JP2013046352A - 増幅装置及び無線通信装置 - Google Patents

Abstract

【課題】ＬＩＮＣ方式において、振幅がゼロ付近の出力信号の生成を容易にする。
【解決手段】複数の増幅器７０２ａ，７０２ｂによって増幅された信号間の位相差に応じて、入力信号に含まれている振幅情報が再生されるＬＩＮＣ方式の増幅装置７０１であって、前記複数の増幅器７０２ａ，７０２ｂに対して、入力信号に含まれる振幅情報が保持された信号が入力されるよう構成されている。
【選択図】図１８

Description

本発明は、増幅装置及び無線通信装置に関するものである。

基地局や移動局などの無線通信装置においては、低消費電力化と小型化を実現するために、電力効率が高く線形性に優れた増幅装置が必要とされている。近年注目されている線形増幅装置の一つに、非線形素子を用いた線形増幅（ＬＩＮＣ：ＬＩｎｅａｒ ａｍｐｌｉｆｉｃａｔｉｏｎ ｕｓｉｎｇ Ｎｏｎｌｉｎｅａｒ Ｃｏｍｐｏｎｅｎｔｓ）方式のものがある（例えば、特許文献１参照）。

ＬＩＮＣ方式では、変調された入力信号（振幅情報を含む信号）を、２つの位相が異なる定振幅信号（定包短信号）に分解して、それぞれを電力効率の高い非線形増幅器で増幅し、それら出力を合成したものを出力する。
２つの非線形増幅器の出力信号それぞれは、定振幅信号であるため、振幅情報が失われているが、増幅器の出力信号それぞれの位相が異なるため、それらの合成信号においては、増幅器の出力信号間の位相関係に応じて、入力信号に含まれていた振幅情報が再生される。

特開２００４−２６０７０７号公報

ＬＩＮＣ方式の増幅装置において、入力信号に含まれている振幅情報を、出力信号において忠実に再生するには、２つの定振幅信号（定包短信号）の位相差が、入力信号の振幅の大きさに応じた適切な値であることが必要である。

しかし、振幅がゼロの合成信号（出力信号）を得ようとすると、２つの定振幅信号（定包短信号）の位相差が厳密に１８０°でなければならず、位相差が１８０°からわずかでもずれると振幅がゼロとならない。この結果、出力信号において入力信号の振幅情報を正確に再生できないことになる。

このように、ＬＩＮＣ方式では、振幅がゼロ付近の出力信号を生成するのが困難であり、実用化の障害となっていた。

そこで、本発明は、ＬＩＮＣ方式において、振幅がゼロ付近の出力信号の生成を容易にすることを目的とする。

（１）本発明は、複数の増幅器によって増幅された信号間の位相差に応じて、入力信号に含まれている振幅情報が再生されるＬＩＮＣ方式の増幅装置であって、前記複数の増幅器に対して、入力信号に含まれる振幅情報が保持された信号が入力されるよう構成されていることを特徴とする増幅装置である。
増幅器の出力は、入力信号がゼロ又はゼロ付近であれば、ゼロとなる。これを利用して、複数の増幅器に対して、入力信号に含まれる振幅情報が保持された信号を入力することで、振幅がゼロ付近の出力信号を容易に生成することができる。

（２）入力信号の振幅に応じて、入力信号を分波した複数の信号間の位相差を調整する位相調整器が設けられ、前記位相調整器によって位相差が調整された後の前記複数の信号が、前記複数の増幅器に与えられるのが好ましい。
この場合、位相調整器によって位相差が調整された後の複数の信号が、複数の増幅器に与えられる。

（３）他の観点からみた本発明は、前記（１）又は（２）記載の増幅装置を通信信号の増幅のために備えた無線通信装置である。

第１実施形態に係る増幅装置の回路図である。 効率特性図である。 第２実施形態に係る増幅装置の回路図である。 第３実施形態に係る増幅装置の回路図である。 入力信号及び出力信号のＩＱ平面図である。 入力電力に対する負荷の特性図である。 入力電力に対する負荷の特性図である。 第４実施形態に係る増幅装置の回路図（第１例）である。 （ａ）は入力電力、負荷、出力電力、ゲインの関係を示すテーブルであり、（ｂ）は、入出力特性図である。 第４実施形態に係る増幅装置の回路図（第２例）である。 第５実施形態に係る増幅装置の回路図（第１例）である。 負荷制御部に設定された入力電力と負荷の関係テーブルである。 第５実施形態に係る増幅装置の回路図（第２例）である。 信号合成を用いた負荷変動部の回路図である。 信号合成を用いた負荷変動部を有する増幅装置の第１例を示す回路図である。 信号合成を用いた負荷変動部を有する増幅装置の第２例を示す回路図である。 信号合成を用いた負荷変動部を有する増幅装置の第３例を示す回路図である。 信号合成を用いた負荷変動部を有する増幅装置の第４例を示す回路図である。 ＬＩＮＣ方式の増幅装置の回路図である。 可変位相器を用いた負荷変動部の回路図である。 負荷変動部におけるインピーダンス変動範囲を示すスミスチャートである。 （ａ）は、電圧差の変化と反射電力との関係を示すグラフであり、（ｂ）は、電圧差の変化と通過電力との関係を示すグラフである。 可変位相器を用いた負荷変動部の回路図である。 可変位相器を用いた負荷変動部の回路図である。 可変位相器を用いた負荷変動部を有する増幅装置の回路図である。 負荷変動部の負荷変動範囲と、増幅器からみた負荷変動範囲の関係を示す説明図である。

以下、本発明及びそれに関連した技術の実施形態について、図面を参照しながら説明する。
［１．第１実施形態］
図１は、第１実施形態に係る増幅装置１０１を示している。この増幅装置１０１は、移動体通信システムにおけるモバイル端末又は基地局装置などの無線通信装置に搭載され、通信信号の増幅を行うために用いられる。無線通信装置は、ＯＦＤＭ（ＯＦＤＭＡを含む）、Ｗ−ＣＤＭＡなどの広帯域信号を扱う方式に準拠したものである。ＯＦＭＤ及びＷ−ＣＤＭＡなどの方式における信号は、ピーク電力がまれにしか発生しない。つまり、これらの方式における信号は、瞬時電力変動を伴う信号である。なお、ＯＦＭＤ及びＷ−ＣＤＭＡなどの方式において、平均電力とピーク電力との比は、３ｄＢ以上となる。

図１に示す増幅装置１０１は、一般的なＬＭ方式に準拠した回路構成を有している。つまり、この増幅装置１０１の増幅器１０２には、位相情報を有するが振幅情報を有しない定包絡線信号（振幅が一定の信号）が入力として与えられる。
増幅器１０２の出力側に接続された負荷変動部１０３の負荷（インピーダンス）が変動することで、増幅器１０２の出力信号は、振幅変動する信号となる。負荷変動部１０３の負荷インピーダンスが入力信号の振幅変動に応じて変化することで、入力信号の位相及び振幅と同様の位相及び振幅を有する出力信号Ｐｏｕｔが得られる。

図１に示す増幅装置１は、入力信号であるＩ／Ｑ信号に対する信号処理を行う処理部１０４を備えている。処理部１０４は、Ｉ／Ｑ信号が示す振幅を演算する振幅演算部１０４ａと、Ｉ／Ｑ信号が示す位相を演算する位相演算部１０４ｂと、を備えている。つまり、処理部１０４は、Ｉ／Ｑ信号に対するポーラ変調を行うポーラ（Ｐｏｌａｒ）変調器となっている。

さらに、処理部１０４は、振幅演算部１０４ａによって演算された振幅ｒに基づいて、負荷変動部１０３の負荷インピーダンスを変動させるための制御信号を生成する負荷制御部１０４ｃを備えている。負荷制御部１０４ｃは、入力信号（Ｉ／Ｑ信号）の振幅が小さいほど負荷変動部１０３の負荷インピーダンスを大きくし、入力信号の振幅が大きいほど、負荷変動部１０３の負荷インピーダンスを小さくするための制御信号を生成する。

負荷制御部１０４ｃから出力された制御信号は、遅延調整部１０５によって遅延調整がなされた上で、負荷変動部１０３に与えられる。遅延調整部１０５を有していることで、増幅器１０２の出力信号が、制御信号に対して遅延又は先行していても、その遅延又は先行を解消して両信号のタイミングを一致させることができる。なお、遅延調整部１０５に代えて、又は、遅延調整部１０５に加えて、増幅器１０２の入出力経路（ＲＦ経路）上に遅延調整部を設けても良い。

