JP2013005618A - インバータ制御装置および車両 - Google Patents

Abstract

【課題】矩形波制御から過変調制御に切り替えた後のモータのトルク変動を抑制する。
【解決手段】過変調制御によってインバータを制御するときに、ｄ軸，ｑ軸の電流Ｉｄ，Ｉｑと電流指令Ｉｄ＊，Ｉｑ＊との差分と比例項，積分項の制御ゲインと積分項の積分区間とを用いた電流フィードバック制御によってｄ軸，ｑ軸の電圧指令Ｖｄ＊，Ｖｑ＊を設定してインバータを制御するものにおいて、矩形波過変調切替時に、矩形波過変調切替によるモータのトルク変動が大きくなりやすい変動想定状態のときには（Ｓ１１０，Ｓ１２０）、変動想定状態でないときに比して比例項，積分項のゲインを大きくすると共に積分項の積分区間を短くする（Ｓ１４０）。
【選択図】図７

Description

本発明は、インバータ制御装置および車両に関し、詳しくは、モータを駆動するためのインバータを、正弦波制御，過変調制御，矩形波制御のいずれかによって制御するインバータ制御装置およびこうしたインバータ制御装置を備える車両に関する。

従来、この種のインバータ制御装置としては、交流電動機を駆動するためのインバータの制御方法を、所定の切替判定トルクから算出される電流位相を用いて矩形波電圧制御からＰＷＭ制御（過変調ＰＷＭ制御）に切り替えるものにおいて、トルク指令値に対するトルク偏差の絶対値が所定値以下のときには、トルク指令値を切替判定トルクとして用い、トルク指令値に対するトルク偏差の絶対値が所定値より大きいときには、トルク指令値に所定値を加えた値を切替判定トルクとして用いるものが提案されている（例えば、特許文献１参照）。このインバータ制御装置では、こうした処理により、矩形波電圧制御からＰＷＭ制御（過変調ＰＷＭ制御）への切替遅れを抑制している。

特開２０１０−１６６７０７号公報

こうしたインバータ制御装置では、矩形波電圧制御からＰＷＭ制御（過変調ＰＷＭ制御）に切り替えたときの交流電動機の駆動状態によっては、その切替後に交流電動機のトルク変動が大きくなりやすい場合がある。

本発明のインバータ制御装置および車両は、矩形波制御から過変調制御に切り替えた後のモータのトルク変動を抑制することを主目的とする。

本発明のインバータ制御装置および車両は、上述の主目的を達成するために以下の手段を採った。

本発明のインバータ制御装置は、
モータを駆動するためのインバータを、正弦波制御，過変調制御，矩形波制御のいずれかによって制御するインバータ制御装置であって、
正弦波制御または過変調制御によって前記インバータを制御するときには、ｄ軸，ｑ軸の電流と前記モータに要求される要求トルクに基づくｄ軸，ｑ軸の電流指令との差分と制御ゲインとを用いた電流フィードバック制御によってｄ軸，ｑ軸の電圧指令を設定し、該設定したｄ軸，ｑ軸の電圧指令を用いて前記インバータを制御し、
更に、矩形波制御から過変調制御に切り替える矩形波過変調切替時に、該矩形波過変調切替による前記モータのトルク変動が大きくなりやすい変動想定状態のときには、前記変動想定状態でないときに比して大きな制御ゲインを電流フィードバック制御に用いる、
ことを要旨とする。

このインバータ制御装置では、正弦波制御または過変調制御によってインバータを制御するときには、ｄ軸，ｑ軸の電流とモータに要求される要求トルクに基づくｄ軸，ｑ軸の電流指令との差分と制御ゲインとを用いた電流フィードバック制御によってｄ軸，ｑ軸の電圧指令を設定し、設定したｄ軸，ｑ軸の電圧指令を用いてインバータを制御する。そして、矩形波制御から過変調制御に切り替える矩形波過変調切替時に、その矩形波過変調切替によるモータのトルク変動が大きくなりやすい変動想定状態のときには、変動想定状態でないときに比して大きな制御ゲインを電流フィードバック制御に用いる。これにより、矩形波過変調切替時に変動想定状態のときに、その矩形波過変調切替後にｄ軸，ｑ軸の電流をｄ軸，ｑ軸の電流指令により迅速に近づけることができる。この結果、矩形波過変調切替後のｄ軸，ｑ軸の電流や電圧指令の変動（脈動）を抑制することができ、モータのトルク変動の抑制やそのトルク変動の収束に要する時間の短縮を図ることができる。ここで、「正弦波制御」は、パルス幅変調による擬似的三相交流電圧をモータに供給する制御であり、「矩形波制御」は、矩形波電圧をモータに供給する制御であり、「過変調制御」は、擬似的三相交流電圧と矩形波電圧との中間の過変調電圧をモータに供給する制御である。

こうした本発明のインバータ制御装置において、前記矩形波過変調切替時に、前記変動想定状態のときには、該変動想定状態でないときに比して短い積分区間を電流フィードバック制御に用いる、ものとすることもできる。

また、本発明のインバータ制御装置において、正弦波制御または過変調制御によって前記インバータを制御するときには、ｑ軸の電流とｑ軸の電流指令との差分と第１の制御ゲインとを用いた電流フィードバック制御によってｄ軸の電圧指令を設定すると共に、ｄ軸の電流とｄ軸の電流指令との差分と第２の制御ゲインとを用いた電流フィードバック制御によってｑ軸の電圧指令を設定し、更に、前記矩形波過変調切替時に前記変動想定状態のときには、前記第２の制御ゲインに、前記第１の制御ゲインより大きな値を用いる、ものとすることもできる。これは、矩形波過変調切替時に変動想定状態のときには、矩形波過変調切替直後にｑ軸の電流がｄ軸の電流より変動しやすくその後にｄ軸の電流とｄ軸の電流指令との乖離がｑ軸の電流とｑ軸の電流指令との乖離に比して大きくなりやすい、という理由に基づく。こうした制御により、ｄ軸，ｑ軸の電流をｄ軸，ｑ軸の電流指令にバランスよく近づけることができる。

さらに、本発明のインバータ制御装置において、前記変動想定状態は、前記モータの回転数が所定回転数以下で前記要求トルクの大きさが所定値以上の状態である、ものとすることもできる。

加えて、本発明のインバータ制御装置において、正弦波制御または過変調制御によって前記インバータを制御するときには、前記要求トルクとｄ軸，ｑ軸の電流指令との関係を示す電流指令ラインに前記要求トルクを適用してｄ軸，ｑ軸の電流指令を設定し、更に、矩形波制御によって前記インバータを制御している最中にｄ軸，ｑ軸の電流が前記電流指令ラインよりｄ軸の電流の大きさが小さくなる切替ラインに至ったときに、矩形波制御から過変調制御に切り替える、ものとすることもできる。

