normal-time steering assist current command value calculation map, two systems that are half values according to each steering torque T with respect to the characteristic line L1 for calculating the target steering assist current command value It * shown in the solid line are equally distributed. The divided steering assist current command value I * is calculated.

そして、算出された操舵補助電流指令値Iとロータ位置検出回路13から入力されるロータ回転角θrとに基づいてd軸電流指令値Id及びq軸電流指令値Iqを算出し、算出したd軸電流指令値Id及びq軸電流指令値Iqをdq二相−三相変換処理を行ってU相電流指令値Iu、V相電流指令値Iv及びW相電流指令値Iwを算出する。 Then, the d-axis current command value Id * and the q-axis current command value Iq * are calculated on the basis of the calculated steering assist current command value I * and the rotor rotation angle θr input from the rotor position detection circuit 13. The d-axis current command value Id * and the q-axis current command value Iq * are subjected to dq two-phase to three-phase conversion processing to obtain a U-phase current command value Iu * , a V-phase current command value Iv *, and a W-phase current command value Iw. * Is calculated.

さらに、各相電流指令値Iu、Iv及びIwと電流検出回路34A及び34Bで検出した各相電流検出値I1d及びI2dの加算値との電流偏差ΔIu、ΔIv及びΔIwを算出し、算出した電流偏差ΔIu、ΔIv及びΔIwをPI制御処理又はPID制御処理を行って目標電圧指令値Vu、Vv及びVwを算出する。そして、算出した目標電圧指令値Vu、Vv及びVwを目標電圧指令値V1及びV2として第1及び第2のモータ駆動回路32A及び32Bのゲート駆動回路41A及び41Bに出力する。また、制御演算装置31は、インバータ回路42A及び42Bが正常であるので、論理値“0”の異常検出信号SAa及びSAbをゲート駆動回路41A及び41Bに出力する。 Further, current deviations ΔIu, ΔIv, and ΔIw between the phase current command values Iu * , Iv *, and Iw * and the addition values of the phase current detection values I1d and I2d detected by the current detection circuits 34A and 34B are calculated and calculated. The target current command values Vu * , Vv * and Vw * are calculated by performing PI control processing or PID control processing on the current deviations ΔIu, ΔIv and ΔIw. Then, the calculated target voltage command values Vu * , Vv *, and Vw * are output to the gate drive circuits 41A and 41B of the first and second motor drive circuits 32A and 32B as the target voltage command values V1 * and V2 * . Further, since the inverter circuits 42A and 42B are normal, the control arithmetic unit 31 outputs abnormality detection signals SAa and SAb having a logical value “0” to the gate drive circuits 41A and 41B.

このため、ゲート駆動回路41A及び41Bでは、モータ電流遮断回路33A及び33Bに対してハイレベルの3つのゲート信号を出力する。このため、モータ電流遮断回路33A及び33Bの電界効果トランジスタQA1〜QA3及びQB1〜QB3がオン状態となって、インバータ回路42A及び42Bと3相電動モータ12の3相モータ巻線L1及びL2との間が導通状態となって、3相電動モータ12に対する通電制御が可能な状態となる。   Therefore, the gate drive circuits 41A and 41B output three high-level gate signals to the motor current cutoff circuits 33A and 33B. Therefore, the field effect transistors QA1 to QA3 and QB1 to QB3 of the motor current cutoff circuits 33A and 33B are turned on, and the inverter circuits 42A and 42B and the three-phase motor windings L1 and L2 of the three-phase electric motor 12 are connected. The space is in a conductive state, and the energization control for the three-phase electric motor 12 is possible.

これと同時に、ゲート駆動回路41A及び41Bから電源遮断回路44A及び44Bに対してハイレベルのゲート信号を出力する。このため、電源遮断回路44A及び44Bの電界効果トランジスタQC1,QC2及びQD1,QD2がオン状態となってバッテリー22からの直流電力がノイズフィルタ43を介してインバータ回路42A及び42Bに供給される。
さらに、ゲート駆動回路41A及び41Bでは、制御演算装置31から入力される電圧指令値V1及びV2に基づいてパルス幅変調を行ってゲート信号を形成し、形成したゲート信号をインバータ回路42A及び42Bの各電界効果トランジスタQ1〜Q6のゲートに供給する。
At the same time, a high level gate signal is output from the gate drive circuits 41A and 41B to the power cutoff circuits 44A and 44B. Therefore, the field effect transistors QC1, QC2 and QD1, QD2 of the power cutoff circuits 44A and 44B are turned on, and the DC power from the battery 22 is supplied to the inverter circuits 42A and 42B via the noise filter 43.
Further, in the gate drive circuits 41A and 41B, pulse width modulation is performed based on the voltage command values V1 * and V2 * input from the control arithmetic unit 31 to form a gate signal, and the formed gate signal is converted to the inverter circuit 42A and 42B is supplied to the gates of the field effect transistors Q1 to Q6.

したがって、車両が停止状態で、ステアリングホイール1を操舵していない状態では、操舵トルクTsが“0”であるので、操舵補助電流指令値も“0”となって電動モータ12は停止状態を維持する。しかしながら、車両の停止状態でステアリングホイール1を操舵して所謂据え切りを行うと、操舵トルクTsが大きくなることにより、図5を参照して、必要とする大きな目標操舵補助電流指令値Itを半分に均等割りした操舵補助電流指令値Iが算出され、これに応じた大きな電圧指令値V1及びV2がゲート駆動回路41A及び41Bに供給される。このため、ゲート駆動回路41A及び41Bから大きな電圧指令値V1及びV2に応じたデューティ比のゲート信号がインバータ回路42A及び42Bに出力される。これに応じてインバータ回路42A及び42Bから操舵補助電流指令値Iに応じた120度の位相差を有するU相電流I1u、V相電流I1v、W相電流I1w及びI2u、I2v及びI3wが出力され、これらがモータ電流遮断回路33A及び33Bの各相に対応する電界効果トランジスタQA1〜QA3及びQB1〜QB3を通って3相電動モータ12の3相モータ巻線L1及びL2の各相コイルL1u〜L1w及びL2u〜L2wに供給される。 Therefore, when the vehicle is stopped and the steering wheel 1 is not steered, the steering torque Ts is “0”, so the steering assist current command value is also “0” and the electric motor 12 maintains the stopped state. To do. However, when the steering wheel 1 is steered while the vehicle is stopped and the so-called stationary operation is performed, the steering torque Ts increases, so that referring to FIG. 5, the required large target steering assist current command value It * is obtained. A steering assist current command value I * equally divided in half is calculated, and large voltage command values V1 * and V2 * corresponding to this are supplied to the gate drive circuits 41A and 41B. Therefore, gate signals having a duty ratio corresponding to large voltage command values V1 * and V2 * are output from the gate drive circuits 41A and 41B to the inverter circuits 42A and 42B. In response, U-phase current I1u, V-phase current I1v, W-phase currents I1w and I2u, I2v, and I3w having a phase difference of 120 degrees corresponding to steering assist current command value I * are output from inverter circuits 42A and 42B. These pass through the field effect transistors QA1 to QA3 and QB1 to QB3 corresponding to the respective phases of the motor current cut-off circuits 33A and 33B, and the respective phase coils L1u to L1w of the three-phase motor windings L1 and L2 of the three-phase electric motor 12 And L2u to L2w.