遅延調整部１０５は、遅延量を調整自在であり、例えば、増幅器１０２の温度特性によって、増幅器１０２へ入力された信号が増幅器１０２内を通過する時間が変化して、制御信号との時間差が生じても、その時間差を補正することができる。

位相演算部１０４ｂが出力した位相信号（入力信号における位相情報だけを持つ信号）は、位相変調器１０６によって位相変調され、位相情報を有する定包絡線信号が生成される（図１のＡ１参照）。
つまり、位相演算部１０４ｂ及び位相変調器１０６は、位相情報及び振幅情報が含まれている入力信号（Ｉ／Ｑ信号）を、位相情報が含まれた定包絡線信号に変換する変換部として機能する。位相情報を有する定包絡線信号は、増幅器１０２への入力信号となる。

増幅器１０２では、位相情報を有する定包絡線信号が増幅される。仮に、増幅器１０２の出力側の負荷インピーダンスが一定である場合、増幅器１０２からは、図１のＢ１に示すように、単に増幅された定包絡線信号が出力されるだけである。

しかし、負荷変動部１０３の負荷インピーダンスは、負荷制御部１０４ｃから出力された制御信号に応じて変化するため、増幅器１０２の出力信号は、図１のＣ１に示すように、振幅変動する信号となる。制御信号は入力信号の振幅情報に基づいて生成されているため、増幅器１０２の出力信号における振幅変動は、入力信号における振幅変動と同様のものとなる。つまり、増幅装置１０１の出力信号Ｐｏｕｔは、入力信号の位相及び振幅と同様の位相及び振幅を有する信号となる。出力信号Ｐｏｕｔは、無線通信装置が有するアンテナから出力される。

ここで、増幅器１０２の出力電圧をＶ、増幅器１０２の出力側の負荷インピーダンスをＺとすると、増幅器１０２の出力電力Ｐｏｕｔは、以下の式で表される。
Ｐｏｕｔ＝Ｖ^２／Ｚ
負荷インピーダンスを変動させることで、増幅器１０２の出力が変動することは、上記式からも明らかである。

さて、第１実施形態における増幅器１０２は、Ｄ級、Ｅ級、Ｆ級などのスイッチング増幅器（Ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ）によって構成されている。スイッチング増幅器は、スイッチング動作する増幅器であり、デジタル増幅器（Ｄｉｇｉｔａｌ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ）とも呼ばれる。
スイッチング増幅器１０２は、基本的に、常に飽和状態で動作するため、理論的な電力効率は、出力電力の大きさに関わらず、常に１００％である。

スイッチング増幅器は、出力電力の大きさが一定となる増幅器であるため、増幅器の出力電力（振幅）を変動させる必要のあるＬＭ方式に応用した例は、従来なかった。しかし、本発明者らは、あえて、ＬＭ方式増幅装置１０１の増幅器１０２として、スイッチング増幅器を採用した。

本発明者らは、スイッチング増幅器は、出力電力の大きさが一定となる増幅器であるが、入力信号の振幅変動に応じて、出力側の負荷インピーダンスを変化させれば、スイッチング増幅器の出力電力（振幅）も、入力信号の振幅変動と同様に変動することを見出した。

一方、非特許文献１では、ＬＭ方式のための増幅器としてＢ級増幅器を使用している。Ｂ級増幅器は、出力電力が低下すると電力効率が劣化するため、非特許文献１において、低出力時にＬＭ方式の効率が低下したのは、Ｂ級増幅器を使用したためであると考えられる。

つまり、図２に示すように、Ｂ級増幅器を用いたＬＭ方式では、出力電力Ｐｏｕｔが小さくなると効率が劣化する（非特許文献１参照）。一方、スイッチング増幅器１０２を用いたＬＭ方式では、出力電力が小さくなっても、効率劣化を抑えることができる。
なお、理論的には、スイッチング増幅器１０２を用いたＬＭ方式では、効率が１００％となるが、他の要因による効率低下も生じるため、他の要因を考慮した効率の理論値は１００％よりもやや低い値（例えば、８０％程度）となる。また、実際には、低出力の場合には、他の要因による効率低下が生じ易い。

例えば非特許文献１では、入力信号として無変調信号（正弦波）を用いているが入力信号が広帯域信号（瞬時電力変動を伴う信号）である場合、電源変調を行うＳＭ方式では、電源効率（例えば８０％）を考慮すると、増幅装置全体の効率は、その分、更に低下する。
一方、ＬＭ方式では、一定電圧の条件下のもとで増幅器を動作させており高効率の電源を使用する事が出来る。
したがって、非特許文献１では、ＬＭ方式はＳＭ方式よりも性能が悪いものとされているが、入力信号が広帯域信号（瞬時電力変動を伴う信号）である場合には、スイッチング増幅器１０２を用いたＬＭ方式増幅装置の効率は、ＳＭ方式よりも効率がよくなることが期待される。

［２．第２実施形態］
図３は、第２実施形態に係る増幅装置２０１を示している。なお、以下において、第２実施形態に関し説明を省略した点については、第１実施形態と同様である。また、以下の各実施形態を示す図面において、各実施形態間で同一又は類似する構成については、符号の下一桁目の番号を共通にしている。

第２実施形態においては、第１実施形態における処理部１０４の位相演算部１０４ｂが省略され、代わりに、Ｉ／ｒ演算部２０４ｂ−１と、Ｑ／ｒ演算部２０４ｂ−２が設けられている。
Ｉ／ｒ演算部２０４ｂ−１及びＱ／ｒ演算部２０４ｂ−２は、Ｉ信号及びＱ信号それぞれを、振幅演算部２０４ａで求めた振幅ｒの大きさで割る。したがって、Ｉ／ｒ信号及びＱ／ｒ信号は、振幅情報が消去され位相情報だけを示すものとなる。

また、第２実施形態では、第１実施形態における位相変調器１０６に代えて、直交変調器２０６が設けられている。
Ｉ／ｒ信号及びＱ／ｒ信号を、直交変調器２０６にて直交変調することで、入力信号（Ｉ／Ｑ信号）の位相情報だけを有する定包絡線信号が生成される（図３のＡ２参照）。

直交変調器２０６から出力される定包絡線信号（図３のＡ２参照）は、第１実施形態の位相変調器１０６から出力される定包絡線信号（図１のＡ１参照）と同等のものである。
したがって、第２実施形態の増幅装置２０１も、第１実施形態の増幅装置１０１と同様に動作することができる。
しかも、第２実施形態の処理部２０４では、第１実施形態の処理部１０４のようにｔａｎ^−１の演算を行う必要がなく、演算負荷が少ない。

［３．第３実施形態］
図４は、第３実施形態に係る増幅装置３０１を示している。なお、以下において、第３実施形態に関し説明を省略した点については、第１及び第２実施形態と同様である。
第３実施形態においては、第２実施形態におけるＩ／ｒ演算部２０４ｂ−１及びＱ／ｒ演算部２０４ｂ−２が省略されている。

したがって、直交変調器３０６には、Ｉ／Ｑ信号それぞれが、そのまま入力される。直交変調器３０６は、Ｉ／Ｑ信号を直交変調した変調信号、すなわち、位相情報及び振幅情報を有する変調信号、が出力される。

ＬＭ方式では、入力信号が持つ振幅情報は、増幅器の後段にある負荷変動部で再生される。したがって、ＬＭ方式の増幅器の入力には、振幅情報が無く位相情報だけを有する定包絡線信号（図１のＡ１，図３のＡ２参照）が与えられるのが、これまでの常識である。
これに対し、第３実施形態では、一般的なＬＭ方式における常識とは異なり、変調信号（位相情報とともに振幅情報を有する信号）が増幅器３０２に入力される（図４のＡ３参照）。

ただし、増幅器３０２は、飽和状態で動作するスイッチング増幅器であるため、負荷変動部３０３による負荷変動がない状態においては、直交変調信号が入力されても、スイッチング増幅器３０２からは、基本的に、増幅された一定振幅の定包絡線信号が出力される。つまり、スイッチング増幅器３０２の出力信号は、負荷変動部３０３による負荷変動がない状態においては、位相情報は有するが振幅情報のない信号（図４のＢ３参照）となる。
しかし、第１及び第２実施形態と同様に、入力信号に含まれる振幅情報は、負荷変動部
３０３によって再生され、増幅器３０２の出力信号Ｐｏｕｔは、入力信号の位相及び振幅と同様の位相及び振幅を有する信号となる。