本発明の車両は、走行用のモータと、前記モータを駆動するためのインバータと、上述のいずれかの態様の本発明のインバータ制御装置、即ち、基本的には、モータを駆動するためのインバータを、正弦波制御，過変調制御，矩形波制御のいずれかによって制御するインバータ制御装置であって、正弦波制御または過変調制御によって前記インバータを制御するときには、ｄ軸，ｑ軸の電流と前記モータに要求される要求トルクに基づくｄ軸，ｑ軸の電流指令との差分と制御ゲインとを用いた電流フィードバック制御によってｄ軸，ｑ軸の電圧指令を設定し、該設定したｄ軸，ｑ軸の電圧指令を用いて前記インバータを制御し、更に、矩形波制御から過変調制御に切り替える矩形波過変調切替時に、該矩形波過変調切替による前記モータのトルク変動が大きくなりやすい変動想定状態のときには、前記変動想定状態でないときに比して大きな制御ゲインを電流フィードバック制御に用いる、インバータ制御装置と、を備えることを要旨とする。

この本発明の車両では、上述のいずれかの態様の本発明のインバータ制御装置を備えるから、本発明のインバータ制御装置が備える効果、例えば、矩形波過変調切替後のモータのトルク変動の抑制やそのトルク変動の収束に要する時間の短縮を図ることができる効果などと同様の効果を奏することができる。

本発明の一実施例としてのインバータ制御装置を搭載する電気自動車２０の構成の概略を示す構成図である。 モータ３２を含む電機駆動系の構成の概略を示す構成図である。 電流指令設定用マップの一例を示す説明図である。 電圧指令大きさＶｒと電圧指令角度θｖｒとの一例を示す説明図である。 切替ラインの一例を示す説明図である。 モータ３２のトルク指令Ｔｍ＊と回転数Ｎｍとインバータ３４の制御方法とのおおよその関係の一例を示す説明図である。 電子制御ユニット５０により実行される矩形波過変調切替時処理ルーチンの一例を示すフローチャートである。 変動想定状態で矩形波過変調切替を行なったときのモータ３２のトルクＴｍ，変調率Ｒｍ，電圧位相指令θ＊または電圧指令角度θｖｒの様子の一例を示す説明図である。 変形例のハイブリッド自動車１２０の構成の概略を示す構成図である。 変形例のハイブリッド自動車２２０の構成の概略を示す構成図である。 変形例のハイブリッド自動車３２０の構成の概略を示す構成図である。

次に、本発明を実施するための形態を実施例を用いて説明する。

図１は、本発明の一実施例としてのインバータ制御装置を搭載する電気自動車２０の構成の概略を示す構成図であり、図２は、モータ３２を含む電機駆動系の構成の概略を示す構成図である。実施例の電気自動車２０は、図１に示すように、駆動輪２６ａ，２６ｂにデファレンシャルギヤ２４を介して接続された駆動軸２２に動力を入出力可能なモータ３２と、モータ３２を駆動するためのインバータ３４と、例えばリチウムイオン二次電池として構成されたバッテリ３６と、インバータ３４が接続された電力ライン（以下、駆動電圧系電力ラインという）４２とバッテリ３６が接続された電力ライン（以下、電池電圧系電力ラインという）４４とに接続されて駆動電圧系電力ライン４２の電圧ＶＨを調節すると共に駆動電圧系電力ライン４２と電池電圧系電力ライン４４との間で電力のやりとりを行なう昇圧コンバータ４０と、車両全体をコントロールする電子制御ユニット５０と、を備える。

モータ３２は、永久磁石が埋め込まれたロータと三相コイルが巻回されたステータとを備える周知の同期発電電動機として構成されている。インバータ３４は、図２に示すように、６つのスイッチング素子としてのトランジスタＴ１１〜Ｔ１６と、トランジスタＴ１１〜Ｔ１６に逆方向に並列接続された６つのダイオードＤ１１〜Ｄ１６と、により構成されている。トランジスタＴ１１〜Ｔ１６は、駆動電圧系電力ライン４２の正極母線と負極母線とに対してソース側とシンク側となるよう２個ずつペアで配置されており、対となるトランジスタ同士の接続点の各々にモータ３２の三相コイル（Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相）の各々が接続されている。したがって、インバータ３４に電圧が作用している状態でトランジスタＴ１１〜Ｔ１６のオン時間の割合を調節することにより、三相コイルに回転磁界を形成でき、モータ３２を回転駆動することができる。駆動電圧系電力ライン４２の正極母線と負極母線とには平滑用のコンデンサ４６が接続されている。

昇圧コンバータ４０は、図２に示すように、２つのトランジスタＴ３１，Ｔ３２とトランジスタＴ３１，Ｔ３２に逆方向に並列接続された２つのダイオードＤ３１，Ｄ３２とリアクトルＬとからなる昇圧コンバータとして構成されている。２つのトランジスタＴ３１，Ｔ３２は、それぞれ駆動電圧系電力ライン４２の正極母線，駆動電圧系電力ライン４２および電池電圧系電力ライン４４の負極母線に接続されており、トランジスタＴ３１，Ｔ３２同士の接続点と電池電圧系電力ライン４４の正極母線とにはリアクトルＬが接続されている。したがって、トランジスタＴ３１，Ｔ３２をオンオフすることにより、電池電圧系電力ライン４４の電力を昇圧して駆動電圧系電力ライン４２に供給したり、駆動電圧系電力ライン４２の電力を降圧して電池電圧系電力ライン４４に供給したりすることができる。電池電圧系電力ライン４４の正極母線と負極母線とには平滑用のコンデンサ４８が接続されている。