これにより、電動モータ12が回転駆動されて、操舵トルクTsに応じた目標操舵補助電流値Itに対応する大きな操舵補助力を発生し、この操舵補助力が減速ギヤ11を介して出力軸2bに伝達される。このため、ステアリングホイール1を軽い操舵力で操舵することができる。
その後、車速Vsが増加すると、これに応じて算出される操舵補助電流指令値が据え切り時に比較して低下して電動モータ12で操舵トルクTs及び車速Vsに応じて適度に減少させた操舵補助力を発生する。
As a result, the electric motor 12 is rotationally driven to generate a large steering assist force corresponding to the target steering assist current value It * corresponding to the steering torque Ts, and this steering assist force is output via the reduction gear 11 to the output shaft 2b. Is transmitted to. For this reason, the steering wheel 1 can be steered with a light steering force.
Thereafter, when the vehicle speed Vs increases, the steering assist current command value calculated in accordance with this decreases, and the steering assist is decreased appropriately by the electric motor 12 according to the steering torque Ts and the vehicle speed Vs. Generate power.

このように、インバータ回路42A及び42Bが正常で、3相電動モータ12に供給されるモータ電流Iu、Iv及びIwが正常である場合には、操舵トルクTs及び車速Vsに最適なモータ電流が3相電動モータ12に供給される。
この正常状態では、ゲート駆動回路41A及び41Bで行うパルス幅変調(PWM)処理におけるキャリア信号を同期することで、スイッチングによるうなりを抑制することができる。
Thus, when the inverter circuits 42A and 42B are normal and the motor currents Iu, Iv and Iw supplied to the three-phase electric motor 12 are normal, the motor current optimum for the steering torque Ts and the vehicle speed Vs is 3 It is supplied to the phase electric motor 12.
In this normal state, the beat due to switching can be suppressed by synchronizing the carrier signal in the pulse width modulation (PWM) processing performed by the gate drive circuits 41A and 41B.

この正常状態から、第1及び第2のモータ駆動回路32A及び32Bの第1及び第2のインバータ回路42A及び42Bの一方例えばインバータ回路42Bの例えば下アーム側の電界効果トランジスタQ2、Q4及びQ6の何れか1つ又は複数にショート故障が発生すると、ショート故障を生じたスイッチングアームSBi(i=u,v,w)からモータ電流遮断回路33Aに出力されるモータ電流Iiが流れなくなることから、異常検出部31aで各相電流指令値Iiと比較したときに、ショート故障の発生による異常を検出することができる。また、図3の異常検出回路35A,35Bでの電圧検出値が所定の電圧とならず異常を検出することができる。 From this normal state, one of the first and second inverter circuits 42A and 42B of the first and second motor drive circuits 32A and 32B, for example, the field effect transistors Q2, Q4 and Q6 on the lower arm side of the inverter circuit 42B, for example. If a short fault occurs in any one or more, the motor current Ii output from the switching arm SBi (i = u, v, w) in which the short fault has occurred to the motor current cut-off circuit 33A will not flow. When the detector 31a compares each phase current command value Ii * , an abnormality due to the occurrence of a short circuit failure can be detected. Further, the voltage detection values in the abnormality detection circuits 35A and 35B in FIG. 3 do not become a predetermined voltage, and an abnormality can be detected.

このように、モータ駆動回路32Bのインバータ回路42Bにショート故障が発生すると、異常検出信号SAaは論理値“0”に維持されるが、異常検出信号SAbが論理値“1”となる。このため、インバータ回路42Bの6個のゲート信号を全てオフすると共に、モータ駆動回路32Bのゲート駆動回路41Bからモータ電流遮断回路33Bに対してローレベルの3つのゲート信号を同時に出力し、さらに電源遮断回路44Bに対してローレベルの2つのゲート信号を同時に出力する。
このため、モータ電流遮断回路33Bでは、各相の電界効果トランジスタQB1〜QB3がオフ状態となり、3相電動モータ12の第2の3相モータ巻線L2の各相コイルL2u〜L2wに対する通電が遮断される。
Thus, when a short circuit failure occurs in the inverter circuit 42B of the motor drive circuit 32B, the abnormality detection signal SAa is maintained at the logical value “0”, but the abnormality detection signal SAb becomes the logical value “1”. For this reason, all six gate signals of the inverter circuit 42B are turned off, and three low-level gate signals are simultaneously output from the gate drive circuit 41B of the motor drive circuit 32B to the motor current cutoff circuit 33B. Two low-level gate signals are simultaneously output to the blocking circuit 44B.
Therefore, in the motor current cutoff circuit 33B, the field effect transistors QB1 to QB3 of each phase are turned off, and the energization to the phase coils L2u to L2w of the second three-phase motor winding L2 of the three-phase electric motor 12 is cut off. Is done.

これと同時に、電源遮断回路44Bでも、電界効果トランジスタQD1及びQD2がオフ状態に制御され、バッテリー22及び第2のインバータ回路42Bとの間の通電路が遮断される。このとき、電界効果トランジスタQD1及びQD2は寄生ダイオードが互いに逆方向となるようにドレイン同士が接続されたた直列接続構成を有するので、バッテリー22及びショート故障を生じた第2のインバータ回路42B間の双方向の電流路が確実に遮断されることになる。   At the same time, also in the power cutoff circuit 44B, the field effect transistors QD1 and QD2 are controlled to be in an off state, and the energization path between the battery 22 and the second inverter circuit 42B is cut off. At this time, the field effect transistors QD1 and QD2 have a series connection configuration in which the drains are connected so that the parasitic diodes are opposite to each other, and therefore, between the battery 22 and the second inverter circuit 42B in which the short circuit failure has occurred. The bidirectional current path is reliably interrupted.

ちなみに、電源遮断回路44A及び44Bを1つの電界効果トランジスタで構成した場合には、この電界効果トランジスタの寄生ダイオードのアノードからカソードへの電流は遮断することができず、バッテリー22及びインバータ回路42A及び42B間を確実に遮断することはできないが、本実施形態では2つの電界効果トランジスタQC1,QC2及びQD1,QD2を寄生ダイオードの向きを極性が逆となるように接続しているので、寄生ダイオードを通じて流れる電流を確実に遮断することができる。   Incidentally, when the power cutoff circuits 44A and 44B are configured by one field effect transistor, the current from the anode to the cathode of the parasitic diode of the field effect transistor cannot be cut off, and the battery 22 and the inverter circuit 42A and In this embodiment, the two field effect transistors QC1, QC2 and QD1, QD2 are connected so that the polarities of the parasitic diodes are opposite to each other. The flowing current can be reliably interrupted.