このように、振幅が変動する変調信号がスイッチング増幅器３０２を通過すると、基本的に振幅情報が失われる。しかし、振幅が変動する変調信号をスイッチング増幅器３０２に入力することで、負荷変動部３０３との協働によって、入力信号が元々有していた振幅情報を、スイッチング増幅器３０２において、より正確に再生するのが容易となる。

負荷変動部３０３だけでは、入力信号が元々有していた振幅情報を再生するのが困難な場合としては、負荷変動部３０３が無限大又は十分に大きな負荷インピーダンスを生成できない場合が挙げられる。
スイッチング増幅器３０２の出力信号において、振幅をゼロとするには、例えば、負荷変動部３０３の負荷インピーダンスの値を無限大にすればよい。
しかし、負荷変動部３０３が無限大又は十分に大きな負荷インピーダンスを生成できない場合には、振幅がゼロの出力信号を得られず、入力信号が元々有していた振幅情報を、正確に再生できない。

また、負荷変動部３０３の負荷インピーダンスを、無限大又は十分に大きな値にできた場合であっても、増幅器３０２のドレイン−ソース間に存在する内部インピーダンス（出力インピーダンス）のために、振幅がゼロの出力信号を得ることができないことがある。増幅器３０２の内部インピーダンスは、負荷変動部３０３に対して並列に存在することになるため、負荷変動部３０３の負荷インピーダンスを大きくしても、負荷変動部３０３と内部インピーダンスとの合成インピーダンスが十分に大きくならないことがある。その結果、振幅がゼロの出力信号を得られない。

つまり、図５（ａ）に示すように、入力信号がＩＱ平面においてゼロ点又はゼロ点付近を通過する信号であっても、負荷変動部３０３と内部インピーダンスとの合成インピーダンスが十分に大きくないと、増幅器３０２の出力信号は、図５（ｂ）に示すようにゼロ点付近の範囲Ｃ内の値をとることができない。
そのため、増幅器３０２の出力信号は、図５（ｂ）に示すように、入力信号から歪んだ信号となる。

ところが、基本的に飽和状態で動作するスイッチング増幅器３０２であっても、入力信号がゼロ又はゼロ付近であれば、スイッチング増幅器３０２の出力もゼロとなることに本発明者らは気付いた。スイッチング増幅器３０２の入力がゼロとなるとき、（理論的に）電力効率が１００％で動作する増幅器であれば、出力は定包絡線信号ではなく、ゼロとなる。

そこで、第３実施形態の増幅装置３０１では、負荷変動部３０３だけで出力信号に振幅変動を引き起こすのではなく、ゼロ付近については、入力信号の振幅がゼロ又はゼロ付近となっていることも利用している。その結果、図５（ｃ）に示すように、増幅器３０２の出力信号は、図５（ａ）に示す入力信号と同様に、ゼロ点付近の範囲Ｃ内の値をとることができる。

このように、負荷変動部３０３単独では、振幅情報を正確に再生できない場合であっても、振幅が変動する信号をスイッチング増幅器３０２に入力することで、振幅情報を正確に再生することができる。
つまり、負荷変動部３０３による負荷インピーダンス変更を考えない場合、スイッチング増幅器３０２は、入力信号がゼロ又はゼロ付近である場合には、振幅ゼロの信号を出力し、入力信号がゼロ付近よりも大きくなれば、スイッチング増幅器３０２は、飽和状態で動作し、定包絡線信号を出力することになる。
なお、入力信号がゼロ又はゼロ付近である場合には、スイッチング増幅器３０２は、飽和状態で動作せず、効率が低下することになるが、入力信号がゼロ又はゼロ付近の値をとる確率は低いため、全体としては、効率低下はさほど問題とならない。

また、第３実施形態に係る増幅装置３０１では、負荷変動部３０３単独でゼロ信号を生成する必要がないことから、あまり大きな負荷インピーダンスを生成する必要がない。このため、負荷変動部３０３単独で正確に振幅情報を再生しようとした場合に必要とされる負荷インピーダンスよりも小さい値が、負荷変動部３０３において変動可能なインピーダンス値の上限であってもよい。

つまり、負荷変動部３０３単独で、十分に正確に振幅情報を再生しようとした場合に必要とされる負荷変動部３０３のインピーダンスが１０００Ωであっても、負荷変動部３０３のインピーダンス変動範囲の上限は、例えば、２００Ωとして設定することができる。
このため、負荷変動部３０３のインピーダンス変動可能範囲を狭くでき、負荷変動部３０３を安価に構成するのが容易となる。なお、インピーダンス変動可能範囲の上限値は、例えば、増幅器３０２の前記内部インピーダンスと同程度又はそれ以上とすることができる。また、インピーダンス変動可能範囲の上限値は、増幅器３０２の内部インピーダンスの数倍程度が好ましい。

さて、理想的なスイッチング増幅器では、ＯＮ／ＯＦＦのスイッチング動作に伴って、電流と電圧は交互に出現するため、電流波形と電圧波形に重なりがなく、前述のように電力効率が１００％となる。
しかし、実際のスイッチング増幅器では、ＯＮ／ＯＦＦのスイッチング動作に伴って発生する電流波形と電圧波形に重なりが多少生じるため、スイッチング増幅器内部で電力消費が生じ、効率が低下する。電流波形と電圧波形の重なりを原因とする効率低下は、出力電力が低下するほど大きくなる。
また、スイッチング増幅器に過大な入力信号を入力すると、電流波形と電圧波形の重なりが大きくなって、やはり、効率が低下する。また、スイッチング増幅器に過小な入力信号を入力すると、スイッチング動作ができず、効率が急激に低下する。

以上のことから、広帯域な変調信号のように振幅変動（電力変動）を伴う信号を、スイッチング増幅器３０２にて、効率の低下を防ぎつつ増幅するには、過大な入力信号や過大な入力信号を避けて、入力信号の振幅に応じて決定される負荷インピーダンスの値Ｚ及びスイッチング増幅器３０２へ入力される信号の振幅を適切な値とすることが望まれる。
したがって、負荷制御部３０４ｃでは、入力信号の振幅に応じて決定される負荷インピーダンスの値Ｚが適切になるように、制御信号が生成されるのが望ましい。また、スイッチング増幅器３０２へ入力される信号の振幅のレベルも適切に調整されるのが好ましい。
第３実施形態の増幅装置３０１では、入力信号の振幅と負荷の組み合わせによって電力効率が最大となるポイントを自由に選択できる。

また、第３実施形態の負荷制御部３０４ｃでは、図６に示すように、入力信号の振幅（入力電力）ｒに基づいて決定される負荷変動部３０３の負荷インピーダンスの値Ｚを、上限設定値Ｚｍａｘと下限設定値Ｚｍｉｎの範囲で変動させるように制御信号を生成する。

つまり負荷制御部３０４ｃは、入力信号の振幅ゼロから入力信号の振幅の最大値（ピーク電力値）ｒｍａｘまでの全範囲で、Ｚの値を変動させるのではなく、入力信号の電力が下限値ｒ_１よりも小さい範囲では、Ｚの値を変動させず、Ｚは上限設定値Ｚｍａｘで一定とする。また、入力信号の電力が上限値ｒ_２よりも大きい範囲では、Ｚの値を変動させず、Ｚは下限設定値Ｚｍｉｎで一定とする。

このように負荷Ｚの変動範囲を制限することで、負荷変動部３０３における負荷変動機能の性能を緩和できる。しかも、負荷インピーダンスＺの変動範囲の上限値を上限設定値Ｚｍａｘに抑えたとしても、第３実施形態では、スイッチング増幅器３０２に振幅変動信号が入力されることによって、負荷変動部３０３において過大な負荷Ｚを生成する必要がなくなっているため、問題は生じない。
また、前述のようにスイッチング増幅器３０２への入力が過大となると、却って効率が低下するため、スイッチング増幅器３０２へは過大な入力が与えられるべきではなく、負荷インピーダンスＺの変動範囲の下限値を下限設定値Ｚｍｉｎに抑えても問題は少ない。下限設定値Ｚｍｉｎとしては、増幅器３０２の出力インピーダンスと整合するインピーダンスとするのが好ましい。