電子制御ユニット５０は、ＣＰＵ５２を中心とするマイクロプロセッサとして構成されており、ＣＰＵ５２の他に処理プログラムを記憶するＲＯＭ５４と、データを一時的に記憶するＲＡＭ５６と、図示しない入出力ポートと、を備える。電子制御ユニット５０には、モータ３２のロータの回転位置を検出する回転位置検出センサ３２ａからのモータ３２のロータの回転位置θｍや、モータ３２の三相コイルのＵ相，Ｖ相に流れる相電流を検出する電流センサ２３Ｕ，２３Ｖからの相電流Ｉｕ，Ｉｖ，バッテリ３６の端子間に取り付けられた電圧センサ３７ａからの端子間電圧Ｖｂ，バッテリ３６の出力端子に取り付けられた電流センサ３７ｂからの充放電電流Ｉｂ，バッテリ３６に取り付けられた温度センサ３７ｃからの電池温度Ｔｂ，コンデンサ４６の端子間に取り付けられた電圧センサ４６ａからのコンデンサ４６の電圧（駆動電圧系電力ライン４２の電圧）ＶＨ，コンデンサ４８の端子間に取り付けられた電圧センサ４８ａからのコンデンサ４８の電圧（電池電圧系電力ライン４４の電圧）ＶＬ，イグニッションスイッチ６０からのイグニッション信号，シフトレバー６１の操作位置を検出するシフトポジションセンサ６２からのシフトポジションＳＰ，アクセルペダル６３の踏み込み量を検出するアクセルペダルポジションセンサ６４からのアクセル開度Ａｃｃ，ブレーキペダル６５の踏み込み量を検出するブレーキペダルポジションセンサ６６からのブレーキペダルポジションＢＰ，車速センサ６８からの車速Ｖなどが入力ポートを介して入力されている。電子制御ユニット５０からは、インバータ３４のトランジスタＴ１１〜Ｔ１６へのスイッチング制御信号や昇圧コンバータ４０のトランジスタＴ３１，Ｔ３２へのスイッチング制御信号などが出力ポートを介して出力されている。なお、電子制御ユニット５０は、回転位置検出センサ３２ａにより検出されたモータ３２のロータの回転位置θｍに基づいてモータ３２のロータの電気角θｅや回転角速度ωｍ，回転数Ｎｍを演算したり、電流センサ３７ｂにより検出されたバッテリ３６の充放電電流Ｉｂに基づいてそのときのバッテリ３６から放電可能な電力量の全容量に対する割合である蓄電割合ＳＯＣを演算したり、演算した蓄電割合ＳＯＣと電池温度Ｔｂとに基づいてバッテリ３６を充放電してもよい最大許容電力である入出力制限Ｗｉｎ，Ｗｏｕｔを演算したりしている。

こうして構成された実施例の電気自動車２０では、電子制御ユニット５０は、アクセル開度Ａｃｃと車速Ｖとに応じて駆動軸２２に出力すべき要求トルクＴｒ＊を設定し、バッテリ３６の入出力制限Ｗｉｎ，Ｗｏｕｔをモータ３２の回転数Ｎｍで除してモータ３２から出力してもよいトルクの上下限としてのトルク制限Ｔｍｉｎ，Ｔｍａｘを設定し、要求トルクＴｒ＊をトルク制限Ｔｍｉｎ，Ｔｍａｘで制限してモータ３２から出力すべきトルクとしてのトルク指令Ｔｍ＊を設定し、設定したトルク指令Ｔｍ＊でモータ３２が駆動されるようインバータ３４のトランジスタＴ１１〜Ｔ１６をスイッチング制御する。また、モータ３２のトルク指令Ｔｍ＊とモータ３２の回転数Ｎｍとに応じて駆動電圧系電力ライン４２の目標電圧ＶＨｔａｇを設定し、駆動電圧系電力ライン４２の電圧ＶＨが目標電圧ＶＨｔａｇとなるよう昇圧コンバータ４０のトランジスタＴ３１，Ｔ３２をスイッチング制御する。以下、インバータ３４の制御について説明する。

インバータ３４は、実施例では、電子制御ユニット５０により、正弦波制御，過変調制御，矩形波制御のいずれかによって制御するものとした。ここで、正弦波制御は、モータ３２の電圧指令と三角波（搬送波）電圧との比較によってトランジスタＴ１１〜Ｔ１６のオン時間の割合を調節するパルス幅変調（ＰＷＭ）制御において、三角波電圧の振幅以下の振幅の正弦波状の電圧指令を変換して得られる擬似的三相交流電圧をモータ３２に供給する制御である。また、過変調制御は、パルス幅変調制御において、三角波電圧の振幅より大きな振幅の正弦波状の電圧指令を変換して得られる過変調電圧をモータ３２に供給する制御である。さらに、矩形波制御は、矩形波電圧をモータ３２に供給する制御である。なお、正弦波制御では、駆動電圧系電力ライン４２の電圧ＶＨに対する正弦波状の電圧指令の振幅の割合としての変調率（電圧利用率）Ｒｍが値０〜値Ｒｒｅｆ１（約０．６１）の範囲となり、過変調制御では、変調率Ｒｍが値Ｒｒｅｆ１（約０．６１）〜値Ｒｒｅｆ２（約０．７８）の範囲となり、矩形波制御では、変調率Ｒｍが値Ｒｒｅｆ２（約０．７８）で一定となる。以下、まず、正弦波制御や過変調制御について説明し、その後、矩形波制御について説明する。

正弦波制御や過変調制御では、まず、モータ３２のトルク指令Ｔｍ＊に基づいてｄ軸，ｑ軸の電流指令Ｉｄ＊，Ｉｑ＊を設定する。ここで、ｄ軸はモータ３２のロータに埋め込まれた永久磁石によって形成される磁束の方向であり、ｑ軸はｄ軸に対してモータ３２の正回転方向にπ／２だけ電気角θｅが進角した方向である。また、ｄ軸，ｑ軸の電流指令Ｉｄ＊，Ｉｑ＊は、実施例では、モータ３２のトルク指令Ｔｍ＊とｄ軸，ｑ軸の電流指令Ｉｄ＊，Ｉｑ＊との関係を予め定めて電流指令設定用マップとしてＲＯＭ５４に記憶しておき、モータ３２のトルク指令Ｔｍ＊が与えられると記憶したマップから対応するｄ軸，ｑ軸の電流指令Ｉｄ＊，Ｉｑ＊を導出して設定するものとした。ここで、モータ３２のトルク指令Ｔｍ＊とｄ軸，ｑ軸の電流指令Ｉｄ＊，Ｉｑ＊との関係は、実施例では、トルク指令Ｔｍ＊に対応するトルクをモータ３２から出力させるための電流指令大きさＩｒ（電流指令Ｉｄ＊の二乗と電流指令Ｉｑ＊の二乗との和の平方根）が最小となるトルク指令Ｔｍ＊と電流指令Ｉｄ＊，Ｉｑ＊との関係（以下、この関係を示すラインを電流指令ラインという）とした。また、電流指令設定用マップの一例を図３に示す。図３の例では、モータ３２のトルク指令Ｔｍ＊がトルクＴ３のときにこのトルク指令Ｔｍ＊に対応するｄ軸，ｑ軸の電流指令Ｉｄ＊，Ｉｑ＊を設定する様子を示している。なお、図３には、電流指令ラインやトルク指令Ｔｍ＊，電流指令Ｉｄ＊，Ｉｑ＊の他に、電流指令大きさＩｒと、電流指令角度θｉｒ（電流指令大きさＩｒの方向のｑ軸の方向に対する角度）と、についても図示した。