そして、この異常状態を検出すると、制御演算装置31では、図6に示す異常時操舵補助電流指令値算出マップを参照して操舵補助電流指令値Iを算出する。このため、算出される操舵補助電流指令値Iがインバータ回路42A及び42Bで流すことが可能な電流値までは正常時の目標操舵補助電流指令値Itすなわちインバータ回路42A及び42Bの双方を動作させている場合と同じ電流指令値となる。したがって、許容電流値に達するまでは正常時の操舵と全く同じ操舵補助力を3相電動モータ12で発生させることができ、運転者に違和感を与えることがない。しかも、ある程度の車速Vsで走行している状態では、必要な操舵補助力も小さくなるので、異常発生を運転者に感じさせることがなく操舵補助制御を継続することができる。しかしながら、大きな操舵補助力を必要とする据え切り時や極低速走行時の操舵時には運転者に異常の発生を感知させることができ、修理が必要なことを警告することができる。 When this abnormal state is detected, the control arithmetic unit 31 calculates the steering assist current command value I * with reference to the abnormal steering assist current command value calculation map shown in FIG. Therefore, until the calculated steering assist current command value I * reaches a current value that can be passed through the inverter circuits 42A and 42B, the target steering assist current command value It * at normal time, that is, both the inverter circuits 42A and 42B are operated. The current command value is the same as when Therefore, until the allowable current value is reached, the same steering assist force as that in normal steering can be generated by the three-phase electric motor 12, and the driver does not feel uncomfortable. In addition, when the vehicle is traveling at a certain vehicle speed Vs, the necessary steering assist force is also reduced, so that the steering assist control can be continued without causing the driver to feel an abnormality. However, at the time of stationary operation requiring a large steering assist force or steering at extremely low speeds, the driver can be made aware of the occurrence of abnormality and can warn that repair is necessary.

また、ロータ12Rの磁極を構成する永久磁石PMからの磁束がそれぞれの磁極群毎(90°毎)にコイルと鎖交するため、それぞれの磁極群毎で構成されたモータ特性に対して相互の影響を極めて少なくすることができる。例えば、一方のモータ駆動回路32A(又は32B)にショート故障が発生して、このモータ駆動回路32を遮断するまでの過渡的なショート電流が発生してももう一方のコイルに与える影響を極めて少なくすることができる。   In addition, since the magnetic flux from the permanent magnet PM constituting the magnetic pole of the rotor 12R is linked to the coil for each magnetic pole group (every 90 °), the motor characteristics configured for each magnetic pole group are mutually different. The influence can be extremely reduced. For example, even if a short circuit failure occurs in one motor drive circuit 32A (or 32B) and a transient short current occurs until the motor drive circuit 32 is shut off, the influence on the other coil is extremely small. can do.

また、上記第1の実施形態では、モータ駆動回路32A及び32Bのインバータ回路42A及び42Bが電源遮断回路44A及び44Bによって遮断されるので、コイルの占積率にも影響がなく、1組のインバータ駆動においても良好なモータ特性を実現することができる。
一方、正常動作時には、第1及び第2の3相モータ巻線L1及びL2で各々1/2の出力を発生でき、万一故障しても1/2のモータ特性を出力することができる。モータ軸周りで対称のラジアル発生力で相殺できることから、軸にラジアル力が影響することがない。しかも、故障時の出力も温度上昇が許容できる範囲内で、正常時の1/2以上のモータ特性を出力することができる。
In the first embodiment, since the inverter circuits 42A and 42B of the motor drive circuits 32A and 32B are shut off by the power shut-off circuits 44A and 44B, there is no effect on the coil space factor and one set of inverters Good motor characteristics can also be realized in driving.
On the other hand, during normal operation, the first and second three-phase motor windings L1 and L2 can generate ½ outputs, and even if a failure occurs, ½ motor characteristics can be output. Since it can be canceled by a symmetrical radial force generated around the motor shaft, the radial force does not affect the shaft. In addition, the output at the time of failure is within a range in which the temperature rise can be tolerated, and it is possible to output a motor characteristic that is 1/2 or more of that at normal time.

また、第2のインバータ回路42Bに代えて第1のインバータ回路42Aにショート故障が生じた場合には、モータ駆動回路32Aに対応するモータ電流遮断回路33Aで3相電動モータ12へのモータ電流の供給を遮断するとともに、電源遮断回路44Aで第1のインバータ回路42Aへのバッテリー電流の供給を遮断する。そして、正常な第2のモータ駆動回路32Bを上記と同様に制御することにより、許容電流値に達するまでは正常時と全く同様の操舵補助力を発生することができる。   Further, when a short circuit failure occurs in the first inverter circuit 42A instead of the second inverter circuit 42B, the motor current cut-off circuit 33A corresponding to the motor drive circuit 32A is used to transmit the motor current to the three-phase electric motor 12. The supply is cut off, and the supply of battery current to the first inverter circuit 42A is cut off by the power cut-off circuit 44A. By controlling the normal second motor drive circuit 32B in the same manner as described above, it is possible to generate the steering assist force that is exactly the same as in the normal state until the allowable current value is reached.

ちなみに、モータ電流遮断回路33A及び33Bを省略した場合には、モータ駆動回路32A及び32Bの何れか一方にショート故障が発生した場合に、ショート故障が発生したインバータ回路が3相電動モータ12の3相モータ巻線L1又はL2に接続されたままとなる。3相電動モータ12が回された場合には、コイル部に発生する起電力が、ショート故障となった電界効果トランジスタの隣りにある電界効果トランジスタの寄生ダイオードを介して、循環電流が流れブレーキ力を発生してしまう。このため、正常なモータ駆動回路32A又は32Bで3相電動モータ12を駆動することによる回生電流がショート故障したインバータ回路に供給されて回生制動状態となり、3相電動モータ12で発生する操舵補助力が大きく低下してしまい、運転者に違和感を与えることになる。このため、回生制動に打ち勝つように正常なインバータ回路を動作させると損失が増大し、インバータ回路及び3相電動モータに過熱が発生するため、操舵補助を継続時間が制限される。   Incidentally, when the motor current cut-off circuits 33A and 33B are omitted, when a short-circuit failure occurs in one of the motor drive circuits 32A and 32B, the inverter circuit in which the short-circuit failure has occurred is connected to the three-phase electric motor 12. It remains connected to the phase motor winding L1 or L2. When the three-phase electric motor 12 is rotated, the electromotive force generated in the coil section causes a circulating current to flow through the parasitic diode of the field effect transistor adjacent to the field effect transistor in which the short circuit failure occurs. Will occur. For this reason, the regenerative current generated by driving the three-phase electric motor 12 with the normal motor drive circuit 32A or 32B is supplied to the inverter circuit in which the short circuit has occurred, and the regenerative braking state is established. Will drastically decrease, giving the driver a sense of incongruity. For this reason, if a normal inverter circuit is operated so as to overcome regenerative braking, loss increases and overheating occurs in the inverter circuit and the three-phase electric motor, so that the duration of steering assistance is limited.

また、第1及び第2のモータ駆動回路32A及び32Bの第1及び第2のインバータ回路42A及び42Bで電界効果トランジスタQ1〜Q6がオン状態に反転することなくオフ状態を継続するオフ故障すなわちオープン故障を生じた場合にも、異常検出部31aで異常を検出することができ、異常となったモータ駆動回路32A又は32Bのモータ電流遮断回路33A又は33B及び電源遮断回路44A又は44Bを遮断状態に制御して、正常なモータ駆動回路で、上述したと同様に許容電流に達するまでの間正常時と同一の操舵補助制御を行うことができる。   In addition, an off-failure, that is, an open state in which the field effect transistors Q1 to Q6 continue to be turned off without being turned on in the first and second inverter circuits 42A and 42B of the first and second motor driving circuits 32A and 32B. Even when a failure occurs, the abnormality detection unit 31a can detect the abnormality, and the motor current cutoff circuit 33A or 33B and the power cutoff circuit 44A or 44B of the motor drive circuit 32A or 32B that has become abnormal are shut off. It is possible to perform the same steering assist control as in the normal state until the allowable current is reached in the normal motor drive circuit as described above until the allowable current is reached.