なお、図６では、入力信号がｒ_１〜ｒ_２の間では、入力信号の変動に対してＺが線形的に変動しているが、線形的に変動する必要はない。
例えば、図７に示すように、入力信号の変動に対して、ステップ状に変化してもよい。Ｚの値をステップ状に変動させることで、入力信号の振幅情報から、Ｚの値を制御するための制御信号の生成が容易となる。例えば、入力信号からＺの値を示す制御信号を生成するためにルックアップテーブルを使用する場合、Ｚの値をステップ状に変動する場合には、テーブルサイズを小さくできる。

［４．第４実施形態］
図８〜図１０は、第４実施形態に係る増幅装置４０１を示している。なお、以下において、第４実施形態に関し説明を省略した点については、第３実施形態と同様である。

図８に示す第４実施形態では、負荷制御部４０４ｃから出力された制御信号に対して歪補償のための処理を行う第１歪補償部（デジタルプリディストーション部）４０７を備えている。
ここで、電力効率を最大にとろうとすると、入力信号と増幅器４０２の出力信号とは線形にはならず、出力信号に歪が生じる。しかし、線形性の確保は、増幅装置にとって重要である。

図９（ａ）は、電力効率が最大化するように、入力信号の振幅（入力電力）と負荷の値（制御信号の値）の組み合わせを最適化した例を示している。この場合、図９（ｂ）に示すように、増幅器４０２の入出力特性に直線性が無くなる。つまり、負荷制御部４０４ｃにおいて、電力効率を高くする観点から、入力電力（振幅）に対する負荷（制御信号値）の関係が、図９（ａ）のように設定されていると、負荷制御部４０４ｃから出力される制御信号を受けて動作する負荷変動部４０３は、増幅器（スイッチング増幅器）４０２の出力に非線形歪を生じさせるように動作する。

そこで、線形性を確保するため、第１歪補償部４０７によって、制御信号（振幅情報）の補正を行う。例えば、制御信号の補正を行わない場合、図９（ａ）に示す関係に従うと、入力電力Ｐｉｎ＝１．１［Ｗ］の場合には、負荷制御部４０４ｃは、負荷変動部４０３の負荷の値を９［Ω］にする制御信号を生成する。しかし、入力電力Ｐｉｎ＝１．１［Ｗ］のときには、入力電力Ｐｉｎ＝１［Ｗ］の場合と同様の増幅器ゲインＧ＝１０を得ることができず、非線形となる。
したがって、入力電力Ｐｉｎ＝１．１［Ｗ］のときにも、入力電力Ｐｉｎ＝１［Ｗ］の場合と同様の増幅器ゲインＧ＝１０を得て、線形性を確保するには、第１歪補償部４０７は、負荷変動部４０３の負荷の値が８［Ω］となるように、制御信号を補正すればよい。これにより、出力電力Ｐｏｕｔ＝１１［Ｗ］が得られ、線形性が確保される。

ただし、第１歪補償部４０７によって、制御信号（振幅情報）の補正だけを行うと、電力効率を最大するために最適化されていた「入力信号の振幅と負荷との組み合わせ」（図９（ａ））が崩れることになる。つまり、第１歪補償部４０７によって、制御信号（振幅情報）の補正だけを行うと、Ｐｉｎ＝１．１［Ｗ］のときに、負荷変動部の４０３の負荷の値が８［Ω］になり、図９（ａ）に示す電力効率最大の組み合わせから外れる。

そこで、効率を維持したい場合には、図８に示すように、第１歪補償部４０７のほか、第２歪補償部（デジタルプリディストーション部）４０８を設ければよい。第２歪補償部４０８は、第１歪補償部４０７と連動して、入力信号であるＩ／Ｑ信号に対して位相及び／又は振幅の補正を行って、電力効率を最大するための「入力信号の振幅と負荷との組み合わせ」を維持しつつ、歪補償を行う。

つまり、第２歪補償部４０８は、第１歪補償部４０７にて、負荷（振幅情報）を補正させたことに応じて、入力信号であるＩ／Ｑ信号に対して、電力（振幅）の補正を行うことで、電力効率の低下を抑えつつ、線形性を維持する。例えば、先の例で、負荷変動部４０３の負荷の値が８［Ω］となるように、第１歪補償部４０７が制御信号を補正した場合、第２歪補償部４０８は、負荷の値が８［Ω］であるときに最大効率が得られる入力電力の値Ｐｉｎ＝１．２となるように入力信号（Ｉ／Ｑ信号）を補正すればよい。

また、負荷変動部４０３は、負荷の値によって、位相特性が変化する場合があるため、第１歪補償部４０７にて負荷を補正したことに対応して変化する位相を、第２歪補償部４０８にて補正することもできる。

ただし、第１歪補償部４０７及び第２歪補償部４０８という二つの歪補償部を設けると、両者を連動させて動作させる必要があり、歪補償のための処理が煩雑になる。
そこで、図１０に示すように、歪補償部（デジタルプリディストーション部）４０９を処理部４０４よりも前段側に設けることで、第１歪補償部４０７及び第２歪補償部４０８という二つの歪補償部を設けなくても、電力効率を最大するための「入力信号の振幅と負荷との組み合わせ」を維持しつつ、歪補償を行うことができる。

図１０によれば、歪補償部４０９による歪補償後の入力信号は、振幅演算部４０４ａを介して、負荷制御部４０４ｃに与えられるとともに、スイッチング増幅器４０２側へ与えられる。
したがって、歪補償部４０９にて、図９（ａ）に示すような電力効率の観点からの最適化された関係を維持しつつ、線形性が得られるように、入力信号の振幅（及び／又は位相）を補正すれば、電力効率を維持しつつ線形性が得られる。

［５．第５実施形態］
図１１〜図１３は、第５実施形態に係る増幅装置５０１を示している。なお、以下において、第５実施形態に関し説明を省略した点については、第４実施形態と同様である。

第４実施形態における負荷制御部４０４ｃは、図９（ａ）に示すように、増幅器の入出力特性が非線形となるが電力効率が最大化される制御信号が生成されるように設定されていた。
これに対し、第５実施形態では、第４実施形態における歪補償部４０７，４０８，４０９が省略されている。さらに、第５実施形態の負荷制御部５０４ｃは、増幅器の入出力特性が線形となる制御信号が生成されるように、入力電力と負荷（制御信号値）の関係が設定されていている。第５実施形態の負荷制御部５０４ｃは、第４実施形態の第１歪補償部４０７の機能をも具備していることになるため、効率がやや低下するものの、第１歪補償部４０７（ＤＰＤ）を省略することが可能である。

増幅器の線形性を確保するためには、ＤＰＤは必要であるが、ＤＰＤを実行するために信号を補正するための独立した機能を、増幅装置に組み込むとコスト増加を招く。
これに対し、第５実施形態のように、負荷制御部５０４ｃにＤＰＤの機能をも具備させることで、コスト増加を抑えることができる。

図１２は、負荷制御部５０４ｃに設定された、入力電力（振幅）と負荷（制御信号値）との関係を示している。この負荷制御部５０４ｃには、負荷変動部５０３における負荷の大きさに関し、入力信号の同一振幅（例えば、入力電力Ｐｉｎ＝１）に対して、任意に選択可能な複数の候補値ｂ_１−１，ｂ_１−２，ｂ_１−３，・・・が設定されている。つまり、入力電力Ｐｉｎ＝１である場合には、負荷制御部５０４ｃは、複数の候補値ｂ_１−１，ｂ_１−２，ｂ_１−３，・・・のうちのいずれか一つを、負荷変動部５０３を制御する制御信号の値とすることができる。また、入力電力Ｐｉｎ＝１．１である場合にも同様に、負荷制御部５０４ｃは、複数の候補値ｂ_２−１，ｂ_２−２，ｂ_２−３，・・・のうちのいずれか一つを、負荷変動部５０３を制御する制御信号の値とすることができる。

このように、負荷制御部５０４ｃには、入力電力の各値に対して、負荷変動部５０３における負荷の大きさの複数の候補値が設定されている。そして、負荷制御部５０４ｃは、例えば、増幅装置の出力信号Ｐｏｕｔ及び／又は温度に基づいて、前記複数の候補値から一つの候補値を選択することができる。