続いて、モータ３２の三相コイルのＵ相，Ｖ相，Ｗ相に流れる相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの総和を値０としてモータ３２の電気角θｅを用いて次式（１）により相電流Ｉｕ，Ｉｖをｄ軸，ｑ軸の電流Ｉｄ，Ｉｑに座標変換（３相−２相変換）する。そして、モータ３２の回転角速度ωｍとｄ軸，ｑ軸の電流Ｉｄ，Ｉｑと電流指令Ｉｄ＊，Ｉｑ＊とを用いて次式（２），（３）によりｄ軸，ｑ軸の電圧指令Ｖｄ＊，Ｖｑ＊を設定する。ここで、式（２），（３）は、ｄ軸，ｑ軸の電流Ｉｄ，Ｉｑと電流指令Ｉｄ＊，Ｉｑ＊との差が打ち消されるようにするための電流フィードバック制御における関係式であり、右辺第１項はフィードフォワード項であり、右辺第２項はフィードバック項における比例項であり、右辺第３項はフィードバック項における積分項である。式（２），（３）中、「Ｌｄ」，「Ｌｑ」はそれぞれｄ軸，ｑ軸のインダクタンスであり、「φ」は誘起電圧係数である。また、「Ｋｐ１」，「Ｋｐ２」は比例項のゲインであり、「Ｋｉ１」，「Ｋｉ２」は積分項のゲインである。なお、比例項のゲインＫｐ１，Ｋｐ２や積分項のゲインＫｐ２，Ｋｉ２，積分項の積分区間Ｔｉ１，Ｔｉ２には、それぞれ、モータ３２の制御性などを考慮して定められる通常の値Ｋｐ１ｎ，Ｋｐ２ｎ，Ｋｉ１ｎ，Ｋｉ１ｎ，Ｔｉ１ｎ，Ｔｉ２ｎを用いるものとした。ここで、積分区間Ｔｉ１，Ｔｉ２として用いる値Ｔｉ１ｎ，Ｔｉ２ｎについては、モータ３２の回転数Ｎｍに拘わらずモータ３２の制御性を保つために、電気角θｅの所定周期（例えば、２周期や２．５周期，３周期など）分に相当する値を用いるものとした。

そして、電気角θｅを用いて次式（４），（５）によりｄ軸，ｑ軸の電圧指令Ｖｄ＊，Ｖｑ＊をモータ３２の三相コイルのＵ相，Ｖ相，Ｗ相に印加すべき電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に座標変換（２相−３相変換）し、座標変換した電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊をインバータ３４のトランジスタＴ１１〜Ｔ１６をスイッチングするためのＰＷＭ信号に変換してインバータ３４のトランジスタＴ１１〜Ｔ１６に出力することにより、トランジスタＴ１１〜Ｔ１６をスイッチング制御する。ここで、ＰＷＭ信号の変換に用いられる正弦波状の電圧指令の振幅としては、電圧指令大きさＶｒ（電圧指令Ｖｄ＊の二乗と電圧流指令Ｖｑ＊の二乗との和の平方根）が用いられる。したがって、上述の変調率Ｒｍは、駆動電圧系電力ライン４２の電圧ＶＨに対する電圧指令大きさＶｒの割合として得られることになる。なお、参考のために、正弦波制御や過変調制御によってインバータ３４を制御するときの電圧指令大きさＶｒと電圧指令角度θｖｒ（電圧指令大きさＶｒの方向のｑ軸の方向に対する角度）との一例を図４に示す。

次に、矩形波制御について説明する。矩形波制御では、まず、モータ３２の電気角θｅを用いて上述の式（１）によりモータ３２の相電流Ｉｕ，Ｉｖをｄ軸，ｑ軸の電流Ｉｄ，Ｉｑに座標変換（３相−２相変換）し、その座標変換によって得られたｄ軸，ｑ軸の電流Ｉｄ，Ｉｑに基づいてモータ３２から出力されていると推定される推定トルクＴｍｅｓｔを求める。そして、モータ３２の推定トルクＴｍｅｓｔとトルク指令Ｔｍ＊とを用いて次式（６）により電圧位相指令θ＊を設定し、設定した電圧位相指令θ＊に基づく矩形波電圧がモータ３２に印加されるよう矩形波信号をインバータ３４のトランジスタＴ１１〜Ｔ１６に出力することにより、トランジスタＴ１１〜ｔ１６をスイッチング制御する。ここで、電圧位相指令θ＊は、過変調制御や正弦波制御における電圧指令角度θｖｒに相当する位相指令である。また、式（６）は、モータ３２の推定トルクＴｍｅｓｔとトルク指令Ｔｍ＊との差が打ち消されるようにするためのトルクフィードバック制御における関係式であり、式（６）中、「Ｋｐ３」は比例項のゲインであり、「Ｋｉ３」は積分項のゲインである。なお、比例項のゲインＫｐ３や積分項のゲインＫｐ３，積分項の積分区間Ｔｉ３には、それぞれ、モータ３２の制御性などを考慮して定められる通常の値Ｋｐ３ｎ，Ｋｉ３ｎ，Ｔｉ３ｎを用いるものとした。ここで、積分区間Ｔｉ３として用いる値Ｔｉ３ｎについては、モータ３２の回転数Ｎｍに拘わらずモータ３２の制御性を保つために、電気角θｅの所定周期（例えば、２周期や２．５周期，３周期など）分に相当する値を用いるものとした。

ところで、正弦波制御と過変調制御との切替は、実施例では、正弦波制御によってインバータ３４を制御している最中に変調率Ｒｍ（＝Ｖｒ／ＶＨ）が値Ｒｒｅｆ１（約０．６１）を超えたときに正弦波制御から過変調制御に切り替え、過変調制御によってインバータ３４を制御している最中に変調率Ｒｍが値Ｒｒｅｆ１以下になったときに過変調制御から正弦波制御に切り替えるものとした。また、過変調制御と矩形波制御との切替は、実施例では、過変調制御によってインバータ３４を制御している最中に変調率Ｒｍ（＝Ｖｒ／ＶＨ）が値Ｒｒｅｆ２（約０．７８）に至ったときに過変調制御から矩形波制御に切り替え、矩形波制御によってインバータ３４を制御している最中にｄ軸，ｑ軸の電流が電流指令ラインよりｄ軸の電流Ｉｄの大きさが小さくなる切替ラインに至ったときに矩形波制御から過変調制御に切り替えるものとした。切替ラインの一例を図５に示す。図５では、参考のために、正弦波制御や過変調制御で用いる電流指令ラインについても図示した。矩形波制御によってインバータ３４を制御しているときには、弱め界磁のために、ｄ軸の電流Ｉｄが電流指令ラインよりも−ｄ軸の方向に大きな値となることが多い。したがって、実施例では、過変調制御と矩形波制御の頻繁な切替を抑制するために、電流指令ラインよりもｄ軸の電流Ｉｄの大きさが小さくなるよう切替ラインを定めるものとした。