このように、上記第1の実施形態によると、第1及び第2のモータ駆動回路32A及び32Bの何れか一方のインバータ回路42A又は42Bに異常が発生したときに、正常なモータ駆動回路で正常時と同等のモータ制御を継続して操舵補助制御を継続することができるモータ制御装置、電動パワーステアリング装置及びモータ制御装置を有する車両を提供することができる。   Thus, according to the first embodiment, when an abnormality occurs in one of the inverter circuits 42A or 42B of the first and second motor drive circuits 32A and 32B, the normal motor drive circuit is normal. It is possible to provide a motor control device, an electric power steering device, and a vehicle having a motor control device capable of continuing the steering assist control by continuing the motor control equivalent to the time.

なお、上記第1の実施形態では、ゲート駆動回路41A及び41Bでパルス幅変調に使用するキャリア信号を同期させた場合について説明したが、これに限定されるものではなく、ゲート駆動回路41A及び41Bでキャリア信号の位相を発生ノイズが分散するようにずらして非同期とするようにしてもよい。この場合には、パルス幅変調に使用する高周波(例えば20kHz程度)のキャリア信号の位相をゲート駆動回路41A及び41Bでずらして非同期とすることにより、インバータ回路42A及び42Bを構成するスイッチング素子としての電界効果トランジスタQ1〜Q6のスイッチングによるノイズのパワーを分散させることができ、伝導、放射ノイズのピーク値を抑制することができる効果を得ることができると共に、スイッチングに同期してアルミ電解コンデンサCA及びCBに入出力するスイッチング電流のピーク値を抑えることにより電解コンデンサCA及びCBの内部発熱を抑えて高寿命化することができる効果を得ることができる。   In the first embodiment, the case where the carrier signals used for pulse width modulation are synchronized in the gate drive circuits 41A and 41B has been described. However, the present invention is not limited to this, and the gate drive circuits 41A and 41B are not limited thereto. Thus, the phase of the carrier signal may be shifted to be asynchronous so that the generated noise is dispersed. In this case, the phase of the carrier signal of a high frequency (for example, about 20 kHz) used for pulse width modulation is shifted and made asynchronous by the gate drive circuits 41A and 41B, thereby serving as a switching element constituting the inverter circuits 42A and 42B. The power of noise due to switching of the field effect transistors Q1 to Q6 can be dispersed, the effect of suppressing the peak value of conduction and radiation noise can be obtained, and the aluminum electrolytic capacitors CA and By suppressing the peak value of the switching current input / output to / from CB, it is possible to obtain an effect that the internal heat generation of the electrolytic capacitors CA and CB can be suppressed and the life can be extended.

次に、本発明の第2の実施形態を図7について説明する。
この第2の実施形態では、上述した第1の実施形態において、制御演算装置31を第1及び第2のモータ駆動回路32A及び32Bに対応させて2組設けるようにしたものである。
すなわち、第2の実施形態では、図7に示すように、第1及び第2のモータ駆動回路32A及び32Bに対応させて前述した図2における制御演算装置31と同一構成を有する個別の制御演算装置31A及び31Bを設けている。
Next, a second embodiment of the present invention will be described with reference to FIG.
In the second embodiment, two sets of control arithmetic devices 31 are provided corresponding to the first and second motor drive circuits 32A and 32B in the first embodiment described above.
That is, in the second embodiment, as shown in FIG. 7, individual control computations having the same configuration as the control computation device 31 in FIG. 2 described above corresponding to the first and second motor drive circuits 32A and 32B. Devices 31A and 31B are provided.

そして、制御演算装置31Aで第1のモータ駆動回路32Aに供給する電圧指令値V1及び異常検出信号SAaを形成し、形成した電圧指令値V1及び異常検出信号SAaをモータ駆動回路32Aのゲート駆動回路41Aに出力する。
同様に、制御演算装置31Bで第2のモータ駆動回路32Bに供給する電圧指令値V2及び異常検出信号SAbを形成し、形成した電圧指令値V2及び異常検出信号SAbをモータ駆動回路32Bのゲート駆動回路41Bに出力する。
The gate of the first motor drive circuit 32A to form a voltage command value V1 * and the abnormal detection signal SAa supplies the formed voltage command value V1 * and the abnormal detection signal SAa the motor drive circuit 32A by the control arithmetic unit 31A Output to the drive circuit 41A.
Similarly, a voltage command value V2 * and an abnormality detection signal SAb to be supplied to the second motor drive circuit 32B are formed by the control arithmetic unit 31B, and the formed voltage command value V2 * and the abnormality detection signal SAb are supplied to the motor drive circuit 32B. Output to the gate drive circuit 41B.

ここで、制御演算装置31A及び31Bは相互監視機能を有し、両者の演算結果を比較したり、ウォッチドッグタイマの動作等を互いに監視したりして、制御演算装置31A及び31Bの一方例えば31B(又は31A)が異常となったときに、他方の制御演算装置31A(又は31B)が検出することが可能となる。このため、制御演算装置の異常を検出したときに、正常な制御演算装置で異常となった制御演算装置で制御されるモータ駆動回路を代替制御することも可能となる。   Here, the control arithmetic devices 31A and 31B have a mutual monitoring function, and compare the arithmetic results of the two, or monitor the operation of the watchdog timer and the like, and control one of the control arithmetic devices 31A and 31B, for example, 31B. When (or 31A) becomes abnormal, the other control arithmetic device 31A (or 31B) can detect it. For this reason, when an abnormality of the control arithmetic device is detected, the motor drive circuit controlled by the control arithmetic device that becomes abnormal in the normal control arithmetic device can be subjected to alternative control.

この第2の実施形態によると、制御演算装置31A及び31Bで個別に操舵補助制御処理及び異常制御処理を実行することにより、前述した第1の実施形態と同様に、モータ駆動回路32A及び32Bのインバータ回路42A及び42Bの何れか一方にショート故障又はオープン故障が生じたときに、正常なモータ駆動回路で操舵補助制御を継続することができる。したがって、上記第1実施形態と同様の作用効果を得ることができる。   According to the second embodiment, the steering operation control process and the abnormality control process are individually executed by the control arithmetic devices 31A and 31B, so that the motor drive circuits 32A and 32B can be controlled as in the first embodiment. When a short failure or an open failure occurs in either one of the inverter circuits 42A and 42B, the steering assist control can be continued with a normal motor drive circuit. Therefore, the same effect as the first embodiment can be obtained.