例えば、増幅装置の出力信号Ｐｏｕｔに基づいて候補値を選択する場合には、出力信号Ｐｏｕｔに非線形歪が含まれていても、その非線形歪を解消できる候補値を選択することで、線形性を確保することができる。

また、温度に基づいて候補値を選択する場合、温度に対応した候補値を選択することで、温度変化が原因で非線形歪が生じても、その非線形歪を解消することができる。

図１３に示す増幅装置５０１は、図１１に示す増幅装置５０１に、電源変調部５０８を追加したものである。

ＤＰＤによって歪補償を行う場合、振幅だけでなく、位相の補正を行うこともできるが、負荷変動部５０３を制御する負荷制御部５０４ｃにＤＰＤの機能を持たせても、振幅しか補正することができない。

そこで、信号の位相も補正したい場合には、電源変調部５０８にて、増幅器５０２の電源変調（ドレイン変調）を行えばよい。電源変調部５０８によって増幅器５０２の電源の電圧又は電流値を微調整することで、振幅のほか位相も変更することができる。
電源変調部５０８は、電源変調によって位相も補正できることを利用したものであり、負荷制御部５０４ｃと電源変調部５０８を組み合わせて使用することで、振幅及び位相を補正することができる。

以上のように、第５実施形態によれば、ＤＰＤを実行するために信号を補正するための独立した機能を増幅装置に組み込むことなく、信号の補正を行うことができる。
なお、第５実施形態における増幅器５０２は、前述の実施形態と同様にスイッチング増幅器であるのが好ましいが、第５実施形態における負荷制御部５０４ｃの機能及び電源変調部５０８は、増幅器がスイッチング増幅器でない場合にも採用可能である。

［６．負荷変動部（負荷変動器）］
［６．１ 信号合成を用いた負荷変動部］
図１４は、第１〜第５実施形態の増幅装置における負荷変動部１０３，２０３，３０３，４０３，５０３として好適に利用可能な負荷変動部（負荷変動器）１００１を示している。

図１４に示す負荷変動部１００１は、２つ（複数）の位相調整器１００３ａ，１００３ｂを備えている。第１位相調整器１００３ａ及び第２位相調整器１００３ｂには、それぞれ、増幅器１００２の出力信号（負荷変動部１００１を通過する信号）を複数に分波した分波出力信号が与えられる。
位相調整器１００３ａ，１００３ｂによって位相が調整された分波出力信号それぞれは、λ／４線路からなるインピーダンス変換器１００３ｃ，１００３ｄを通って、合成部１００３ｅによって合成される。合成された出力信号は、無線通信装置のアンテナ１０１０から出力される。

第１位相調整器１００３ａの位相調整量φ１及び第２位相調整器１００３ｂの位相調整量φ２は、位相制御部１０１１によって制御される。つまり、第１及び第２位相調整器１００３ａ，１００３ｂは、複数の分波出力信号間の位相差を調整する。なお、位相調整器は、複数設けられている必要はなく、例えば、１個でも複数の分波出力信号間の位相差を調整することは可能である。

実測結果によれば、２つの分波出力信号を同位相（φ２-φ１＝０度）で合成すると、合成信号は分波出力信号の振幅が重なり合って、振幅が大きくなった。これに対し、２つの分波出力信号を逆位相（φ２-φ１＝１８０度）で合成すると、分波出力信号が相殺されて、振幅が小さくなった。また、φ２-φ１の値（位相差）を、０度から１８０度の間で変化させると、φ２-φ１の値（位相差）に応じて、振幅が変動した。つまり、図１４の回路１００１は、負荷変動部として機能することが確認された。

また、負荷変動部１００１自体のインピーダンスを測定したところ、φ２-φ１の値（位相差）を、０度から１８０度の間で変化させると、５０Ωから０Ω（ショート）の間で負荷変動部の抵抗値が変化することが確認された。
なお、負荷変動部１００１における抵抗Ｚの値の最大値は、λ／４線路からなるインピーダンス変換器１００３ｃ，１００３ｄを適宜設計することによって、所望の値に設定することができる。

図１４の負荷変動部１００１によれば、位相調整器１００３ａ，１００３ｂを制御することで負荷を変動させることができるため、高速で負荷を変動させるのが容易である。

［６．２ 信号合成を用いた負荷変動部を有する増幅装置の第１例］
図１５は、信号合成を用いた負荷変動部を有する増幅装置６０１の第１例を示している。図１５の増幅装置６０１は、第３実施形態(図４)の負荷変動部３０３として、図１４の負荷変動部１００１を採用したものと等価である。なお、図１４の負荷変動部１００１は、スイッチング増幅器を用いない一般的なＬＭ方式の増幅装置にも利用可能である。

図１５の増幅装置６０１の負荷変動部６０３には、スイッチング増幅器６０２出力信号を複数に分波した分波出力信号が与えられる。負荷変動部６０３の位相調整器６０３ａ，６０３ｂによって位相が調整された分波出力信号それぞれは、λ／４線路（図１５では省略）からなるインピーダンス変換器を通って、合成部６０３ｅによって合成される。

また、図１５の増幅装置６０１では、負荷制御部として、第１位相調整器６０３ａの位相φ１を制御する位相制御部として機能する第１負荷制御部６０４ｃ−１と、第２位相調整器６０３ｂの位相φ２を制御する位相制御部として機能する第２負荷制御部６０４ｃ−２とを備えている。
負荷制御部６０４ｃ−１，６０４ｃ−２は、入力信号の振幅情報ｒに基づいて、位相φ１，φ２を制御する制御信号を生成し、負荷変動部６０３における負荷（抵抗）Ｚを変動させる。
なお、負荷制御部６０４ｃ−１，６０４ｃ−２と位相調整器６０３ａ，６０３ｂとの間には、遅延調整部６０５ａ，６０５ｂが設けられている。

［６．３ 信号合成を用いた負荷変動部を有する増幅装置の第２例］
図１６は、信号合成を用いた負荷変動部を有する増幅装置６０１の第２例を示している。なお、図１６に示す第２例において、説明を省略した点は、図１５に示す第１例と同様である。

図１５の増幅装置６０１では、１つのスイッチング増幅器６０２の出力信号を分波した分波出力信号を二つの位相調整器６０３ａ，６０３ｂに与えたのに対し、図１６の増幅装置６０１では、直交変調器６０６の出力である変調信号が２つに分波され、分波された変調信号が２つ（複数）のスイッチング増幅器６０２ａ，６０２ｂに入力される。
そして、複数のスイッチング増幅器６０２ａ，６０２ｂの出力信号が、複数の位相調整器６０３ａ，６０３ｂに与えられる。
図１６の増幅装置６０１では、増幅された信号を分配するのではなく、分波された信号を増幅するため、分配ロスが少なく、効率がよい。

［６．４ 信号合成を用いた負荷変動部を有する増幅装置の第３例］
図１７は、信号合成を用いた負荷変動部を有する増幅装置７０１の第３例を示している。図１７に示す増幅装置７０１は、図１６に示す第２例の増幅装置６０１に、図１０に示す歪補償部４０９と同様の歪補償部（デジタルプリディストーション部）７０９を設けたものである。なお、図１７に示す第３例において、説明を省略した点は、図１６の第２例と同様である。

図１７に示す増幅装置７０１では、図１０に示す増幅装置４０１と同様に、出力信号に発生する歪を補償することができる。

［６．５ 信号合成を用いた負荷変動部を有する増幅装置の第４例］
図１８は、信号合成を用いた負荷変動部を有する増幅装置７０１の第４例を示している。なお、図１８に示す第４例において、説明を省略した点は、図１７の第３例と同様である。

図１７に示す第３例では、分波された信号を増幅器７０２ａ，７０２ｂにて増幅し、増幅器７０２ａ，７０２ｂの出力信号を、位相調整器７０３ａ，７０３ｂにて位相調整していた。そして、位相調整器７０３ａ，７０３ｂにて位相調整された信号が、合成部７０３ｅによって合成される。
これに対し、図１８に示す第４例では、分波された信号は、増幅器７０２ａ，７０２ｂによる増幅の前に、位相調整器７０３ａ，７０３ｂにて位相調整される。そして、位相調整器７０３ａ，７０３ｂにて位相調整された信号が、増幅器７０２ａ，７０２ｂにて増幅される。