このように正弦波制御，過変調制御，矩形波制御のいずれかによってインバータ３４を制御する場合のモータ３２のトルク指令Ｔｍ＊と回転数Ｎｍとインバータ３４の制御方法（正弦波制御，過変調制御，矩形波制御）とのおおよその関係の一例を図６に示す。図６に示すように、モータ３２のトルク指令Ｔｍ＊の大きさや回転数Ｎｍが小さい側から順に正弦波制御，過変調制御，矩形波制御によってインバータ３４を制御することになる。モータ３２やインバータ３４の特性として、矩形波制御，過変調制御，正弦波制御の順で、モータ３２の出力応答性や制御性がよくなり、出力が小さくなり、インバータ３４のスイッチング損失などが大きくなることが分かっているから、低回転数低トルクの領域では、正弦波制御によってインバータ３４を制御することにより、モータ３２の出力応答性や制御性を良くすることができる。一方、高回転数高トルク領域では、矩形波制御によってインバータ３４を制御することにより、大きなトルクを出力可能とすると共にインバータ３４のスイッチング損失などを低減することができる。

次に、こうして構成された実施例の電気自動車２０の動作、特に、インバータ３４の制御方法の矩形波制御から過変調制御に切り替える矩形波過変調切替時の動作について説明する。図７は、電子制御ユニット５０により実行される矩形波過変調切替時処理ルーチンの一例を示すフローチャートである。このルーチンは、矩形波制御によってインバータ３４を制御している最中にｄ軸，ｑ軸の電流Ｉｄ，Ｉｑが切替ラインに至ったときに実行される。

矩形波過変調切替時処理ルーチンが実行されると、電子制御ユニット５０のＣＰＵ５２は、まず、モータ３２のトルク指令Ｔｍ＊と回転数Ｎｍとを入力し（ステップＳ１００）、入力したトルク指令Ｔｍ＊と回転数Ｎｍとを用いて、矩形波過変調切替によるモータ３２のトルク変動が大きくなりやすい変動想定状態であるか否かを判定する（ステップＳ１１０，Ｓ１２０）。この判定は、具体的には、モータ３２のトルク指令Ｔｍ＊の絶対値を閾値Ｔｒｅｆと比較すると共に（ステップＳ１１０）、モータ３２の回転数Ｎｍを閾値Ｎｒｅｆと比較する（ステップＳ１２０）ことによって行なうものとした。ここで、閾値Ｔｒｅｆや回転数Ｎｍは、変動想定状態の領域を定めるために用いられるものであり、予め実験や解析によって定めることができる。閾値Ｔｒｅｆとしては、例えば、４５Ｎ・ｍや５０Ｎ・ｍ，５５Ｎ・ｍなどを用いることができ、閾値Ｎｒｅｆとしては、例えば、２３００ｒｐｍや２５００ｒｐｍ，２７００ｒｐｍなどを用いることができる。

ここで、モータ３２のトルク指令Ｔｍ＊や回転数Ｎｍを用いて変動想定状態であるか否かを判定する理由について説明する。モータ３２のトルク指令Ｔｍ＊の絶対値が大きく回転数Ｎｍが小さい領域で矩形波制御によってインバータ３４を制御するときには、通常、電圧位相指令θ＊（過変調制御や正弦波制御における電圧指令角度θｖｒに相当する位相指令）が９０度に近い状態（例えば、７５度や８０度〜１００度や１０５度の範囲など）、即ち、電圧のｄ軸成分の大きさが大きくｑ軸成分の大きさが小さい状態となる。そして、ｄ軸，ｑ軸の電流Ｉｄ，Ｉｑが切替ライン上に至ったときに矩形波制御から過変調制御に切り替える場合、その切替後に、矩形波制御における変調率Ｒｍ（値Ｒｒｅｆ２）と過変調制御における変調率Ｒｍ（＝Ｖｒ／ＶＨ）との乖離によって変調率Ｒｍが変動し、切替時のｄ軸，ｑ軸の電流Ｉｄ，Ｉｑ（切替ライン上）とｄ軸，ｑ軸の電流指令Ｉｄ＊，Ｉｑ＊（電流指令ライン上）との乖離によってｄ軸の電流Ｉｄ（ｑ軸の電圧指令Ｖｄ＊）やｑ軸の電流Ｉｑ（ｄ軸の電圧指令Ｖｄ＊）が変動（脈動）することがあり、特に、電圧位相指令θ＊が９０度に近くなっている状態で矩形波制御から過変調制御に切り替える場合には、電圧のｄ軸成分の大きさが大きくｑ軸成分の大きさが小さいことにより、その切替後に、モータ３２のトルク変動につながるｑ軸の電流Ｉｑ（ｄ軸の電圧指令Ｖｄ＊）が大きく変動しやすい。したがって、モータ３２のトルク指令Ｔｍ＊の絶対値が大きく回転数Ｎｍが小さい領域で矩形波制御によってインバータ３４を制御している状態で矩形波制御から過変調制御に切り替えると、その切替後にｄ軸の電圧指令Ｖｄ＊が大きく変動してモータ３２のトルク変動が大きくなりやすいと考えられる。以上の理由により、実施例では、モータ３２のトルク指令Ｔｍ＊や回転数Ｎｍを用いて変動想定状態であるか否かを判定するものとした。

モータ３２のトルク指令Ｔｍ＊の絶対値が閾値Ｔｒｅｆより小さいときや、モータ３２の回転数Ｎｍが閾値Ｎｒｅｆより大きいときには、変動想定状態ではないと判断し、過変調制御や正弦波制御におけるフィードバック制御で用いる比例項，積分項のゲインＫｐ１，Ｋｐ２，Ｋｉ１，Ｋｉ２や積分項の積分区間Ｔｉ１，Ｔｉ２にそれぞれ通常の値Ｋｐ１ｎ，Ｋｐ２ｎ，Ｋｉ１ｎ，Ｋｉ２ｎ，Ｔｉ１ｎ，Ｔｉ２ｎを設定し（ステップＳ１３０）、過変調制御によるインバータ３４の制御を開始して（ステップＳ１５０）、本ルーチンを終了する。こうして過変調制御によるインバータ３４の制御を開始すると、設定した比例項，積分項のゲインＫｐ１，Ｋｐ２，Ｋｉ１，Ｋｉ２や積分項の積分区間Ｔｉ１，Ｔｉ２を用いて上述の式（２），（３）によりｄ軸，ｑ軸の電圧指令Ｖｄ＊，Ｖｑ＊を設定してインバータ３４を制御する。