しかも、第2の実施形態によると、制御演算装置31A及び31B間で相互監視を行うことができ、制御演算装置31A及び31Bの一方に異常が発生した場合でも正常な制御演算装置で第1実施形態と同様の異常時制御を行うことができるとともに、一方の制御演算装置31A(又は31B)が異常となったことを検出したときに、正常な制御演算装置31B(又は31A)でモータ駆動回路32A及び32Bを制御可能に構成しておくことにより、制御演算装置に異常が発生した場合でも正常な操舵補助制御を継続することができる効果を発揮できる。   In addition, according to the second embodiment, mutual monitoring can be performed between the control arithmetic devices 31A and 31B, and even when an abnormality occurs in one of the control arithmetic devices 31A and 31B, the first operation is performed with a normal control arithmetic device. The control at the time of abnormality similar to the embodiment can be performed, and when it is detected that one of the control arithmetic devices 31A (or 31B) becomes abnormal, the normal control arithmetic device 31B (or 31A) uses the motor drive circuit. By configuring the control units 32A and 32B to be controllable, it is possible to exhibit an effect that normal steering assist control can be continued even when an abnormality occurs in the control arithmetic device.

なお、上記第1及び第2の実施形態においては、3相電動モータ12に2系統の第1及び第2の3相モータ巻線L1及びL2を巻装し、これら第1及び第2の3相モータ巻線L1及びL2に個別の第1及び第2のモータ駆動回路32A及び32Bを設ける場合について説明したが、これに限定されるものではなく、3系統以上のモータ巻線を設けるとともに、モータ巻線毎に個別のモータ駆動回路及びモータ電流遮断回路を設けるようにしてもよい。   In the first and second embodiments, two systems of the first and second three-phase motor windings L1 and L2 are wound around the three-phase electric motor 12, and the first and second three-phase motor windings are wound. Although the case where the individual first and second motor drive circuits 32A and 32B are provided in the phase motor windings L1 and L2 has been described, the present invention is not limited thereto, and three or more motor windings are provided, A separate motor drive circuit and motor current cutoff circuit may be provided for each motor winding.

次に、本発明の第3の実施形態を図8及び図9について説明する。
この第3の実施形態では、前述した第1の実施形態において、3相電動モータ12の構成を、図8に示すように、第1系統の3相モータ巻線L1の相コイルL1ua〜L1wa及びL1ub〜L1wbの巻回方向と第2系統の3相モータ巻線L2の相コイルL2ua〜L2wa及びL2ub〜L2wbの巻回方向とが逆方向となるように設定している。
Next, a third embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS.
In the third embodiment, as shown in FIG. 8, the configuration of the three-phase electric motor 12 in the first embodiment is changed to phase coils L1ua to L1wa and three-phase motor windings L1 of the first system. The winding direction of L1ub to L1wb and the winding direction of the phase coils L2ua to L2wa and L2ub to L2wb of the second three-phase motor winding L2 are set to be opposite to each other.

この場合も、第1の多相モータ巻線L1及び第2のモータ巻線L2の同相のコイル部がロータ12Rの各磁極の永久磁石PMで形成される同一の磁束に同時に鎖交することがないように巻装されている。したがって、第1の3相モータ巻線L1の各コイル部と第2の3相モータ巻線L2の各コイル部とで互いの磁気的な干渉を最小限に抑制する磁気回路を構成している。
また、第1及び第2のモータ駆動回路32A及び32Bにおける第1及び第2のインバータ回路42A及び42Bから出力する相電流I1u〜I1w及びI2u〜I2wの位相を図9(a)及び(b)に示すように180度ずらして逆位相となるように設定している。
Also in this case, the in-phase coil portions of the first multiphase motor winding L1 and the second motor winding L2 may be simultaneously linked to the same magnetic flux formed by the permanent magnet PM of each magnetic pole of the rotor 12R. It is wound so that there is no. Therefore, each coil part of the first three-phase motor winding L1 and each coil part of the second three-phase motor winding L2 constitute a magnetic circuit that minimizes mutual magnetic interference. .
9A and 9B show the phases of the phase currents I1u to I1w and I2u to I2w output from the first and second inverter circuits 42A and 42B in the first and second motor drive circuits 32A and 32B. As shown in FIG. 4, the phase is set so as to be shifted by 180 degrees to have the opposite phase.

この第3の実施形態によると、前述した第1の実施形態と同様にロータ12Rの磁極を構成する永久磁石PMからの磁束がそれぞれの磁極群毎(90°毎)にコイルと鎖交するため、それぞれの磁極群で構成されたモータ特性に対して相互の影響を極めて少なくすることができる。例えば、一方のモータ駆動回路32A(又は32B)にショート故障が発生して、コイルに過渡的に大きな電流が流れてもこのモータ駆動回路32を遮断するまでの過渡的なショート電流が発生してももう一方のコイルに与える影響を極めて少なくすることができる。   According to the third embodiment, the magnetic flux from the permanent magnet PM constituting the magnetic pole of the rotor 12R is linked to the coil for each magnetic pole group (every 90 °) as in the first embodiment. The mutual influence on the motor characteristics constituted by the respective magnetic pole groups can be extremely reduced. For example, if a short circuit fault occurs in one motor drive circuit 32A (or 32B) and a transient large current flows through the coil, a transient short current is generated until the motor drive circuit 32 is shut off. However, the influence on the other coil can be extremely reduced.

この第3の実施形態では、同相コイルL1ua,L1ub及びL2ua,L2ub、L1va,L1vb及びL2va,L2vb、並びにL1wa,L1wb及びL2wa,L2wbとで流れる電流の方向は図8に示すように逆方向であり、相電圧V1u〜V1w及びV2u〜V2wはその1相分V1ua及びV2uaを表すと図9(a)及び(b)に示すようにパルス幅変調された逆位相の矩形波であって、相電流も曲線Lrで示すように逆位相の正弦波となる。   In the third embodiment, the directions of the currents flowing in the in-phase coils L1ua, L1ub and L2ua, L2ub, L1va, L1vb and L2va, L2vb, and L1wa, L1wb, L2wa, and L2wb are reverse as shown in FIG. The phase voltages V1u to V1w and V2u to V2w are the one-phase portions V1ua and V2ua, which are rectangular waves having opposite phases as shown in FIGS. 9 (a) and 9 (b). The current also becomes an antiphase sine wave as shown by the curve Lr.

このため、両者のリップル電流Iも、図9(c)及び(d)に示すように、逆位相となり、駆動回路からモータへのEMI等の外部へのノイズは互いに相殺される。したがって、リップル電流Iによるモータ配線に起因するノイズ音や振動の発生を抑制することができる。
さらに、相電流I1uのオフからオンへの又はその逆へのスイッチングタイミングと相電流I2uのオンからオフへの又はその逆へのスイッチングタイミングとが等しいので、スイッチングにより発生するノイズも互いに逆位相となって相殺される。
For this reason, both ripple currents IL are also in opposite phases as shown in FIGS. 9C and 9D, and external noises such as EMI from the drive circuit to the motor cancel each other. Therefore, it is possible to suppress the occurrence of noise sound or vibration caused by the motor wiring due to the ripple current I L.
Further, since the switching timing of the phase current I1u from off to on or vice versa is equal to the switching timing of the phase current I2u from on to off or vice versa, the noise generated by switching is also opposite in phase. Will be offset.