増幅器７０２ａ，７０２ｂを信号が通過すると、増幅器７０２ａ，７０２ｂの歪特性によって、信号帯域が広がる場合がある。一般に、信号が広帯域化するほど、位相調整が困難になる。しかし、図１８に示す第４例では、増幅器７０２ａ，７０２ｂによって信号が広帯域化するまえの信号に対して、位相調整を行えばよいため、位相調整が容易である。

［６．６ 振幅情報を有する信号を増幅するＬＩＮＣ］
図１８（及び図１６，１７）に示す増幅装置７０１は、ＬＩＮＣ（ＬＩｎｅａｒ ａｍｐｌｉｆｉｃａｔｉｏｎ ｕｓｉｎｇ Ｎｏｎｌｉｎｅａｒ Ｃｏｍｐｏｎｅｎｔｓ）方式の増幅装置の改良であるということもできる。
非線形素子を用いた線形増幅を行うＬＩＮＣ方式では、変調された入力信号（振幅情報を含む信号）が、２つの位相が異なる定振幅信号（定包短信号）に分解され、それぞれの信号が電力効率の高い非線形増幅器で増幅され、それら出力を合成したものが出力される。

より具体的には、一般的なＬＩＮＣ方式の増幅装置２００１は、図１９に示すように、信号処理部２００４が、入力信号であるＩ／Ｑ信号から、当該Ｉ／Ｑ信号に含まれる振幅情報に応じた位相差を生じさせる２つの位相情報信号θ_１，θ_２を出力する。２つの位相情報信号θ_１，θ_２は、位相変調器２００６ａ，２００６ｂにて位相変調され、２つの位相が異なる定振幅信号（定包短信号）となる。

２つの位相が異なる定振幅信号（定包短信号）は、２つの増幅器２００２ａ，２００２ｂにて増幅され、合成部２００３ｅによって合成される。
２つの増幅器２００２ａ，２００２ｂの出力信号それぞれは、定振幅信号であるため、振幅情報が失われているが、増幅器２００２ａ、２００２ｂの出力信号それぞれの位相が異なるため、それらの合成信号においては、増幅器の出力信号間の位相関係に応じて、入力信号に含まれていた振幅情報が再生される。

これに対し、図１８等に示す増幅装置７０１では、増幅器７０２ａ，７０２ｂに対して、振幅情報が失われた定振幅信号ではなく、振幅情報が保持された信号（直交変調器７０６による直交変調信号）が与えられる。

増幅器７０２ａ，７０２ｂは、飽和状態で動作するスイッチング増幅器であるため、直交変調信号が入力されても、基本的に、増幅された一定振幅の定包絡線信号を出力する。
しかし、合成部７０３ｅで合成される信号間には、位相調整器７０３ａ，７０３ｂによって、入力信号の振幅に応じた位相差が設けられているため、合成部７０３ｅの合成出力信号においては、入力信号に含まれていた振幅情報が再生される。

ただし、振幅がゼロの合成信号（出力信号）を得ようとすると、２つの定振幅信号（定包短信号）の位相差が厳密に１８０°でなければならず、位相差が１８０°からわずかでもずれると振幅がゼロとならない。この結果、出力信号において入力信号の振幅情報を正確に再生できないことになる。
このように、従来のＬＩＮＣ方式では、振幅がゼロ付近の出力信号を生成するのが困難であり、実用化の障害となっていた。

これに対し、図１８等の増幅装置７０１では、ＬＩＮＣ方式と同様に、複数の増幅器７０２ａ，７０２ｂによって増幅された信号間の位相差に応じて、合成出力信号に振幅情報を再生するものの、複数の増幅器７０２ａ，７０２ｂに対して、振幅情報を有する信号（変調信号）が入力される。

基本的に飽和状態で動作するスイッチング増幅器７０２ａ，７０２ｂであっても、入力信号がゼロ又はゼロ付近であれば、スイッチング増幅器３０２の出力もゼロとなる。そこで、図１８等の増幅装置７０１では、信号の位相差だけで出力信号に振幅変動を引き起こすのではなく、ゼロ付近については、入力信号の振幅がゼロ又はゼロ付近となっていることも利用している。
したがって、信号の位相差単独では、振幅情報を正確に再生できない場合であっても、振幅が変動する信号をスイッチング増幅器７０２ａ，７０２ｂに入力することで、振幅情報を正確に再生することができる。
なお、図１８等の増幅装置７０１では、位相差だけでゼロ信号を生成する必要がないことから、位相差に誤差が含まれていても良い。

［６．７ 可変位相器を用いた負荷変動部］
図２０は、第１〜第５実施形態の増幅装置における負荷変動部１０３，２０３，３０３，４０３，５０３として好適に利用可能な他の負荷変動部（負荷変動器）３００１を示している。

図２０に示す負荷変動部３００１は、可変位相器を利用したものである。図２０に示す回路は、ブランチラインカプラ（Ｂｒａｎｃｈ−ｌｉｎｅ Ｃｏｕｐｌｅｒ）を持つ可変位相器を、負荷変動部３００１として利用した回路構成を示している。なお、可変位相器は、ブランチラインカプラを用いて構成するものに限られず、ラットレースハイブリッド（ｒａｔ−ｒａｃｅ Ｈｙｂｒｉｄ）など、他の４ポート回路を用いて構成したものであってもよい。

ブランチラインカプラは、第１ポートＰ１，第２ポートＰ２，第３ポートＰ３，及び第４ポートＰ４を有する４ポート回路である。各ポートＰ１，Ｐ２，Ｐ３，Ｐ４の間には、４つの伝送路３０１１，３０１２，３０１３，３０１４が設けられている。各伝送路３０１１，３０１２，３０１３，３０１４は、λ／４線路である。
図２０に示すブランチラインカプラは、３ｄＢブランチラインカプラであり、第１ポートＰ１と第３ポートＰ３との間の伝送路３０１１のインピーダンス、及び、第２ポートＰ２と第４ポートとの間の伝送路３０１４のインピーダンスは、それぞれ、Ｚ_０／（√２）である。また、第１ポートＰ１と第２ポートＰ２との間の伝送路３０１２のインピーダンス、及び第３ポートと第４ポートＰ４との間の伝送路３０１３のインピーダンスは、Ｚ_０である。

第１ポートＰ１は、信号が入力される入力ポートであり、第２ポートは、信号が出力される出力ポートである。
第３ポートＰ３及び第４ポートＰ４には、それぞれ、可変インピーダンス３０２１，３０２２が接続されている。可変インピーダンス３０２１，３０２２は、例えば、インダクタと可変容量ダイオード（バラクタダイオード）によって構成されている。可変容量ダイオードに印加される電圧を変化させることで、可変インピーダンス３０２１，３０２２のインピーダンスを変化させることができる。

ブランチラインカプラを、一般的な可変位相器として使用する場合、第３ポートＰ３及び第４ポートＰ４に接続されるインピーダンスの値は、同じ値となっている必要がある。したがって、可変インピーダンス３０２１，３０２２を構成する可容量用ダイオードそれぞれには、同じ電圧が印加されていた。
第３ポートＰ３及び第４ポートＰ４に接続されるインピーダンスの値が同じであると、入力ポートＰ１に入力された信号は、反射せず、ほぼそのまま出力ポートＰ２から出力される。ただし、出力ポートＰ２から出力される信号は、入力ポートＰ１に入力された信号に対して位相が変化したものとなっている。

本発明者らは、第３ポートＰ３及び第４ポートＰ４に接続されるインピーダンスの値を、それぞれ独立して調整することで、可変位相器を負荷変動部（負荷変動器）として利用できるという着想を得た。
図２０の負荷変動部３００１において、可変インピーダンス３０２１，３０２２の値（可変容量ダイオードの値）は、制御部３０３１によって、独立して調整可能である。つまり、図２０の負荷変動部３００１は、第３ポートＰ３に接続されるインピーダンス３０２１と第４ポートＰ４に接続されるインピーダンス３０２２との間のインピーダンス差を調整可能に設けられている。

本発明者らは、第３ポートＰ３及び第４ポートＰ４に接続されるインピーダンスの値を異ならせると、入力ポートＰ１に入力された信号が反射して、入力インピーダンスが変化することを実験的に確認した。
また、第３ポートＰ３及び第４ポートＰ４に接続されるインピーダンスの値を異ならせると、入力ポートＰ１に入力された信号の反射電力と、入力ポートＰ１から出力ポートＰ２へと通過する通過電力のバランスが変化することも確認された。