一方、モータ３２のトルク指令Ｔｍ＊の絶対値が閾値Ｔｒｅｆ以上で且つモータ３２の回転数Ｎｍが閾値Ｎｒｅｆ以下のときには、変動想定状態であると判断し、過変調制御や正弦波制御におけるフィードバック制御で用いる比例項，積分項のゲインＫｐ１，Ｋｐ２，Ｋｉ１，Ｋｉ２にそれぞれ通常の値Ｋｐ１ｎ，Ｋｐ２ｎ，Ｋｉ１ｎ，Ｋｉ２ｎより大きな値Ｋｐ１ａ，Ｋｐ２ａ，Ｋｉ１ａ，Ｋｉ２ａを設定すると共に積分区間Ｔｉ１，Ｔｉ２に通常の値Ｔｉ１ｎ，Ｔｉ２ｎより小さなＴｉ１ａ，Ｔｉ２ａを設定し（ステップＳ１４０）、過変調制御によるインバータ３４の制御を開始して（ステップＳ１５０）、本ルーチンを終了する。このように比例項，積分項のゲインＫｐ１，Ｋｐ２，Ｋｉ１，Ｋｉ２や積分区間Ｔｉ１，Ｔｉ２を設定することにより、矩形波過変調切替時に変動想定状態のときに、矩形波過変調切替後にｄ軸，ｑ軸の電流Ｉｄ，Ｉｑをｄ軸，ｑ軸の電流指令Ｉｄ＊，Ｉｑ＊により迅速に近づけることができる。この結果、ｄ軸の電圧指令Ｖｄ＊，電圧指令大きさＶｒの変動（脈動）を抑制することができ、矩形波過変調切替後のモータ３２のトルク変動の抑制やそのトルク変動の収束に要する時間の短縮を図ることができる。また、矩形波過変調切替時に変動想定状態のときには、通常、矩形波過変調切替直後に電流のｑ軸成分（電圧のｄ軸成分）が比較的大きく変化し、ｄ軸の電流Ｉｄと電流指令Ｉｄ＊との乖離がｑ軸の電流Ｉｑと電流指令Ｉｑ＊との乖離より大きくなりやすいことから、実施例では、値Ｋｐ１ａ，Ｋｐ２ａ，Ｋｉ１ａ，Ｋｉ２ａについては、値Ｋｐ２ａ，Ｋｉ２ａ（ｑ軸の電圧指令Ｖｑ＊の設定（式（３）参照）に用いるゲインＫｐ２，Ｋｉ２）がそれぞれ値Ｋｐ１ａ，Ｋｉ１ａ（ｄ軸の電圧指令Ｖｄ＊の設定（式（２）参照）に用いるゲインＫｐ１，Ｋｉ１）に比して大きくなるよう定めるものとし、値Ｔｉ１ａ，Ｔｉ２ａについては、値Ｔｉ２ａ（ｑ軸の電圧指令Ｖｑ＊の設定に用いる積分区間Ｔｉ２）が値Ｔｉ１ａ（ｄ軸の電圧指令Ｖｄ＊の設定に用いる積分区間Ｔｉ１）に比して小さくなるよう定めるものとした。これにより、過変調制御によるインバータ３４の制御を開始した後に、ｄ軸，ｑ軸の電流Ｉｄ，Ｉｑをｄ軸，ｑ軸の電流指令Ｉｄ＊，Ｉｑ＊にバランスよく近づけることができる。

図８は、変動想定状態で矩形波過変調切替を行なったときのモータ３２のトルクＴｍ，変調率Ｒｍ，電圧位相指令θ＊または電圧指令角度θｖｒの様子の一例を示す説明図である。図中、実線は、変動想定状態のときに変動想定状態でないときに比して比例項，積分項のゲインＫｐ１，Ｋｐ２，Ｋｉ１，Ｋｉ２を大きくすると共に積分項の積分区間Ｔｉ１，Ｔｉ２を短くする実施例の様子を示し、一点鎖線は、変動想定状態か否かに拘わらず比例項，積分項のゲインＫｐ１，Ｋｐ２，Ｋｉ１，Ｋｉ２や積分項の積分区間Ｔｉ１，Ｔｉ２にそれぞれ通常の値を設定する比較例の様子を示す。なお、図８の例では、モータ３２のトルク指令Ｔｍ＊は一定とした。比較例の場合、図中の一点鎖線に示すように、矩形波過変調切替を行なった後に、電圧指令角度θｖｒが、ｄ軸，ｑ軸の電流Ｉｄ，Ｉｑがｄ軸，ｑ軸の電流指令Ｉｄ＊，Ｉｑ＊近傍に至ったときの電圧指令角度θｖｒとしての移動目標角度θｖｒｔａｇ近傍で収束するまでの時間が長くなると共に変調率Ｒｍが比較的大きく変動（脈動）し、モータ３２のトルク変動が大きくなる。一方、実施例の場合、変動想定状態でないときに比して比例項，積分項のゲインＫｐ１，Ｋｐ２，Ｋｉ１，Ｋｉ２を大きくすると共に積分項の積分区間Ｔｉ１，Ｔｉ２を短くすることにより、図中の実線に示すように、電圧指令角度θｖｒが移動目標角度θｖｒｔａｇ近傍で収束するまでの時間が短くなると共に変調率Ｒｍの変動（脈動）が小さくなり（ｄ軸の電圧指令Ｖｄ＊の変動が小さくなり）、モータ３２のトルク変動が小さくなる。

以上説明した実施例の電気自動車２０によれば、過変調制御によってインバータ３４を制御するときに、ｑ軸の電流Ｉｑとｑ軸の電流指令Ｉｑ＊との差分と比例項，積分項の制御ゲインＫｐ１，Ｋｉ１と積分項の積分区間Ｔｉ１とを用いた電流フィードバック制御によってｄ軸の電圧指令Ｖｄ＊を設定すると共にｄ軸の電流Ｉｄとｄ軸の電流指令Ｉｄ＊との差分と比例項，積分項の制御ゲインＫｐ２，Ｋｉ２と積分項の積分区間Ｔｉ２とを用いた電流フィードバック制御によってｑ軸の電圧指令Ｖｑ＊を設定し、設定したｄ軸，ｑ軸の電圧指令Ｖｄ＊，Ｖｑ＊を用いてインバータ３４を制御するものにおいて、矩形波過変調切替時に、矩形波過変調切替によるモータ３２のトルク変動が大きくなりやすい変動想定状態のときには、変動想定状態でないときに比して比例項，積分項のゲインＫｐ１，Ｋｐ２，Ｋｉ１，Ｋｉ２を大きくすると共に積分項の積分区間Ｔｉ１，Ｔｉ２を短くするから、矩形波過変調切替時に変動想定状態のときに、矩形波過変調切替後にｄ軸，ｑ軸の電流Ｉｄ，Ｉｑをｄ軸，ｑ軸の電流指令Ｉｄ＊，Ｉｑ＊により迅速に近づけることができ、矩形波過変調切替後のモータ３２のトルク変動の抑制やそのトルク変動の収束に要する時間の短縮を図ることができる。