したがって、上記第3の実施形態では前述した第1の実施形態と同様の効果が得られる他、スイッチングノイズやリップル電流による加振を抑制してより静音性及び制振性の高いモータ制御装置、電動パワーステアリング装置及び車両を提供することができる。
なお、上記第3の実施形態は、第1の実施形態に適用する場合に限らず、前述した第2の実施形態に適用することもできる。
Therefore, in the third embodiment, the same effect as that of the first embodiment described above can be obtained, and a motor control device with higher silence and vibration suppression by suppressing excitation due to switching noise and ripple current, An electric power steering device and a vehicle can be provided.
The third embodiment is not limited to being applied to the first embodiment, and can also be applied to the second embodiment described above.

次に、本発明の第4の実施形態を図10について説明する。
この第4の実施形態は、電源遮断回路の構成を簡略化するようにしたものである。
すなわち、第4の実施形態では、図10に示すように、前述した第1の実施形態における図2の構成において、電源遮断回路44A及び44Bにおける逆直列の電界効果トランジスタQC1,QC2及びQD1,QD2のうちの一方の電界効果トランジスタQC1及びQD1を残し、他方の電界効果トランジスタQC2及びQD2を共通化すべくノイズフィルタ43と電源遮断回路44A及び44Bとの分岐点との間に共通の電界効果トランジスタQEを有する共通電源遮断回路44Cを配置したものである。
Next, a fourth embodiment of the present invention will be described with reference to FIG.
In the fourth embodiment, the configuration of the power cutoff circuit is simplified.
That is, in the fourth embodiment, as shown in FIG. 10, in the configuration of FIG. 2 in the first embodiment described above, the anti-series field effect transistors QC1, QC2 and QD1, QD2 in the power cutoff circuits 44A and 44B are provided. One of the field effect transistors QC1 and QD1 is left, and the other field effect transistors QC2 and QD2 are shared, and the common field effect transistor QE is connected between the noise filter 43 and the branch point of the power cutoff circuits 44A and 44B. A common power cut-off circuit 44C having the above is arranged.

ここで、電界効果トランジスタQEは、ドレインがノイズフィルタ43に接続され、ソースが電源遮断回路44A及び44Bに接続され、さらにゲートがゲート駆動回路41A及び41BにダイオードDA及びDBを介して接続されている。
この第4の実施形態によると、電源遮断回路が電源遮断回路44A、44B及び44Cの3つで構成されているが、実際に電源を遮断するための電源遮断素子としては電界効果トランジスタQC1、QD1及びQEの3つの半導体スイッチ素子で構成することができ、半導体スイッチ素子を前述した第1の実施形態に比較して1つ省略してこの分部品点数を減少させることができ、モータ制御装置20の製造コストを低減することができるとともに、プリント基板上の電源遮断回路44A〜44Cの占有面積を減少させることができ、プリント基板を小型化することができる。
Here, the field effect transistor QE has a drain connected to the noise filter 43, a source connected to the power shut-off circuits 44A and 44B, and a gate connected to the gate drive circuits 41A and 41B via the diodes DA and DB. Yes.
According to the fourth embodiment, the power cut-off circuit is composed of three power cut-off circuits 44A, 44B and 44C, but field effect transistors QC1, QD1 are used as the power cut-off elements for actually turning off the power. And QE can be configured by three semiconductor switch elements, and one semiconductor switch element can be omitted as compared with the first embodiment described above, and the number of parts can be reduced by this amount. Can be reduced, the area occupied by the power shut-off circuits 44A to 44C on the printed circuit board can be reduced, and the printed circuit board can be miniaturized.

次に、本発明の第5の実施形態を図11について説明する。
この第5の実施形態では、前述した第2の実施形態に前述した第4の実施形態を適用したものである。
すなわち、第5の実施形態では、前述した第4の実施形態において、制御演算装置31を第1及び第2のモータ駆動回路32A及び32Bに対して個別の制御演算装置31A及び31Bを設けるようにしたものである。
Next, a fifth embodiment of the present invention will be described with reference to FIG.
In the fifth embodiment, the above-described fourth embodiment is applied to the above-described second embodiment.
That is, in the fifth embodiment, in the fourth embodiment described above, the control arithmetic device 31 is provided with individual control arithmetic devices 31A and 31B for the first and second motor drive circuits 32A and 32B. It is a thing.

したがって、この第5の実施形態でも、前述した第2の実施形態と同様の作用効果を得ることができるとともに、前述した第4の実施形態と同様に電源遮断回路を構成する電界効果トランジスタの個数を1つ省略することができ、モータ制御装置20の製造コストを低減することができるとともに、プリント基板上の電源遮断回路44A〜44Cの占有面積を減少させて、プリント基板を小型化することができる。
なお、上記第4及び第5の実施形態においても、前述した第3の実施形態を適用することができる。
Therefore, this fifth embodiment can obtain the same operation and effect as those of the second embodiment described above, and the number of field effect transistors that constitute the power cutoff circuit as in the above-described fourth embodiment. 1 can be omitted, and the manufacturing cost of the motor control device 20 can be reduced, and the area occupied by the power shut-off circuits 44A to 44C on the printed circuit board can be reduced to reduce the size of the printed circuit board. it can.
The third embodiment described above can also be applied to the fourth and fifth embodiments.

また、上記各実施形態においては、制御演算装置31又は31A及び31Bの操舵補助制御処理で、操舵補助電流指令値に基づいてd軸電流指令値Id及びq軸電流指令値Iqを算出し、これらをdq相−3相変換してU相電流指令値Iu、V相電流指令値Iv及びW相電流指令値Iwを算出し、これらと電流検出値の相毎の加算値との電流偏差ΔIu、ΔIv及びΔIwを算出する場合について説明したが、これに限定されるものではなく、電流検出値の相毎の加算値をdq軸変換し、これらとd軸電流指令値Id及びq軸電流指令値Iqとの偏差ΔId及びΔIqを算出し、偏差ΔId及びΔIqをdq相−3相変換するようにしてもよい。 In each of the above embodiments, the d-axis current command value Id * and the q-axis current command value Iq * are calculated based on the steering assist current command value in the steering assist control process of the control arithmetic unit 31 or 31A and 31B. These are dq-phase to three-phase converted to calculate a U-phase current command value Iu * , a V-phase current command value Iv *, and a W-phase current command value Iw *. In the above description, the current deviations ΔIu, ΔIv, and ΔIw are calculated. However, the present invention is not limited to this, and the addition value for each phase of the current detection value is dq-axis converted, and these are added to the d-axis current command value Id *. Further, deviations ΔId and ΔIq from the q-axis current command value Iq * may be calculated, and the deviations ΔId and ΔIq may be dq-phase to three-phase converted.

また、上記各実施形態においては、本発明によるモータ制御装置を電動パワーステアリング装置に適用した場合について説明したが、これに限定されるものではなく、電動ブレーキ装置、ステアバイワイヤシステム、車両走行用のモータ駆動装置等の電動モータを使用する任意のシステム及びこのシステムを搭載する車両に本発明を適用することができる。この場合、モータ駆動回路で扱う電圧又は電流が高くなる場合には、スイッチング素子として電界効果トランジスタに代えて絶縁ゲートバイポーラトランジスタ(IGBT)等の他の電圧制御型スイッチング素子を適用することができる。   Further, in each of the above embodiments, the case where the motor control device according to the present invention is applied to an electric power steering device has been described. However, the present invention is not limited to this, and the electric brake device, the steer-by-wire system, and the vehicle driving device are used. The present invention can be applied to an arbitrary system using an electric motor such as a motor drive device and a vehicle equipped with this system. In this case, when the voltage or current handled by the motor drive circuit is high, other voltage controlled switching elements such as insulated gate bipolar transistors (IGBT) can be applied as switching elements instead of field effect transistors.