図２１は、第３ポートＰ３に接続された可変インピーダンス３０２１（可変容量ダイオード）に印加される電圧Ｖ_Ａと、第４ポートＰ４に接続された可変インピーダンス３０２２（可変容量ダイオード）に印加される電圧Ｖ_Ｂと、を独立して変化させた場合における、負荷変動部３００１の入力インピーダンスの変化を示している。

図２１において、Ｓ１〜Ｓ５は、電圧差（Ｖ_Ａ−Ｖ_Ｂ）を以下のように設定した場合のインピーダンスを示している。電圧差Ｖ_Ａ−Ｖ_Ｂ（インピーダンス差）を調整した場合、図２１のＳ１〜Ｓ５に示すように、インピーダンスが変化した。
Ｓ１：（Ｖ_Ａ−Ｖ_Ｂ）＝（０−１２）＝−１２［Ｖ］
Ｓ２：（Ｖ_Ａ−Ｖ_Ｂ）＝（４−８）＝−４［Ｖ］
Ｓ３：（Ｖ_Ａ−Ｖ_Ｂ）＝（４−４）＝０［Ｖ］
Ｓ４：（Ｖ_Ａ−Ｖ_Ｂ）＝（８−４）＝４［Ｖ］
Ｓ５：（Ｖ_Ａ−Ｖ_Ｂ）＝（１２−０）＝１２［Ｖ］

図２２（ａ）は、電圧差Ｖ_Ａ−Ｖ_Ｂの変化と、入力ポートＰ１に入力された信号の反射電力との関係を示し、図２２（ｂ）は、電圧差Ｖ_Ａ−Ｖ_Ｂの変化と、入力ポートＰ１から出力ポートＰ２へと通過する通過電力と、の関係を示している。
図２２（ａ）によれば、電圧差Ｖ_Ａ−Ｖ_Ｂの絶対値を小さくすると、反射電力が小さくなり、電圧差Ｖ_Ａ−Ｖ_Ｂの絶対値を大きくすると、反射電力が大きくなることがわかる。
一方、図２２（ｂ）によれば、電圧差Ｖ_Ａ−Ｖ_Ｂの絶対値を小さくすると、通過電力が大きくなり、電圧差Ｖ_Ａ−Ｖ_Ｂの絶対値を大きくすると、通過電力が小さくなることがわかる。

つまり、電圧差Ｖ_Ａ−Ｖ_Ｂ（インピーダンス差）を変化させると、入力ポートＰ１−出力ポートＰ２間での反射電力・通過電力のバランスが変化し、負荷変動部３００１の入力インピーダンスが変動することがわかる。

ただし、図２１のＳ１〜Ｓ５では、負荷変動部３００１を入力ポートＰ１からみたときに、抵抗にみえない。負荷変動部３００１を入力ポートＰ１からみたときに抵抗にみえるようにするには、図２１のＳ１’〜Ｓ５’のようにインピーダンスが変化する必要がある。図２１のＳ１〜Ｓ５から、図２１の１’〜Ｓ５’のようにインピーダンスを変化させるには、予め信号の位相を回転させておけばよい。図２１のＳ１〜Ｓ５から、図２１の１’〜Ｓ５’のように、スミスチャート上で時計回りにインピーダンスを変化させるには、図２３に示すように、入力ポートＰ１に入力される信号の位相を、位相器３０４０にて、予め回転させておけばよい。さらに、位相器３０４０による影響は、ポートＰ２からみたインピーダンスには影響はなく、出力インピーダンスを一定で、入力インピーダンスを変更することができ、後続の回路又はアンテナに対する影響を与えることがない。

位相器３０４０にて、位相を適宜回転させることで、負荷変動部３００１のインピーダンスを、図２１の１’〜Ｓ５’のように変化させることができる。なお、位相器３０４０は、負荷変動部３００１を抵抗にみせるために、位相を調整する必要はなく、所望のインピーダンス特性が得られるように、位相を調整するものであってもよい。また、位相器３０４０を可変位相器として構成し、位相の調整量を外部から制御可能とすることで、負荷変動部３００１のインピーダンスを変更することも可能である。

負荷変動部３００１は、負荷が変動しても、通過位相が変化しないのが好ましい。しかし、負荷変動部３００１は、元々、可変位相器として構成されているものを利用しているため、負荷の変動によって、通過位相が変動する。
そこで、図２３に示すように、入力ポートＰ１から出力ポートＰ３を通過する際に生じる位相の変化を、相殺するべく、入力ポートＰ１に与えられる信号の位相を、予め補正する位相補正部３０４１を設けるのが好ましい。

位相補正部３０４１は、制御部３０３１から、負荷（電圧差）に応じた位相補正量を指示する制御信号を受け取り、信号に対する位相調整を行う。これにより、入力ポートＰ１から出力ポートＰ３を通過する際に位相の変化が生じても、その位相の変化を相殺することができる。
なお、位相補正部３０４１は、図２３のように入力ポートＰ１の手前に設ける必要はなく、図２４に示すように、入力ポートＰ２の後段に設けても良い。

［６．８ 可変位相器を用いた負荷変動部を有する増幅装置］
図２５は、可変位相器を用いた負荷変動部を有する増幅装置８０１を示している。図２５の増幅装置８０１は、第３実施形態（図４）の負荷変動部３０３として、図２３の負荷変動部３００１を採用し、さらに後述のインピーダンス変換器８５０を備えたものと等価である。なお、図２３の負荷変動部３００１は、スイッチング増幅器を用いない一般的なＬＭ方式の増幅装置にも利用可能である。

図２５の増幅装置８０１の負荷変動部８０３は、インピーダンス変換器８５０を介して、増幅器８０２（スイッチング増幅器）と接続されている。負荷変動部８０３は、図２３に示す負荷変動部３００１と同様に、位相器８４０、４ポート回路からなる可変位相器、可変位相器の第３ポートに接続された可変インピーダンス８２１、可変位相器の第４ポートに接続された可変インピーダンス８２２を備えている。

図２５の増幅装置８０１では、負荷制御部として、第１可変インピーダンス８２１のインピーダンス（電圧Ｖ_Ａ）を制御する第１負荷制御部８０４ｃ−１と、第２可変インピーダンス８２２のインピーダンス（電圧Ｖ_Ｂ）を制御する第２負荷制御部８０４ｃ−２と、を備えている。第１及び第２負荷制御部８０４ｃ−１，８０４ｃ−２は、入力信号の振幅情報ｒに基づいて、第１及び第２可変インピーダンス８２１，８２２に付加する電圧差を調整して、負荷変動部８０３における負荷（抵抗）を変動させる。

なお、負荷制御部８０４ｃ−１，８０４ｃ−２と可変インピーダンス８２１，８２２との間には、（第１及び第２）制御信号に対する遅延調整を行う遅延調整部８０５ａ，８０５ｂが設けられている。制御信号に対する可変インピーダンス（可変容量ダイオード）８２１の反応速度が遅い場合には、遅延調整部８０５ａ，８０５ｂにて遅延調整を行うことで、増幅器８０２の出力信号との間で信号タイミングを一致させることができる。

なお、図２５の増幅装置８０１では、図２３の負荷変動部３００１における位相補正部３０４１に対応する機能が明示されていないが、位相補正部３０４１に対応する機能（位相補正機能）は、歪補償部８０９にて行うことができる。つまり、負荷変動部８０３では、負荷に応じて位相が変化するため、歪補償部８０９が、入力信号（振幅）に応じて、予め、Ｉ／Ｑ信号に対する位相補正を行うことで、負荷変動部８０３による位相変化を相殺することができる。しかも、歪補償部（ＤＰＤ）８０９では、デジタルＩＱ信号に対する補正が行えるため、図２４に示すようにアナログ信号を補正するのに比べて、補正が容易となる。

増幅器８０２と負荷変動部８０３との間に設けられたインピーダンス変換器（λ／４線路）８５０は、負荷変動部８０３が生じさせる負荷の変動範囲Ｚ_１〜Ｚ_２が、増幅器８０２として必要な範囲となるようにインピーダンス変換を行うものである。