また、実施例の電気自動車２０によれば、矩形波過変調切替時に変動想定状態のときには、ｑ軸の電圧指令Ｖｑ＊の設定に用いる比例項，積分項のゲインＫｐ２，Ｋｉ２をｄ軸の電圧指令Ｖｄ＊の設定に用いる比例項，積分項のゲインＫｐ１，Ｋｉ１より大きくし、ｑ軸の電圧指令Ｖｑ＊の設定に用いる積分項の積分区間Ｔｉ２をｄ軸の電圧指令Ｖｄ＊の設定に用いる積分項の積分区間Ｔｉ１より短くするものとしたから、ｄ軸，ｑ軸の電流Ｉｄ，Ｉｑをｄ軸，ｑ軸の電流指令Ｉｄ＊，Ｉｑ＊にバランスよく近づけることができる。

実施例の電気自動車２０では、矩形波過変調切替時に変動想定状態のときには、矩形波過変調切替時に変動想定状態でないときに比してｄ軸，ｑ軸の電圧指令Ｖｄ＊，Ｖｑ＊の設定に用いる比例項，積分項のゲインＫｐ１，Ｋｐ２，Ｋｉ１，Ｋｉ２を大きくすると共に積分項の積分区間Ｔｉ１，Ｔｉ２を短くするものとしたが、比例項，積分項のゲインＫｐ１，Ｋｐ２，Ｋｉ１，Ｋｉ２については矩形波過変調切替時に変動想定状態でないときに比して大きくするものの、積分項の積分区間Ｔｉ１，Ｔｉ２については矩形波過変調切替時に変動想定状態でないときと同一とするものとしてもよい。

実施例の電気自動車２０では、矩形波過変調切替時に変動想定状態のときには、ｑ軸の電圧指令Ｖｑ＊の設定に用いる比例項，積分項のゲインＫｐ２，Ｋｉ２をｄ軸の電圧指令Ｖｄ＊の設定に用いる比例項，積分項のゲインＫｐ１，Ｋｉ１より大きくし、ｑ軸の電圧指令Ｖｑ＊の設定に用いる積分項の積分区間Ｔｉ２をｄ軸の電圧指令Ｖｄ＊の設定に用いる積分項の積分区間Ｔｉ１より短くするものとしたが、少なくとも比例項，積分項のゲインＫｐ１，Ｋｐ２，Ｋｉ１，Ｋｉ２を矩形波過変調切替時に変動想定状態でないときに比して大きくするものであればよいから、ｑ軸の電圧指令Ｖｑ＊の設定に用いる比例項，積分項のゲインＫｐ２，Ｋｉ２をｄ軸の電圧指令Ｖｄ＊の設定に用いる比例項，積分項のゲインＫｐ１，Ｋｉ１より大きくするもののｄ軸の電圧指令Ｖｄ＊の設定に用いる積分項の積分区間Ｔｉ１とｑ軸の電圧指令Ｖｑ＊の設定に用いる積分項の積分区間Ｔｉ２とについては同一とするものとしてもよいし、ｄ軸の電圧指令Ｖｄ＊の設定に用いる比例項，積分項のゲインＫｐ１，Ｋｉ１とｑ軸の電圧指令Ｖｑ＊の設定に用いる比例項，積分項のゲインＫｐ２，Ｋｉ２とを同一とすると共にｄ軸の電圧指令Ｖｄ＊の設定に用いる積分項の積分区間Ｔｉ１とｑ軸の電圧指令Ｖｑ＊の設定に用いる積分項の積分区間Ｔｉ２とを同一とするものとしてもよい。

実施例の電気自動車２０では、矩形波制御から過変調制御に切り替える際、比例項，積分項のゲインＫｐ１，Ｋｐ２，Ｋｉ１，Ｋｉ２や積分項の積分区間Ｔｉ１，Ｔｉ２を設定して過変調制御によるインバータ３４の制御を開始するものとしたが、矩形波制御から過変調制御に切り替えた直後（初めて過変調制御を実行するとき）には、上述の式（２），（３）におけるフィードバック項（右辺第２項，第３項）を用いずにフィードフォワード項（右辺第１項）だけを用いてｄ軸，ｑ軸の電圧指令Ｖｄ＊，Ｖｑ＊を設定するものとしてもよい。

実施例の電気自動車２０では、矩形波制御から過変調制御に切り替えるときにおいて、モータ３２のトルク指令Ｔｍ＊の絶対値が閾値Ｔｒｅｆ以上で且つモータ３２の回転数Ｎｍが閾値Ｎｒｅｆ以下のときに変動想定状態であると判断するものとしたが、上述した理由により、矩形波制御から過変調制御に切り替えるときの電圧位相指令θ＊が所定範囲（例えば、７５度や８０度〜１００度や１０５度の範囲など）内のときに変動想定状態であると判断するものとしてもよい。

実施例では、駆動輪２６ａ，２６ｂに接続された駆動軸２２に動力を入出力可能なモータ３２を備える電気自動車２０に適用するものしたが、例えば、図９の変形例のハイブリッド自動車１２０に例示するように、遊星歯車機構１２６を介して駆動軸２２に接続されたエンジン１２２およびモータ１２４と、駆動軸２２に動力を入出力可能なモータ３２と、を備えるハイブリッド自動車１２０に適用するものとしてもよいし、図１０の変形例のハイブリッド自動車２２０に例示するように、エンジン１２２のクランクシャフトに接続されたインナーロータ２３２と駆動輪２６ａ，２６ｂに連結された駆動軸２２に接続されたアウターロータ２３４とを有しエンジン１２２からの動力の一部を駆動軸２２に伝達すると共に残余の動力を電力に変換する対ロータ電動機２３０を備えるものとしてもよいし、図１１の変形例のハイブリッド自動車３２０に例示するように、駆動軸２２にモータ３２を取り付けると共に、モータ３２の回転軸にクラッチ３２９を介してエンジン１２２を接続する構成とし、エンジン１２２からの動力をモータ３２の回転軸を介して駆動軸２２に出力すると共にモータ３２からの動力を駆動軸２２に出力するハイブリッド自動車３２０に適用するものとしてもよい。

実施例では、本発明をハイブリッド自動車の形態として説明したが、自動車以外の車両（例えば、列車など）の形態やインバータ制御装置の形態としてもよい。

実施例の主要な要素と課題を解決するための手段の欄に記載した発明の主要な要素との対応関係について説明する。実施例では、バッテリ３６が「バッテリ」に相当し、モータ３２が「モータ」に相当し、インバータ３４が「インバータ」に相当し、電子制御ユニット５０が「インバータ制御装置」に相当する。