1…ステアリングホイール、2…ステアリングシャフト、3…操舵トルクセンサ、8…ステアリングギヤ、10…操舵補助機構、12…3相電動モータ、20…モータ制御装置、21…車速センサ、22…バッテリー、31,31A,31B…制御演算装置、32A…第1のモータ駆動回路、32B…第2のモータ駆動回路、33A…第1のモータ電流遮断回路、33B…第2のモータ電流遮断回路、34A,34B…電流検出回路、35A…第1の異常検出回路、35B…第2の異常検出回路、41A,41B…ゲート駆動回路、42A…第1のインバータ回路、42B…第2のインバータ回路、43…ノイズフィルタ、44A…第1の電源遮断回路、44B…第2の電源遮断回路   DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 ... Steering wheel, 2 ... Steering shaft, 3 ... Steering torque sensor, 8 ... Steering gear, 10 ... Steering assist mechanism, 12 ... Three-phase electric motor, 20 ... Motor controller, 21 ... Vehicle speed sensor, 22 ... Battery, 31 , 31A, 31B ... control arithmetic unit, 32A ... first motor drive circuit, 32B ... second motor drive circuit, 33A ... first motor current cutoff circuit, 33B ... second motor current cutoff circuit, 34A, 34B ... Current detection circuit, 35A ... first abnormality detection circuit, 35B ... second abnormality detection circuit, 41A, 41B ... gate drive circuit, 42A ... first inverter circuit, 42B ... second inverter circuit, 43 ... noise Filter, 44A ... first power shutoff circuit, 44B ... second power shutoff circuit

上記目的を解決するために、本発明に係るモータ制御装置の一態様は、多相電動モータを駆動制御するモータ制御装置であって、前記多相電動モータは、ステータに少なくとも2系統で、その各々の同相の磁極がロータ磁石に対し同位相となる第1及び第2の多相モータ巻線を、ロータの各磁極からの同一磁束が互いに鎖交しないように集中巻きで巻装し、前記多相電動モータを駆動する指令値を出力する指令値演算部と、該指令値演算部から出力される指令値に基づいて前記第1及び第2の多相モータ巻線に個別に第1及び第2の多相モータ駆動電流を供給する第1及び第2のモータ駆動回路と、前記第1及び前記第2のモータ駆動回路と前記第1及び第2の多相モータ巻線との間に個別に介挿された多相の第1及び第2のモータ電流遮断部と、前記第1及び前記第2の多相モータ駆動電流あるいは電圧の異常を個別に検出する第1及び第2の異常検出部と、該第1及び第2の異常検出部の何れか一方で少なくとも一相のモータ駆動電流あるいは電圧の異常を検出したときに、異常を検出した側のモータ電流遮断部を電流遮断状態に制御する異常時電流制御部とを備え、前記異常時電流制御部で、前記第1及び第2のモータ電流遮断部の一方を電流遮断状態に制御した際に、当該モータ電流遮断部の属する異常系統による正常な系統への磁気的影響を抑制するとともに、前記第1及び第2のモータ駆動回路に供給されるモータ駆動指令値は等分配されたモータトルク指令値であり、前記指令値演算部は、前記第1及び第2の異常検出部で多相モータ駆動電流あるいは電圧の異常を検出したときに、正常なモータ駆動回路に対するモータ駆動指令値として許容電流値に達するまでは正常時のモータ駆動指令値の合計を表すモータトルク指令値を設定するIn order to solve the above object, one aspect of a motor control device according to the present invention is a motor control device that drives and controls a multiphase electric motor, and the multiphase electric motor includes at least two systems in a stator, Winding the first and second multiphase motor windings in which each in-phase magnetic pole is in phase with the rotor magnet in a concentrated manner so that the same magnetic flux from each magnetic pole of the rotor does not interlink with each other, A command value calculation unit that outputs a command value for driving the multiphase electric motor, and first and second multiphase motor windings individually based on the command value output from the command value calculation unit A first and second motor driving circuit for supplying a second multi-phase motor driving current; and between the first and second motor driving circuits and the first and second multi-phase motor windings. Individually inserted polyphase first and second motor current interruptions One of the first and second abnormality detection units that individually detect abnormality of the first and second multiphase motor driving currents or voltages, and the first and second abnormality detection units. An abnormality current control unit for controlling the motor current cutoff unit on the side where the abnormality is detected to a current cutoff state when an abnormality in at least one phase of the motor drive current or voltage is detected; When one of the first and second motor current interrupting units is controlled to be in the current interrupting state, the magnetic influence on the normal system by the abnormal system to which the motor current interrupting unit belongs is suppressed , and the first The motor drive command value supplied to the second motor drive circuit is an equally distributed motor torque command value, and the command value calculation unit is a multiphase motor drive current in the first and second abnormality detection units. Or voltage abnormality When issued, until it reaches the allowable current value as a motor drive command value for the normal motor drive circuit to set the motor torque command value representing the sum of the motor driving command value in the normal state.

Claims (16)