負荷の変動に応じて、増幅器８０２の出力信号の振幅を変動させるには、負荷変動部８０３の負荷は、増幅器８０２の出力インピーダンスと整合する値Ｚａｍｐから、それよりも高いインピーダンスＺｘの範囲Ｚａｍｐ〜Ｚｘ（Ｚｘ＞Ｚａｍｐ）で変動することが望まれる。

しかし、負荷変動部８０３の負荷変動範囲Ｚ_１〜Ｚ_２が、増幅器８０２からみた望ましい負荷変動範囲Ｚａｍｐ〜Ｚｘにあるとは限らない。
そこで、インピーダンス変換器８５０は、増幅器８０２からみた負荷変動範囲が、増幅器８０２からみた望ましい負荷変動範囲に来るように、インピーダンス変換を行っている。

ここで、負荷変動部８０３の負荷変動範囲Ｚ_１〜Ｚ_２を、インピーダンス変換によって別の範囲に変換するには、２通りの変換が考えられる。
一つは、負荷変動部８０３の負荷変動範囲Ｚ_１〜Ｚ_２の最大値Ｚ_２を、増幅器８０２と整合するインピーダンスＺａｍｐに対応させてインピーダンス変換する場合である。
もう一つは、負荷変動部８０３の負荷変動範囲Ｚ_１〜Ｚ_２の最小値Ｚ_１を、増幅器８０２と整合するインピーダンスＺａｍｐに対応させてインピーダンス変換する場合である。

両者のうち、増幅器８０２からみた望ましい負荷変動範囲がＺａｍｐ〜Ｚｘであるという観点からは、前者のように、Ｚ_２を、増幅器８０２と整合するインピーダンスＺａｍｐに一致させるようにインピーダンス変換するのが好ましい。

つまり、最大値Ｚ_２を増幅器８０２と整合するインピーダンスＺａｍｐに対応させ、最小値Ｚ_１をＺｘに対応させてインピーダンス変換する場合、インピーダンス変換器８５０のインピーダンスをＺｌｉｎｅとすると、
Ｚｌｉｎｅ^２＝Ｚａｍｐ×Ｚ_２
Ｚｌｉｎｅ^２＝Ｚｘ×Ｚ_１
となる。

したがって、
Ｚｘ＝Ｚｌｉｎｅ^２／Ｚ_１＝（Ｚａｍｐ×Ｚ_２）／Ｚ_１＝（Ｚ_２／Ｚ_１）×Ｚａｍｐ
となる。
Ｚ_２＞Ｚ_１であるから、Ｚｘは、Ｚａｍｐよりも大きいインピーダンスとなる。したがって、増幅器８０２の出力インピーダンスと整合する値Ｚａｍｐから、それよりも高いインピーダンスＺｘの範囲Ｚａｍｐ〜Ｚｘ（Ｚｘ＞Ｚａｍｐ）で負荷変動するという、ＬＭ方式において望ましい状態が得られる。

一方、最小値Ｚ_１を増幅器８０２と整合するインピーダンスＺａｍｐに対応させ、最大値Ｚ_２をＺｘに対応させてインピーダンス変換する場合、
Ｚｌｉｎｅ^２＝Ｚａｍｐ×Ｚ_１
Ｚｌｉｎｅ^２＝Ｚｘ×Ｚ_２
となる。

したがって、
Ｚｘ＝Ｚｌｉｎｅ^２／Ｚ_２＝（Ｚａｍｐ×Ｚ_１）／Ｚ_２＝（Ｚ_１／Ｚ_２）×Ｚａｍｐ
となる。
Ｚ_２＞Ｚ_１であるから、Ｚｘは、Ｚａｍｐよりも小さいインピーダンスとなる。したがって、増幅器８０２の出力インピーダンスと整合する値Ｚａｍｐから、それよりも低いインピーダンスの範囲で負荷変動することになる。Ｚａｍｐよりも低い範囲でインピーダンスが変動すると、効率が低下し、ＬＭ方式として望ましくない。

したがって、負荷変動部８０３の負荷変動範囲Ｚ_１〜Ｚ_２の最大値Ｚ_２を、増幅器８０２と整合するインピーダンスＺａｍｐに対応させてインピーダンス変換するのが好ましいこことになる。

［７．付記１］
なお、今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は、上記した意味ではなく、特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味、及び範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

１０１：増幅装置
１０２：増幅器（スイッチング増幅器）、１０３：負荷変動部、１０４：処理部、１０４ａ：振幅演算部、１０４ｂ：位相演算部、１０４ｃ：負荷制御部、１０５：遅延調整部、１０６：位相変調器
２０１：増幅装置
２０２：増幅器（スイッチング増幅器）、２０３：負荷変動部、２０４：処理部、２０４ａ：振幅演算部、２０４ｂ−１，２０４ｂ−２：演算部、２０４ｃ：負荷制御部、２０５：遅延調整部、２０６：直交変調器
３０１：増幅装置、３０２：増幅器（スイッチング増幅器）、３０３：負荷変動部、３０４：処理部、３０４ａ：振幅演算部、３０４ｃ：負荷制御部、３０５：遅延調整部、３０６：直交変調器
４０１：増幅装置
４０２：増幅器（スイッチング増幅器）、４０３：負荷変動部、４０４：処理部、４０４ａ：振幅演算部、４０４ｃ：負荷制御部、４０５：遅延調整部、４０６：直交変調器、４０７，４０８，４０９：歪補償部
５０１：増幅装置
５０２：増幅器（スイッチング増幅器）、５０３：負荷変動部、５０４：処理部、５０４ａ：振幅演算部、５０４ｃ：負荷制御部、５０５：遅延調整部、５０６：直交変調器、５０８：電源変調部、
６０１：増幅装置
６０２：増幅器（スイッチング増幅器）、６０２ａ，６０２ｂ 増幅器（スイッチング増幅器）、６０３：負荷変動部、６０３ａ，６０３ｂ：位相調整器、６０３ｅ：合成部、６０４：処理部、６０４ａ：振幅演算部、６０４ｃ−１，６０４ｃ−２：負荷制御部、６０５ａ，６０５ｂ：遅延調整部、６０６：直交変調器
７０１：増幅装置
７０２ａ，７０２ｂ：増幅器（スイッチング増幅器）、７０３：負荷変動部、７０３ａ，７０３ｂ：位相調整器、７０３ｅ：合成部、７０４：処理部、７０４ａ：振幅演算部、７０４ｃ−１，７０４ｃ−２：負荷制御部、７０５ａ，７０５ｂ：遅延調整部、７０６：直交変調器、７０９：歪補償部
８０１：増幅装置
８０２：増幅器（スイッチング増幅器）、８０３：負荷変動部、８０４：処理部、８０４ａ：振幅演算部、８０４ｃ−１，８０４ｃ−２：負荷制御部、８０５ａ，８０５ｂ：遅調整部、８０６：直交変調器、８０９：歪補償部、８２１，８２２：可変インピーダンス、８４０：位相器、８５０：インピーダンス変換器
１００１ 負荷変動器（負荷変動部）
１００２：増幅器、１００３ａ，１００３ｂ：位相調整器、１００３ｃ，１００３ｄ：インピーダンス変換器、１００３ｅ：合成部、１０１０：アンテナ、１０１１：位相制御部
２００１ 増幅装置
２００２ａ，２００２ｂ：増幅器、２００３ｅ：合成部、２００４：信号処理部、２００６ａ，２００６ｂ：位相変調器
３００１ 負荷変動器（負荷変動）
３０１１，３０１２，３０１３，３０１４：伝送路、３０２１，３０２２：可変インピーダンス、３０３１：制御部、３０４０：位相器、３０４１：補正部、Ｐ１：第１ポート、Ｐ２：第２ポート、Ｐ３：第３ポート、Ｐ４：第４ポート

Claims (3)

1. 複数の増幅器によって増幅された信号間の位相差に応じて、入力信号に含まれている振幅情報が再生されるＬＩＮＣ方式の増幅装置であって、
   前記複数の増幅器に対して、入力信号に含まれる振幅情報が保持された信号が入力されるよう構成されている
   ことを特徴とする増幅装置。
2. 入力信号の振幅に応じて、入力信号を分波した複数の信号間の位相差を調整する位相調整器が設けられ、
   前記位相調整器によって位相差が調整された後の前記複数の信号が、前記複数の増幅器に与えられる
   請求項１記載の増幅装置。
3. 請求項１記載の増幅装置を通信信号の増幅のために備えた無線通信装置。

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