ここで、「バッテリ」としては、リチウムイオン二次電池として構成されたバッテリ３６に限定されるものではなく、ニッケル水素二次電池やニッケルカドミウム二次電池，鉛蓄電池など、如何なるタイプのバッテリであっても構わない。「モータ」としては、同期発電電動機として構成されたモータ３２に限定されるものではなく、誘導電動機など、如何なるタイプのモータであっても構わない。「インバータ」としては、インバータ３４に限定されるものではなく、モータを駆動するためのものであれば如何なるものとしても構わない。「インバータ制御装置」としては、過変調制御によってインバータ３４を制御するときに、ｑ軸の電流Ｉｑとｑ軸の電流指令Ｉｑ＊との差分と比例項，積分項の制御ゲインＫｐ１，Ｋｉ１と積分項の積分区間Ｔｉ１とを用いた電流フィードバック制御によってｄ軸の電圧指令Ｖｄ＊を設定すると共にｄ軸の電流Ｉｄとｄ軸の電流指令Ｉｄ＊との差分と比例項，積分項の制御ゲインＫｐ２，Ｋｉ２と積分項の積分区間Ｔｉ２とを用いた電流フィードバック制御によってｑ軸の電圧指令Ｖｑ＊を設定し、設定したｄ軸，ｑ軸の電圧指令Ｖｄ＊，Ｖｑ＊を用いてインバータ３４を制御するものにおいて、矩形波過変調切替時に、矩形波過変調切替によるモータ３２のトルク変動が大きくなりやすい変動想定状態のときには、変動想定状態でないときに比して比例項，積分項のゲインＫｐ１，Ｋｐ２，Ｋｉ１，Ｋｉ２を大きくすると共に積分項の積分区間Ｔｉ１，Ｔｉ２を短くするものに限定されるものではなく、正弦波制御または過変調制御によってインバータを制御するときには、ｄ軸，ｑ軸の電流と前記タに要求される要求トルクに基づくｄ軸，ｑ軸の電流指令との差分と制御ゲインとを用いた電流フィードバック制御によってｄ軸，ｑ軸の電圧指令を設定し、設定したｄ軸，ｑ軸の電圧指令を用いてインバータを制御し、更に、矩形波制御から過変調制御に切り替える矩形波過変調切替時に、矩形波過変調切替によるモータのトルク変動が大きくなりやすい変動想定状態のときには、変動想定状態でないときに比して大きな制御ゲインを電流フィードバック制御に用いる、ものであれば如何なるものとしても構わない。

なお、実施例の主要な要素と課題を解決するための手段の欄に記載した発明の主要な要素との対応関係は、実施例が課題を解決するための手段の欄に記載した発明を実施するための形態を具体的に説明するための一例であることから、課題を解決するための手段の欄に記載した発明の要素を限定するものではない。即ち、課題を解決するための手段の欄に記載した発明についての解釈はその欄の記載に基づいて行なわれるべきものであり、実施例は課題を解決するための手段の欄に記載した発明の具体的な一例に過ぎないものである。

以上、本発明を実施するための形態について実施例を用いて説明したが、本発明はこうした実施例に何等限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲内において、種々なる形態で実施し得ることは勿論である。

本発明は、インバータ制御装置や車両の製造産業などに利用可能である。

２０ 電気自動車、２２ 駆動軸、２３Ｕ，２３Ｖ 電流センサ、２４ デファレンシャルギヤ２４、２６ａ，２６ｂ 駆動輪、３２ モータ、３４ インバータ、３６ バッテリ、３７ａ 電圧センサ、３７ｂ 電流センサ、３７ｃ 温度センサ、４０ 昇圧コンバータ、４２ 駆動電圧系電力ライン、４４ 電池電圧系電力ライン、４６，４８ コンデンサ、４６ａ，４８ａ 電圧センサ、５０ 電子制御ユニット、５２ ＣＰＵ、５４ ＲＯＭ、５６ ＲＡＭ、６０ イグニッションスイッチ、６１ シフトレバー、６２ シフトポジションセンサ、６３ アクセルペダル、６４ アクセルペダルポジションセンサ、６５ ブレーキペダル、６６ ブレーキペダルポジションセンサ、６８ 車速センサ、１２０，２２０，３２０ ハイブリッド自動車、１２２ エンジン、１２４ モータ、１２６ 遊星歯車機構、２３０ 対ロータ電動機、２３２ インナーロータ、２３４ アウターロータ、３２９ クラッチ、Ｄ１１〜Ｄ１６，Ｄ３１，Ｄ３２ ダイオード、Ｌ リアクトル、Ｔ１１〜Ｔ１６，Ｔ３１，Ｔ３２ トランジスタ。

Claims (5)

1. モータを駆動するためのインバータを、正弦波制御，過変調制御，矩形波制御のいずれかによって制御するインバータ制御装置であって、
   正弦波制御または過変調制御によって前記インバータを制御するときには、ｄ軸，ｑ軸の電流と前記モータに要求される要求トルクに基づくｄ軸，ｑ軸の電流指令との差分と制御ゲインとを用いた電流フィードバック制御によってｄ軸，ｑ軸の電圧指令を設定し、該設定したｄ軸，ｑ軸の電圧指令を用いて前記インバータを制御し、
   更に、矩形波制御から過変調制御に切り替える矩形波過変調切替時に、該矩形波過変調切替による前記モータのトルク変動が大きくなりやすい変動想定状態のときには、前記変動想定状態でないときに比して大きな制御ゲインを電流フィードバック制御に用いる、
   インバータ制御装置。
2. 請求項１記載のインバータ制御装置であって、
   前記矩形波過変調切替時に、前記変動想定状態のときには、該変動想定状態でないときに比して短い積分区間を電流フィードバック制御に用いる、
   インバータ制御装置。
3. 請求項１または２記載のインバータ制御装置であって、
   正弦波制御または過変調制御によって前記インバータを制御するときには、ｑ軸の電流とｑ軸の電流指令との差分と第１の制御ゲインとを用いた電流フィードバック制御によってｄ軸の電圧指令を設定すると共に、ｄ軸の電流とｄ軸の電流指令との差分と第２の制御ゲインとを用いた電流フィードバック制御によってｑ軸の電圧指令を設定し、
   更に、前記矩形波過変調切替時に前記変動想定状態のときには、前記第２の制御ゲインに、前記第１の制御ゲインより大きな値を用いる、
   インバータ制御装置。
4. 請求項１ないし３のいずれか１つの請求項に記載のインバータ制御装置であって、
   前記変動想定状態は、前記モータの回転数が所定回転数以下で前記要求トルクの大きさが所定値以上の状態である、
   インバータ制御装置。
5. 走行用のモータと、前記モータを駆動するためのインバータと、請求項１ないし４のいずれか１つの請求項に記載のインバータ制御装置と、を備える車両。

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