多相電動モータを駆動制御するモータ制御装置であって、
前記多相電動モータは、ステータに少なくとも2系統で、その各々の同相の磁極がロータ磁石に対し同位相となる第1及び第2の多相モータ巻線を、ロータの各磁極からの同一磁束が互いに鎖交しないように集中巻きで巻装し、
前記多相電動モータを駆動する指令値を出力する指令値演算部と、
該指令値演算部から出力される指令値に基づいて前記第1及び第2の多相モータ巻線に個別に第1及び第2の多相モータ駆動電流を供給する第1及び第2のモータ駆動回路と、
前記第1及び前記第2のモータ駆動回路と前記第1及び第2の多相モータ巻線との間に個別に介挿された多相の第1及び第2のモータ電流遮断部と、
前記第1及び前記第2の多相モータ駆動電流あるいは電圧の異常を個別に検出する第1及び第2の異常検出部と、
該第1及び第2の異常検出部の何れか一方で少なくとも一相のモータ駆動電流あるいは電圧の異常を検出したときに、異常を検出した側のモータ電流遮断部を電流遮断状態に制御する異常時電流制御部とを備え、
前記異常時電流制御部で、前記第1及び第2のモータ電流遮断部の一方を電流遮断状態に制御した際に、当該モータ電流遮断部の属する異常系統による正常な系統への磁気的影響を抑制した
ことを特徴とするモータ制御装置。
A motor control device for driving and controlling a multiphase electric motor,
The multiphase electric motor has at least two systems in the stator, and the first and second multiphase motor windings each having the same in-phase magnetic pole in phase with the rotor magnet are connected to the same magnetic flux from each magnetic pole of the rotor. Wrap with concentrated winding so that they do not interlink with each other,
A command value calculator for outputting a command value for driving the multiphase electric motor;
First and second motors for supplying first and second multiphase motor driving currents individually to the first and second multiphase motor windings based on the command value output from the command value calculation unit A drive circuit;
Multiphase first and second motor current interrupters individually inserted between the first and second motor drive circuits and the first and second multiphase motor windings;
First and second abnormality detection units for individually detecting abnormality of the first and second multiphase motor driving currents or voltages;
An abnormality that controls the motor current interruption part on the side where the abnormality is detected to be in an electric current interruption state when an abnormality of at least one-phase motor drive current or voltage is detected by either one of the first and second abnormality detection parts With a current control unit,
When the abnormal current control unit controls one of the first and second motor current interrupting units to a current interrupting state, a magnetic influence on a normal system by the abnormal system to which the motor current interrupting unit belongs is determined. A motor control device characterized by being suppressed.
前記多相電動モータは、ステータのスロット数が相数×2n(nは2以上の整数)に設定され、当該スロット間の磁極に第1の多相モータ巻線及び第2の多相モータ巻線が交互に巻装されていることを特徴とする請求項1に記載のモータ制御装置。   In the multi-phase electric motor, the number of slots in the stator is set to the number of phases × 2n (n is an integer of 2 or more), and the first multi-phase motor winding and the second multi-phase motor winding are provided around the magnetic poles between the slots. The motor control device according to claim 1, wherein the wires are wound alternately. 前記第1及び第2のモータ駆動回路は、前記第1及び第2の多相モータ駆動電流を出力する第1及び第2の多相インバータ回路を有し、前記第1及び第2の異常検出部は、前記第1及び第2の多相インバータ回路を構成するスイッチング素子のオープン故障及びショート故障を検出するように構成されていることを特徴とする請求項1又は2に記載のモータ制御装置。   The first and second motor drive circuits include first and second multi-phase inverter circuits that output the first and second multi-phase motor drive currents, and the first and second abnormality detections. 3. The motor control device according to claim 1, wherein the unit is configured to detect an open fault and a short fault of the switching elements constituting the first and second multiphase inverter circuits. 4. . 前記指令値演算部は、前記第1及び第2のモータ駆動回路に個別に対応する第1及び第2の指令値演算部で構成され、該第1及び第2の指令値演算部は演算動作を相互監視し、一方の指令値演算部が他方の指令値演算部の異常を検出したときに、異常となった指令値演算部の動作を停止させるとともに、前記対応するモータ電流遮断部を遮断する遮断指令を前記異常時電流制御部に出力することを特徴とする請求項1乃至3の何れか1項に記載のモータ制御装置。   The command value calculation unit includes first and second command value calculation units individually corresponding to the first and second motor drive circuits, and the first and second command value calculation units are configured to perform calculation operations. When one command value calculation unit detects an abnormality in the other command value calculation unit, the operation of the command value calculation unit that becomes abnormal is stopped and the corresponding motor current cut-off unit is cut off. The motor control device according to any one of claims 1 to 3, wherein an interruption command to be output is output to the abnormal current control unit. 前記第1及び第2の異常時電流制御部は、異常を検出したときに、前記第1及び第2のモータ電流遮断部における異常側の各相遮断部を同時に遮断することを特徴とする請求項1乃至4のいずれか1項に記載のモータ制御装置。   The first and second abnormal current control units simultaneously block the abnormal phase blocking units in the first and second motor current blocking units simultaneously when detecting an abnormality. Item 5. The motor control device according to any one of Items 1 to 4. 前記各相遮断部は、寄生ダイオードの向きが同一方向となるように介挿された電界効果トランジスタで構成されていることを特徴とする請求項5に記載のモータ制御装置。   The motor control device according to claim 5, wherein each of the phase blockers is configured by a field effect transistor that is inserted so that the directions of the parasitic diodes are the same. 前記第1及び第2のモータ駆動回路は、前記第1及び第2の多相インバータ回路と電源供給源との間に個別に第1及び第2の電源遮断部が介挿されていることを特徴とする請求項3に記載のモータ制御装置。   In the first and second motor driving circuits, first and second power shutoff units are individually inserted between the first and second multiphase inverter circuits and a power supply source. The motor control device according to claim 3, wherein 前記第1及び第2の電源遮断部は、寄生ダイオードを有するスイッチング素子で構成され、各スイッチング素子が寄生ダイオードの向きが逆方向となるように逆直列接続されていることを特徴とする請求項7に記載のモータ制御装置。   The first and second power shutoff units are configured by switching elements having parasitic diodes, and the switching elements are connected in reverse series so that the directions of the parasitic diodes are reversed. 8. The motor control device according to 7. 前記第1及び第2の電源遮断部は一部の電源遮断素子を共通化した構成を有することを特徴とする請求項8に記載のモータ制御装置。   9. The motor control device according to claim 8, wherein the first and second power cutoff units have a configuration in which some power cutoff elements are shared. 前記第1及び第2のモータ駆動回路に供給されるモータ駆動指令値は等分配されたモータトルク指令値であることを特徴とする請求項1乃至9のいずれか1項に記載のモータ制御装置。   10. The motor control device according to claim 1, wherein the motor drive command values supplied to the first and second motor drive circuits are equally distributed motor torque command values. 11. . 前記指令値演算部は、前記第1及び第2の異常検出部で多相モータ電流あるいは電圧の異常を検出したときに、正常なモータ駆動回路に対するモータ駆動指令値として許容電流値に達するまでは正常時のモータ駆動指令値の合計を表すモータトルク指令値を設定することを特徴とする請求項10に記載のモータ制御装置。   When the command value calculation unit detects an abnormality in the multiphase motor current or voltage in the first and second abnormality detection units, the command value calculation unit does not reach an allowable current value as a motor drive command value for a normal motor drive circuit. The motor control device according to claim 10, wherein a motor torque command value that represents a sum of normal motor drive command values is set. 前記第1の多相モータ巻線及び第2の多相モータ巻線の磁極に対する巻回方向が互いに逆方向となるように設定されていることを特徴とする請求項1乃至11の何れか1項に記載のモータ制御装置。   The winding direction with respect to the magnetic poles of the first multiphase motor winding and the second multiphase motor winding is set to be opposite to each other. The motor control device according to item. 前記第1及び第2のモータ駆動回路は、前記第1及び第2のインバータ回路に供給するスイッチングキャリア信号を同期させたことを特徴とする請求項3から12の何れか1項に記載のモータ制御装置。   The motor according to any one of claims 3 to 12, wherein the first and second motor drive circuits synchronize switching carrier signals supplied to the first and second inverter circuits. Control device. 前記第1及び第2のモータ駆動回路は、前記第1及び第2のインバータ回路に供給するスイッチングキャリア信号の位相を発生ノイズが分散するようにずらして非同期としたことを特徴とする請求項3から12の何れか1項に記載のモータ制御装置。   4. The first and second motor drive circuits are made asynchronous by shifting the phase of a switching carrier signal supplied to the first and second inverter circuits so that generated noise is dispersed. The motor control device according to any one of 1 to 12. ステアリング機構に操舵補助力を発生させる電動モータを含むモータ制御装置を前記請求項1〜14の何れか1項に記載のモータ制御装置で構成したことを特徴とする電動パワーステアリング装置。   15. An electric power steering apparatus comprising: a motor control device including an electric motor that generates a steering assist force in a steering mechanism, the motor control device according to claim 1. 前記請求項1乃至14の何れか1項に記載のモータ制御装置を備えたことを特徴とする車両。   A vehicle comprising the motor control device according to any one of claims 1 to 14.
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